DE102004035018A1

DE102004035018A1 - Verfahren zur Signalübertragung in einem Kommunikationssystem

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Publication number: DE102004035018A1
Application number: DE102004035018A
Authority: DE
Inventors: Andreas Forck; Thomas Haustein; Volker Dr. Jungnickel; Stefan SCHIFFERMÜLLER; Wolfgang Zirwas; Clemens von Dr. Helmolt
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV; Siemens AG
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV; Siemens AG
Priority date: 2004-07-20
Filing date: 2004-07-20
Publication date: 2006-02-16
Also published as: WO2006008305A1; CN101019339A; KR20070030291A; US20080137760A1

Abstract

Erfindungsgemäß weist eine sendende Station eines Kommunikationssystems zumindest zwei Sendeantennen auf, über die Signale mit einer antennenindividuellen Trainingssequenz gesendet werden, wobei die Trainingssequenzen derart ausgestaltet sind, dass die jeweilige Sendeantenne empfangsseitig mittels der Trainingssequenz identifizierbar ist.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Signalübertragung in einem Kommunikationssystem, insbesondere eine MIMO-OFDM-Signalübertragung.

In Kommunikationssystemen werden verschiedene Verfahren zur Ressourcenaufteilung und zum Multiplexen verwendet. Neben einem Multiplexen im Zeitbereich (Time Division Multiplex, TDM) und Codebereich (Code Division Multiplex, CDM) werden verschiedene Frequenzkanäle durch das FDM-Verfahren (Frequency Division Multiplex) realisiert. Bei dem FDM-Verfahren wird ein breites Frequenzspektrum in viele, im Frequenzbereich getrennte Frequenzkanäle mit jeweils schmaler Bandbreite aufgeteilt, wodurch ein durch die Abstände der Trägerfrequenzen definiertes Frequenzkanalraster entsteht. Vorteilhaft können hierdurch gleichzeitig mehrere Teilnehmer auf unterschiedlichen Frequenzkanälen bedient und die Ressourcen individuellen Bedürfnissen der Teilnehmer angepasst werden. Ein ausreichender Abstand zwischen den Frequenzkanälen stellt dabei sicher, dass Störungen zwischen den Kanälen verringert und kontrolliert werden können.

Zukünftige leitungs- und funkgestützte Kommunikationssysteme werden zunehmend die so genannte OFDM-basierte Signalübertragung (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) nutzen.

OFDM führt eine Blockmodulation durch, bei der ein Block mit einer Anzahl Informationssymbolen parallel auf einer entsprechenden Anzahl Unterträgern übertragen wird. Dies kann bei Funk-Kommunikationssystemen in Erweiterung bestehender Systeme der dritten Generation, beispielsweise UMTS, und/oder als eigenständige Systeme auf WLAN-Basis (Wireless Local Area Network), beispielsweise HiperLan/2, erfolgen.

Eine auf der OFDM-Übertragung basierende Weiterentwicklung betrifft eine Kombination von OFDM und dem so genannten MIMO (Multiple Input Multiple Output), d.h. Aussendung und Empfang über mehrere Pfade unter Nutzung jeweils mehrerer Sende- und Empfangsantennen an den miteinander kommunizierenden Stationen. Durch die Kombination von MIMO mit OFDM, im folgenden als MIMO-OFDM bezeichnet, kann vorteilhaft die Komplexität der Raum-Zeit-Signalverarbeitung gesenkt werden. Dabei wird der Übertragungskanal durch die OFDM-Komponente im Frequenzbereich orthogonalisiert, wodurch für jeden einzelnen Unterträger individuell ein nicht frequenzselektiver so genannter „flacher" Kanal entsteht. Unterträgerbasiert können vergleichsweise einfache Algorithmen für den „flachen" MIMO-Kanal verwendet werden, um die räumlich überlagerten Datenströme empfangsseitig wieder zu trennen. Grundlegende Algorithmen für die beschriebene Kombination aus MIMO und OFDM sind beispielsweise aus G.G. Raleigh and J.M. Cioffi, "Spatio-Temporal Coding for Wireless Communications", IEEE Trans.Comm., Vol. 46, No. 3, 1998, bekannt.

Trotz einer Vereinfachung durch vergleichsweise simple Algorithmen stellt die Implementierung einer empfangsseitigen Echtzeitverarbeitung von MIMO-OFDM-Signalen weiterhin eine große Herausforderung dar. Abschätzungen zeigen eine erforderliche Verarbeitungsleistung für denkbare zukünftige Systeme, beispielsweise MIMO-OFDM mit 48 Unterträgern in 16 MHz Bandbreite mit 4 Sendern und 4 Empfängern, im Bereich von mindestens 10⁹ Operationen pro Sekunde. Damit liegt MIMO-OFDM deutlich oberhalb der Rechenleistung aktueller digitaler Signalprozessoren (DSP). Bei einem alleinigen Einsatz von DSPs wäre die maximale Datenrate aufgrund einer sequenziellen Abarbeitung der Algorithmen jedoch auf wenige Mbit/s beschränkt, welches deutlich unter den für praktische Anwendungen derartiger Systeme geforderten Datenraten von zumindest 100 Mbit/s liegt.

Neuere Ansätze basieren auf einer Verwendung von FPGAs (Field-Programmable Gate Array) bzw. ASICs (Application Specific Integrated Circuits – anwendungsspezifische integrierte Schaltkreise), auf denen zumindest ein Teil der Algorithmen parallel ausgeführt werden kann. Erst hierdurch wird potenziell eine Verarbeitung von Datenraten im Bereich von 100 Mbit/s und darüber ermöglicht. Allerdings muss hierbei die Signalverarbeitung auf wenige elementare Funktionen wie Addition, Multiplikation und komplexere Funktionen mittels Look-up Tabellen, eingeschränkt werden, die in diesen Schaltkreisen als spezialisierte Hardwarekomponenten parallel ausführbar sind. Dabei ist zu beachten, dass viele bekannte Algorithmen für eine sequenzielle Abarbeitung auf einem DSP entwickelt wurden, diese jedoch oft nicht ohne Änderungen für eine Portierung auf FPGAs bzw. ASICs geeignet sind.

