DE602004011294T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem - Google Patents

Verfahren und Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem Download PDF

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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen ein Mobilkommunikationssystem, das ein OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema verwendet, und insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein System und ein Verfahren zum adaptiven Schätzen eines Kanalzustandes.
  • Ein OFDM-Schema, das kürzlich für die Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung in einem verdrahteten/drahtlosen Kanal entwickelt worden ist, sendet Daten unter Verwendung mehrerer Träger und stellt einen Typ eines MCM-(multi-carrier modulation)Schemas zum parallelen Umwandeln eines seriellen Eingangs-Symbolstroms und zum Modulieren der parallel umgewandelten Symbole mit einer Vielzahl von Teilträgern oder Teilkanälen vor dem Senden dar. Ein System, das das MCM-Schema anwendet, wurde in den späten 1950er Jahren zunächst auf ein militärisches Hochfrequenz-(HF)Funkgerät angewendet, und das OFDM-Schema, bei dem eine Vielzahl von orthogonalen Teilträgern überlappt sind, wurde seit den 1970er Jahren weiterentwickelt. Aufgrund der Schwierigkeit des Realisierens von orthogonaler Modulation zwischen mehreren Trägern konnte das OFDM-Schema kaum auf ein richtiges System angewendet werden. Als jedoch Weinstein et al. (Weinstein S. B. und Ebert P. M., „Data Transmission by Frequency Division Multiplexing Using the Discrete Fourier Transform", IEEE Trans.Communication, Bd.COM-19, Seiten 628 bis 634, Okt. 1971) im Jahr 1971 ankündigten, dass eine OFDM-Modulation/Demodulation unter Verwendung der Diskreten Fourier-Transformation (DFT, discrete Fourier transform) auf effiziente Weise durchgeführt werden könnte, haben die Technologien in Bezug auf das OFDM-Schema eine rasante Entwicklung erlebt.
  • Da ein Verfahren des Verwendens eines Schutzintervalls (guard interval) und des Einfügens eines Schutzintervalls mit zyklischem Präfix (cyclic prefix) immer mehr angewendet wird, wurde ein negativer Einfluss des Systems auf das Mehrfachpfad-Phänomen und die Verzögerungsspreizung (delay spread) bemerkenswert reduziert. Dementsprechend wird das OFDM-Schema weit verbreitet auf digitale Übertragungstechnologien angewendet, so wie beispielsweise auf Digital Audio Broadcasting (DAB), auf digitales Fern sehen (DTV, digital television), auf WLAN (wireless Local Area Network), auf den drahtlosen asynchronen Transfermodus (WATM, wireless asynchronous transfer mode) und auf den fixierten drahtlosen Breitbandzugang (fixed BWA, broadband wireless access).
  • Zum gegenwärtigen Zeitpunkt kann das OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema, das in der Vergangenheit aufgrund seiner Hardwarekomplexität nicht weit verbreitet angewendet werden konnte, mit der kürzlichen Entwicklung von verschiedenen digitalen Signalverarbeitungstechnologien, einschließlich der schnellen Fourier-Transformation (fast Fourier transform, FFT) und der inversen schnellen Fourier-Transformation (inverse, fast Fourier transform, IFFT) realisiert werden. Das OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema, obgleich dieses ähnlich dem herkömmlichen Frequenzmultiplexverfahren, FDM-(frequency division multiplexing) ist, hält während der Übertragung eine Orthogonalität zwischen mehreren Teilträgern aufrecht, wodurch eine optimale Übertragungseffizienz während der Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung sichergestellt wird. Zusätzlich dazu weist das OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema eine hohe Frequenzeffizienz auf, und ist robust gegenüber Mehrwegeschwund (Multipath Fading), wodurch eine optimale Übertragungseffizienz während der Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung garantiert wird. Da sich darüber hinaus bei dem OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema Frequenzspektren überlappen, weist es eine hohe Frequenzeffizienz auf, ist robust gegenüber Frequenzselektivem Fading und Multipath Fading, kann unter Verwendung eines Schutzintervalls (guard interval) die Intersymbolinterferenz (ISI, inter-symbol interference) reduzieren, kann die Hardwarestruktur eines Equalizers vereinfachen und ist robust gegenüber Impulsrauschen. Dementsprechend besteht eine Tendenz dahingehend, dass das OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema immer mehr in Kommunikationssystemen verwendet wird.
  • Obgleich das voranstehend beschriebene OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema robust gegenüber frequenzselektivem Fading ist, weist seine Leistung Einschränkungen auf. Ein Mehrfachantennen-Schema ist eines der verbesserten Schemata, die vorgeschlagen wurden, um die Einschränkungen hinsichtlich der Leistung zu überwinden. Im Allgemeinen weist jedoch ein Empfänger, der einen Funkdatendienst unterstützt, Einschränkungen hinsichtlich seiner Größe und seines Stromverbrauches auf. Dementsprechend wird es nicht bevorzugt, mehrere Antennen in dem Empfänger zu installieren. Aus diesen Gründen wurde ein Sende-Diversity-Schema entwickelt, bei dem mehrere Sendeantennen in einem Sender mit einer günstigeren Umgebung installiert werden, um dadurch zu einer Reduzierung der Komplexität des Empfängers und zu einem Verhindern der Leistungsverschlechterung beizutragen.
  • Unter der Vielzahl von Sende-Diversity-Schemata, die bis zum gegenwärtigen Zeitpunkt entwickelt worden sind, weisen ein Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Schema und ein Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schema eine geringere Anzahl von Berechnungen und eine geringere Komplexität auf. Zusätzlich dazu ist das OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema ein äußerst geeignetes Kommunikationsschema, auf das das Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Schema und das Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schema angewendet werden können, und es kann schnell eine große Menge an Informationen übertragen, während das Phänomen des Multipath Fading überwunden wird und der Verlust eines Frequenzbandes minimiert wird. Dementsprechend wird das OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema universal eingesetzt. Wenn das Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Schema und das Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schema angewendet werden, erzielt das OFDM-Mobilkommunikationssystem insbesondere eine Verbesserung der Leistung hinsichtlich der Kanalschätzung. Im Folgenden wird eine Beschreibung eines Vorgangs der Kanalschätzung, wenn das Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Schema und das Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schema angewendet werden, gegeben.
  • Bevor eine Beschreibung des Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Schemas und des Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schemas gegeben wird, wird angenommen, dass in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem ein Sender zwei Sendeantennen einer ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und einer zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 verwendet und dass ein Empfänger eine Empfangsantenne Rx.ANT verwendet. Ein OFDM-Signal r[l, k], das durch einen k-ten Teilträger in einer l-ten Symbol-Periode empfangen wird, wird wie untenstehend in Gleichung (1) dargestellt wird, einer diskreten Fourier-Transformation unterzogen:
    Figure 00040001
  • In Gleichung (1) bezeichnet N die Anzahl an Teilträgern in dem OFDM-Mobilkommunikationssystem, hi[l, k] bezeichnet einen Kanalfrequenzgang eines k-ten Teilträgers in einer l-ten Symbol-Periode, xi[l, k] bezeichnet ein Sendesymbol, das über eine i-te Sendeantenne Tx.ANTi gesendet wird, und n[l, k] bezeichnet ein Rauschen.
  • 1 illustriert schematisch eine herkömmliche Raum-Zeit-Code-(STC)Struktur. Bevor eine Beschreibung für 1 gegeben wird, wird darauf hingewiesen, dass das Raum-Zeit-Code-(STC)Schema in einem Referenzdokument mit dem Titel „A Simple Transmit Diversity Technique For Wireless Communications", vorgeschlagen durch S. Alamouti, (siehe IEEE J. Select. Areas Commun., Bd. 16, Nr. 8, Seiten 1451 bis 1458, Oktober 1998) offenbart wird. Zusätzlich dazu wird in 1 angenommen, dass in einem Sender Signale über zwei Sendeantennen einer ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und einer zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet werden. Wenn in Bezug auf 1 ein Symbol s0s1 auf eine STC-Codiereinrichtung (nicht dargestellt) angewendet wird, codiert die STC-Codiereinrichtung das eingegebene Symbol s0s1 durch das STC-Schema und erzeugt Ausgangssymbole (s0, s1) und (–s1*, s0*), wie dies in der untenstehenden Tabelle 1 dargestellt wird. Tabelle 1
    Tx.ANT1 Tx.ANT2
    t s0 s1
    t + T s1* s0*
  • In Tabelle 1 bezeichnet t einen bestimmten Zeitpunkt, und t + T bezeichnet einen Zeitpunkt, zu dem eine Zeit T von dem bestimmten Zeitpunkt t an verstrichen ist. Das bedeutet, dass zu dem bestimmten Zeitpunkt t (l-te Symbol-Periode), s0 über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 gesendet wird und dass s1 über die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet wird, und zu dem Zeitpunkt t + T ((l + 1)-te Symbol-Periode), wird –s1* über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 gesendet, und
    Figure 00040002
    wird über die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet.
