WO2006008305A1 - Verfahren zur signalübertragung in einem kommunikationssystem - Google Patents

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WO2006008305A1
WO2006008305A1 PCT/EP2005/053508 EP2005053508W WO2006008305A1 WO 2006008305 A1 WO2006008305 A1 WO 2006008305A1 EP 2005053508 W EP2005053508 W EP 2005053508W WO 2006008305 A1 WO2006008305 A1 WO 2006008305A1
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sequences
transmitting
training sequences
training
ofdm
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PCT/EP2005/053508
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Andreas Forck
Thomas Haustein
Volker Jungnickel
Stefan SCHIFFERMÜLLER
Wolfgang Zirwas
Clemens Von Helmolt
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Siemens Aktiengesellschaft
Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V.
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Definitions

  • the invention relates to a method for signal transmission in a communication system, in particular in the context of a so-called MIMO-OFDM signal transmission.
  • various methods of resource allocation and multiplexing are used.
  • various frequency channels are realized by the FDM method (Frequency Division Multiplex).
  • FDM method Frequency Division Multiplex
  • a broad frequency spectrum is divided into many frequency channels separated in the frequency range, each having a narrow bandwidth, resulting in a frequency channel grid defined by the distances of the carrier frequencies.
  • several subscribers on different frequency channels can thereby be served simultaneously and the resources adapted to individual needs of the subscribers.
  • a sufficient distance between the frequency channels ensures that interference between the channels can be reduced and controlled.
  • OFDM-based Signalübertra ⁇ supply Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • OFDM performs a block modulation in which a block with a number of information symbols is transmitted in parallel on a corresponding number of subcarriers. This can take place in radio communication systems in extension of existing systems of the third generation, for example UMTS, and / or as independent systems based on WLAN (Wireless Local Area Network), for example HiperLan / 2.
  • WLAN Wireless Local Area Network
  • a further development based on the OFDM transmission relates to a combination of OFDM and the so-called MIMO (Multiple Input Multiple Output), ie transmission and reception over a plurality of paths using in each case a plurality of transmitting and receiving antennas at the communicating stations.
  • MIMO-OFDM Multiple Input Multiple Output
  • the transmission channel is area orthogonalized by the OFDM component in the frequency, which for each Unter ⁇ carrier individually a non-frequency-selective so-called "flat" channel is created.
  • Subcarrier based can ver ⁇ tively simple algorithms for the "flat" MIMO Ka can be used to separate the spatially superimposed data streams at the receiving end.
  • Basic Algo ⁇ algorithms for the described combination of MIMO and OFDM are, for example, GG Raleigh and JM Cioffi, "tio spa-Temporal Coding for Wireless Communications", IEEE Trans.Comm., Vol. 46, No. 3, 1998, known.
  • the object of the invention is to provide a method and system components which enable real-time processing in a MIMO-OFDM transmission with high data rates.
  • This object is achieved by the features of the independent patent claims. Further developments of the invention can be taken from the respective dependent claims
  • a transmitting station of a communica ⁇ tion systems at least two transmit antennas on, dimensional via the Sig ⁇ be det gesen- having an antenna individual training sequence wherein the training sequences are designed such that the transmission antennas beginnings sequence at the receiving end by means of the Trai ⁇ are identifiable.
  • a low-complexity, and thus real-time capable receiving side channel estimation by means of a correla ⁇ tion allows the time domain.
  • the method according to the invention is advantageously used for a MIMO-OFDM transmission.
  • a length of the training sequences is selected as a function of the number of transmission antennas.
  • the receiving-side estimation error can advantageously be kept constant.
  • the length of the training sequence should advantageously be negotiated before a MIMO OFDM transmission is set up between the transmitting and the receiving station.
  • the training sequences are modulated with individual orthogonal codes, whereby the training sequences of the antennas in the time domain are mutually orthogonal.
  • This code multiplex approach advantageously makes it possible to minimize the receiver-side estimation error in the channel estimation.
  • Hadamard sequences known as orthogonal codes are preferably used which, because of their recursive structure, again form orthogonal sequences even with a variation of the sequence length.
  • the training sequences are each formed exclusively from binary values for the real and / or imaginary part.
  • multiplication operations are replaced by more cost-effective addition and subtraction operations.
  • the training sequences are scrambled in the frequency domain, in particular by multiplication by a respective binary sequence.
  • the advantageous binary structure of the preamble according to the previous development is retained, and the dynamics of the transmission signal are advantageously limited.
  • the real and imaginary components of a transmission signal with a jeweili ⁇ gene sequence marks a set of orthogonal sequences, at the receiving end, a correction imbalance between real and imaginary parts is made possible by means of the.
  • FIG. 2 shows real and imaginary parts of a training sequence for a second transmitting antenna
  • FIG. 3 shows a frequency-time grid with a reuse of correlation circuits according to the invention
  • 6 shows a pipeline structure of a matrix-vector multiplication unit for each four on and off ⁇ gears
  • 7 shows address fields for addressing weight matrices in an FPGA
  • FIG 8 shows a transmitting device
  • FIG 9 a receiving device.
  • the system can be implemented on a hybrid software radio platform, which consists of an FPGA and one or more DSPs.
  • a low-cost implementation is particularly advantageous for cost-effective use in various applications, such as for wireless local area networks (WLANs) with very high data rates of 100 Mbit / s to 1 Gbit / s, for a so-called fixed-wire ⁇ loose subscriber connection (FWA - fixed wireless access) or to increase the data rate in the wired subscriber access area, such as DSL (digital subscriber line).
  • WLANs wireless local area networks
  • FWA - fixed wireless access FWA - fixed wireless access
  • DSL digital subscriber line
  • a reception side synchronizer and the determination may be a frequency offset NEN the ⁇ used for all transmit antennas to an average ⁇ Sig nal-to-noise ratio - to maximize the receiver (SNR signal noise ratio).
  • new preambles are defined as training sequences for the reception-side channel estimation or determination of channel coefficients, which a distinction of the channels of different Sendean ⁇ antennas at the receiving antennas and a simplified processing allow.
  • the aim of the definition according to the invention of the preamble or training sequence for channel estimation is to make possible an estimation of a transmission channel as far as possible without interpolation errors .
  • Estimation errors should arise only due to receiver noise, and the size of the error can be influenced by varying the sequence length.
  • a principle the same training sequence wherein the ge ⁇ entire training sequence has a variable number K aufeinan ⁇ the following OFDM symbols is distributed, wherein K, eg, can amount to 64 to.
  • the correlation in the time domain is considered in a first step.
  • a received signal at the i-th receiving antenna on the n-th subcarrier is given as a sum over all transmitted signals on this subcarrier multiplied by the respective channel coefficients
  • index k consecutively numbers the consecutive OFDM symbols, n the channel coefficients to be estimated, and n k the receiver noise.
  • the power of the binary training sequences ⁇ nk ⁇ 2 j_ s ⁇ is normalized to 1 at each point in time t k .
  • Statistics and amplitude of the Gaussian noise are cation remains otherwise unchanged by the Multipli ⁇ with a so normalized complex number. If now the noise as a random process
  • N Tx / (K * SNR) the variance of the estimation error is also known (N Tx / (K * SNR)), and N is a complex Gaussian random number with variance 1.
  • a third step concerns scrambling in the frequency domain.
  • Use foregoing same sequence on all sub-carriers would result in each OFDM symbol all subcarriers would be occupied by a moving ⁇ chen value.
  • the inverse fast Fourier transform (IFFT) on the transmit side would thus synthesize a short Dirac pulse with an amplitude N c .
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • a scrambling of the sequences in the frequency ⁇ is performed frequency range according to the invention.
  • this can be achieved, for example, by means of a multiplication with a subcarrier-individual binary sequence.
  • the binary structure of the preamble which has previously been identified as advantageous, is advantageously maintained, and the dynamics of the transmission signal are again restricted to a common range.
  • the scrambling before the channel estimation has to be reversed by a corresponding change of sign of the sequence.
  • a fourth step deals with a correction of the so-called IQ-imbalance.
  • the imbalance disadvantageously causes a coupling between received signals in the upper and lower sideband.
  • the corresponding transmit and receive circuits include an IQ imbalance which estimates from the signal processing ge ⁇ and must be compensated.
  • the calibration can be performed relatively easily, but explicit knowledge of the parameters of the imbalance must be available.
  • the Kanal ⁇ is corrected estimate, but no explicit know ⁇ nisse the parameters must be present.
  • a calibration is performed in advance for each individual transmitter and receiver and the IQ unbalance is corrected separately in each baseband unit.
  • this disadvantageously results in considerable costs for the calibration, which are contrary to a practical realization.
  • each transmit signal in the time domain is tagged with their own sequence from the same orthogonal set of sequences, and the IQ imbalance is corrected by MIMO real-valued signal processing, where each I and Q branch ei ⁇ nes each transceiver is assumed as a virtual antenna.
  • the system works in this case with a real channel matrix with twice the number of virtual transmit and receive antennas.
  • each of the symbols of the preamble is split into two symbols so that only subcarriers in the upper sideband are used during the odd symbols.
  • the direct channel coefficients are then estimated in the upper sideband, whereas in the lower sideband, the cross-talk coefficients are estimated.
  • only the subcarriers of the lower sideband are used in order to estimate the direct channel coefficients.
  • O x are sequences from an orthogonal set of sequences, for example known Hadamard sequences.