In dem Artikel von G. L. Stüber, J. R. Barry, S. W. McLaughlin, Y. (G.) Li, M. A. Ingram, and T. G. Pratt, "Broadband MIMO-OFDM Wireless Communications," Proc. IEEE, vol. 92, no. 2, pp. 271-294, 2004, wird ein echtzeitfähiges MIMO-OFDM-System vorgestellt, welches jedoch keinen Raummultiplex verwirklicht. Vielmehr wird dieselbe Information nach dem bekannten Alamouti-Schema über zwei Sendeantennen gleichzeitig übertragen. Aufgrund der räumlichen Diversität wird eine höhere Sicherheit bei der Übertragung, eine Erhöhung der Datenrate jedoch nicht erzielt. Weiterhin ist aufgrund der Realisierung des Systems auf Basis mehrerer DSPs die Datenrate auf wenige Mbit/s begrenzt. Insbesondere in dem Kapitel I dieses Artikels wird die Kombination aus MIMO und OFDM nochmals ausführlich erläutert.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren sowie Systemkomponenten anzugeben, die eine Echtzeitverarbeitung bei einer MIMO-OFDM-Übertragung mit hohen Datenraten ermöglichen. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind den jeweiligen abhängigen Patentansprüchen entnehmbar Erfindungsgemäß weist eine sendende Station eines Kommunikationssystems zumindest zwei Sendeantennen auf, über die Signale mit einer antennenindividuellen Trainingssequenz gesendet werden, wobei die Trainingssequenzen derart ausgestaltet sind, dass die Sendeantennen empfangsseitig mittels der Trainingssequenz identifizierbar sind.

Vorteilhaft wird durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung der Trainingssequenzen eine aufwandsgünstige und damit echtzeitfähige empfangsseitige Kanalschätzung mittels einer Korrelation im Zeitbereich ermöglicht.

Insbesondere wird das erfindungsgemäße Verfahren vorteilhaft für eine MIMO-OFDM-Übertragung eingesetzt.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung wird eine Länge der Trainingssequenzen in Abhängigkeit von der Anzahl Sendeantennen gewählt. Hierdurch kann vorteilhaft der empfangsseitige Schätzfehler konstant gehalten werden. Die Länge der Trainingssequenz sollte vorteilhaft vor einem Aufbau einer MIMO-OFDM-Übertragung zwischen der sendenden und der empfangenden Station verhandelt werden.

Einer weiteren Ausgestaltung zufolge werden die Trainingssequenzen antennenindividuell mit orthogonalen Kodes moduliert, wodurch die Trainingssequenzen der Antennen im Zeitbereich zueinander orthogonal sind. Dieser Code-Multiplex-Ansatz ermöglicht vorteilhaft, den empfangsseitigen Schätzfehler bei der Kanalschätzung zu minimieren. Vorzugsweise werden als orthogonale Kodes bekannte Hadamard-Sequenzen verwendet, die aufgrund ihrer rekursiven Struktur auch bei einer Variation der Sequenzlänge wiederum orthogonale Sequenzen bilden.

Gemäß einer weiteren Weiterbildung werden die Trainingssequenzen jeweils ausschließlich aus binären Werten für den Real- und/oder Imaginärteil gebildet. Vorteilhaft wird hier durch eine vereinfachte Schaltungsrealisierung ermöglicht, da Multiplikationsoperationen durch aufwandsgünstigere Additions- und Subtraktionsoperationen ersetzt werden.

Einer weiteren Ausgestaltung zufolge werden die Trainingssequenzen, insbesondere durch eine Multiplikation mit jeweils einer binären Sequenz, im Frequenzbereich verwürfelt. Hierdurch bleibt die vorteilhafte binäre Struktur der Präambel gemäß der vorhergehenden Weiterbildung erhalten, und die Dynamik des Sendesignals wird vorteilhaft begrenzt.