  • Signale, die über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 und über die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet werden, erleben eine Funkkanalumgebung. In dem Referenzdokument mit dem Titel „A Simple Transmit Diversity Technique For Wireless Communications", vorgeschlagen durch S. Alamouti, wird Kanalschätzung auf Basis der Annahme durchgeführt, dass ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen unverändert bleibt. Das bedeutet, dass, aufgrund der Tatsache, dass die Konstantheit des Kanalfrequenzganges zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen Identität des Kanalfrequenzganges darstellt, eine Beziehung zwischen den Kanalfrequenzgängen in Gleichung (2) wie folgt ausgedrückt wird: hi[k] ≡ hi[l, k] = hi[l + 1, k], i = 0, 1, k = 0, 1, ..., N – 1 (2)
  • Dementsprechend werden Daten-Symbole in einer Daten-Periode, die anhand von Kanalinformationen geschätzt wird, in Gleichung (3) wie folgt ausgedrückt:
    Figure 00050001
  • In Gleichung (3) gilt r0 ≡ r[l, k], r1 ≡ r[l + 1, k], h0 ≡ h0[k], h1 ≡ h1[k].
  • Zusätzlich dazu werden die Kanalschätzergebnisse, die unter Verwendung von vorab bekannten Trainings-Symbolen oder decodierten Daten-Symbolen in einer Sende-/Empfangsperiode gewonnen werden, in Gleichung (4) folgendermaßen ausgedrückt:
    Figure 00050002
  • In Gleichung (4) wird angenommen, dass die Signalleistung auf den Wert 1 normalisiert wird.
  • 2 illustriert schematisch eine herkömmliche Raum-Frequenz-Code-(SFC)Struktur. Bevor eine Beschreibung zu 2 gegeben wird, sollte darauf hingewiesen werden, dass die SFC-Struktur in einem Referenzdokument mit dem Titel „Asymptotic Performance Of Transmit Diversity Via OFDM For Multipath Channels", vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk, (siehe IEEE Globecom, 2002), offenbart wird. Zusätzlich dazu wird in 2 angenommen, dass in einem Sender Signale über zwei Sendeantennen einer ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und einer zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet werden. Wenn in Bezug auf 1 ein Symbol s0s1 auf eine STC-Codiereinrichtung (nicht dargestellt) angewendet wird, codiert die STC-Codiereinrichtung das eingegebene Symbol s0s1 anhand des STC-Schemas und erzeugt Ausgangssymbole (s0, s1) und (–s1*, s0*), wie dies in der untenstehenden Tabelle 2 dargestellt wird. Tabelle 2
    Tx.ANT1 Tx.ANT2
    f1 s0 s1
    f2 –s1* s0*
  • In Tabelle 2 bezeichnet f1 einen bestimmten Teilträger, und f2 bezeichnet einen anderen Teilträger, der sich von dem Teilträger f1 unterscheidet. Das bedeutet, dass in derselben Periode, beispielsweise in einer l-ten Symbol-Periode, auf dem Teilträger f1 das Signal s0 über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 gesendet wird und das Signal s1 über die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet wird, und dass auf dem Teilträger f2 das Signal –s1* über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 gesendet wird und das Signal
    Figure 00060001
    über die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet wird.
  • Signale, die über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 und über die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet werden, erleben eine Funkkanalumgebung. In dem Referenzdokument mit dem Titel „Asymptotic Performance Of Transmit Diversity Via OFDM For Multipath Channels", vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk, wird Kanalschätzung auf Basis der Annahme durchgeführt, dass ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern unverändert bleibt. Das bedeutet, dass, aufgrund der Tatsache, dass die Konstantheit des Kanalfrequenzganges zwischen zwei benachbarten Teilträgern Identität des Kanalfrequenzganges darstellt, eine Beziehung zwischen den Kanalfrequenzgängen in Gleichung (5) wie folgt ausgedrückt wird: hi[m] ≡ hi[l, 2m] = hi[l, 2m + 1], i = 0, 1, m = 0, 1, ..., N2 – 1 (5)
  • Dementsprechend werden anhand von Gleichung (1) und anhand von Gleichung (5) Empfangssignale von zwei benachbarten Teilträgern in einer l-ten Symbol-Periode in Gleichung (6) folgendermaßen ausgedrückt: r0 = h0s0 + h1s1 + n0 r1 = –h0s1* + h1s0* + n1 (6)
  • In Gleichung (6) ist r0 ≅ r[l, 2m], r1 ≅ r[l, 2m + 1], h0 ≅ h0[m], h1 ≅ h1[m], n0 ≅ [l, 2m], n1 ≅ n[l, 2m + 1]. Zusätzlich dazu können anhand von Gleichung (6) die Ergebnisse gewonnen werden, die in der untenstehenden Gleichung (7) angeführt sind.
  • Figure 00070001
  • Wie dies im Zusammenhang mit den 1 und 2 beschrieben worden ist, sind die STC-Kanalschätzung (oder Kanalschätzung anhand des STC-Schemas), die auf Basis der Annahme durchgeführt wird, dass ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen unverändert bleibt, wie dies in dem Referenzdokument mit dem Titel „A Simple Transmit Diversity For Wireless Communication", vorgeschlagen durch S. Alamouti, offenbart wird, durchgeführt wird, und die SFC-Kanalschätzung (oder Kanalschätzung anhand des SFC-Schemas), die auf Basis der Annahme durchgeführt wird, dass ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern unverändert bleibt, wie dies in dem Referenzdokument mit dem Titel „Asymptotic Performance Of Transmit Diversity Via OFDM For Multipath Channels", vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk", offenbart wird, durchgeführt wird, hinsichtlich der Leistung in einer Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen unverändert bleibt und ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern unverändert bleibt, identisch.
  • Jedoch ist die Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen unverändert bleibt und in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern unverändert bleibt, eine ideale Kanalumgebung, und in einer tatsächlichen Mobilkommunikations-Kanalumgebung werden ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen und ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern aufgrund der Bewegung eines Benutzers und des Fading-Phänomens geändert. Wenn ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen geändert wird, kann die durch S. Alamouti vorgeschlagene Leistung der STC-Kanalschätzung nicht garantiert werden. Wenn darüber hinaus ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern geändert wird, kann die durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagene Leistung der SFC-Kanalschätzung nicht garantiert werden. Dementsprechend besteht ein Bedarf an einem neuen Kanalschätzschema, das für eine tatsächliche Kanalumgebung geeignet ist, bei dem ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen und ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern geändert werden.
  • Das Dokument US 2003/072254 A1 betrifft eine effizientere Verwendung von Pilotsymbolen in OFDM-Kommunikationssystemen. Es wird ein Verfahren zum Reduzieren der Anzahl an Pilotsymbolen in einem MIMO-OFDM-Kommunikationssystem und zum Ver bessern der Kanalschätzung in einem solchen System beschrieben. Für jede Sendeantenne in einem OFDM-Sender werden Pilotsymbole so codiert, dass sie für die Sendeantenne einzigartig sind. Die codierten Pilotsymbole werden anschließend in einen OFDM-Rahmen eingefügt, um ein Karogitter zu bilden, wobei die Karogitter für die unterschiedlichen Sendeantennen dieselben Frequenzen verwenden, jedoch voneinander durch ein einzelnes Symbol in der Zeitdomain versetzt sind. An dem OFDM-Empfänger wird unter Verwendung einer zweidimensionalen Interpolation ein Kanalgang für ein Symbol geschätzt, das zu einem jeden Karo des Karogitters zentriert ist.
  • Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Kanalschätzsystem und ein Verfahren, das auf eine Kanalumgebung in einem Mobilkommunikationssystem angewendet werden kann, bereitzustellen.
  • Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Ansprüche erfüllt.
  • Bevorzugte Ausführungsformen werden in den abhängigen Ansprüchen definiert.
  • Es ist ein Aspekt der vorliegenden Erfindung, ein System und ein Verfahren zum Schätzen eines Kanals unter Berücksichtigung von Kanalabweichung zwischen Teilträgern in einem Mobilkommunikationssystem bereitzustellen.
  • In Übereinstimmung mit einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein System zum Schätzen eines Kanals in einem Mobilkommunikationssystem bereitgestellt, in dem ein Sender eine erste Sendeantenne und eine zweite Sendeantenne enthält, wobei die erste und die zweite Sendeantenne Signale über wenigstens einen ungeradzahligen und wenigstens einen geradzahligen Träger senden. Das System umfasst: den Sender zum Bestimmen eines ersten Symbols und eines zweiten Symbols, die für die anfängliche Kanalschätzung eines Empfängers zu verwenden sind, zum Codieren des ersten Symbols und des zweiten Symbols mit einem voreingestellten Sende-Diversity-Schema über eine voreingestellte Zeit, und zum Senden des codierten ersten und zweiten Symbols zu dem Empfänger über den/die ungeradzahligen Träger und den/die geradzahligen Träger der ersten und zweiten Sendeantenne; und den Empfänger zum Empfangen eines Signals über die voreingestellte Zeit, zum Schätzen der Kanalfrequenzgänge von dem/den ungeradzahligen Träger/n der ersten Sendeantenne und der Kanalfrequenz gänge von dem/den ungeradzahligen Träger/n der zweiten Sendeantenne und Schätzen der Kanalfrequenzgänge von dem/den geradzahligen Träger/n der ersten Sendeantenne und der Kanalfrequenzgänge von dem/den ungeradzahligen Träger/n der zweiten Sendeantenne unter Verwendung der geschätzten Kanalfrequenzgänge.