  • O x the x-th row from the square Hadamard matrix are used.
  • 2-N Tx sequences (second approach) can be used. Due to the variable length of the training sequences, the quality of the channel estimation at various antenna arrays may advantageously adjusted according to equation (7), and requests the transmission method used with respect to the Qua ⁇ formality of the channel estimation are met.
  • mene transmitting antenna according to the equation (8-11) Darge ⁇ presents.
  • a subcarrier or frequency index is plotted on the vertical axis, and a time index in units of 4us is plotted on the horizontal axis.
  • Each column corresponds to an OFDM symbol and each line corresponds to a subcarrier.
  • the Hiperlan / 2 Standard is used for the training sequence represents a maximum darge An ⁇ number of 64 OFDM symbols. Of the 64 possible subcarriers shown, only 52 are used in the example.
  • the real part of the first antenna remains constant over time on all subcarriers, which is a characteristic feature of the first Hademamord sequence.
  • the imaginary part changes its sign from OFDM symbol to OFDM symbol.
  • the real and imaginary change only in JE second OFDM symbol, where the changes are, however gegen ⁇ shifted one symbol duration each.
  • the scrambling frequency is based on itself unre ⁇ regularly changing sign illustrated.
  • Equation (3) N Tx -N Rx -N c complex correlations according to Equation (3) are required. If an individual circuit were implemented for each correlation, the limits of currently available FPGAs would be exceeded. According to the equation (3) must continue a correlation can be carried out over several consecutive OFDM symbols.
  • each column corresponds to an OFDM symbol (time index) and each row corresponds to a subcarrier (subcarrier index).
  • the recipient ger went into consideration the receiver side.
  • the recipient ger went into consideration the receiver side.
  • the recipient ger went into consideration the receiver side.
  • the recipient ger went into consideration the fast Fourier transform (FFT) outputs the received signals on the respective sub-carriers from serial, wherein real and imaginary parts are ⁇ tig available gleichzei. This is shown in FIG 3 by means of a zig-zag up and down line.
  • the correlation takes place in each sub-carrier OFDM symbol for OFDM symbol, ie in the time domain.
  • the aim of the implementation is now to reuse the correlation circuits as possible for all subcarriers to be considered.
  • the transmission-side scrambling is reversed, for example by means of a sign change of the received signal corresponding to the sequence S n .
  • Closing at ⁇ the fact is exploited that all Unterträ ⁇ modulated ger a transmitting antenna in the time domain with the same sequence.
  • the same correlation circuit can finally be used for all subcarriers; only the respective intermediate results must be stored in a memory of length N c .
  • the last intermediate result for subcarrier n is read from the memory (first operand), depending on the current value of the Hadamard sequence, if appropriate, the sign Emp ⁇ of capture signal (second operand) in this sub-carrier for the ak ⁇ Tuelle OFDM symbol changed, adds the two values and the result is again stored in memory.
  • the first two steps can be performed in parallel, but the last two steps can be performed sequentially.
  • the process described can be carried out in several parallel pipelines in each case sequentially for a plurality of successive subcarriers.
  • one pipeline each is responsible for a subcarrier, wherein the individual steps in a pipeline are executed one after the other.
  • the channel estimation in the individual pipelines can be initiated successively in accordance with the number of the subcarrier.
  • the channel estimation is perfect in that for each subcarrier there is a result without systematic error.
  • the inventive method thus produces no interpolation part way before ⁇ .
  • the result of the wetting is Shut ⁇ immediately after the C-preamble or training sequence before ⁇ for further processing, and it meets the process of the initially mentioned article by Stüber et al not result in additional delays.
  • the receiver still has one Matrix inversion and an IFFT used to transmit pilot signals only on a reduced number of subcarriers must sen.
  • weight matrices W n are given by the pseudoinverse of the channel matrices at the n-th subcarrier:
  • the matrix inversion in equation (10) can be calculated using known algorithms, such as Gauss-Jordan, but special methods such as Greville can be used which lead directly to the pseudoinverse matrix.
  • Gauss-Jordan special methods
  • Greville can be used which lead directly to the pseudoinverse matrix.
  • these algorithms are difficult to translate directly into an FPGA.
  • a simpler implementation, however, is possible in a conventional microprocessor or DSP. This results in continued high demands on both the coupling between DSP and FPGA, as well as to the Pro ⁇ programming of the DSPs, since the channel coefficients for each sub-carrier within a period of typi ⁇ shear, less than lms re-estimated and tracked so ⁇ as the weight matrices must be calculated.
  • the results of the channel estimation have to be read into a DSP which, as mentioned above, requires a fast coupling between DSP and FPGA.
  • Practical OFDM systems typically use a fairly large number of subcarriers.
  • the HiperLan / 2 and IEEE 802.11a standards use 48 subcarriers
  • the IEEE 802.16 standard uses 256 subcarriers and future radio communi- Fourth generation cation systems are expected to use 512 to 1024 subcarriers.
  • 16 ⁇ 48 768 channel coefficients having a resolution of, for example, 12 bits must be transmitted while correcting the IQ imbalance.
  • this amount of data can be transmitted in a time of 38 ⁇ s.
  • the required time is already 307 ⁇ s, and for example, 200 subcarriers, the required time is 1.3 ms.
  • a wider ⁇ terer bus and possibly a much higher effective clock frequency are required. The fastest possible access of the DSP to registers in the FPGA is therefore necessary.
  • each DSP being responsible, for example, for a specific subgroup of subcarriers and individually connected to the FPGA.
  • An exemplary realization in the form of a star structure with an FPGA as a node is shown in FIG.
  • the DSP first writes the results back to a buffer from where they are copied to registers used by the data reconstruction at the next possible time when no data is being transferred, generally during the transmission of preambles.
  • weight matrices are calculated and results are transferred back to the FPGA. Since the weight matrices for all subcarriers, as mentioned above, have to be calculated in a very short period of typically 1 ms in order to be able to follow a temporal change of the channel coefficients, very high processing powers are required. Theoretical values are about 100 million floating-point operations per second for 48 subcarriers and four transmitting and receiving antennas each. Since practical values with non-optimized C code are usually much higher, the implementation of the algorithms should be adapted as well as possible to the internal structure of the DSP in order to come as close as possible to these theoretical values.
  • the computing times can be reduced by means of hardware-optimized DSP codes by almost two orders of magnitude compared to a non-optimized C code.
  • These optimizations allow forth in part by way of a realization currently discussed system, such as an extension of IEEE 802. lla standards by MIMO-OFDM, based on a current or less verheg ⁇ Barer DSPs. Results of such an optimization are shown by way of example in FIG. On the vertical axis is logarithmically a total time in ms for 48 subcarriers, and carried on the horizontal axis a number of transmit antennas auf ⁇ .
  • MVME matrix vector multiplication unit
  • this unit multiplies a valid for the current sub-carrier weight matrix W ⁇ n with a current received vector after the glei chung (1) in one cycle step.
  • This can advantageously be achieved by means of a pipeline structure, as shown by way of example in FIG.
  • All occurring multiplications are carried out in parallel, for which, due to the complex operands 4 * N Tx * N Rx, preferably multipliers are used which are directly implemented in hardware and which are already implemented in a large number in currently available FPGAs.
  • the required additons are executed in pairs until an end result is obtained.
  • the cascade of additions in FIG. 6 is generally similar to the co-principle in sports competitions. Effectively, a matrix-vector multiplication is thus carried out in each clock step, which advantageously enables real-time realization with simultaneously high data rates.
  • the above-mentioned matrix-vector multiplication unit can also be used in a sub-carrier sub-carrier MIMO-OFDM system.
  • the weight matrices W n are first exchanged for this purpose, for example by means of a suitable addressing of the operands in a correct order.
  • an address selected for this register which allows a simple switching between weight matrices of ein ⁇ individual subcarrier, for example by means of a counter, he ⁇ allows.
  • a possible addressing is shown by way of example in FIG. 7, but the individual fields can be exchanged as desired in the same way.
  • FIG. 8 shows an exemplary integration of a transmitter.
  • a parallel connection of two OFDM transmission lines is realized.
  • Data data by means of a one ⁇ direction to the serial-parallel conversion S / P in several partial data streams split and independently in a device l / E interleaved and encoded (interleaving / Encoding), and optionally additionally punctured to reduce the data rate.
  • a common interleaving and coding for the partial data streams can be performed in the same way. All for one
  • important signals such as the A-, B- and C-preamble according to the invention, are generated in the Tx FPGA and performed in time division multiplex with the data signals to ⁇ mer together. This is done in a framing and modulation device F / M (framing / modulation), in which the transmission frames consisting of the individual signal components are formed and modulated.
  • F / M framing and modulation device
  • an inverse fast Fourier transform IFFT and it adds a cyclic prefix into the time domain signal is ⁇ .
  • the preambles can also be inserted into the time domain signal as complex sample values.
  • the di ⁇ gitalen transmission signals are then converted by digital-analog-log converter D / A into analogue signals in base band BB, and modulated by IQ-modulators in the transmission means Tx to the carrier frequency before a MIMO channel education dend transmission antennas are transmitted via the radio interface.
  • a line-bound transmission of the analog signals can take place in the same way.
  • Analog receive signals of the MIMO channel are downconverted in respective receive antennas downstream receiver devices Rx into the baseband BB, and the complex baseband signals are then digitized in respective analog-to-digital converters A / D.