Gemäß einer weiteren Weiterbildung der Erfindung werden die Real- und Imaginärteile eines Sendesignals mit einer jeweiligen Sequenz eines Satzes orthogonaler Sequenzen markiert, mittels der empfangseitig eine Korrektur Ungleichgewichts zwischen Real- und Imaginärteil ermöglicht wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen dabei
1 Real- und Imaginärteile einer Trainingssequenz für eine erste Sendeantenne,
2 Real- und Imaginärteile einer Trainingssequenz für eine zweite Sendeantenne,
3 ein Frequenz-Zeit-Gitter mit einer erfindungsgemäßen Wiederverwendung von Korrelationsschaltungen,
4 eine sternförmige Ankopplung mehrerer DSPs an einen FPGA,
5 Simulationen und Messungen von Zeiten für eine Berechnung von Gewichtsmatrizen abhängig von der Anzahl Sendeantennen,
6 eine Pipelinestruktur einer Matrix-Vektor-Multipliziereinheit für jeweils vier Ein- und Ausgänge,
7 Adressfelder zur Adressierung von Gewichtsmatrizen in einem FPGA,
8 eine Sendeeinrichtung, und
9 eine Empfängereinrichtung.
Beispielhaft wird im Folgenden eine Realisierung einer MIMO-OFDM-Übertragungsstrecke zwischen zwei Stationen mit jeweils mehreren Sende- und Empfangsantennen beschrieben. Vorzugsweise ist das System auf einer hybriden Software-Radio-Plattform implementierbar, das aus einem FPGA und einem oder mehreren DSPs besteht. Eine aufwandsarme Implementierung ist insbesondere für einen kostengünstigen Einsatz in verschiedenen Anwendungen vorteilhaft, wie beispielsweise für drahtlose lokale Netze (WLAN – wireless LAN) mit sehr hohen Datenraten von 100 Mbit/s bis 1 Gbit/s, für eine so genannte festdrahtlose Teilnehmeranbindung (FWA – fixed wireless access) oder zur Erhöhung der Datenrate im leitungsgebundenen Teilnehmer-Zugangsbereich, beispielsweise DSL (digital subscriber line).
Eine mögliche Realisierung der Erfindung wird nachfolgend anhand von vier Schritten erläutert, ohne jedoch im Kontext der Erfindung darauf beschränkt zu sein. Eine erfindungsgemäße Definition einer Trainingssequenz bzw. Präambel für die empfangsseitige Kanalschätzung, eine aufwandsarme Umsetzung der Kanalschätzung auf Basis dieser Trainingssequenz, eine Berechnung von Gewichten und schließlich eine Datenrekonstruktion werden erläutert.
Basierend auf einer angenommenen Rahmenstruktur eines Hiper-Lan/2-Systems mit einer Länge von 2ms werden bekannte A- und B-Präambeln, die unter anderem einer empfangsseitigen Synchronisation sowie der Bestimmung eines Frequenz-Offsets dienen, für alle Sendeantennen verwendet, um ein mittleres Signal-Rausch-Verhältnis (SNR – Signal Noise Ratio) am Empfänger zu maximieren. Es werden jedoch erfindungsgemäß neue Präambeln als Trainingssequenzen zur empfangsseitigen Kanalschätzung bzw. Bestimmung von Kanalkoeffizienten definiert, die eine Unterscheidung der Kanäle von unterschiedlichen Sendeantennen an den empfangenden Antennen sowie eine vereinfachte Verarbeitung ermöglichen.
Ziel der erfindungsgemäßen Definition der Präambel bzw. Trainingssequenz zur Kanalschätzung ist allgemein eine Schätzung eines Übertragungskanals möglichst ohne Interpolationsfehler. Schätzfehler sollen dabei lediglich aufgrund von Empfängerrauschen entstehen, und die Größe des Fehlers durch Variation der Sequenzlänge beeinflussbar sein. Hierzu wird auf allen Unterträgern einer gegebenen Sendeantenne eine prinzipiell gleiche Trainingssequenz gesendet, wobei die gesamte Trainingssequenz über eine variable Anzahl K aufeinander folgender OFDM-Symbole verteilt wird, wobei K beispielsweise bis zu 64 betragen kann.
Zunächst wird in einem ersten Schritt die Korrelation im Zeitbereich betrachtet. Ein Empfangssignal an der i-ten Empfangsantenne auf dem n-ten Unterträger ist gegeben als Summe über alle gesendeten Signale auf diesem Unterträger multipliziert mit den jeweiligen Kanalkoeffizienten
wobei der Index k die aufeinander folgenden OFDM Symbole durchnummeriert,
den zu schätzenden Kanalkoeffizienten und
das Empfängerrauschen bezeichnen.
Die Trainingssequenzen
sind für jede Sendeantenne charakteristisch (j = 1...N_Tx, N_Tx: Anzahl der Sender, i = 1...N_Rx, N_Rx: Anzahl der Empfänger). Sie sind so normiert, dass
gilt, wobei N_c die Trägeranzahl bezeichnet. Mit einer solchen Struktur kann nun eine Kanalschätzung mittels Korrelation im Zeitbereich, d.h. über mehrere aufeinander folgende OFDM-Symbole, erfolgen
Unter der Voraussetzung, dass die gewählten Sequenzen im Zeitbereich orthogonal sind
wobei δ^lj das Kronecker-Symbol ist (δ^lj = 1 für l = i und δ^lj = 0 sonst), ergibt sich
Die Leistung der binären Trainingssequenzen
ist hierbei zu jedem Zeitpunkt t_k auf 1 normiert. Statistik und Amplitude des gaußschen Rauschens werden durch die Multiplikation mit einer so normierten komplexen Zahl nicht verändert. Wenn nun das Rauschen als ein Zufallsprozess
beschrieben wird, bei dem SNR ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis und r eine komplexe Gaußsche Zufallszahl mit einer Varianz 1 bezeichnen, vereinfacht sich die Summe in (5) zu
Damit ist auch die Varianz des Schätzfehlers bekannt (N_Tx/(K·SNR)), und N ist eine komplexe gaußsche Zufallszahl mit der Varianz 1.
Aus der Gleichung (7) kann nunmehr abgeleitet werden, dass bei Anpassung der Länge der Präambel K an die Anzahl der Sendeantennen N_Tx der Schätzfehler konstant gehalten werden kann. Eine hierfür einsetzbare Präambel mit variablen Länge K wird nachfolgend weitergehend erläutert.
Um eine Korrelationsschaltung für alle Träger wieder verwenden zu können, sollte zudem im Zeitbereich, d.h. über mehrere OFDM-Symbole verteilt, dieselbe Sequenz auf allen Unterträgern n verwendet werden. Hierdurch reduziert sich vorteilhaft der Aufwand für die MIMO-OFDM Kanalschätzung um den Faktor N_c.
Weiterhin wird nachfolgend in einem zweiten Schritt der erfindungsgemäße Einsatz binärer Sequenzen im Frequenzbereich erläutert. Die Korrelation aus Gleichung (3) weist eine große Anzahl Multiplikationen auf. Diese sind zwar in Hardware-Schaltungen darstellbar, jedoch sollte im Sinne einer möglichst hohen Verarbeitungsgeschwindigkeit nur eine möglichst begrenzte Anzahl Multiplikationen in Hardware verwirklicht werden. Erfindungsgemäß werden daher anstelle beliebiger komplexer Sequenzen
solche Signalformen ewählt, in denen Real- und/oder Imaginärteil nur binäre Werte, d.h. {–1, +1}, annehmen. Hierdurch können die Multiplikationen in Gleichung (3) als Vorzeichenwechsel des aufzusummierenden Real- bzw. Imaginärteils angesehen werden, welches durch ein Umschalten von Addition zu Subtraktion bzw. umgekehrt in stark vereinfachter Weise in Hardware realisierbar ist. Multiplikationsoperationen sind für die Kanalschätzung somit nicht mehr erforderlich.