  • In Übereinstimmung mit einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein System zum Schätzen eines Kanals durch einen Empfänger in einem Mobilkommunikationssystem bereitgestellt, in dem ein Sender eine erste Sendeantenne und eine zweite Sendeantenne enthält, wobei die erste und die zweite Sendeantenne Signale über wenigstens einen ungeradzahligen und wenigstens einen geradzahligen Träger senden. Das System umfasst: den Sender zum Codieren von Symbolen, die über eine voreingestellte Empfangsperiode mit einem voreingestellten Sende-Diversity-Schema empfangen werden, und zum Senden der codierten Symbole zu dem Empfänger über den/die ungeradzahligen Träger und den/die geradzahligen Träger der ersten Sendeantenne und der zweiten Sendeantenne; und den Empfänger zum Empfangen eines Signals über die voreingestellte Empfangsperiode, zum Wiederherstellen des empfangenen Signals zu Sendesymbolen durch Decodieren des empfangenen Signals gemäß einem Sende-Diversity-Schema, das in dem Sender angewendet wird, zum Schätzen von Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und der Kanalfrequenzgänge des/der ungeradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne unter Verwendung von Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne, wobei die Kanalfrequenzgänge aus den wiederhergestellten Sendesymbolen in einer der voreingestellten Empfangsperiode vorangehenden Empfangsperiode erfasst werden, und zum Schätzen von Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen der zweiten Sendeantenne unter Verwendung der Kanalfrequenzgänge von des/der ungeradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne.
  • In Übereinstimmung mit einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Schätzen eines Kanals in einem Mobilkommunikationssystem, in dem ein Sender eine erste Sendeantenne und eine zweite Sendeantenne enthält und die erste und die zweite Sendeantenne Signale über jeweils wenigstens einen ungeradzahligen Teilträger und wenigstens einen geradzahligen Teilträger senden, bereitgestellt. Das Verfahren umfasst die Schritte des: Erzeugens eines ersten Symbols und eines zweiten Symbols durch den Sender, die für eine anfängliche Kanalschätzung eines Empfängers zu verwenden sind; des Codierens des ersten Symbols und des zweiten Symbols durch den Sender mit einem voreingestellten Sende-Diversity-Schema, über eine voreingestellte Periode, und Senden des codierten ersten und zweiten Symbols zu dem Empfänger über den/die ungeradzahligen Träger und den/die geradzahligen Träger der ersten und der zweiten Sendeantenne; des Empfangens eines Signals über die voreingestellte Periode durch den Empfänger und Berechnen von Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und von Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne; und des Schätzens der Empfänger-Kanalfrequenzgänge des/der geradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und von Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne unter Verwendung der berechneten Kanalfrequenzgänge.
  • In Übereinstimmung mit einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Schätzen eines Kanals durch einen Empfänger in einem Mobilkommunikationssystem, in dem ein Sender eine erste Sendeantenne und eine zweite Sendeantenne enthält und die erste und die zweite Sendeantenne Signale über jeweils wenigstens einen ungeradzahligen Träger und wenigstens einen geradzahligen Träger senden, bereitgestellt. Das Verfahren umfasst die Schritte: des Empfangens eines Signals über eine voreingestellte Empfangsperiode und Wiederherstellen des empfangenen Signals zu Sende-Symbolen durch Decodieren des empfangenen Signals gemäß einem Sende-Diversity-Schema, das in dem Sender angewendet wird; des Schätzens von Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne unter Verwendung von Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne sowie Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des/der ungeradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne, wobei die Kanalfrequenzgänge aus den wiederhergestellten Sendesymbolen in einer der voreingestellten Empfangsperiode vorangehenden Empfangsperiode erfasst werden; und des Schätzens von Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des/der geradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne unter Verwendung der Kanalfrequenzgänge des/der ungeradzahligen Träger/s der ersten Sendeantenne und der Kanalfrequenzgänge des/der ungeradzahligen Träger/s der zweiten Sendeantenne.
  • Die voranstehend beschriebenen Leistungsmerkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden ausführlichen Beschreibung besser verständlich, wenn diese zusammen mit den begleitenden Zeichnungen betrachtet wird, in denen:
  • 1 eine herkömmliche Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Struktur schematisch illustriert;
  • 2 illustriert schematisch eine herkömmliche Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency-code)Struktur;
  • 3 illustriert schematisch eine Struktur eines OFDM-Mobilkommunikationssystems in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 4 illustriert schematisch eine Struktur eines Sende-Symbols in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem;
  • 5 illustriert schematisch ein lineares Interpolationsschema in einer Trainings-Periode in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 6 illustriert schematisch ein lineares Interpolationsschema in einer Daten-Periode in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 7 ist eine Tabelle, die einen Vergleich der Anzahl von Berechnungen zwischen einem Verfahren zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch S. Alamouti, einem Verfahren zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk und einem Verfahren zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch die Erfindung, illustriert;
  • 8 ist ein Graph, der die SNR-zu-BER-(Signal-Rausch-Verhältnis zu Bitfehlerrate)Charakteristiken des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch S. Alamouti, des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk und des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch die Erfindung, in einer Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen und ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern konstant sind, illustriert;
  • 9 ist ein Graph der die SNR-zu-BER-Charakteristiken des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch S. Alamouti, des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk und des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch die Erfindung, in einer Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen konstant ist, wohingegen ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern beachtlich geändert wird; illustriert; und
  • 10 ist ein Graph der die SNR-zu-BER-Charakteristiken des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch S. Alamouti, des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk und des Verfahrens zur Kanalschätzung, vorgeschlagen durch die Erfindung, in einer Kanalumgebung, in der sowohl ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen als auch ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern beachtlich geändert werden, illustriert.
  • Im Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ausführlich und in Bezug auf die angehängten Zeichnungen beschrieben. In der folgenden Beschreibung wird im Sinne einer präzisen Erklärung eine ausführliche Beschreibung bekannter Funktionen und Konfigurationen, die hierin enthalten sind, weggelassen.
  • Die vorliegende Erfindung stellt ein Kanalschätzsystem und ein Verfahren bereit, das auf eine Kanalumgebung in einem Mobilkommunikationssystem, das ein OFDM-Schema verwendet (das heißt, ein OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Mobilkommunikationssystem), angewendet werden kann.
  • Wie dies voranstehend erwähnt worden ist, ist das OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema robust gegenüber frequenzselektivem Fading, jedoch weist seine Leistung Einschränkungen auf. Ein Mehrfachantennen-Schema ist eines der verbesserten Schemata, die vorgeschlagen werden, um die Einschränkungen hinsichtlich der Leistung zu überwinden. Insbesondere wird einem Sende-Diversity-Schema, das in der Lage ist, eine Leistungsverschlechterung aufgrund eines Fading-Phänomens zu verhindern, während die Komplexität eines Empfängers reduziert wird, Beachtung geschenkt. Unter den vielen Sende-Diversity-Schemata, die bis zum gegenwärtigen Zeitpunkt entwickelt worden sind, weisen ein Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Schema und ein Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schema eine geringe Anzahl von Berechnungen und eine geringere Komplexität auf. Zusätzlich dazu ist das OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema ein äußerst geeignetes Kommunikationsschema, auf das das Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Schema und das Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schema angewendet werden können, und es kann schnell eine große Menge an Informationen übertragen, während das Phänomen des Mehrwegeschwundes (Multipath Fading) überwunden wird und der Verlust eines Frequenzbandes minimiert wird. Insbesondere wenn das STC-Schema und das SFC-Schema verwendet werden, erzielt das OFDM-Mobilkommunikationssystem eine Leistungsverbesserung hinsichtlich der Kanalschätzung. Das STC-Schema führt, wie dies in dem Abschnitt zum Stand der Technik beschrieben worden ist, Kanalschätzung basierend auf der Annahme durch, dass ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen konstant ist, wie dies in dem Referenzdokument mit dem Titel „A Simple Transmit Diversity Technique For Wireless Communications", vorgeschlagen durch S. Alamouti (siehe IEEE J. Select. Areas Commun., Bd. 16, Nr. 8, Seiten 1451 bis 1458, Oktober 1998) offenbart wird. Im Gegensatz dazu führt das Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schema, wie dies in dem Abschnitt zum Stand der Technik beschrieben worden ist, Kanalschätzung basierend auf der Annahme durch, dass ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern oder Teilkanälen unverändert bleibt, wie dies in dem Refe renzdokument mit dem Titel „Asymptotic Performance Of Transmit Diversity Via OFDM For Multipath Channels", vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk, (siehe IEEE Globecom, 2002) offenbart wird.