  • the Empfangseinrich ⁇ obligations Rx are, for example, directly ab includekonvertie ⁇ -saving receiver.
  • the corresponding A and B preamble signals are evaluated in the time domain in a synchronization device SYNC.
  • the other signals pass to an unshown correction of the frequency offset and, where appropriate, ⁇ an estimate of the signal strength of a Fast Fourier Transform FFT.
  • the signals leave the fast Fourier transformation to simplify the implementation, preferably ordered by subcarrier.
  • the signals are supplied in parallel to a channel estimator CE (Channel Estimation) and a detection device DET.
  • CE Channel Estimation
  • the channel estimation is carried out on the previously signed ⁇ be inventive structure of the C-preamble or training sequence.
  • the digital estimation results for the matrices H n are read into one or more DSPs, which may, for example, be implemented as part of the FPGA Rx-FPGA.
  • the weight matrices W n are then stored in register pages according to the individual subcarriers.
  • the channel estimation can be carried out in the time or frequency domain. Estimates in the time domain can be realized more efficiently in terms of the number of variables to be estimated, since the number of samples in the gel is significantly smaller than the number of subcarriers. However, there is currently no adequate time-domain estimator available and implemented in an FPGA. It should also be noted that the number of channel coefficients for estimates in the frequency domain far exceeds the channel coefficients required for so-called flat-fading channels.
  • a MVME For the data reconstruction, a MVME, a linear MMSE (Minimal Mean Square Error) or in the general case a so-called flat-fading MIMO detector can be used as the detection device DET.
  • the MVME performs, in quasi real-time, a multiplication of all the components of the reception vector from equation (1) with the weight matrix W n belonging to the current carrier index n .
  • the corresponding matrix W n is selected from the corresponding register pages, which is symbolized in FIG. 9 by a switch which can be switched between the register pages.
  • the signals thus reconstructed are subsequently decoded in a decoding and deinterleaving device, and the transmission-side interleaving is undone.
  • P / S for parallel-serial conversion all partial data streams are brought together again and are available as data data for further processing.

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Abstract

Erfindungsgemäß weist eine sendende Station eines Kommunikationssystems zumindest zwei Sendeantennen auf, über die Signale mit einer antennenindividuellen Trainingssequenz gesendet werden, wobei die Trainingssequenzen derart ausgestaltet sind, dass die jeweilige Sendeantenne empfangsseitig mittels der Trainingssequenz identifizierbar ist.

Description

Verfahren zur Signalübertragung in einem Kommunikationssystem
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Signalübertragung in einem Kommunikationssystem, insbesondere im Rahmen einer so genannten MIMO-OFDM-Signalübertragung.
In Kommunikationssystemen werden verschiedene Verfahren zur Ressourcenaufteilung und zum Multiplexen verwendet. Neben ei¬ nem Multiplexen im Zeitbereich (Time Division Multiplex, TDM) und Codebereich (Code Division Multiplex, CDM) werden ver¬ schiedene Frequenzkanäle durch das FDM-Verfahren (Frequency Division Multiplex) realisiert. Bei dem FDM-Verfahren wird ein breites Frequenzspektrum in viele, im Frequenzbereich ge¬ trennte Frequenzkanäle mit einer jeweils schmalen Bandbreite aufgeteilt, wodurch ein durch die Abstände der Trägerfrequen¬ zen definiertes Frequenzkanalraster entsteht. Vorteilhaft können hierdurch gleichzeitig mehrere Teilnehmer auf unter- schiedlichen Frequenzkanälen bedient und die Ressourcen indi¬ viduellen Bedürfnissen der Teilnehmer angepasst werden. Ein ausreichender Abstand zwischen den Frequenzkanälen stellt da¬ bei sicher, dass Störungen zwischen den Kanälen verringert und kontrolliert werden können.
Zukünftige leitungs- und funkgestützte KommunikationsSysteme werden zunehmend die so genannte OFDM-basierte Signalübertra¬ gung (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) nutzen. OFDM führt eine Blockmodulation durch, bei der ein Block mit einer Anzahl Informationssymbolen parallel auf einer entspre¬ chenden Anzahl Unterträgern übertragen wird. Dies kann bei Funk-Kommunikationssystemen in Erweiterung bestehender Sys¬ teme der dritten Generation, beispielsweise UMTS, und/oder als eigenständige Systeme auf WLAN-Basis (Wireless Local Area Network), beispielsweise HiperLan/2, erfolgen. Eine auf der OFDM-Übertragung basierende Weiterentwicklung betrifft eine Kombination von OFDM und dem so genannten MIMO (Multiple Input Multiple Output), d.h. Aussendung und Empfang über mehrere Pfade unter Nutzung jeweils mehrerer Sende- und Empfangsantennen an den miteinander kommunizierenden Statio¬ nen. Durch die Kombination von MIMO mit OFDM, im folgenden als MIMO-OFDM bezeichnet, kann vorteilhaft die Komplexität der Raum-Zeit-Signalverarbeitung gesenkt werden. Dabei wird der Übertragungskanal durch die OFDM-Komponente im Frequenz- bereich orthogonalisiert, wodurch für jeden einzelnen Unter¬ träger individuell ein nicht frequenzselektiver so genannter „flacher" Kanal entsteht. Unterträgerbasiert können ver¬ gleichsweise einfache Algorithmen für den „flachen" MIMO-Ka- nal verwendet werden, um die räumlich überlagerten Daten- ströme empfangsseitig wieder zu trennen. Grundlegende Algo¬ rithmen für die beschriebene Kombination aus MIMO und OFDM sind beispielsweise aus G.G. Raleigh and J.M. Cioffi, "Spa- tio-Temporal Coding for Wireless Communications", IEEE Trans.Comm., Vol. 46, No. 3, 1998, bekannt.
Trotz einer Vereinfachung durch vergleichsweise simple Algo¬ rithmen stellt die Implementierung einer empfangsseitigen Echtzeitverarbeitung von MIMO-OFDM-Signalen weiterhin eine große Herausforderung dar. Abschätzungen zeigen eine erfor- derliche Verarbeitungsleistung für denkbare zukünftige Sys¬ teme, beispielsweise MIMO-OFDM mit 48 Unterträgern in 16 MHz Bandbreite mit 4 Sendern und 4 Empfängern, im Bereich von mindestens 109 Operationen pro Sekunde. Damit liegt MIMO-OFDM deutlich oberhalb der Rechenleistung aktueller digitaler Sig- nalprozessoren (DSP) . Bei einem alleinigen Einsatz von DSPs wäre die maximale Datenrate aufgrund einer sequenziellen Ab¬ arbeitung der Algorithmen jedoch auf wenige Mbit/s be¬ schränkt, welches deutlich unter den für praktische Anwendun¬ gen derartiger Systeme geforderten Datenraten von zumindest 100 Mbit/s liegt. Neuere Ansätze basieren auf einer Verwendung von FPGAs (Field-Programmable Gate Array) bzw. ASICs (Application Spe- cific Integrated Circuits - anwendungsspezifische integrierte Schaltkreise) , auf denen zumindest ein Teil der Algorithmen parallel ausgeführt werden kann. Erst hierdurch wird poten¬ ziell eine Verarbeitung von Datenraten im Bereich von 100 Mbit/s und darüber ermöglicht. Allerdings muss hierbei die Signalverarbeitung auf wenige elementare Funktionen wie Addi¬ tion, Multiplikation und komplexere Funktionen mittels Look- up Tabellen, eingeschränkt werden, die in diesen Schaltkrei¬ sen als spezialisierte Hardwarekomponenten parallel ausführ¬ bar sind. Dabei ist zu beachten, dass viele bekannte Algo¬ rithmen für eine sequenzielle Abarbeitung auf einem DSP ent¬ wickelt wurden, diese jedoch oft nicht ohne Änderungen für eine Portierung auf FPGAs bzw. ASICs geeignet sind.
In dem Artikel von G. L. Stüber, J. R. Barry, S. W. McLaugh- lin, Y. (G.) Li, M. A. Ingram, and T. G. Pratt, "Broadband MIMO-OFDM Wireless Communications," Proc. IEEE, vol. 92, no. 2, pp. 271-294, 2004, wird ein echtzeitfähiges MIMO-OFDM-Sys- tem vorgestellt, welches jedoch keinen Raummultiplex verwirk¬ licht. Vielmehr wird dieselbe Information nach dem bekannten Alamouti-Schema über zwei Sendeantennen gleichzeitig übertra¬ gen. Aufgrund der räumlichen Diversität wird eine höhere Si- cherheit bei der Übertragung erzielt, eine Erhöhung der Da¬ tenrate jedoch nicht erzielt. Weiterhin ist aufgrund der Rea¬ lisierung des Systems auf Basis mehrerer DSPs die Datenrate auf wenige Mbit/s begrenzt. Insbesondere in dem Kapitel I dieses Artikels wird die Kombination aus MIMO und OFDM noch- mals ausführlich erläutert.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren sowie Systemkom¬ ponenten anzugeben, die eine Echtzeitverarbeitung bei einer MIMO-OFDM-Übertragung mit hohen Datenraten ermöglichen. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentan¬ sprüche gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind den jewei¬ ligen abhängigen Patentansprüchen entnehmbar Erfindungsgemäß weist eine sendende Station eines Kommunika¬ tionssystems zumindest zwei Sendeantennen auf, über die Sig¬ nale mit einer antennenindividuellen Trainingssequenz gesen- det werden, wobei die Trainingssequenzen derart ausgestaltet sind, dass die Sendeantennen empfangsseitig mittels der Trai¬ ningssequenz identifizierbar sind.