Ein dritter Schritt betrifft eine Verwürfelung (engl. Scrambling) im Frequenzbereich. Die vorangehend beschriebene Nutzung derselben Sequenz auf allen Unterträgern würde dazu führen, dass je OFDM-Symbol alle Unterträger mit einem gleichen Wert belegt wären. Die inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT – Inverse Fast Fourier Transformation) auf der Sendeseite würde folglich einen kurzen Diracimpuls mit einer Amplitude N_c synthetisieren. Um dies zu verhindern, wird erfindungsgemäß eine Verwürfelung der Sequenzen im Frequenzbereich durchgeführt. Dies kann bei der C-Präambel in Hiperlan/2- oder IEEE 802.11a-basierten Systemen beispielsweise mittels einer Multiplikation mit einer unterträgerindividuellen binären Sequenz verwirklicht wird. Hierdurch bleibt vorteilhaft die vorangehend als vorteilhaft erkannte binäre Struktur der Präambel erhalten, und die Dynamik des Sendesignals wird wieder auf einen üblichen Bereich beschränkt. Empfängerseitig muss die Verwürfelung vor der Kanalschätzung durch einen entsprechenden Vorzeichenwechsel der Sequenz wieder rückgängig gemacht werden.
Ein vierter Schritt befasst sich mit einer Korrektur des so genannten IQ-Ungleichgewichts (engl. IQ-Imbalance). Diese tritt beispielsweise aufgrund eines vergleichsweise einfachen Schaltungsdesign im Funkfrequenzbereich mit direkter Auf- und Abwärtskonvertierung (engl. up- and down-conversion) auf. Das Ungleichgewicht verursacht nachteilig eine Kopplung zwischen empfangenen Signalen im oberen und unteren Seitenband. Die entsprechenden Sende- und Empfangsschaltungen weisen ein IQ-Ungleichgewicht auf, welches von der Signalverarbeitung geschätzt und kompensiert werden muss. Im Zeitbereich kann die Kalibrierung relativ einfach durchgeführt werden, jedoch müssen explizite Kenntnisse der Parameter des Ungleichgewichts vorhanden sein. Im Frequenzbereich hingegen wird die Kanalschätzung korrigiert, wobei jedoch keine expliziten Kenntnisse der Parameter vorhanden sein müssen.
Für die Korrektur des IQ-Ungleichgewichts können drei Ansätze unterschieden werden.
Gemäß einem ersten Ansatz wird für jeden einzelnen Sender und Empfänger vorab eine Kalibrierung durchgeführt und das IQ-Ungleichgewicht in jeder Basisbandeinheit separat korrigiert. Hierdurch entstehen jedoch nachteilig erhebliche Kosten für die Kalibrierung, die einer praktischen Realisierung entgegenstehen.
Einem zweiten Ansatz zufolge wird der Real- und Imaginärteil eines jeden Sendesignals im Zeitbereich mit einer eigenen Sequenz aus demselben orthogonalen Satz von Sequenzen markiert, und das IQ-Ungleichgewicht mittels einer reelwertigen MIMO-Signalverarbeitung korrigiert, wobei jeder I- und Q-Zweig eines jeden Transceivers als eine virtuelle Antenne angenommen wird. Das System arbeitet in diesem Fall mit einer reellwertigen Kanalmatrix mit einer doppelten Anzahl virtueller Sende- und Empfangsantennen.
Gemäß einem dritten Ansatz wird die Kopplung zwischen den empfangenen Signalen im oberen und unteren Seitenband mittels einer gemeinsamen Verarbeitung des Unterträgers sowie eines korrespondierenden Bild-Unterträger entsprechend dem Vorgehen in dem Artikel von T. M. Ylamurto "Frequency Domain IQ Imbalance Correction Scheme for OFDM Systems", Proc. WCNC 2003, New Orleans, USA, geschätzt und korrigiert.
Zu diesem Zweck wird jedes der Symbole der Präambel in zwei Symbole aufgespaltet, sodass nur Unterträger in dem oberen Seitenband während der ungeraden Symbole verwendet werden.
Die direkten Kanalkoeffizienten werden dann in dem oberen Seitenband geschätzt, wohingegen in dem unteren Seitenband die Übersprech-Koeffizienten (cross-talk) geschätzt werden. Während der geraden Symbole werden hingegen entsprechend umgekehrt nur die Unterträger des unteren Seitenbandes genutzt, um die direkten Kanalkoeffizienten zu schätzen.
Werden die vorangehend beschriebenen Schritte sowie die Forderung aus Gleichung (4) zusammengefasst, so ergeben sich die Pilotsequenzen der j-ten Sendeantenne zu
für kalibrierte Transceiver entsprechend dem ersten Ansatz, bzw.
für unkalibrierte Transceiver entsprechend dem zweiten Ansatz, und
entsprechend dem dritten Ansatz. Dabei sind O_x Sequenzen aus einem orthogonalen Satz von Sequenzen, beispielsweise bekannte Hadamard-Sequenzen. Hadamard-Sequenzen sind nur für K = 2^m (m ≥ 1) bekannt.
Vorteilhaft kann für O_x beispielsweise die x-te Zeile aus der quadratischen Hadamard-Matrix genutzt werden. Allgemein haben Hadamard-Sequenzen die vorteilhafte Eigenschaft, dass sie rekursiv darstellbar sind. Bezeichnet H_m die Hadamard-Matrix mit jeweils 2^m Spalten und Zeilen, so können mit H₁ = 1 alle größeren Hadamard-Matrizen mit der Vorschrift
erzeugt werden. Da die jeweils ursprünglichen Matrizen (H_m-1) unverändert in der linken oberen Ecke einer neuen Matrix erscheinen, bilden auch die ersten 2^m-1 Hadamard-Sequenzen mit halbierter Länge wieder einen (kleineren) Satz von zueinander orthogonalen Sequenzen.
Werden also Hadamard-Matrizen als Grundlage für die Zeitbereichsstruktur der Trainingssequenzen in Gleichung (8) gewählt, und j entsprechend der Antennenzahl durchnummeriert, so kann die Länge der Präambel, d.h. die Anzahl der für die Kanalschätzung erforderlichen OFDM Symbole, reduziert werden, indem K um Potenzen von 2 reduziert wird. Eine Varianz des Schätzfehlers erhöht sich dabei um den gleichen Faktor.
Basierend auf der Gleichung (4) und dem vierten Schritt müssen somit mindestens N_Tx (erster und dritter Ansatz) bzw. 2·N_Tx Sequenzen (zweiter Ansatz) verwendet werden. Durch die variable Länge der Trainingssequenzen kann vorteilhaft die Güte der Kanalschätzung bei verschiedenen Antennenanordnungen eingestellt, entsprechend Gleichung (7), und Anforderungen des verwendeten Übertragungsverfahrens in Bezug auf die Qualität der Kanalschätzung erfüllt werden.
In 1 und 2 ist beispielhaft eine jeweilige Struktur des Real- und Imaginärteils einer Präambel mit K = 64 in der Zeit-Frequenz-Ebene für eine erste und eine zweite angenommene Sendeantenne entsprechend der Gleichung (8-II) dargestellt. Auf der vertikalen Achse ist dabei ein Unterträger- bzw. Frequenz-Index, und auf der horizontalen Achse ein Zeit-Index in Einheiten von 4us aufgetragen. Jede Spalte ent spricht einem OFDM-Symbol und jede Zeile einem Unterträger. Entsprechend dem Hiperlan/2 Standard wird eine maximale Anzahl von 64 OFDM-Symbolen für die Trainingssequenz dargestellt. Von den dargestellten 64 möglichen Unterträgern werden in dem Beispiel lediglich 52 verwendet. In den Randbereichen werden die Träger 1 bis 6 und 60 bis 64 sowie der mittige Träger Nr. 33 nicht verwendet. Des weiteren sind in den Unterträgern 12, 26, 40 und 54 Pilotsignale vorgesehen, die rein reelle Werte aufweisen (1,1,1,–1) und einer Nachführung der Trägerphase dienen. Entsprechend wird auf diesen Unterträgern im Realteil über der Zeit ein konstantes Signal dargestellt, währenddessen im Imaginärteil kein Signal existiert.
