DE19820761C1

DE19820761C1 - Verfahren und Einrichtung zur Kanalschätzung

Info

Publication number: DE19820761C1
Application number: DE19820761A
Authority: DE
Inventors: Christoph Dipl Ing Euscher; Michael Dipl Ing Franzen
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1998-05-08
Filing date: 1998-05-08
Publication date: 1999-06-24
Anticipated expiration: 2018-05-09
Also published as: WO1999059351A3; EP1076970A2; AU4896199A; WO1999059351A2; JP2002515707A; CN1308807A

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zur Kanalschätzung in einem Kommunikationssystem, insbesondere einem Mobilfunknetz.

In Kommunikationssystemen werden Nachrichten (beispielsweise Sprache, Bildinformation oder andere Daten) über Übertra gungskanäle übertragen, bei Funk- Kommunikationssystemen er folgt dies mit Hilfe von elektromagnetischen Wellen über eine Funkschnittstelle. Das Abstrahlen der elektromagnetischen Wellen erfolgt dabei mit Trägerfrequenzen, die in dem für das jeweilige System vorgesehenen Frequenzband liegen. Beim GSM (Global System for Mobile Communication) liegen die Träger frequenzen im Bereich von 900 MHz. Für zukünftige Funk-Kom munikationssysteme, beispielsweise das UMTS (Universal Mobile Telecommunication System) oder andere Systeme der 3. Genera tion sind Frequenzen im Frequenzband von ca. 2000 MHz vorge sehen.

Die abgestrahlten elektromagnetischen Wellen werden aufgrund von Verlusten durch Reflexion, Beugung und Abstrahlung infol ge der Erdkrümmung und dergleichen gedämpft. Infolgedessen sinkt die Empfangsleistung, die bei der empfangenden Funksta tion zur Verfügung steht. Diese Dämpfung ist ortsabhängig und bei sich bewegenden Funkstationen auch zeitabhängig. Bei ei ner Mehrwegeausbreitung kommen mehrere Signalkomponenten un terschiedlich verzögert bei der empfangenden Funkstation an. Die geschilderten Einflüsse beschreiben den verbindungsindi viduellen Übertragungskanal.

Aus DE 195 49 148 A1 ist ein Funk-Kommunikationssystem bekannt, das eine Codemultiplex-Teilnehmerseparierung (CDMA Code Divi sion Multiple Access) nutzt, wobei die Funkschnittstelle zu sätzlich eine Zeitmultiplex-Teilnehmerseparierung (TDMA Time Division Multiple Access) aufweist. Allgemein werden beim Codemultiplexverfahren die einzelnen Teilnehmern zugeordneten Einzelsignale mit Codesequenzen (z. B. in Form einer Überlage rung mit einem Rauschsignal bestimmter Energie) versehen, um die zu übertragenen Daten der einzelnen Teilnehmer voneinan der trennen zu können. Beim Zeitmultiplexverfahren (TDMA) werden hingegen verschiedenen Teilnehmern zeitlich nacheinan der übertragene Zeitschlitze zugeordnet, die zu Rahmen zusam mengefaßt sind, wobei sich nach Ablauf eines Rahmens die Zeitschlitzfolge wiederholt. Des weiteren wird vorgeschlagen, empfangsseitig ein JD-Verfahren (Joint Detection) anzuwenden, um unter Kenntnis der CDMA-Codes der einzelnen Teilnehmer ei ne verbesserte Detektion der übertragenen Daten vorzunehmen. Beim JD-Verfahren werden die CDMA-Einzelsignale gemeinsam er faßt und Matched Filtern zugeführt, welche auf die jeweiligen Einzelsignale bzw. CDMA-Codes der einzelnen Teilnehmer abge stimmt sind, wobei anschließend die Ausgangssignale der Mat ched Filter mit einer Maximum Likelihood Decodierung verar beitet werden, um den wahrscheinlichsten Ausgangssignalvektor bestimmen zu können. Durch das JD-Verfahren können somit Stö rungen eines Einzelsignals durch die anderen Einzelsignale eliminiert werden.