Vorteilhaft wird durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung der Trainingssequenzen eine aufwandsgünstige und damit echtzeit- fähige empfangsseitige Kanalschätzung mittels einer Korrela¬ tion im Zeitbereich ermöglicht.
Insbesondere wird das erfindungsgemäße Verfahren vorteilhaft für eine MIMO-OFDM-Übertragung eingesetzt.
Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung wird eine Länge der TrainingsSequenzen in Abhängigkeit von der Anzahl Sendeanten¬ nen gewählt. Hierdurch kann vorteilhaft der empfangsseitige Schätzfehler konstant gehalten werden. Die Länge der Trai¬ ningssequenz sollte vorteilhaft vor einem Aufbau einer MIMO- OFDM-Übertragung zwischen der sendenden und der empfangenden Station verhandelt werden.
Einer weiteren Ausgestaltung zufolge werden die Trainingsse¬ quenzen antennenindividuell mit orthogonalen Kodes moduliert, wodurch die Trainingssequenzen der Antennen im Zeitbereich zueinander orthogonal sind. Dieser Code-Multiplex-Ansatz er¬ möglicht vorteilhaft, den empfangsseitigen Schätzfehler bei der Kanalschätzung zu minimieren. Vorzugsweise werden als or¬ thogonale Kodes bekannte Hadamard-Sequenzen verwendet, die aufgrund ihrer rekursiven Struktur auch bei einer Variation der Sequenzlänge wiederum orthogonale Sequenzen bilden.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung werden die Trainingsse¬ quenzen jeweils ausschließlich aus binären Werten für den Real- und/oder Imaginärteil gebildet. Vorteilhaft wird hier- durch eine vereinfachte Schaltungsrealisierung ermöglicht, da Multiplikationsoperationen durch aufwandsgünstigere Additi- ons- und Subtraktionsoperationen ersetzt werden.
Einer weiteren Ausgestaltung zufolge werden die Trainingsse¬ quenzen, insbesondere durch eine Multiplikation mit jeweils einer binären Sequenz, im Frequenzbereich verwürfelt. Hier¬ durch bleibt die vorteilhafte binäre Struktur der Präambel gemäß der vorhergehenden Weiterbildung erhalten, und die Dy- namik des Sendesignals wird vorteilhaft begrenzt.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung der Erfindung werden die Real- und Imaginärteile eines Sendesignals mit einer jeweili¬ gen Sequenz eines Satzes orthogonaler Sequenzen markiert, mittels der empfangseitig eine Korrektur Ungleichgewichts zwischen Real- und Imaginärteil ermöglicht wird.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispie¬ len näher erläutert. Es zeigen dabei
FIG 1 Real- und Imaginärteile einer Trainingssequenz für eine erste Sendeantenne,
FIG 2 Real- und Imaginärteile einer Trainingssequenz für eine zweite Sendeantenne, FIG 3 ein Frequenz-Zeit-Gitter mit einer erfindungsgemäßen Wiederverwendung von Korrelationsschaltungen,
FIG 4 eine sternförmige Ankopplung mehrerer DSPs an einen FPGA,
FIG 5 Simulationen und Messungen von Zeiten für eine Berechnung von Gewichtsmatrizen abhängig von der An¬ zahl Sendeantennen,
FIG 6 eine Pipelinestruktur einer Matrix-Vektor- Multipliziereinheit für jeweils vier Ein- und Aus¬ gänge, FIG 7 Adressfelder zur Adressierung von Gewichtsmatrizen in einem FPGA,
FIG 8 eine Sendeeinrichtung, und FIG 9 eine Empfangseinrichtung.
Beispielhaft wird im Folgenden eine Realisierung einer MIMO- OFDM-Übertragungsstrecke zwischen zwei Stationen mit jeweils mehreren Sende- und Empfangsantennen beschrieben. Vorzugs¬ weise ist das System auf einer hybriden Software-Radio-Platt- form implementierbar, das aus einem FPGA und einem oder meh¬ reren DSPs besteht. Eine aufwandsarme Implementierung ist insbesondere für einen kostengünstigen Einsatz in verschiede¬ nen Anwendungen vorteilhaft, wie beispielsweise für drahtlose lokale Netze (WLAN - wireless LAN) mit sehr hohen Datenraten von 100 Mbit/s bis 1 Gbit/s, für eine so genannte fest-draht¬ lose Teilnehmeranbindung (FWA - fixed wireless access) oder zur Erhöhung der Datenrate im leitungsgebundenen Teilnehmer- Zugangsbereich, beispielsweise DSL (digital subscriber line) .
Eine mögliche Realisierung der Erfindung wird nachfolgend an¬ hand von vier Schritten erläutert, ohne jedoch im Kontext der Erfindung darauf beschränkt zu sein. Eine erfindungsgemäße Definition einer Trainingssequenz bzw. Präambel für die emp- fangsseitige Kanalschätzung, eine aufwandsarme Umsetzung der Kanalschätzung auf Basis dieser Trainingssequenz, eine Be¬ rechnung von Gewichten und schließlich eine Datenrekonstruk¬ tion werden erläutert.
Basierend auf einer angenommenen Rahmenstruktur eines Hiper- Lan/2-Systems mit einer Länge von 2ms werden bekannte A- und B-Präambeln, die unter anderem einer empfangsseitigen Syn¬ chronisation sowie der Bestimmung eines Frequenz-Offsets die¬ nen, für alle Sendeantennen verwendet, um ein mittleres Sig¬ nal-Rausch-Verhältnis (SNR - Signal Noise Ratio) am Empfänger zu maximieren. Es werden jedoch erfindungsgemäß neue Präam¬ beln als Trainingssequenzen zur empfangsseitigen Kanalschät¬ zung bzw. Bestimmung von Kanalkoeffizienten definiert, die eine Unterscheidung der Kanäle von unterschiedlichen Sendean¬ tennen an den empfangenden Antennen sowie eine vereinfachte Verarbeitung ermöglichen.
Ziel der erfindungsgemäßen Definition der Präambel bzw. Trai¬ ningssequenz zur Kanalschätzung ist es, eine Schätzung eines Übertragungskanals möglichst ohne Interpolationsfehler zu er¬ möglichen. Schätzfehler sollen dabei lediglich aufgrund von Empfängerrauschen entstehen, und die Größe des Fehlers durch Variation der Sequenzlänge beeinflussbar sein. Hierzu wird auf allen Unterträgern einer gegebenen Sendeantenne eine prinzipiell gleiche Trainingssequenz gesendet, wobei die ge¬ samte Trainingssequenz über eine variable Anzahl K aufeinan¬ der folgender OFDM-Symbole verteilt wird, wobei K beispiels- weise bis zu 64 betragen kann.
Zunächst wird in einem ersten Schritt die Korrelation im Zeitbereich betrachtet. Ein Empfangssignal an der i-ten Emp¬ fangsantenne auf dem n-ten Unterträger ist gegeben als Summe über alle gesendeten Signale auf diesem Unterträger multipli¬ ziert mit den jeweiligen Kanalkoeffizienten
Figure imgf000008_0001
7=1 α:
wobei der Index k die aufeinander folgenden OFDM Symbole durchnummeriert, n den zu schätzenden Kanalkoeffizienten und n k das Empfängerrauschen bezeichnen.
Die Trainingssequenzen n k sind für jede Sendeantenne charakteristisch (j=l...NTx, NTx: Anzahl der Sender, i=l...NRxr NRx: Anzahl der Empfänger) . Sie sind so normiert, dass
Figure imgf000009_0001
7=1 /i=l
( 2 ;
gilt, wobei i\7c die Trägeranzahl bezeichnet. Mit einer solchen Struktur kann nun eine Kanalschätzung mittels Korrelation im Zeitbereich, d.h. über mehrere aufeinander folgende OFDM- Symbole, erfolgen
ή,, = NTx-N ^c ^xj^,(ft)^(ft)=i"5^"2Nτ'^.^κ/4 ■ ft).xi(ft)+i"v^"jκ;^(fjt)<(fjt)
K K 7=1 K
3)
Unter der Voraussetzung, dass die gewählten Sequenzen im Zeitbereich orthogonal sind
κ ■ K Λ
X*n(tk)'X n(tk) = -^ k=l NTX-Nc
wobei δlj das Kronecker-Symbol ist (δlj =1 für 1=1 und δlj =0 sonst) , ergibt sich
Figure imgf000009_0002
Die Leistung der binären Trainingssequenzen \ n k \ 2 j_s^ hierbei zu jedem Zeitpunkt tk auf 1 normiert. Statistik und Amplitude des gaußschen Rauschens werden durch die Multipli¬ kation mit einer so normierten komplexen Zahl nicht verän- dert . Wenn nun das Rauschen als ein Zufallsprozess
Figure imgf000009_0003
(6) beschrieben wird, bei dem SNR ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis und r eine komplexe Gaußsche Zufallszahl mit einer Varianz 1 bezeichnen, vereinfacht sich die Summe in (5) zu
Figure imgf000010_0001
Damit ist auch die Varianz des Schätzfehlers bekannt (NTx/ (K*SNR) ) , und N ist eine komplexe gaußsche Zufallszahl mit der Varianz 1.