  • In einer tatsächlichen Kanalumgebung werden jedoch ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen und ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern aufgrund der Bewegung eines Benutzers und des Fading-Phänomens geändert. Wenn ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen geändert wird, wird die Leistung der STC-Kanalschätzung, wie sie durch S. Alamouti vorgeschlagen wird, reduziert. Wenn darüber hinaus ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern geändert wird, wird die Leistung der SFC-Kanalschätzung, wie sie durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagen wird, verringert. Dementsprechend muss, um eine stabile Leistung in einer tatsächlichen Kanalumgebung zu erzielen, ein Verfahren des Berücksichtigens einer Abweichung bei dem Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen für das Raum-Zeit-Code-(STC, space-time-code)Schema entwickelt werden, und es muss ein Verfahren des Berücksichtigens einer Abweichung bei dem Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern für das Raum-Frequenz-Code-(SFC, space-frequency code)Schema entwickelt werden.
  • Dementsprechend schlägt die vorliegende Erfindung ein Schema zur Kanalschätzung vor, das auf eine tatsächliche Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen und ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern geändert werden, angewendet werden kann. Insbesondere stellt die vorliegende Erfindung ein Schema zum Schätzen eines Kanals unter Berücksichtigung einer Änderung eines Kanalfrequenzganges zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern, das während des SFC-Schemas angewendet wird, bereit. Im Folgenden wird ein Schema zur Kanalschätzung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung in Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
  • 3 illustriert schematisch eine Struktur eines OFDM-Mobilkommunikationsschemas in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Bezug auf 3 umfasst das OFDM-Mobilkommunikationssystem einen Sender 300 und einen Empfänger 350, und es wird angenommen, dass der Sender 300 beispielsweise zwei Sendeantennen einer ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und einer zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 enthält. Es sollte jedoch darauf hingewiesen werden, dass der Sender 300 auch zwei oder mehr Sendeantennen enthalten kann, jedoch wird die vorliegende Erfindung im Sinne einer einfachen Erklärung mit zwei Sendeantennen beschrieben. Zusätzlich dazu wird angenommen, dass der Empfänger 350 eine Empfangsantenne Rx.ANT enthält. Erneut kann der Empfänger 350 auch eine Vielzahl von Empfangsantennen enthalten. Darüber hinaus betrifft beim Beschreiben des Senders 300 und des Empfängers 350 eine Operation, die eine andere ist als die Sende-Diversity-Operation, nicht die Erfindung direkt, dementsprechend wird im Sinne einer einfachen Erklärung eine ausführliche Beschreibung davon weggelassen.
  • Wenn Sendedaten-Symbole empfangen werden, codiert eine Sende-Diversity-Codiereinrichtung 311 die empfangenen Daten-Symbole mit einem voreingestellten Sende-Diversity-Schema und sendet die codierten Daten-Symbole über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 und die zweite Sendeantenne Tx.ANT.2. Hierbei wird angenommen, dass die Sende-Diversity-Codiereinrichtung 311 einen Codiervorgang mit dem SFC-Schema durchführt. Wenn ein Symbol s0s1 auf die Sende-Diversity-Codiereinrichtung 311 angewendet wird, wie dies in 3 dargestellt ist, codiert die Sende-Diversity-Codiereinrichtung 311 das eingegebene Symbol s0s1 mit dem SFC-Schema und erzeugt anschließend Ausgangssymbole (s0s1) und (–s1*, s0*), wie dies in der untenstehenden Tabelle 3 illustriert ist. Tabelle 3
    Tx.ANT1 Tx.ANT2
    f1 s0 s1
    f2 –s1* s0*
  • In Tabelle 3 bezeichnet f1 einen bestimmten Teilträger, und f2 bezeichnet einen anderen Teilträger, der sich von dem Teilträger f1 unterscheidet. Das bedeutet, dass in derselben Periode, beispielsweise in einer l-ten Symbol-Periode, auf dem Teilträger f1 das Signal s0 über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 gesendet wird und das Signal s1 über die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet wird, und dass auf dem Teilträger f2 das Signal –s1* über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 gesendet wird und das Signal
    Figure 00170001
    über die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet wird.
  • Signale, die über die erste Sendeantenne Tx.ANT1 und die zweite Sendeantenne Tx.ANT2 gesendet werden, erleben eine Funkkanalumgebung. In der Erfindung wird angenommen, dass ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern geändert wird, das heißt, es wird ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei benachbarten Teilträgern geändert. Dementsprechend wird eine Beziehung zwischen den Kanalfrequenzgängen in Gleichung (8) folgendermaßen ausgedrückt: hi[l, 2m + 1] = hi[l, 2m] + Δi,[l], i = 0, 1, m = 0, 1, ..., N2 – 1 (8)
  • In Gleichung (8) bezeichnet N die Anzahl an Teilträgern in dem OFDM-Mobilkommunikationssystem, hi[l, 2m + 1] bezeichnet einen Kanalfrequenzgang eines (2m + l)-ten Teilträgers (oder geradzahligen Teilträgers) in einer l-ten Symbol-Periode zwischen einer i-ten Sendeantenne Tx.ANTi und einer Empfangsantenne, und hi[l, 2m] bezeichnet einen Kanalfrequenzgang eines 2m-ten Teilträgers (oder ungeradzahligen Teilträgers) in der l-te Symbol-Periode zwischen der i-ten Sendeantenne Tx.ANTi und der Empfangsantenne.
  • Anhand von Gleichung (1) und Gleichung (8) werden die Empfangssignale von zwei benachbarten Teilträgern in einer l-ten Symbol-Periode so ausgedrückt, wie dies in der untenstehenden Gleichung (9) dargestellt ist. Hierbei stellt Gleichung (1) die Ergebnisse der diskreten Fourier-Transformation (DFT) eines OFDM-Signals r[l, k], das über einen k-ten Teilträger in einer l-ten Symbol-Periode empfangen wird, dar, und die DFT-Ergebnisse werden zu
    Figure 00170002
    (wobei xi[l, k] ein Sende-Symbol bezeichnet, das über eine i-te Sendeantenne Tx.ANTi gesendet wird, und n[l, k] bezeichnet ein Rauschen. r0 = h0s0 + h1s1 + n0 r1 = –(h0 + Δ0)s1* + (h1 + Δ1)s0* + n1 (9)
  • In Gleichung (9) gilt h0 ≡ h0[l, 2m], h1 ≡ h1[l, 2m], Δ0 ≡ Δ0,m[l], Δ1 ≡ Δ1,m[l].
  • Anhand von Gleichung (9) können die Ergebnisse, die in Gleichung (10) angegeben sind, gewonnen werden.
  • Figure 00180001
  • In Gleichung (10) beträgt die Anzahl von Gleichungen 2, wohingegen die Anzahl von Parametern 4 beträgt, das heißt, es liegen 4 Parameter von h0, h1, Δ0 und Δ1 vor. Dementsprechend ist es unmöglich, die Parameterwerte zu berechnen. Für die Kanalschätzung ist es jedoch erforderlich, die 4 Parameterwerte h0, h1, Δ0 und Δ1 zu berechnen. Dementsprechend stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Schätzen eines Kanals in einer Trainings-Periode und in einer Daten-Periode gemäß Gleichung (10) bereit. Die Trainings-Periode und die Daten-Periode werden im Folgenden in Bezug auf 4 beschrieben.
  • 4 illustriert schematisch eine Sende-Symbol-Struktur in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem. In Bezug auf 4 hat ein Rahmen 400 für das OFDM-Mobilkommunikationssystem N Teilträger, das heißt, N Teilkanäle, und hat darüber hinaus eine Trainings-Periode 411 zum Senden von Trainings-Symbolen sowie Daten-Perioden 413 und 415 zum Senden von Datensymbolen. Bei dem Trainings-Symbol handelt es sich um ein Symbol, das für die anfängliche Kanalschätzung zeitlich festgelegt ist, und es ist ein Symbol, das sowohl einem Sender als auch einem Empfänger bekannt ist. Die Erfindung führt anfängliche Kanalschätzung in der Trainings-Periode 411 durch, speichert ein Sende-Symbol in der Daten-Periode 413 unter Verwendung einer Abweichung eines Kanalfrequenzganges, die während der anfänglichen Kanalschät zung erfasst wurde und aktualisiert einen Kanalfrequenzgang der Daten-Periode 415 auf Basis des Ergebnisses der Sendesymbol-Wiederherstellung der Daten-Periode 413.