Aus der 1 ist erkennbar, dass der Realteil der ersten Antenne über der Zeit auf allen Unterträgern konstant bleibt, welches eine charakteristische Eigenschaft der ersten Hadamard-Sequenz ist. Der Imaginärteil ändert hingegen sein Vorzeichen von OFDM-Symbol zu OFDM-Symbol. Bei der zweiten Antenne in 2 ändern sich Real- und Imaginärteil nur in jedem zweiten OFDM-Symbol, wobei die Änderungen jedoch gegeneinander um eine Symboldauer verschoben sind. Auf der vertikalen Frequenzachse ist das Verwürfeln anhand von sich unregelmäßig ändernden Vorzeichen dargestellt.
Im Folgenden wird ein Beispiel für eine aufwandsarme Realisierung der empfängerseitigen Kanalschätzung beschrieben. Für die gesamte MIMO-OFDM-Kanalschätzung sind N_Tx·N_Rx·N_c komplexe Korrelationen entsprechend der Gleichung (3) erforderlich. Würde für jede Korrelation eine individuelle Schaltung realisiert werden, so würden die Grenzen heute verfügbarer FPGAs überschritten. Entsprechend der Gleichung (3) muss weiterhin eine Korrelation über mehrere aufeinander folgende OFDM-Symbole durchgeführt werden.
Um den Aufwand zu reduzieren, werden, wie vorangehend beschrieben, als Trainingssequenzen, abgesehen von der zusätz lichen Verwürfelung im Frequenzbereich, auf allen Unterträgern dieselben Signale verwendet. Hierdurch wird vorteilhaft ermöglicht, lediglich N_Tx·N_Rx-Korrelationsschaltungen unter Zuhilfenahme eines Zwischenspeichers zu verwenden, was den Hardwareaufwand für die Implementierung auf eine heute realisierbare Größenordnung reduziert. Die zugrunde liegende Vorgehensweise ist in der 3 dargestellt.
In der 3 ist wiederum eine Frequenz-Zeit-Ebene dargestellt, diesmal jedoch unter Betrachtung der Empfängerseite. Jede Spalte entspricht einem OFDM-Symbol (Zeit-Index) und jede Zeile einem Unterträger (Unterträger-Index). Die empfängerseitige Einheit für die schnelle Fourier-Transformations (FFT) gibt die auf den jeweiligen Unterträgern empfangenen Signale seriell aus, wobei Real- und Imaginärteil gleichzeitig verfügbar sind. Dies ist in der 3 mittels die auf- und abgehende Linie dargestellt. Entsprechend der Gleichung (3) erfolgt die Korrelation in jedem Unterträger OFDM-Symbol für OFDM-Symbol, d.h. im Zeitbereich.
Ziel der Implementierung ist nun, die Korrelationsschaltungen möglichst für alle zu betrachtenden Unterträger wieder zu verwenden. Hierzu wird zunächst die sendeseitige Verwürfelung rückgängig gemacht, beispielsweise mittels eines Vorzeichenwechsels des Empfangssignals entsprechend der Sequenz S_n. Anschließend wird die Tatsache ausgenutzt, dass alle Unterträger einer Sendeantenne im Zeitbereich mit derselben Sequenz moduliert sind. Hierdurch kann schließlich für alle Unterträger dieselbe Korrelationsschaltung genutzt werden, es müssen dabei lediglich die jeweiligen Zwischenergebnisse in einem Speicher der Länge N_c abgelegt werden.
Soll beispielsweise ein bestimmter Unterträger n zu einem bestimmten Zeitpunkt tk verarbeitet werden, so werden das letzte Zwischenergebnis für den Unterträger n aus dem Speicher ausgelesen (1. Operand), abhängig von dem aktuellen Wert der Hadamard-Sequenz gegebenenfalls das Vorzeichen des Emp fangssignals (2. Operand) bei diesem Unterträger für das aktuelle OFDM-Symbol gewechselt, die beiden Werte addiert und das Ergebnis wiederum im Speicher abgelegt. Die ersten beiden Schritte können dabei parallel, die letzten beiden Schritte jedoch sequenziell durchgeführt werden.
Hierdurch erhöht sich die erforderliche Taktfrequenz um den Faktor drei, welches bei Symbolraten von 20 MHz entsprechend den Hiperlan/2- oder IEEE 802.11a-Standards jedoch unkritisch ist. Bei einem sehr viel höheren Symboltakt, beispielsweise im Bereich von 100 MHz, kann der beschriebene Prozess in mehreren parallelen Pipelines jeweils sequenziell für mehrere aufeinander folgende Unterträger durchgeführt werden. Dabei ist beispielsweise jeweils eine Pipeline für einen Unterträger zuständig, wobei die einzelnen Schritte in einer Pipeline nacheinander ausgeführt werden. Die Kanalschätzung in den einzelnen Pipelines kann entsprechend der Nummer des Unterträgers nacheinander anstoßen werden.
Folglich sind vorteilhaft lediglich Additionen für die MIMO-OFDM-Kanalschätzung erforderlich, und es können dieselben Korrelationsschaltungen aufgrund der erfindungsgemäßen Struktur der Trainingssequenz für alle Träger wieder verwendet werden. Die Kanalschätzung ist insofern perfekt, als dass für jeden Unterträger ein Ergebnis ohne systematischen Fehler vorliegt. Das erfindungsgemäße Verfahren erzeugt also vorteilhaft keinen Interpolationsfehler. Das Ergebnis der Schätzung liegt sofort nach Ablauf der C-Präambel bzw. Trainingssequenz zur Weiterverarbeitung vor, und es kommt entgegen dem Verfahren des einleitend genannten Artikels von Stüber et al nicht zu zusätzlichen Verzögerungen. Bei dem darin vorgeschlagenen Verfahren wird nach der FFT am Empfänger noch eine Matrixinversion und eine IFFT eingesetzt, um Pilotsignale nur auf einer reduzierten Anzahl von Unterträgern senden zu müssen.
Im Folgenden wird die Berechnung von Gewichtsmatrizen beschrieben. Die Berechnung von Gewichtsmatrizen für lineare und nichtlineare MIMO-Detektionsverfahren erfordert eine große Anzahl von Matrixinversionen in einem sehr kurzen Zeitraum. So sind beispielsweise die Gewichtsmatrizen W_n bei dem bekannten so genannten linearen Zero-Forcing-Verfahren durch die Pseudoinverse der Kanalmatrizen bei dem n-ten Unterträger gegeben:
Die Matrixinversion in der Gleichung (10) kann mit bekannten Algorithmen, wie beispielsweise Gauss-Jordan, berechnet werden, jedoch können auch spezielle Verfahren wie beispielsweise Greville verwenden werden, die unmittelbar auf die pseudoinverse Matrix führen. Diese Algorithmen können jedoch aufgrund ihrer sequenziellen Struktur nur schwer direkt in einem FPGA umgesetzt werden. Eine einfachere Implementierung ist hingegen in einem konventionellen Mikroprozessor oder DSP möglich. Es ergeben sich weiterhin hohe Anforderungen sowohl an die Kopplung zwischen DSP und FPGA als auch an die Programmierung des DSPs, da die Kanalkoeffizienten für jeden einzelnen Unterträger innerhalb eines Zeitraumes von typischerweise weniger als 1ms neu geschätzt und nachgeführt sowie die Gewichtsmatrizen berechnet werden müssen.