Aus der Gleichung (7) kann nunmehr abgeleitet werden, dass bei Anpassung der Länge der Präambel K an die Anzahl der Sen¬ deantennen i\7rx der Schätzfehler konstant gehalten werden kann. Eine hierfür einsetzbare Präambel mit variablen Länge K wird nachfolgend weitergehend erläutert.
Um eine Korrelationsschaltung für alle Träger wieder verwen¬ den zu können, sollte zudem im Zeitbereich, d.h. über mehrere OFDM-Symbole verteilt, dieselbe Sequenz auf allen Unterträ¬ gern n verwendet werden. Hierdurch reduziert sich vorteilhaft der Aufwand für die MIMO-OFDM Kanalschätzung um den Faktor Nc.
Weiterhin wird nachfolgend in einem zweiten Schritt der er¬ findungsgemäße Einsatz binärer Sequenzen im Frequenzbereich erläutert. Die Korrelation aus Gleichung (3) weist eine große Anzahl Multiplikationen auf. Diese sind zwar in Hardware- Schaltungen darstellbar, jedoch sollte im Sinne einer mög- liehst hohen Verarbeitungsgeschwindigkeit nur eine möglichst begrenzte Anzahl Multiplikationen in Hardware verwirklicht werden. Erfindungsgemäß werden daher anstelle beliebiger kom- plexer Sequenzen " ^ solche Signalformen gewählt, in denen Real- und/oder Imaginärteil nur binäre Werte, d.h. {-1, +1}, annehmen. Hierdurch können die Multiplikationen in Gleichung (3) als Vorzeichenwechsel des aufzusummierenden Real- bzw. Imaginärteils angesehen werden, welches durch ein Umschalten von Addition zu Subtraktion bzw. umgekehrt in stark verein¬ fachter Weise in Hardware realisierbar ist. Multiplikations- Operationen sind für die Kanalschätzung somit nicht mehr er¬ forderlich.
Ein dritter Schritt betrifft eine Verwürfelung (engl. Scrambling) im Frequenzbereich. Die vorangehend beschriebene Nutzung derselben Sequenz auf allen Unterträgern würde dazu führen, dass je OFDM-Symbol alle Unterträger mit einem glei¬ chen Wert belegt wären. Die inverse schnelle Fourier-Trans- formation (IFFT - Inverse Fast Fourier Transformation) auf der Sendeseite würde folglich einen kurzen Diracimpuls mit einer Amplitude Nc synthetisieren. Um dies zu verhindern, wird erfindungsgemäß eine Verwürfelung der Sequenzen im Fre¬ quenzbereich durchgeführt. Dies kann bei der C-Präambel in Hiperlan/2- oder IEEE 802. lla-basierten Systemen beispiels¬ weise mittels einer Multiplikation mit einer unterträgerindi- viduellen binären Sequenz verwirklicht wird. Hierdurch bleibt vorteilhaft die vorangehend als vorteilhaft erkannte binäre Struktur der Präambel erhalten, und die Dynamik des Sendesig¬ nals wird wieder auf einen üblichen Bereich beschränkt. Emp- fängerseitig muss die Verwürfelung vor der Kanalschätzung durch einen entsprechenden Vorzeichenwechsel der Sequenz wie¬ der rückgängig gemacht werden.
Zur unabhängigen Schätzung der I- und Q-Zweige ist zudem eine Zuweisung unterschiedlicher Sequenzen zu den I- und Q-Zweigen des komplexwertigen Sendesignals denkbar.
Ein vierter Schritt befasst sich mit einer Korrektur des so genannten IQ-Ungleichgewichts (engl. IQ-Imbalance) . Diese tritt beispielsweise aufgrund eines vergleichsweise einfachen Schaltungsdesign im Funkfrequenzbereich mit direkter Auf- und Abwärtskonvertierung (engl, up- and down-conversion) auf. Das Ungleichgewicht verursacht nachteilig eine Kopplung zwischen empfangenen Signalen im oberen und unteren Seitenband. Die entsprechenden Sende- und Empfangsschaltungen weisen ein IQ- Ungleichgewicht auf, welches von der Signalverarbeitung ge¬ schätzt und kompensiert werden muss. Im Zeitbereich kann die Kalibrierung relativ einfach durchgeführt werden, jedoch müs¬ sen explizite Kenntnisse der Parameter des Ungleichgewichts vorhanden sein. Im Frequenzbereich hingegen wird die Kanal¬ schätzung korrigiert, wobei jedoch keine expliziten Kennt¬ nisse der Parameter vorhanden sein müssen.
Für die Korrektur des IQ-Ungleichgewichts können drei Ansätze unterschieden werden.
Gemäß einem ersten Ansatz wird für jeden einzelnen Sender und Empfänger vorab eine Kalibrierung durchgeführt und das IQ-Un¬ gleichgewicht in jeder Basisbandeinheit separat korrigiert. Hierdurch entstehen jedoch nachteilig erhebliche Kosten für die Kalibrierung, die einer praktischen Realisierung entge¬ genstehen.
Einem zweiten Ansatz zufolge wird der Real- und Imaginärteil eines jeden Sendesignals im Zeitbereich mit einer eigenen Se¬ quenz aus demselben orthogonalen Satz von Sequenzen markiert, und das IQ-Ungleichgewicht mittels einer reelwertigen MIMO- Signalverarbeitung korrigiert, wobei jeder I- und Q-Zweig ei¬ nes jeden Transceivers als eine virtuelle Antenne angenommen wird. Das System arbeitet in diesem Fall mit einer reellwer- tigen Kanalmatrix mit einer doppelten Anzahl virtueller Sende- und Empfangsantennen.
Gemäß einem dritten Ansatz wird die Kopplung zwischen den empfangenen Signalen im oberen und unteren Seitenband mittels einer gemeinsamen Verarbeitung des Unterträgers sowie eines korrespondierenden Bild-Unterträger entsprechend dem Vorgehen in dem Artikel von T. M. Ylamurto "Frequency Domain IQ Imba- lance Correction Scheme for OFDM Systems", Proc. WCNC 2003, New Orleans, USA, geschätzt und korrigiert. Zu diesem Zweck wird jedes der Symbole der Präambel in zwei Symbole aufgespaltet, sodass nur Unterträger in dem oberen Seitenband während der ungeraden Symbole verwendet werden. Die direkten Kanalkoeffizienten werden dann in dem oberen Seitenband geschätzt, wohingegen in dem unteren Seitenband die Übersprech-Koeffizienten (cross-talk) geschätzt werden. Während der geraden Symbole werden hingegen entsprechend um¬ gekehrt nur die Unterträger des unteren Seitenbandes genutzt, um die direkten Kanalkoeffizienten zu schätzen.
Werden die vorangehend beschriebenen Schritte sowie die For¬ derung aus Gleichung (4) zusammengefasst, so ergeben sich die Pilotsequenzen der j-ten Sendeantenne zu
sn (tk)= Sn-OjXtk) (Q-1)
für kalibrierte Transceiver entsprechend dem ersten Ansatz, bzw.
Figure imgf000013_0001
für unkalibrierte Transceiver entsprechend dem zweiten An¬ satz, und
s (t )=-τ^- O . (t ) n k Jo J k
V (8-III)
entsprechend dem dritten Ansatz. Dabei sind Ox Sequenzen aus einem orthogonalen Satz von Sequenzen, beispielsweise be- kannte Hadamard-Sequenzen. Hadamard-Sequenzen sind nur für K=2m (m≥l) bekannt. Vorteilhaft kann für Ox beispielsweise die x-te Zeile aus der quadratischen Hadamard-Matrix genutzt werden. Allgemein haben Hadamard-Sequenzen die vorteilhafte Eigenschaft, dass sie re¬ kursiv darstellbar sind. Bezeichnet Hm die Hadamard-Matrix mit jeweils 2m Spalten und Zeilen, so können mit Hi=I alle größeren Hadamard-Matrizen mit der Vorschrift
Figure imgf000014_0001
erzeugt werden. Da die jeweils ursprünglichen Matrizen (H7n-I) unverändert in der linken oberen Ecke einer neuen Matrix er¬ scheinen, bilden auch die ersten 21"'1 Hadamard-Sequenzen mit halbierter Länge wieder einen (kleineren) Satz von zueinander orthogonalen Sequenzen.
Werden also Hadamard-Matrizen als Grundlage für die Zeitbe¬ reichsstruktur der Trainingssequenzen in Gleichung (8) ge¬ wählt, und j entsprechend der Antennenzahl durchnummeriert, so kann die Länge der Präambel, d.h. die Anzahl der für die Kanalschätzung erforderlichen OFDM Symbole, reduziert werden, indem K um Potenzen von 2 reduziert wird. Eine Varianz des Schätzfehlers erhöht sich dabei um den gleichen Faktor.
Basierend auf der Gleichung (4) und dem vierten Schritt müs- sen somit mindestens NTx (erster und dritter Ansatz) bzw.
2-NTx Sequenzen (zweiter Ansatz) verwendet werden. Durch die variable Länge der Trainingssequenzen kann vorteilhaft die Güte der Kanalschätzung bei verschiedenen Antennenanordnungen eingestellt, entsprechend Gleichung (7), und Anforderungen des verwendeten Übertragungsverfahrens in Bezug auf die Qua¬ lität der Kanalschätzung erfüllt werden.