  • Im Folgenden wird die Kanalschätzung, das heißt, die anfängliche Kanalschätzung in der Trainings-Periode in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • Zunächst beträgt, wie dies im Zusammenhang mit Gleichung (10) beschrieben wurde, die Anzahl der Gleichungen, die auf die Kanalschätzung bezogene Parameter enthält, 2, und die Anzahl der Parameter beträgt 4, das heißt, es liegen 4 Parameter von h0, h1, Δ0 und Δ1 vor. Dementsprechend ist es unmöglich, die Parameterwerte zu berechnen. Dementsprechend schlägt die vorliegende Erfindung neue Trainings-Symbole gemäß Gleichung (11) vor, um die 4 Parameter h0, h1, Δ0 und Δ1 zu berechnen. |s0|2 = 2 |s1|2 = 0 (11)
  • Wie dies in Gleichung (11) illustriert ist, wird in der Trainings-Periode ein Trainings-Symbol von |s0|2 über einen 2m-ten Teilträger einer ersten Sendeantenne gesendet, und ein Trainings-Symbol von |s1|2 wird über einen (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne gesendet. Zum gleichen Zeitpunkt wird ein Trainings-Symbol von |s1|2 = 0 über einen 2m-ten Teilträger einer zweiten Sendeantenne gesendet und ein Trainings-Symbol von |s0|2 = 2 wird über einen (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne gesendet. Anschließend empfängt der Empfänger Signale, die in Gleichung (12) folgendermaßen definiert werden: r0 = h0s0 + n0 r1 = (h1 + Δ1)s0 + n1 (12)
  • In Gleichung (12) bezeichnet n0 ein Rauschen, das zu einem Signal, welches über einen 2m-ten Teilträger gesendet wird, hinzuaddiert wird, und n1 bezeichnet ein Rauschen, das zu einem Signal, welches über einen (2m + 1)-ten Teilträger gesendet wird, hinzuaddiert wird. Zusätzlich dazu wird durch Vergleichen von Gleichung (12) mit Gleichung (11), das heißt, durch Vergleichen eines Falls, in dem das in der Erfindung vorgeschlagene Trainings-Symbol angewendet wird, mit einem Fall, in dem das vorgeschlagene Trainings-Symbol nicht angewendet wird, festgestellt, dass die Anzahl an auf Kanalschätzung bezogene Parametern auf 2 reduziert wird, das heißt, auf h0 und (h1 + Δ1). Wenn darüber hinaus in Gleichung (12) angenommen wird, dass das Rauschen n0 und das Rauschen n1 so geringfügig sind, dass ihnen keine Beachtung geschenkt werden muss, kann Gleichung (12), so wie dies in Gleichung (13) definiert ist, folgendermaßen umgeschrieben werden: h0 = r0s0*/2 h1 + Δ1 = r1s0/2 (13)
  • Da hierin angenommen wird, dass h0 = h0[l, 2m] und dass h1 + Δ1 = h1[l, 2m] + Δ1,m[l] = h1[l, 2m + 1], kann ein Kanalfrequenzgang h0 auf 2m-ten Teilkanälen einer ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und ein Kanalfrequenzgang (h1 + Δ1) auf (2m + 1)-ten Teilkanälen einer zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 berechnet werden. Dementsprechend kann eine Abweichung eines Kanalfrequenzganges Δ0,m[l] zwischen den 2m-ten Teilkanälen einer ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und den (2m + 1)-ten Teilkanälen der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 anhand des Kanalfrequenzganges h0[l, 2m] auf den 2m-ten Teilkanälen der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 sowie eine Abweichung eines Kanalfrequenzganges Δ1,m[l] zwischen den 2m-ten Teilkanälen der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 und den (2m + 1)-ten Teilkanälen der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 anhand des Kanalfrequenzganges h1[l, 2m + 1] auf den (2m + 1)-ten Teilkanälen der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 durch lineare Interpolation gemäß der untenstehenden Gleichung (14) berechnet werden.
  • Figure 00200001
  • Ein Prozess des Berechnens der Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ0,m[l] und der Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ1,m[l] durch lineare Interpolation wird im späteren Verlauf der Beschreibung in Bezug auf 5 beschrieben.
  • Zusätzlich dazu können die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m + 1] auf den (2m + 1)-ten Teilkanälen der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und die Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m] auf den 2m-ten Teilkanälen der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2, wie dies in der untenstehenden Gleichung (15) definiert ist, berechnet werden, durch: h0[l, 2m + 1] = h0[l, 2m] + Δ0,m[l] h1[l, 2m] = h1[l, 2m + 1] – Δ1,m[l] (15)
  • Durch Einstellen der Trainings-Symbole in der Trainings-Periode vor dem Senden, wie dies in Gleichung (11) dargestellt ist, und durch das anschließende Durchführen von einfacher linearer Interpolation, ist es möglich, auf genaue Weise sämtliche auf Kanalschätzung bezogene Parameter mittels der Gleichungen (13) bis (15) zu berechnen, wodurch eine genaue Kanalschätzung ermöglicht wird.
  • Im Folgenden wird das lineare Interpolationsschema in der Trainings-Periode in Bezug auf 5 beschrieben.
  • 5 illustriert schematisch ein lineares Interpolationsschema in einer Trainings-Periode in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Bezug auf 5 wird in der Trainings-Periode ein Trainings-Symbol von |s0|2 = 2 über einen 2m-ten Teilträger einer ersten Sendeantenne gesendet, und ein Trainings-Symbol von |s1|2 = 0 wird über einen (2m + 1)ten Teilträger der ersten Sendeantenne gesendet. Zum gleichen Zeitpunkt wird ein Trainings-Symbol von |s1|2= 0 über einen 2m-ten Teilträger einer zweiten Sendeantenne gesendet, und ein Trainings-Symbol von |s0|2 = 2 wird über einen (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne gesendet. Dementsprechend kann der Empfänger Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m] auf 2m-ten Teilträgern oder Teilkanälen der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] auf (2m + 1)-ten Teilträgern oder Teilkanälen der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 mittels einer einfachen linearen Operation aus Gleichung (13) bestimmen. Der Empfänger kann jedoch nicht, wie dies in 5 dargestellt ist, Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 bestimmen. Dementsprechend berechnet der Empfänger die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 unter Verwendung der bestimmten Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und der bestimmten Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2. Dieser Prozess wird im Folgenden ausführlich beschrieben.
  • Zunächst wird im Folgenden ein Prozess des Berechnens von Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 beschrieben. Da die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 bekannt sind, wird eine Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ0,m[l] zwischen den Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und den Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 berechnet, indem eine Differenz zwischen den Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 halbiert wird. Das bedeutet, dass eine Abweichung eines Kanalfrequenzganges Δ0,m[l] zwischen Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m+1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 berechnet werden können, indem eine Differenz zwischen Kanalfrequenzgängen der 2m-ten Teilträger und den (2m + 1)-ten Teilträgern der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 halbiert wird. Dementsprechend können die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 berechnet werden, indem die Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ0,m[l] zu den Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 addiert werden.
  • Im Folgenden wird ein Prozess des Berechnens der Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 beschrieben. Da die Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 bekannt sind, wird eine Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ1,m[l] zwischen den Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 und den Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 berechnet, indem eine Differenz zwischen den Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 halbiert wird. Das bedeutet, dass eine Abweichung eines Kanalfrequenzganges Δ1,m[l] zwischen Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 und Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 berechnet werden können, indem eine Differenz zwischen Kanalfrequenzgängen der (2m + 1)-ten Teilträger und den (2m + 3)-ten Teilträgern der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 halbiert wird. Dementsprechend können die Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 berechnet werden, indem die Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ1,m[l] von den Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 subtrahiert werden.
  • Die Kanalschätzung in der Daten-Periode, das heißt die Kanalschätzung für ein decodiertes Datensymbol, wird im Folgenden beschrieben.
  • Anhand von Gleichung (9) kann eine Formel zum Wiederherstellen von Symbolen hergeleitet werden.
  • Figure 00230001
  • Da in einer allgemeinen Kanalumgebung |h0|2 + |h1|2 >> Δ0Δ1 ist, kann Gleichung (16) vereinfacht werden, wie dies in Gleichung (17) definiert ist.
  • Figure 00230002
  • Anhand von Gleichung (17) sollte ersichtlich sein, dass, aufgrund der Tatsache dass s0 = A + BC und s1 = B + AD ist, eine erforderliche Anzahl von Berechnungen minimiert wird. Als ein Ergebnis ist es möglich, Sende-Symbole in einer aktuellen Daten-Periode mittels der Gleichung (17) wiederherzustellen.
  • In der Daten-Periode ist es unmöglich, einen Symbolwert auf einen voreingestellten Wert wie Trainings-Symbole der Trainings-Periode einzustellen. Dementsprechend wird, um die Anzahl an auf Kanalschätzung bezogenen Parametern von 4 auf 2 in Gleichung (10) zu reduzieren, von Δ0,m[l] und Δ1,m[l] angenommen, dass sie bereits bekannt sind als Δ0,m[1 – 1] und Δ1,m[1 – 1] eines vorangehenden Symbols. Anschließend können Kanalinformationen der Daten-Periode mittels der untenstehenden Gleichung (18) unter Verwendung eines empfangenen Signals und eines wiederhergestellten Sende-Symbols erfasst werden.
  • Figure 00240001
  • 6 illustriert schematisch ein lineares Interpolationsschema in einer Daten-Periode in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Bezug auf 6 wird, im Gegensatz zu der Trainings-Periode, ein Kanalfrequenzgang einer aktuellen Symbol-Periode durch Gleichung (18) unter Verwendung einer Abweichung eines Kanalfrequenzganges, der in einer vorangehenden Symbol-Periode berechnet wurde, erfasst. Das bedeutet, wie dies in 6 illustriert ist, dass die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m] auf den 2m-ten Teilträgern oder Teilkanälen einer ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und ein Kanalfrequenzgang h1[l, 2m] auf den 2m-ten Teilträgern oder Teilkanälen einer zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 mittels Gleichung (18) bestimmt werden kann. Selbst wenn jedoch Gleichung (18) verwendet wird, können die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und die Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 nicht bestimmt werden, wie dies in 6 illustriert ist. Dementsprechend werden die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und die Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 unter Verwendung der bestimmten Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und der bestimmten Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 berechnet. Dieser Prozess wird im Folgenden ausführlich beschrieben.