Zunächst müssen die Ergebnisse der Kanalschätzung in einen DSP eingelesen werden, welches, wie vorangehend erwähnt, eine schnelle Kopplung zwischen DSP und FPGA erfordert. Praktische OFDM-Systeme verwenden in der Regel eine recht hohe Anzahl an Unterträgern. So nutzen die Standards HiperLan/2 und IEEE 802.11a beispielsweise 48 Unterträger, wohingegen der IEEE 802.16-Standard 256 Unterträger und zukünftige Funk-Kommunikationssysteme der vierten Generation voraussichtlich 512 bis 1024 Unterträger verwenden werden. Für ein IEEE 802.11a-basiertes System mit zwei Sendern und zwei Empfängern müssen bei gleichzeitiger Korrektur des IQ-Ungleichgewichts 16 × 48 = 768 Kanalkoeffizienten mit einer Auflösung von beispielsweise 12 bit übertragen werden. Mit einem 24 bit breiten Bus bei einer effektiven Taktrate von 10 MHz kann diese Datenmenge in einer Zeit von 38 μs übertragen werden. Bei höheren Antennenzahlen, beispielsweise vier Sende- und Empfangsantennen mit 48 Unterträgern beträgt die erforderliche Zeit bereits 307 μs, und bei beispielsweise 200 Unterträgern beträgt die erforderliche Zeit 1.3 ms. Hierzu sind ein breiterer Bus und gegebenenfalls eine wesentlich höhere effektive Taktfrequenz erforderlich. Ein möglichst schneller Zugriff des DSP auf Register im FPGA ist also erforderlich.
Insbesondere für Systeme mit einer großen Anzahl Unterträger ist ein Einsatz mehrerer parallel geschalteter DSPs sinnvoll, wobei jeder DSP beispielsweise für eine bestimmte Untergruppe von Unterträgern zuständig ist und individuell an den FPGA angebunden ist. Eine beispielhafte Realisierung in Form einer Sternstruktur mit einem FPGA als Knoten ist in der 4 dargestellt. Mittels einer derartigen Anordnung können die oben erwähnten Ladezeiten für die Kanalschätzergebnisse in der Matrizen H_n vom FPGA in den Speicher des DSP und die Speicherzeiten für die Gewichtsfaktoren in den Matrizen W_n vom DSP in den FPGA vorteilhaft reduziert werden.
Weiterhin sollte vorteilhaft ein weitgehend asynchroner Zugriff des bzw. der DSPs auf den FPGA gewährleistet werden. Während sich die Abläufe im FPGA an der Rahmenstruktur des Sendesignals orientieren, sollten die Lese-, Rechen- und Schreiboperationen im DSP weitgehend unabhängig davon realisiert werden. Dies kann in der Weise erfolgen, dass Kanalschätzergebnisse unmittelbar nach Abschluss der Kanalschätzung aus dem Zwischenspeicher des Akkumulators in einen zweiten Speicher kopiert werden (1:1-Kopie). Nur für die kurze Zeit der Erstellung der Kopie verfügt der DSP dabei über keinen Zugriff auf den FPGA. In ähnlicher Weise werden die Gewichtsmatrizen übertragen. Der DSP schreibt die Ergebnisse zunächst wiederum in einen Zwischenspeicher, von wo aus sie zum nächst möglichen Zeitpunkt, zu dem keine Daten übertragen werden – im Allgemeinen während der Übertragung von Präambeln – in von der Datenrekonstruktion benutzte Register kopiert werden. Mittels dieses weitgehend asynchronen Designs können die Abläufe in FPGA und DSP weitgehend voneinander entkoppelt werden, welches vorteilhaft die Programmierung vereinfacht.
In einem DSP werden Gewichtsmatrizen berechnet und Ergebnisse wieder zum FPGA zurück übertragen. Da die Gewichtsmatrizen für alle Unterträger, wie oben erwähnt, in einem sehr kurzer Zeitraum von typischerweise 1 ms berechnet werden müssen, um einer zeitlichen Änderung der Kanalkoeffizienten folgen zu können, werden sehr hohe Verarbeitungsleistungen benötigt. Theoretische Werte liegen für 48 Unterträger und jeweils vier Sende- und Empfangsantennen bei ca. 100 Million Fließkommaoperationen pro Sekunde. Da praktische Werte mit nichtoptimiertem C-Code liegen dagegen meist deutlich höher liegen, sollte die Implementierung der Algorithmen möglichst gut an die interne Struktur des DSP angepasst werden, um möglichst nahe an diese theoretischen Werte zu gelangen.
Die Algorithmen sollten weiterhin derart implementiert werden, dass aufeinander folgende Aufgaben, die nicht in einem Prozessschritt erledigt werden können, beispielsweise Multiplikationen, in der Weise organisiert sind, dass prozessorinterne Pipelines effizient genutzt werden. Auf diese Weise entspricht die effektive Bearbeitungszeit für aufeinander folgende identische Folgen von Operationen lediglich noch einem Zyklus. Zudem sollten Möglichkeiten konsequent genutzt werden, Prozesse wie beispielsweise Addition, Adressberechnung und Speicherzugriffe, ebenfalls gleichzeitig in einem Zyklus zu erledigen. Kritisch sind weiterhin Divisionsoperationen, die zunächst jeweils nur als 8-bit-Schätzwerte vorliegen. Hierzu kann beispielsweise der bekannte Newton-Rhapson-Algorithmus vorteilhaft eingesetzt werden, da dieser in wenigen zusätzlichen Zyklen ein wesentlich genaueres Ergebnis zur Verfügung stellt.
In der Summe der vorangehend beschriebenen Maßnahmen können die Rechenzeiten mittels hardwarenah optimierter DSP-Codes um fast zwei Größenordnungen gegenüber einem nicht-optimierten C-Code reduziert werden. Diese Optimierungen ermöglichen vorteilhaft eine Realisierung derzeit diskutierter Systeme, wie beispielsweise eine Erweiterung des IEEE 802.11a-Standards durch MIMO-OFDM, auf Basis eines oder weniger aktuell verfügbarer DSPs. Ergebnisse einer solchen Optimierung sind beispielhaft in 5 dargestellt. Auf der vertikalen Achse ist dabei logarithmisch eine Gesamtzeit in ms für 48 Unterträger, und auf der horizontalen Achse eine Anzahl Sendeantennen aufgetragen. Aus den Graphen ist unter anderem ersichtlich, dass selbst bei einer Programmierung in Maschinensprache (Assembler) die praktisch ermittelten Werte auf einem DSP des Typs Texas Instruments (TI) 6713, 225 MHz, noch um ca. einen Faktor sechs über den theoretisch möglichen Werten liegt. Bei einem in der Programmiersprache C programmierten und manuell zusätzlich optimierten Programm beträgt dieser Faktor ca. zehn. In den dargestellten Zeiten sind Lade- und Speicheroperationen vom Speicher des DSP in einen Cache-Speicher und zurück mit berücksichtigt. Für eine beispielhafte Konfiguration mit vier Sende- und Empfangsantennen können somit mit aktuell verfügbaren DSPs Gesamtzeiten von ca. 1 ms erzielt werden. Bei fortschreitender Entwicklung der DSPs sind entsprechend größere Anzahlen Antennen in dieser Gesamtzeit verarbeitbar.
Vor einer Darstellung einer beispielhaften Realisierung der Erfindung in einem MIMO-OFDM-basierten Funk-Kommunikationssystem wird nachfolgend noch die empfangsseitige Rekonstruktion der Datensignale beschrieben.
Die Rekonstruktion der Datensignale erfolgt auf Basis der für jeden Träger berechneten Gewichtsmatrizen W_n mittels einer linearen Matrix-Vektor Multiplikation. Ausgehend von der Gleichung (1) kann dies durch die Summe
dargestellt werden. Hierzu wird beispielsweise eine direkt im FPGA implementierte so genannte Matrix-Vektor-Multiplikationseinheit (MVME) verwendet. Prinzipiell multipliziert diese Einheit eine für den aktuellen Unterträger gültige Gewichtsmatrix Wn mit einem aktuellen Empfangsvektor nach der Gleichung (1) in einem Taktschritt. Dies kann vorteilhaft mittels einer Pipelinestruktur erreicht werden, wie sie 6 beispielhaft dargestellt ist. Zunächst werden alle auftretenden Multiplikationen parallel ausgeführt, wofür aufgrund der komplexen Operanden 4·N_Tx·N_Rx vorzugsweise direkt in Hardware realisierte Multiplikatoren verwendet werden, die in aktuell verfügbaren FPGAs bereits in einer großen Anzahl implementiert sind. Anschließend werden die erforderlichen Additonen so oft paarweise ausgeführt, bis ein Endergebnis vorliegt. Die Kaskade von Additionen in 6 ähnelt allgemein dem k.o.-Prinzip bei Sportwettbewerben. Effektiv wird so in jedem Taktschritt eine Matrix-Vektor-Multiplikation ausgeführt, welche vorteilhaft eine Echtzeitrealisierung bei gleichzeitig hohen Datenraten ermöglicht.