In FIG 1 und 2 ist beispielhaft eine jeweilige Struktur des Real- und Imaginärteils einer Präambel mit K = 64 in der Zeit-Frequenz-Ebene für eine erste und eine zweite angenom- mene Sendeantenne entsprechend der Gleichung (8-11) darge¬ stellt. Auf der vertikalen Achse ist dabei ein Unterträger¬ bzw. Frequenz-Index, und auf der horizontalen Achse ein Zeit- Index in Einheiten von 4us aufgetragen. Jede Spalte ent- spricht einem OFDM-Symbol und jede Zeile einem Unterträger. Entsprechend dem Hiperlan/2 Standard wird eine maximale An¬ zahl von 64 OFDM-Symbolen für die Trainingssequenz darge¬ stellt. Von den dargestellten 64 möglichen Unterträgern wer¬ den in dem Beispiel lediglich 52 verwendet. In den Randberei- chen werden die Träger 1 bis 6 und 60 bis 64 sowie der mit¬ tige Träger Nr. 33 nicht verwendet. Des weiteren sind in den Unterträgern 12, 26, 40 und 54 Pilotsignale vorgesehen, die rein reelle Werte aufweisen (1,1,1,-1) und einer Nachführung der Trägerphase dienen. Entsprechend wird auf diesen Unter- trägem im Realteil über der Zeit ein konstantes Signal dar¬ gestellt, währenddessen im Imaginärteil kein Signal exis¬ tiert.
Aus der FIG 1 ist erkennbar, dass der Realteil der ersten An- tenne über der Zeit auf allen Unterträgern konstant bleibt, welches eine charakteristische Eigenschaft der ersten Hada- mard-Sequenz ist. Der Imaginärteil ändert hingegen sein Vor¬ zeichen von OFDM-Symbol zu OFDM-Symbol. Bei der zweiten An¬ tenne in FIG 2 ändern sich Real- und Imaginärteil nur in je- dem zweiten OFDM-Symbol, wobei die Änderungen jedoch gegen¬ einander um eine Symboldauer verschoben sind. Auf der verti¬ kalen Frequenzachse ist das Verwürfein anhand von sich unre¬ gelmäßig ändernden Vorzeichen dargestellt.
Im Folgenden wird ein Beispiel für eine aufwandsarme Reali¬ sierung der empfängerseitigen Kanalschätzung beschrieben. Für die gesamte MIMO-OFDM-Kanalschätzung sind NTx-NRx-Nc komplexe Korrelationen entsprechend der Gleichung (3) erforderlich. Würde für jede Korrelation eine individuelle Schaltung reali- siert werden, so würden die Grenzen heute verfügbarer FPGAs überschritten. Entsprechend der Gleichung (3) muss weiterhin eine Korrelation über mehrere aufeinander folgende OFDM-Sym- bole durchgeführt werden.
Um den Aufwand zu reduzieren, werden, wie vorangehend be- schrieben, als Trainingssequenzen, abgesehen von der zusätz¬ lichen Verwürfelung im Frequenzbereich, auf allen Unterträ¬ gern dieselben Signale verwendet. Hierdurch wird vorteilhaft ermöglicht, lediglich NTx-NRx-Korrelationsschaltungen unter Zuhilfenahme eines Zwischenspeichers zu verwenden, was den Hardwareaufwand für die Implementierung auf eine heute reali¬ sierbare Größenordnung reduziert. Die zugrunde liegende Vorgehensweise ist in der FIG 3 dargestellt.
In der FIG 3 ist wiederum eine Frequenz-Zeit-Ebene darge- stellt, diesmal jedoch unter Betrachtung der Empfängerseite. Jede Spalte entspricht einem OFDM-Symbol (Zeit-Index) und jede Zeile einem Unterträger (Unterträger-Index) . Die empfän- gerseitige Einheit für die schnelle Fourier-Transformations (FFT) gibt die auf den jeweiligen Unterträgern empfangenen Signale seriell aus, wobei Real- und Imaginärteil gleichzei¬ tig verfügbar sind. Dies ist in der FIG 3 mittels einer im Zick-Zack auf- und abgehende Linie dargestellt. Entsprechend der Gleichung (3) erfolgt die Korrelation in jedem Unterträ¬ ger OFDM-Symbol für OFDM-Symbol, d.h. im Zeitbereich.
Ziel der Implementierung ist nun, die Korrelationsschaltungen möglichst für alle zu betrachtenden Unterträger wieder zu verwenden. Hierzu wird zunächst die sendeseitige Verwürfelung rückgängig gemacht, beispielsweise mittels eines Vorzeichen- wechseis des Empfangssignals entsprechend der Sequenz Sn. An¬ schließend wird die Tatsache ausgenutzt, dass alle Unterträ¬ ger einer Sendeantenne im Zeitbereich mit derselben Sequenz moduliert sind. Hierdurch kann schließlich für alle Unterträ¬ ger dieselbe Korrelationsschaltung genutzt werden, es müssen dabei lediglich die jeweiligen Zwischenergebnisse in einem Speicher der Länge Nc abgelegt werden. Soll beispielsweise ein bestimmter Unterträger n zu einem be¬ stimmten Zeitpunkt tk verarbeitet werden, so werden das letzte Zwischenergebnis für den Unterträger n aus dem Spei¬ cher ausgelesen (1. Operand), abhängig von dem aktuellen Wert der Hadamard-Sequenz gegebenenfalls das Vorzeichen des Emp¬ fangssignals (2. Operand) bei diesem Unterträger für das ak¬ tuelle OFDM-Symbol gewechselt, die beiden Werte addiert und das Ergebnis wiederum im Speicher abgelegt. Die ersten beiden Schritte können dabei parallel, die letzten beiden Schritte jedoch sequenziell durchgeführt werden.
Hierdurch erhöht sich die erforderliche Taktfrequenz um den Faktor drei, welches bei Symbolraten von 20 MHz entsprechend den Hiperlan/2- oder IEEE 802. lla-Standards jedoch unkritisch ist. Bei einem sehr viel höheren Symboltakt, beispielsweise im Bereich von 100 MHz, kann der beschriebene Prozess in meh¬ reren parallelen Pipelines jeweils sequenziell für mehrere aufeinander folgende Unterträger durchgeführt werden. Dabei ist beispielsweise jeweils eine Pipeline für einen Unterträ- ger zuständig, wobei die einzelnen Schritte in einer Pipeline nacheinander ausgeführt werden. Die Kanalschätzung in den einzelnen Pipelines kann entsprechend der Nummer des Unter¬ trägers nacheinander anstoßen werden.
Folglich sind vorteilhaft lediglich Additionen für die MIMO- OFDM-Kanalschätzung erforderlich, und es können dieselben Korrelationsschaltungen aufgrund der erfindungsgemäßen Struk¬ tur der Trainingssequenz für alle Träger wieder verwendet werden. Die Kanalschätzung ist insofern perfekt, als dass für jeden Unterträger ein Ergebnis ohne systematischen Fehler vorliegt. Das erfindungsgemäße Verfahren erzeugt also vor¬ teilhaft keinen Interpolationsfehler. Das Ergebnis der Schät¬ zung liegt sofort nach Ablauf der C-Präambel bzw. Trainings¬ sequenz zur Weiterverarbeitung vor, und es kommt entgegen dem Verfahren des einleitend genannten Artikels von Stüber et al nicht zu zusätzlichen Verzögerungen. Bei dem darin vorge¬ schlagenen Verfahren wird nach der FFT am Empfänger noch eine Matrixinversion und eine IFFT eingesetzt, um Pilotsignale nur auf einer reduzierten Anzahl von Unterträgern senden zu müs¬ sen.
Im Folgenden wird die Berechnung von Gewichtsmatrizen be¬ schrieben. Die Berechnung von Gewichtsmatrizen für lineare und nichtlineare MIMO-Detektionsverfahren erfordert eine große Anzahl von Matrixinversionen in einem sehr kurzen Zeit¬ raum. So sind beispielsweise die Gewichtsmatrizen Wn bei dem bekannten so genannten linearen Zero-Forcing-Verfahren durch die Pseudoinverse der Kanalmatrizen bei dem n-ten Unterträger gegeben:
Wn = HXHfHJ-1Hf (io )
Die Matrixinversion in der Gleichung (10) kann mit bekannten Algorithmen, wie beispielsweise Gauss-Jordan, berechnet wer¬ den, jedoch können auch spezielle Verfahren wie beispiels¬ weise Greville verwenden werden, die unmittelbar auf die pseudoinverse Matrix führen. Diese Algorithmen können jedoch aufgrund ihrer sequenziellen Struktur nur schwer direkt in einem FPGA umgesetzt werden. Eine einfachere Implementierung ist hingegen in einem konventionellen Mikroprozessor oder DSP möglich. Es ergeben sich weiterhin hohe Anforderungen sowohl an die Kopplung zwischen DSP und FPGA als auch an die Pro¬ grammierung des DSPs, da die Kanalkoeffizienten für jeden einzelnen Unterträger innerhalb eines Zeitraumes von typi¬ scherweise weniger als lms neu geschätzt und nachgeführt so¬ wie die Gewichtsmatrizen berechnet werden müssen.