  • Zuerst wird ein Prozess des Berechnens der Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 beschrieben. Da die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 bekannt sind, wird eine Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ0,m[l] zwischen den Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und den Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 berechnet, indem eine Differenz zwischen den Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 halbiert wird. Das bedeutet, dass eine Abweichung eines Kanalfrequenzganges Δ0,m[l] zwischen Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 und Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 berechnet werden können, indem eine Differenz zwischen Kanalfrequenzgängen der 2m-ten Teilträger und den (2m + 2)-ten Teilträgern der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 halbiert wird. Dementsprechend können die Kanalfrequenzgänge h0[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 berechnet werden, indem die Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ0,m[l] zu den Kanalfrequenzgängen h0[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der ersten Sendeantenne Tx.ANT1 addiert wird.
  • Im Folgenden wird ein Prozess des Berechnens der Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 beschrieben. Da die Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 bekannt sind, wird eine Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ1,m[l] zwischen den Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 und den Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 berechnet, indem eine Differenz zwischen den Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 halbiert wird. Das bedeutet, dass eine Abweichung eines Kanalfrequenzganges Δ1,m[l] zwischen Kanalfrequenzgän gen h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 und Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 berechnet wird, indem eine Differenz zwischen Kanalfrequenzgängen der 2m-ten Teilträger und den (2m + 2)-ten Teilträgern der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 halbiert wird. Dementsprechend können die Kanalfrequenzgänge h1[l, 2m + 1] der (2m + 1)-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 berechnet werden, indem die Abweichung des Kanalfrequenzganges Δ1,m[1] zu den Kanalfrequenzgängen h1[l, 2m] der 2m-ten Teilträger der zweiten Sendeantenne Tx.ANT2 addiert werden. Als Ergebnis ist es möglich, eine genaue Abweichung zwischen Teilkanälen selbst in einer Daten-Periode zu bestimmen, wodurch eine genaue Kanalschätzung ermöglicht wird.
  • In Bezug auf 7 wird im Folgenden ein Vergleich der Anzahl an Berechnungen zwischen einem Verfahren zur Kanalschätzung unter Verwendung des STC-Schemas, das in dem Referenzdokument mit dem Titel „A Simple Transmit Diversity Technique For Wireless Communications", vorgeschlagen durch S. Alamouti (im Folgenden als „ein durch S. Alamouti vorgeschlagenes Verfahren zum Schätzen eines Kanals" bezeichnet) und einem Verfahren zur Kanalschätzung unter Verwendung des SFC-Schemas, das in dem Referenzdokument mit dem Titel „Asymptotic Performance Of Transmit Diversity Via OFDM For Multipath Channels", vorgeschlagen durch N. Ahmed und R. Baraniuk (im Folgenden als „ein durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagenes Verfahren zum Schätzen eines Kanals" bezeichnet) und dem Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das in der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen wird, angestellt.
  • Wie dies voranstehend erwähnt worden ist, ist 7 eine Tabelle, die einen Vergleich der Anzahl von Berechnungen zwischen dem durch S. Alamouti vorgeschlagenen Verfahren zum Schätzen eines Kanals, dem durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagenen Verfahren zum Schätzen eines Kanals und dem durch die Erfindung vorgeschlagenen Verfahren zum Schätzen eines Kanals illustriert. In Bezug auf 7 wird zunächst die Anzahl von Berechnungen in einer Trainings-Periode und einer Daten-Periode für das durch S. Alamouti vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals und das durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals beschrieben.
  • Zuerst wird in der Trainings-Periode für die Informationen zur anfänglichen Kanalschätzung nur reale Addition 6N Male durchgeführt, während komplexe Multiplikation, reale Multiplikation, komplexe Division und reale Division nicht durchgeführt werden. N zeigt die Anzahl von Teilträgern in dem OFDM-Mobilkommunikationssystem an. Zweitens wird in der Daten-Periode für eine Aktualisierung der Kanalinformationen lediglich reale Addition 6N mal durchgeführt, während komplexe Multiplikation, reale Multiplikation, komplexe Division und reale Division nicht durchgeführt werden. Darüber hinaus wird in der Daten-Periode für die Wiederherstellung der Sendesymbole komplexe Multiplikation 2N mal durchgeführt, reale Multiplikation wird 2N mal durchgeführt, komplexe Division wird nicht durchgeführt, reale Division wird 2N mal durchgeführt, und reale Addition wird 3,5N mal durchgeführt.
  • Im Folgenden wird die Anzahl von Berechnungen in einer Trainings-Periode und einer Daten-Periode für das durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals beschrieben.
  • Zuerst wird in der Trainings-Periode für die Informationen zur anfänglichen Kanalschätzung nur reale Addition 3N mal durchgeführt, während komplexe Multiplikation, reale Multiplikation, komplexe Division und reale Division nicht durchgeführt werden. Zweitens wird in der Daten-Periode für eine Aktualisierung der Kanalinformationen lediglich reale Addition 13N mal durchgeführt, während komplexe Multiplikation, reale Multiplikation, komplexe Division und reale Division nicht durchgeführt werden. Darüber hinaus wird in der Daten-Periode für die Wiederherstellung der Sendesymbole komplexe Multiplikation 5N mal durchgeführt, reale Multiplikation wird 2N mal durchgeführt, komplexe Division wird 2N mal durchgeführt, reale Division wird nicht durchgeführt, und reale Addition wird 6,5N mal durchgeführt.
  • Wie dies im Zusammenhang mit 7 beschrieben wird, erfordern das durch S. Alamouti vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals und das durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals allesamt lediglich Additionsoperationen für das Schätzen von Kanalinformationen in der Trainings-Periode und in der Daten-Periode, so dass die Realisierungen davon sehr leicht sind. Für das Wiederherstellen der Sende-Symbole in der Daten-Periode ist die Anzahl von Berechnungen, die in dem neuartigen Verfahren zum Schätzen eines Kanals erforderlich ist, ungefähr 2 mal größer als die Anzahl von Berechnungen, die in herkömmlichen Verfahren zum Schätzen eines Kanals erforderlich sind. Dennoch wirkt sich die Erhöhung der Anzahl von Berechnungen in dem neuartigen Verfahren zum Schätzen eines Kanals nicht als eine Last in dem OFDM-Mobilkommunikationssystem aus.
  • 8 ist ein Graph, der die SNR-zu-BER-Charakteristiken (Signal-Rausch-Verhältnis zu Bitfehlerrate) des durch S. Alamouti vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals, des durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals und des durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals in einer Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen und ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern konstant sind.
  • Bevor eine Beschreibung von 8 gegeben wird, wird angenommen, dass, um die SNR-zu-BER-Charakteristik zu messen, ein Frequenzband auf 500 KH eingestellt wird, 128 Teilträger verwendet werden und Kanalschätzung in einer Kanalumgebung mit Rayleigh-Fading durchgeführt wird, in der die Übertragungsleistung von 9 Mehrfachpfaden exponentiell erhöht wird. In 8 werden die SNR-zu-BER-Charakteristiken in einer Kanalumgebung mit fdTs = 0,0014 und Sf = 125 KHz, das heißt, in einer Kanalumgebung verglichen, in der eine Kanalabweichung im Verlauf der Zeit verschwindend gering wird und auch frequenzselektives Fading verschwindend gering wird. Hierbei bezeichnet fd eine Doppler-Frequenz, Ts bezeichnet eine Symbol-Periode und Sf bezeichnet ein kohärentes Frequenzband. Die Kanalumgebung mit fdTs = 0,0014 und Sf = 125 KHz, das heißt, die Kanalumgebung, in der eine Kanalabweichung im Verlauf der Zeit verschwindend gering ist und in der frequenzselektives Fading ebenfalls verschwindend gering ist, ist nahezu identisch mit der Kanalumgebung, die einer fundamentalen Hypothese für das durch S. Alamouti vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das heißt, einer Hypothese entspricht, bei der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen unverändert bleibt, und die einer fundamentalen Hypothese für das durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das heißt, einer Hypothese entspricht, bei der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern unverändert bleibt. Dementsprechend weisen in solch einer Kanalumgebung das durch S. Alamouti vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals und das durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals nahezu dieselben SNR-zu-BER-Charakteristiken auf, wie dies in 8 illustriert ist.
  • Wie dies jedoch voranstehend beschrieben worden ist, ist es unmöglich, dass in einer tatsächlichen Kanalumgebung ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen unverändert bleibt und dass ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern unverändert bleibt. Dementsprechend wird in Bezug auf 9 eine Beschreibung der Beziehung zwischen dem Signal-Rausch-Verhältnis (SNR, signal-to-noise-ratio) und der Bitfehlerrate (BER, bit error rate) des durch S. Alamouti vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals, des durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals und des durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagenen Verfahrens in einer Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen oftmals geändert wird, gegeben.