Wie bereits bezugnehmend auf 3 erläutert, werden Empfangssignale von der FFT-Einheit Unterträger für Unterträger seriell ausgegeben. Aufgrund dessen kann die oben erwähnte Matrix-Vektor-Multiplikationseinheit (MVME) auch in einem MIMO-OFDM-System Unterträger für Unterträger genutzt werden. Die Gewichtsmatrizen W_n werden hierzu beispielsweise mittels einer geeigneten Adressierung der Operanden zunächst in eine richtige Reihenfolge getauscht. Vorzugsweise wird für die hierfür verwendeten Register eine Adressierung gewählt, die ein einfaches Umschalten zwischen Gewichtsmatrizen der einzelnen Unterträger, beispielsweise mittels eines Zählers, ermöglicht. Eine mögliche Adressierung ist in 7 beispiel haft dargestellt, die einzelnen Felder können jedoch in gleicher Weise beliebig vertauscht sein.
Eine sende- und empfängerseitige Integration wird nachfolgend bezugnehmend auf 8 und 9 beschrieben.
8 zeigt eine beispielhafte Integration eines Senders. Prinzipiell ist eine Parallelschaltung zweier OFDM-Sendestränge verwirklicht. Daten data werden mittels einer Einrichtung zur seriell-parallel-Wandlung S/P auf mehrere Teildatenströme aufgeteilt und unabhängig voneinander in einer Einrichtung I/E verschachtelt und kodiert (Interleaving/Encoding) sowie gegebenenfalls zusätzlich zur Verringerung der Datenrate punktiert. Alternativ hierzu kann jedoch in gleicher Weise eine gemeinsame Verschachtelung und Kodierung für die Teildatenströme durchgeführt werden. Alle für eine Übertragung über die Funkschnittstelle wichtigen Signale, wie die A-, B- und die erfindungsgemäße C-Präambel, werden im Tx-FPGA generiert und im Zeitmultiplex mit den Datensignalen zusammen geführt. Dies erfolgt in einer Rahmungs- und Modulationseinrichtung F/M (Framing/Modulation), in der die Übertragungsrahmen bestehend aus den einzelnen Signalanteilen gebildet und moduliert werden.
Die so entstehenden Übertragungsrahmen durchlaufen anschließend eine inverse schnelle Fourier-Transformation IFFT und es wird ein zyklisches Präfix in das Zeitbereichssignal eingefügt. Alternativ können die Präambeln auch als komplexe Abtastwerte in das Zeitbereichssignal eingefügt werden. Die digitalen Sendesignale werden anschließend mittels Digital-Analog-Wandler D/A in analoge Signale im Basisband BB gewandelt, und mit IQ-Modulatoren in den Sendeeinrichtungen Tx auf die Trägerfrequenz auf moduliert, bevor sie einen MIMO-Kanal bildend von Sendeantennen über die Funkschnittstelle übertragen werden. Anstelle von Antennen kann in gleicher Weise eine leitungsgebundene Übertragung der analogen Signale erfolgen.
Eine beispielhafte Integration in einem Empfänger ist in 9 dargestellt. Analoge Empfangssignale des MIMO-Kanals werden in jeweiligen Empfangsantennen nachgeschalteten Empfängereinrichtungen Rx in das Basisband BB heruntergemischt, und die komplexen Basisband-Signale anschließend in jeweiligen Analog-Digital-Wandlern A/D digitalisiert. Die Empfangseinrichtungen Rx sind dabei beispielsweise direkt abwärtskonvertierende Empfänger. Für eine empfangsseitige Rahmen- und Symbol-Synchronisation werden die entsprechenden A- und B-Präambelsignale im Zeitbereich in einer Synchronisationseinrichtung SYNC ausgewertet. Die weiteren Signale durchlaufen nach einer nicht dargestellten Korrektur des Frequenz-Offsets und gegebenenfalls einer Schätzung der Signalstärke eine schnelle Fourier-Transformation FFT. In der Frequenzdomäne verlassen die Signale die schnelle Fourier-Transformation zur Vereinfachung der Implementierung vorzugsweise geordnet nach Unterträgern. Anschließend werden die Signale parallel zu einer Kanalschätzeinrichtung CE (Channel Estimation) sowie einer Detektionseinrichtung DET zugeführt.
Die Kanalschätzung erfolgt dabei auf der vorangehend beschriebenen erfindungsgemäßen Struktur der C-Präambel bzw. Trainingssequenz. Die digitalen Schätzergebnisse für die Matrizen H_n werden in einen oder mehrere DSPs eingelesen, die beispielsweise als Bestandteil des FPGAs Rx-FPGA verwirklicht sein können. Die Gewichtsmatrizen W_n werden anschließend nach den einzelnen Unterträgern geordnet in Registerseiten abgespeichert.
Allgemein kann die Kanalschätzung im Zeit- oder Frequenzbereich durchgeführt werden. Schätzung im Zeitbereich können bezüglich der Anzahl zu schätzender Variablen effizienter verwirklicht werden, da die Anzahl der Abtastungen in der Regel deutlich kleiner als die Anzahl Unterträger ist. Jedoch sind derzeit keine eine ausreichende Leistung zur Verfügung stellende und in einem FPGA realisierte Schätzer für die Zeit-Domäne verfügbar. Zu beachten ist weiterhin, dass die Anzahl Kanalkoeffizienten für Schätzungen in der Frequenz-Domäne die für so genannte flat-fading-Kanäle erforderlichen Kanalkoeffizienten weit übertrifft.
Die Verwendung eines separaten Korrelations-Schaltkreises (CC – Correlation Circuit) für jeden Koeffizienten würde ca. zwei Drittel eines beispielhaft angenommenen XILINX X C2V6000 FPGA ausfüllen. Jedoch können die Korrelations-Schaltkreise durch geringe Modifikationen für alle Unterträger wieder verwendet werden. Eine effiziente Implementierung ist auf Basis der vorangehenden Erläuterungen zu der 3 möglich. Nach der schnellen Fouriertransformation wird das Unterträger-Zeit-Gitter der 3 Zeile für Zeile, d.h. Unterfrequenz für Unterfrequenz, abgetastet, währenddessen die Korrelation im Zeitbereich, d.h. von OFDM-Symbol zu OFDM-Symbol, durchgeführt wird.
Für die Datenrekonstruktion kann als Detektionseinrichtung DET eine MVME, ein linearer MMSE (Minimal Mean Square Error) oder im allgemeinen Fall ein so genannter flat-fading-MIMO-Detektor eingesetzt werden. Die MVME führt in quasi Echtzeit eine Multiplikation aller Komponenten des Empfangsvektors aus Gleichung (1) mit jeweils der zum aktuellen Trägerindex n gehörenden Gewichtsmatrix W_n durch. Dabei wird für jeden Unterträger die korrespondierende Matrix W_n aus den entsprechenden Registerseiten ausgewählt, welches in der 9 durch einen zwischen den Registerseiten schaltbaren Schalter symbolisiert ist. Die derart rekonstruierten Signale werden nachfolgend in einer Dekodier- und Entschachtelungseinrichtung dekodiert, sowie die sendeseitige Verschachtelung rückgängig gemacht. In einer abschließenden Einrichtung P/S zur parallel-seriell-Wandlung werden alle Teildatenströme wieder zusammengeführt und sind als Daten data zur weiteren Verarbeitung verfügbar.