Zunächst müssen die Ergebnisse der Kanalschätzung in einen DSP eingelesen werden, welches, wie vorangehend erwähnt, eine schnelle Kopplung zwischen DSP und FPGA erfordert. Praktische OFDM-Systeme verwenden in der Regel eine recht hohe Anzahl an Unterträgern. So nutzen die Standards HiperLan/2 und IEEE 802.11a beispielsweise 48 Unterträger, wohingegen der IEEE 802.16-Standard 256 Unterträger und zukünftige Funk-Kommuni- kationssysteme der vierten Generation voraussichtlich 512 bis 1024 Unterträger verwenden werden. Für ein IEEE 802.11a-ba- siertes System mit zwei Sendern und zwei Empfängern müssen bei gleichzeitiger Korrektur des IQ-Ungleichgewichts 16x48 = 768 Kanalkoeffizienten mit einer Auflösung von bei¬ spielsweise 12 bit übertragen werden. Mit einem 24 bit brei¬ ten Bus bei einer effektiven Taktrate von 10 MHz kann diese Datenmenge in einer Zeit von 38 μs übertragen werden. Bei hö¬ heren Antennenzahlen, beispielsweise vier Sende- und Emp- fangsantennen mit 48 Unterträgern beträgt die erforderliche Zeit bereits 307 μs, und bei beispielsweise 200 Unterträgern beträgt die erforderliche Zeit 1.3 ms. Hierzu sind ein brei¬ terer Bus und gegebenenfalls eine wesentlich höhere effektive Taktfrequenz erforderlich. Ein möglichst schneller Zugriff des DSP auf Register im FPGA ist also erforderlich.
Insbesondere für Systeme mit einer großen Anzahl Unterträger ist ein Einsatz mehrerer parallel geschalteter DSPs sinnvoll, wobei jeder DSP beispielsweise für eine bestimmte Untergruppe von Unterträgern zuständig ist und individuell an den FPGA angebunden ist. Eine beispielhafte Realisierung in Form einer Sternstruktur mit einem FPGA als Knoten ist in der FIG 4 dar¬ gestellt. Mittels einer derartigen Anordnung können die oben erwähnten Ladezeiten für die Kanalschätzergebnisse in der Matrizen Hn vom FPGA in den Speicher des DSP und die Spei¬ cherzeiten für die Gewichtsfaktoren in den Matrizen Wn vom DSP in den FPGA vorteilhaft reduziert werden.
Weiterhin sollte vorteilhaft ein weitgehend asynchroner Zugriff des bzw. der DSPs auf den FPGA gewährleistet werden. Während sich die Abläufe im FPGA an der Rahmenstruktur des Sendesignals orientieren, sollten die Lese-, Rechen- und Schreiboperationen im DSP weitgehend unabhängig davon reali¬ siert werden. Dies kann in der Weise erfolgen, dass Kanal- schätzergebnisse unmittelbar nach Abschluss der Kanalschät¬ zung aus dem Zwischenspeicher des Akkumulators in einen zwei¬ ten Speicher kopiert werden (l:l-Kopie) . Nur für die kurze Zeit der Erstellung der Kopie verfügt der DSP dabei über kei¬ nen Zugriff auf den FPGA. In ähnlicher Weise werden die Ge¬ wichtsmatrizen übertragen. Der DSP schreibt die Ergebnisse zunächst wiederum in einen Zwischenspeicher, von wo aus sie zum nächst möglichen Zeitpunkt, zu dem keine Daten übertragen werden - im Allgemeinen während der Übertragung von Präambeln - in von der Datenrekonstruktion benutzte Register kopiert werden. Mittels dieses weitgehend asynchronen Designs können die Abläufe in FPGA und DSP weitgehend voneinander entkoppelt werden, welches vorteilhaft die Programmierung vereinfacht.
In einem DSP werden Gewichtsmatrizen berechnet und Ergebnisse wieder zum FPGA zurück übertragen. Da die Gewichtsmatrizen für alle Unterträger, wie oben erwähnt, in einem sehr kurzer Zeitraum von typischerweise 1 ms berechnet werden müssen, um einer zeitlichen Änderung der Kanalkoeffizienten folgen zu können, werden sehr hohe Verarbeitungsleistungen benötigt. Theoretische Werte liegen für 48 Unterträger und jeweils vier Sende- und Empfangsantennen bei ca. 100 Million Fließkomma- Operationen pro Sekunde. Da praktische Werte mit nicht-opti- miertem C-Code liegen dagegen meist deutlich höher liegen, sollte die Implementierung der Algorithmen möglichst gut an die interne Struktur des DSP angepasst werden, um möglichst nahe an diese theoretischen Werte zu gelangen.
Die Algorithmen sollten weiterhin derart implementiert wer¬ den, dass aufeinander folgende Aufgaben, die nicht in einem Prozessschritt erledigt werden können, beispielsweise Multi¬ plikationen, in der Weise organisiert sind, dass prozessorin- terne Pipelines effizient genutzt werden. Auf diese Weise entspricht die effektive Bearbeitungszeit für aufeinander folgende identische Folgen von Operationen lediglich noch ei¬ nem Zyklus. Zudem sollten Möglichkeiten konsequent genutzt werden, Prozesse wie beispielsweise Addition, Adressberech- nung und Speicherzugriffe, ebenfalls gleichzeitig in einem
Zyklus zu erledigen. Kritisch sind weiterhin Divisionsopera¬ tionen, die zunächst jeweils nur als 8-bit-Schätzwerte vor- liegen. Hierzu kann beispielsweise der bekannte Newton- Rhapson-Algorithmus vorteilhaft eingesetzt werden, da dieser in wenigen zusätzlichen Zyklen ein wesentlich genaueres Er¬ gebnis zur Verfügung stellt.
In der Summe der vorangehend beschriebenen Maßnahmen können die Rechenzeiten mittels hardwarenah optimierter DSP-Codes um fast zwei Größenordnungen gegenüber einem nicht-optimierten C-Code reduziert werden. Diese Optimierungen ermöglichen vor- teilhaft eine Realisierung derzeit diskutierter Systeme, wie beispielsweise eine Erweiterung des IEEE 802. lla-Standards durch MIMO-OFDM, auf Basis eines oder weniger aktuell verfüg¬ barer DSPs. Ergebnisse einer solchen Optimierung sind bei¬ spielhaft in FIG 5 dargestellt. Auf der vertikalen Achse ist dabei logarithmisch eine Gesamtzeit in ms für 48 Unterträger, und auf der horizontalen Achse eine Anzahl Sendeantennen auf¬ getragen. Aus den Graphen ist unter anderem ersichtlich, dass selbst bei einer Programmierung in Maschinensprache (Assemb¬ ler) die praktisch ermittelten Werte auf einem DSP des Typs Texas Instruments (TI) 6713, 225 MHz, noch um ca. einen Fak¬ tor sechs über den theoretisch möglichen Werten liegt. Bei einem in der Programmiersprache C programmierten und manuell zusätzlich optimierten Programm beträgt dieser Faktor ca. zehn. In den dargestellten Zeiten sind Lade- und Speicherope- rationen vom Speicher des DSP in einen Cache-Speicher und zu¬ rück mit berücksichtigt. Für eine beispielhafte Konfiguration mit vier Sende- und Empfangsantennen können somit mit aktuell verfügbaren DSPs Gesamtzeiten von ca. 1 ms erzielt werden. Bei fortschreitender Entwicklung der DSPs sind entsprechend größere Anzahlen Antennen in dieser Gesamtzeit verarbeitbar.
Vor einer Darstellung einer beispielhaften Realisierung der Erfindung in einem MIMO-OFDM-basierten Funk-Kommunikations¬ system wird nachfolgend noch die empfangsseitige Rekonstruk- tion der Datensignale beschrieben. Die Rekonstruktion der Datensignale erfolgt auf Basis der für jeden Träger berechneten Gewichtsmatrizen Wn mittels einer linearen Matrix-Vektor Multiplikation. Ausgehend von der Gleichung (1) kann dies durch die Summe
Figure imgf000022_0001
dargestellt werden. Hierzu wird beispielsweise eine direkt im FPGA implementierte so genannte Matrix-Vektor-Multiplikati- onseinheit (MVME) verwendet. Prinzipiell multipliziert diese Einheit eine für den aktuellen Unterträger gültige Gewichts¬ matrix Wn mit einem aktuellen Empfangsvektor nach der Glei¬ chung (1) in einem Taktschritt. Dies kann vorteilhaft mittels einer Pipelinestruktur erreicht werden, wie sie FIG 6 bei- spielhaft dargestellt ist. Zunächst werden alle auftretenden Multiplikationen parallel ausgeführt, wofür aufgrund der kom¬ plexen Operanden 4*NTx*NRx vorzugsweise direkt in Hardware re¬ alisierte Multiplikatoren verwendet werden, die in aktuell verfügbaren FPGAs bereits in einer großen Anzahl implemen- tiert sind. Anschließend werden die erforderlichen Additonen so oft paarweise ausgeführt, bis ein Endergebnis vorliegt. Die Kaskade von Additionen in FIG 6 ähnelt allgemein dem k.o.-Prinzip bei SportWettbewerben. Effektiv wird so in jedem Taktschritt eine Matrix-Vektor-Multiplikation ausgeführt, welche vorteilhaft eine Echtzeitrealisierung bei gleichzeitig hohen Datenraten ermöglicht.