  • Wie dies voranstehend erwähnt worden ist, ist 9 ein Graph, der die SNR-zu-BER-Charakteristiken des durch S. Alamouti vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals, des durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals und des durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagenen Verfahrens in einer Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen konstant ist, während ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen beachtlich geändert wird, illustriert.
  • Bevor eine Beschreibung von 9 gegeben wird, wird hierin angenommen, dass, wie dies in 8 der Fall ist, um die SNR-zu-BER-Charakteristik zu messen, ein Frequenzband auf 500 KHz eingestellt wird, 128 Teilträger verwendet werden und Kanalschätzung in einer Kanalumgebung mit Rayleigh-Fading durchgeführt wird, in der die Übertragungsleistung von 9 Mehrfachpfaden exponentiell angehoben wird. In 9 werden die SNR-zu-BER-Charakteristiken in einer Kanalumgebung mit fdTs = 0,014 und Sf = 125 KHz, das heißt, in einer Kanalumgebung verglichen, in der eine Kanalabweichung im Verlauf der Zeit beachtlich ist und frequenzselektives Fading verschwindend gering wird. Die Kanalumgebung mit fdTs = 0,014 und Sf = 125 KHz, das heißt, eine Ka nalumgebung, in der eine Kanalabweichung im Verlauf der Zeit beachtlich ist und frequenzselektives Fading verschwindend gering wird, ist nahezu identisch mit der Kanalumgebung, die einer fundamentalen Hypothese für das durch S. Alamouti vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das heißt, einer Hypothese entspricht, bei der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen unverändert bleibt, und die einer fundamentalen Hypothese für das durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das heißt, einer Hypothese entspricht, bei der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern unverändert bleibt. Dementsprechend weisen in solch einer Kanalumgebung das durch N. Ahmed und N. Baraniuk vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals und das durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals nahezu dieselben SNR-zu-BER-Charakteristiken auf, jedoch weist das durch S. Alamouti vorgeschlagene Verfahren eine beachtliche Leistungsverschlechterung hinsichtlich der SNR-zu-BER-Charakteristik auf, wie dies in 9 illustriert ist.
  • 10 ist ein Graph, der die SNR-zu-BER-Charakteristiken des durch S. Alamouti vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals, des durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals und des durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagenen Verfahrens zum Schätzen eines Kanals in einer Kanalumgebung, in der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen und ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern beide beachtlich geändert werden, illustriert.
  • Bevor eine Beschreibung von 10 gegeben wird, wird hierin angenommen, dass, wie dies in 8 und in 9 der Fall ist, um die SNR-zu-BER-Charakteristik zu messen, ein Frequenzband auf 500 KHz eingestellt wird, 128 Teilträger verwendet werden und Kanalschätzung in einer Kanalumgebung mit Rayleigh-Fading durchgeführt wird, in der die Übertragungsleistung von 9 Mehrfachpfaden exponentiell angehoben wird. In 10 werden die SNR-zu-BER-Charakteristiken in einer Kanalumgebung mit fdTs = 0,014 und Sf = 31 KHz, das heißt, in einer Kanalumgebung verglichen, in der eine Kanalabweichung mit dem Verlauf der Zeit vergleichsweise beachtlich ist und in der frequenzselektives Fading ebenfalls beachtlich ist. Die Kanalumgebung mit fdTs = 0,014 und Sf = 31 KHz, das heißt, die Kanalumgebung, in der eine Kanalabweichung mit dem Verlauf der Zeit signifikant ist und das frequenzselektive Fading ebenfalls signifikant ist, unterscheidet sich von der Kanalumgebung, die einer fundamentalen Hypothese für das durch S. Alamouti vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das heißt, einer Hypothese entspricht, bei der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen unverändert bleibt, und die sich auch von der Kanalumgebung unterscheidet, die einer fundamentalen Hypothese für das durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das heißt, einer Hypothese entspricht, bei der ein Kanalfrequenzgang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilträgern unverändert bleibt. Dementsprechend zeigen in solch einer Kanalumgebung sowohl das durch S. Alamouti vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals als auch das durch N. Ahmed und R. Baraniuk vorgeschlagene Verfahren zum Schätzen eines Kanals eine beachtliche Leistungsverschlechterung hinsichtlich der SNR-zu-BER-Charakteristik, wie dies in 10 dargestellt ist. Jedoch ist, wie dies in 10 dargestellt ist, das neue Verfahren zum Schätzen eines Kanals, das durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagen wird, hinsichtlich der Leistung überlegen.
  • Obgleich im Sinne einer verständlichen Erklärung das Verfahren zum Schätzen eines Kanals in Übereinstimmung mit der Erfindung in Bezug auf ein OFDM-Mobilkommunikationssystem beschrieben worden ist, kann die Erfindung selbst auf einem Mehrfachträgersystem ebenso wie auf das OFDM-Mobilkommunikationssystem angewendet werden.
  • Wie dies anhand der voranstehenden Beschreibung gesehen werden kann, führt die vorliegende Erfindung genaue Kanalschätzung in einer Trainings-Periode und in einer Daten-Periode unter Verwendung eines Trainings-Symbols und eines linearen Interpolationsschemas in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem durch. Zusätzlich dazu führt die Erfindung Kanalschätzung unter Berücksichtigung von Kanalinformationen als auch Kanalabweichung zwischen Teilträgern in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem durch, wodurch die Kanalschätzung auf eine tatsächliche Kanalumgebung angewendet werden kann und auf diese Weise zu einer Verbesserung der Leistung des Systems beiträgt.
  • Obgleich die vorliegende Erfindung in Bezug auf bestimmte Ausführungsformen davon beschrieben worden ist, wird es den Personen mit der gewöhnlichen Erfahrung auf dem Gebiet der Technik offensichtlich sein, dass verschiedene Änderungen an der Form und in Einzelheiten daran vorgenommen werden können, ohne dabei von dem Umfang der Erfindung, wie dieser durch die den angehängten Ansprüche definiert ist, abzuweichen.

Claims (30)

  1. Verfahren zum Schätzen eines Kanalzustandes in einem Mobilkommunikationssystem, in dem ein Sender (300) eine erste Sendeantenne und eine zweite Sendeantenne enthält, wobei die erste und die zweite Sendeantenne Signale über wenigstens einen ungeradzahligen Teilträger bzw. wenigstens einen geradzahligen Teilträger senden und das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: (a) Erzeugen eines ersten Symbols und eines zweiten Symbols durch den Sender, die für eine anfängliche Kanalschätzung eines Empfängers zu verwenden sind; (b) Codieren des ersten Symbols und des zweiten Symbols durch den Sender mit einem voreingestellten Sende-Diversity-Schema, über eine voreingestellte Periode (411) und Senden des codierten ersten und zweiten Symbols zu dem Empfänger über den wenigstens einen ungeradzahligen Träger und den wenigstens einen geradzahligen Träger der ersten und der zweiten Sendeantenne; (c) Empfangen eines Signals über die voreingestellte Periode durch den Empfänger (350) und Berechnen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne; und (d) Schätzen der Empfänger-Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne unter Verwendung der berechneten Kanalfrequenzgänge.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt (d) die folgenden Schritte umfasst: Berechnen von Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne durch lineares Interpolieren der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Berechnen von Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne durch lineares Interpolieren der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne; und Schätzen der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne durch Subtrahieren von Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne von den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne durch Addieren der Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und dem Kanalfrequenzgang des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne zu den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei das erste und das zweite Symbol Training-Symbole sind, die als |s0|2 = 2 |s1|2 = 0definiert sind, wobei s0 das erste Symbol bezeichnet und s1 das zweite Symbol bezeichnet.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne als
    Figure 00340001
    ausgedrückt werden, wobei Δ0,m[l] die Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne bezeichnet und h0[l, 2m] sowie h1[l, 2m + 2] die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers in einer l-ten Symbolperiode bezeichnen.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne als h0[l, 2m + 1] = h0[l, 2m] + Δ0,m[l]ausgedrückt werden, wobei h0[l, 2m + 1] die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers in einer l-ten Symbolperiode der ersten Sendeantenne bezeichnet.
  6. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne als
    Figure 00350001
    ausgedrückt werden, wobei Δ1,m[l] die Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne bezeichnet und h1[l, 2m + 1] sowie h1[l, 2m + 3] die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers in einer l-ten Symbolperiode bezeichnen.
  7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne als h1[l, 2m] = h1[l, 2m + 1] – Δ1,m[l] ausgedrückt werden, wobei h1[l, 2m] die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers in einer l-ten Symbolperiode der zweiten Sendeantenne bezeichnet.
  8. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die voreingestellte Periode eine Training-Periode ist.
  9. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das voreingestellte Sende-Diversity-Schema ein Raum-Frequenz-Code-Schema ist.