Claims

Verfahren zur Signalübertragung zwischen einer sendenden Station und zumindest einer empfangenden Station, wobei die sendende Station zumindest zwei Sendeantennen aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die sendende Station für jede der zumindest zwei Sendeantennen eine individuelle Trainingssequenz für eine empfangseitige Kanalschätzung verwendet, wobei mittels der verwendeten Trainingssequenzen die jeweilige Sendeantenne empfangsseitig identifizierbar ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Signalübertragung entsprechend einer MIMO-OFDM-Übertragung durchgeführt wird, wobei zumindest zwei Unterträger eines aus einer Anzahl von Unterträgern bestehenden Frequenzbandes mit der gleichen Trainingssequenz moduliert werden.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen jeweils über eine Anzahl von aufeinander folgenden OFDM-Symbolen verteilt werden.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen jeweils als eine Präambel oder eine Mittambel ausgestaltet sind.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem eine Länge der Trainingssequenzen in Abhängigkeit von der Anzahl Sendeantennen der sendenden Station gewählt wird.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen antennenindividuell mit orthogonalen Kodes moduliert werden.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, wobei als orthogonale Kodes Hadamard-Sequenzen verwendet werden.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen jeweils ausschließlich aus binären Werten für den Real- und/oder Imaginärteil gebildet werden.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen, insbesondere durch eine Multiplikation mit jeweils einer binären Sequenz, im Frequenzbereich verwürfelt werden.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Real- und Imaginärteile eines jeweiligen Sendesignals mit einer jeweiligen Sequenz eines Satzes orthogonaler Sequenzen markiert werden.
Station eines Kommunikationssystems, mit Mitteln zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1.
Kommunikationssystem, mit zumindest einer sendenden Station und zumindest einer empfangenen Station, welche jeweils Mittel zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 aufweisen.