Wie bereits bezugnehmend auf FIG 3 erläutert, werden Emp¬ fangssignale von der FFT-Einheit Unterträger für Unterträger seriell ausgegeben. Aufgrund dessen kann die oben erwähnte Matrix-Vektor-Multiplikationseinheit (MVME) auch in einem MIMO-OFDM-System Unterträger für Unterträger genutzt werden. Die Gewichtsmatrizen Wn werden hierzu beispielsweise mittels einer geeigneten Adressierung der Operanden zunächst in eine richtige Reihenfolge getauscht. Vorzugsweise wird für die hierfür verwendeten Register eine Adressierung gewählt, die ein einfaches Umschalten zwischen Gewichtsmatrizen der ein¬ zelnen Unterträger, beispielsweise mittels eines Zählers, er¬ möglicht. Eine mögliche Adressierung ist in FIG 7 beispiel- haft dargestellt, die einzelnen Felder können jedoch in glei¬ cher Weise beliebig vertauscht sein.
Eine sende- und empfängerseitige Integration wird nachfolgend bezugnehmend auf FIG 8 und 9 beschrieben.
FIG 8 zeigt eine beispielhafte Integration eines Senders. Prinzipiell ist eine Parallelschaltung zweier OFDM-Sende- stränge verwirklicht. Daten data werden mittels einer Ein¬ richtung zur seriell-parallel-Wandlung S/P auf mehrere Teil- datenströme aufgeteilt und unabhängig voneinander in einer Einrichtung l/E verschachtelt und kodiert (Interleaving /Encoding) sowie gegebenenfalls zusätzlich zur Verringerung der Datenrate punktiert. Alternativ hierzu kann jedoch in gleicher Weise eine gemeinsame Verschachtelung und Kodierung für die Teildatenströme durchgeführt werden. Alle für eine
Übertragung über die Funkschnittstelle wichtigen Signale, wie die A-, B- und die erfindungsgemäße C-Präambel, werden im Tx- FPGA generiert und im Zeitmultiplex mit den Datensignalen zu¬ sammen geführt. Dies erfolgt in einer Rahmungs- und Modulati- onseinrichtung F/M (Framing/Modulation) , in der die Übertra¬ gungsrahmen bestehend aus den einzelnen Signalanteilen gebil¬ det und moduliert werden.
Die so entstehenden Übertragungsrahmen durchlaufen anschlie- ßend eine inverse schnelle Fourier-Transformation IFFT und es wird ein zyklisches Präfix in das Zeitbereichssignal einge¬ fügt. Alternativ können die Präambeln auch als komplexe Ab¬ tastwerte in das Zeitbereichssignal eingefügt werden. Die di¬ gitalen Sendesignale werden anschließend mittels Digital-Ana- log-Wandler D/A in analoge Signale im Basisband BB gewandelt, und mit IQ-Modulatoren in den Sendeeinrichtungen Tx auf die Trägerfrequenz aufmoduliert, bevor sie einen MIMO-Kanal bil- dend von Sendeantennen über die Funkschnittstelle übertragen werden. Anstelle von Antennen kann in gleicher Weise eine leitungsgebundene Übertragung der analogen Signale erfolgen.
Eine beispielhafte Integration in einem Empfänger ist in FIG 9 dargestellt. Analoge Empfangssignale des MIMO-Kanals werden in jeweiligen Empfangsantennen nachgeschalteten Empfängerein¬ richtungen Rx in das Basisband BB heruntergemischt, und die komplexen Basisband-Signale anschließend in jeweiligen Ana- log-Digital-Wandlern A/D digitalisiert. Die Empfangseinrich¬ tungen Rx sind dabei beispielsweise direkt abwärtskonvertie¬ rende Empfänger. Für eine empfangsseitige Rahmen- und Symbol- Synchronisation werden die entsprechenden A- und B-Präambel¬ signale im Zeitbereich in einer Synchronisationseinrichtung SYNC ausgewertet. Die weiteren Signale durchlaufen nach einer nicht dargestellten Korrektur des Frequenz-Offsets und gege¬ benenfalls einer Schätzung der Signalstärke eine schnelle Fourier-Transformation FFT. In der Frequenzdomäne verlassen die Signale die schnelle Fourier-Transformation zur Vereinfa- chung der Implementierung vorzugsweise geordnet nach Unter¬ trägern. Anschließend werden die Signale parallel zu einer Kanalschätzeinrichtung CE (Channel Estimation) sowie einer Detektionseinrichtung DET zugeführt.
Die Kanalschätzung erfolgt dabei auf der vorangehend be¬ schriebenen erfindungsgemäßen Struktur der C-Präambel bzw. Trainingssequenz. Die digitalen Schätzergebnisse für die Mat¬ rizen Hn werden in einen oder mehrere DSPs eingelesen, die beispielsweise als Bestandteil des FPGAs Rx-FPGA verwirklicht sein können. Die Gewichtsmatrizen Wn werden anschließend nach den einzelnen Unterträgern geordnet in Registerseiten abge¬ speichert .
Allgemein kann die Kanalschätzung im Zeit- oder Frequenzbe- reich durchgeführt werden. Schätzung im Zeitbereich können bezüglich der Anzahl zu schätzender Variablen effizienter verwirklicht werden, da die Anzahl der Abtastungen in der Re- gel deutlich kleiner als die Anzahl Unterträger ist. Jedoch sind derzeit keine eine ausreichende Leistung zur Verfügung stellende und in einem FPGA realisierte Schätzer für die Zeit-Domäne verfügbar. Zu beachten ist weiterhin, dass die Anzahl Kanalkoeffizienten für Schätzungen in der Frequenz-Do¬ mäne die für so genannte flat-fading-Kanäle erforderlichen Kanalkoeffizienten weit übertrifft.
Die Verwendung eines separaten Korrelations-Schaltkreises (CC - Correlation Circuit) für jeden Koeffizienten würde ca. zwei Drittel eines beispielhaft angenommenen XILINX X C2V6000 FPGA ausfüllen. Jedoch können die Korrelations-Schaltkreise durch geringe Modifikationen für alle Unterträger wieder verwendet werden. Eine effiziente Implementierung ist auf Basis der vo- rangehenden Erläuterungen zu der FIG 3 möglich. Nach der schnellen Fouriertransformation wird das Unterträger-Zeit- Gitter der FIG 3 Zeile für Zeile, d.h. Unterfrequenz für Un¬ terfrequenz, abgetastet, währenddessen die Korrelation im Zeitbereich, d.h. von OFDM-Symbol zu OFDM-Symbol, durchge- führt wird.
Für die Datenrekonstruktion kann als Detektionseinrichtung DET eine MVME, ein linearer MMSE (Minimal Mean Square Error) oder im allgemeinen Fall ein so genannter flat-fading-MIMO- Detektor eingesetzt werden. Die MVME führt in quasi Echtzeit eine Multiplikation aller Komponenten des Empfangsvektors aus Gleichung (1) mit jeweils der zum aktuellen Trägerindex n ge¬ hörenden Gewichtsmatrix Wn durch. Dabei wird für jeden Unter¬ träger die korrespondierende Matrix Wn aus den entsprechenden Registerseiten ausgewählt, welches in der FIG 9 durch einen zwischen den Registerseiten schaltbaren Schalter symbolisiert ist. Die derart rekonstruierten Signale werden nachfolgend in einer Dekodier- und Entschachtelungseinrichtung dekodiert, sowie die sendeseitige Verschachtelung rückgängig gemacht. In einer abschließenden Einrichtung P/S zur parallel-seriell- Wandlung werden alle Teildatenströme wieder zusammengeführt und sind als Daten data zur weiteren Verarbeitung verfügbar.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Signalübertragung zwischen einer sendenden Station und zumindest einer empfangenden Station eines Kommu- nikationssystems, wobei die sendende Station zumindest zwei Sendeantennen aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die sendende Station für jede der zumindest zwei Sendeanten¬ nen eine individuelle Trainingssequenz für eine empfangsei- tige Kanalschätzung verwendet, wobei mittels der verwendeten Trainingssequenzen die jeweilige Sendeantenne empfangsseitig identifizierbar ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Signalübertragung entsprechend einer MIMO-OFDM-Übertra- gung durchgeführt wird, wobei zumindest zwei Unterträger ei¬ nes aus einer Anzahl von Unterträgern bestehenden Frequenz¬ bandes mit der gleichen Trainingssequenz moduliert werden.
3. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen jeweils über eine Anzahl von aufeinan¬ der folgenden OFDM-Symbolen verteilt werden.
4. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen jeweils als eine Präambel oder eine
Mittambel ausgestaltet sind.
5. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem eine Länge der Trainingssequenzen in Abhängigkeit von der An- zahl Sendeantennen der sendenden Station gewählt wird.
6. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen antennenindividuell mit orthogonalen Kodes moduliert werden.
7. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, wobei als orthogonale Kodes Hadamard-Sequenzen verwendet werden.
8. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen jeweils ausschließlich aus binären Werten für den Real- und/oder Imaginärteil gebildet werden.
9. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Trainingssequenzen, insbesondere durch eine Multiplika¬ tion mit jeweils einer binären Sequenz, im Frequenzbereich verwürfelt werden.
10. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die Real- und Imaginärteile eines jeweiligen Sendesignals mit einer jeweiligen Sequenz eines Satzes orthogonaler Sequenzen markiert werden.
11. Station eines Kommunikationssystems, mit Mitteln zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1.
12. KommunikationsSystem, mit zumindest einer sendenden Sta- tion und zumindest einer empfangenen Station, welche jeweils
Mittel zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 aufwei¬ sen.
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