  10. Verfahren zum Schätzen eines Kanalzustandes durch einen Empfänger (350) in einem Mobilkommunikationssystem, in dem ein Sender (300) eine erste Sendeantenne und eine zweite Sendeantenne enthält, wobei die erste und die zweite Sendeantenne Signale über wenigstens einen ungeradzahligen Träger und wenigstens einen geradzahligen Träger senden und das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: (a) Empfangen eines Signals über eine voreingestellte Empfangsperiode und Wiederherstellen des empfangenen Signals zu Sende-Symbolen durch Decodieren des empfangenen Signals gemäß einem Sende-Diversity-Schema, das in dem Sender angewendet wird; (b) Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne unter Verwendung von Kanalabweichung zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne sowie Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne, wobei die Kanalfrequenzgänge aus den wiederhergestellten Sendesymbolen in einer der voreingestellten Empfangsperiode vorangehenden Empfangsperiode (413) erfasst werden; und (c) Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne unter Verwendung der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei Schritt (c) die folgenden Schritte umfasst: Berechnen von Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne durch lineares Interpolieren der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Berechnen von Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne durch lineares Interpolieren der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne; und Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne durch Addieren der Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne zu den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne durch Addieren der Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne zu Kanalfrequenzgängen des ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei die wiederhergestellten Sende-Symbole als
    Figure 00370001
    Figure 00380001
    ausgedrückt werden, wobei und ŝ0 die ŝ1 wiederhergestellten Sende-Symbole bezeichnen, r0 und r1 die empfangenen Signale bezeichnen, h0 einen Kanalfrequenzgang der ersten Sendeantenne bezeichnet, h1 einen Kanalfrequenzgang der zweiten Sendeantenne bezeichnet, Δ0 eine Kanalabweichung der ersten Sendeantenne bezeichnet und Δ1 eine Kanalabweichung der zweiten Sendeantenne bezeichnet.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne als
    Figure 00380002
    ausgedrückt werden, wobei h0[l, 2m] die Kanalfrequenzgänge ungeradzahliger Träger der ersten Sendeantenne bezeichnet, h1[l, 2m] Kanalfrequenzgänge ungeradzahliger Träger der zweiten Sendeantenne bezeichnet, s0 und s1 wiederhergestellte Sendesymbole bezeichnen, Δ0,m[l – 1] Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen ungeradzahliger Träger der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen geradzahliger Träger der ersten Sendeantenne bezeichnet, wobei die Kanalfrequenzgänge in einer der voreingestellten Empfangsperiode vorangehenden Empfangsperiode erfasst werden, und Δ1,m[l – 1] Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen geradzahliger Träger der zweiten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen ungeradzahliger Träger der zweiten Sendeantenne bezeichnet.
  14. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die voreingestellte Empfangsperiode eine Datenperiode ist.
  15. Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Sende-Diversity-Schema ein Raum-Frequenz-Code-Schema ist.
  16. System zum Schätzen eines Kanalzustandes in einem Mobilkommunikationssystem, das umfasst: einen Sender (300), der eine erste Sendeantenne und eine zweite Sendeantenne zum Senden von Signalen über wenigstens einen ungeradzahligen Träger und wenigstens einen geradzahligen Träger, zum Bestimmen eines ersten Symbols und eines zweiten Symbols, die für anfängliche Kanalschätzung zu verwenden sind, zum Codieren des ersten Symbols und des zweiten Symbols mit einem voreingestellten Sende-Diversity-Schema über eine voreingestellte Zeit und zum Senden des codierten ersten und zweiten Symbols über den wenigstens einen ungeradzahligen Träger und den wenigstens einen geradzahligen Träger der ersten Sendeantenne und der zweiten Sendeantenne enthält; und einen Empfänger (350) zum Empfangen eines Signals von dem Sender über die voreingestellte Periode, zum Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und zum Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne unter Verwendung der geschätzten Kanalfrequenzgänge.
  17. System nach Anspruch 16, wobei der Empfänger Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne durch lineares Interpolieren der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne berechnet, Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne durch lineares Interpolieren der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne berechnet, Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ge radzahligen Trägers der ersten Sendeantenne durch Subtrahieren der Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne von den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne schätzt und Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne durch Addieren der Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne zu den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne schätzt.
  18. System nach Anspruch 17, wobei das erste und das zweite Symbol Trainings-Symbole sind, die als |s0|2 = 2 |s1|2 = 0definiert sind, wobei s0 das erste Symbol bezeichnet und s1 das zweite Symbol bezeichnet.
  19. System nach Anspruch 18, wobei die Kanalabweichung zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne als
    Figure 00400001
    ausgedrückt werden, wobei Δ0,m[l] Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne bezeichnet und h0[l, 2m] sowie h1[l, 2m + 2] die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers in einer l-ten Symbolperiode bezeichnen.
  20. System nach Anspruch 19, wobei die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne als h0[l, 2m + 1] = h0[l, 2m] + Δ0,m[l]ausgedrückt werden, wobei h0[l, 2m + 1] Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers in einer l-ten Symbolperiode der ersten Sendeantenne bezeichnet.
  21. System nach Anspruch 18, wobei die Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne als
    Figure 00410001
    ausgedrückt werden, wobei Δ1,m[l] Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne bezeichnet und h1[l, 2m + 1] sowie h1[l, 2m + 3] Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers in einer l-ten Symbolperiode bezeichnen.
  22. System nach Anspruch 21, wobei die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne als h1[l, 2m] = h1[l, 2m + 1] – Δ1,m[l]ausgedrückt werden und h1[l, 2m] Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers in einer l-ten Symbolperiode der zweiten Sendeantenne bezeichnet.
  23. System nach Anspruch 16, wobei die voreingestellte Periode eine Training-Periode ist.
  24. System nach Anspruch 16, wobei das Sende-Diversity-Schema ein Raum-Frequenz-Code-Schema ist.
  25. System zum Schätzen eines Kanals durch einen Empfänger in einem Mobilkommunikationssystem, das umfasst: einen Sender (300), der eine erste Sendeantenne und eine zweite Sendeantenne zum Senden von Signalen über wenigstens einen ungeradzahligen Träger und wenigstens einen geradzahligen Träger, zum Codieren über eine voreingestellte Empfangsperiode empfangener Symbole mit einem voreingestellten Sende-Diversity-Schema und zum Senden der codierten Symbole über ungeradzahlige Träger und geradzahlige Träger der ersten Sendeantenne und der zweiten Sendeantenne enthält; und einen Empfänger (350) zum Empfangen eines Signals über die voreingestellte Empfangsperiode, zum Wiederherstellen des empfangenen Signals zu Sendesymbolen durch Decodieren des empfangenen Signals gemäß dem in dem Sender angewendeten voreingestellten Sende-Diversity-Schema, zum Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne unter Verwendung von Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne sowie Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne, wobei die Kanalfrequenzgänge aus den wiederhergestellten Sendesymbolen in einer der voreingestellten Empfangsperiode vorangehenden Empfangsperiode erfasst werden, und zum Schätzen von Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne unter Verwendung der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne.
  26. System nach Anspruch 25, wobei der Empfänger die Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne durch lineares Interpolieren der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne berechnet, die Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens ei nen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne durch lineares Interpolieren der Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne berechnet, die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne durch Addieren der Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne zu den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne schätzt und die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne durch Addieren der Kanalabweichungen zwischen den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne zu den Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne schätzt.
  27. System nach Anspruch 26, wobei die wiederhergestellten Sende-Symbole als
    Figure 00430001
    ausgedrückt werden, wobei ŝ0 und ŝ1 wiederhergestellte Sende-Symbole bezeichnen, r0 und r1 Empfangssignale eines ungeradzahligen 2m-ten Teilträgers und eines geradzahligen (2m + 1)-ten Teilträgers einer Empfangsantenne bezeichnen, h0 einen Kanalfrequenzgang des 2m-ten Teilträgers der ersten Sendeantenne bezeichnet, h1 einen Kanalfrequenzgang des 2m-ten Teilträgers der zweiten Sendeantenne bezeichnet, Δ0 eine Kanalabweichung zwischen aufeinanderfolgenden Teilträgern der ersten Sendeantenne bezeichnet und Δ1 eine Kanalabweichung zwischen aufeinanderfolgenden Teilträgern der zweiten Sendeantenne bezeichnet.
  28. System nach Anspruch 27, wobei die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und die Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne als
    Figure 00440001
    ausgedrückt werden, wobei h0[l, 2m] Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne bezeichnet, h1[l, 2m] Kanalfrequenzgänge des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne bezeichnet, s0 und s1 wiederhergestellte Sendesymbole bezeichnen, Δ0,m[l – 1] Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der ersten Sendeantenne bezeichnet, wobei die Kanalfrequenzgänge in der der voreingestellten Empfangsperiode vorangehenden Empfangsperiode erfasst werden, und Δ1,m[l – 1] Kanalabweichungen zwischen Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen geradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne und Kanalfrequenzgängen des wenigstens einen ungeradzahligen Trägers der zweiten Sendeantenne bezeichnet.
  29. System nach Anspruch 25, wobei die voreingestellte Empfangsperiode eine Datenperiode ist.
  30. System nach Anspruch 25, wobei das Sende-Diversity-Schema ein Raum-Frequenz-Codeschema ist.
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