Zudem ist in der oben genannten Druckschrift offenbart, daß einer Verbindung über die Funkschnittstelle zumindest zwei Datenkanäle zugeteilt werden können, wobei jeder Datenkanal durch einen individuellen Spreizcode unterscheidbar ist.

Insbesondere bei Bewegung von mobilen Empfängern, wie z. B. Mobiltelefonen, treten empfangsseitig Überlagerungen der ver schiedenen Ausbreitungswege eines Teilnehmersignals auf, wo bei die über die unterschiedlichen Ausbreitungswege übertra genen Einzelsignale desselben Teilnehmers - abgesehen von den Laufzeitunterschieden - in der Regel unterschiedlichen Dämp fungs- und Verzerrungseinflüssen unterliegen, so daß gegebe nenfalls das gewünschte Teilnehmersignal aufgrund von Inter ferenzen aus der Vielzahl von empfangenen Einzelsignalen des entsprechenden Teilnehmers empfangsseitig nicht korrekt wie dergegeben werden kann.

Es ist aus dem GSM-Mobilfunknetz bekannt, daß übertragene Da ten als Funkblöcke (Bursts) innerhalb von Zeitschlitzen über tragen werden, wobei innerhalb eines Funkblockes Mittambeln mit bekannten Symbolen übertragen werden. Diese Mittambeln können im Sinne von Trainingssequenzen zum empfangsseitigen Abstimmen der Funkstation genutzt werden. Die empfangende Funkstation führt anhand der Mittambeln eine Schätzung der Kanalimpulsantworten für verschiedene Übertragungskanäle durch, um somit die Empfangsfähigkeit der Funkstation verbes sern zu können. Dabei ist die Länge der Mittambel unabhängig von den Verkehrsbedingungen fest definiert.

Werden wie beim TD/CDMA-Übertragungsverfahren gleichzeitig Informationen mehrerer Verbindungen in einem Zeitschlitz übertragen, muß gleichzeitig für unterschiedliche Übertra gungskanäle eine Kanalschätzung durchgeführt werden, wobei die Anzahl der Verbindungen und damit der zu schätzenden Ka nalimpulsantworten schwanken kann. Da sich mit der Verände rung der Anzahl der Verbindungen oder der Länge der zu schät zenden Kanalimpulsantwort auch der Umfang des Schätzverfah rens ändert, müßte für alle denkbare Variante insgesamt eine Vielzahl von Schätzverfahren durchgeführt werden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Einrichtung zur Kanalschätzung anzugeben, die trotz wechselnder Anforderungen an die Kanalschätzung eine wirt schaftliche Realisierung ermöglichen, wobei die Kanalschät zung insbesondere mit geringem Aufwand durchgeführt werden kann.

Die Aufgabe wird durch das Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und die Einrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 11 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Erfindungsgemäß werden beim Verfahren zur Kanalschätzung in einem Kommunikationssystem Signale bestehend aus einem Daten teil mit Datensymbolen und einer Mittambel mit bekannten Sym bolen über einen Übertragungskanal übertragen. Empfangsseitig werden Kanalkoeffizienten bezüglich einer Kanalimpulsantwort des Übertragungskanals geschätzt, wobei zur Schätzung der Ka nalkoeffizienten das von der Mittambel abhängige empfangene Signal mit aus den bekannten Symbolen der Mittambel abgelei teten Schätzkoeffizienten zyklisch gefaltet wird.

Die zyklische Faltung kann aufwandsgünstig im Frequenzbereich durch eine schnelle Fouriertransformation (FFT) bzw. eine Kombination einer schnellen Fouriertransformation (FFT) mit einer inversen schnellen Fouriertransformation (IFFT) durch geführt werden, wobei die zyklische Faltung im Prinzip mit einer beliebige Länge, d. h. mit einer beliebige Anzahl von S Stützstellen durchgeführt werden kann. Es genügen bereits S ≧ 2L Stützstellen, wobei L die Länge des auswertbaren Teils der Mittambel ist. Insbesondere ist es nicht notwendig, die Anzahl S der Stützstellen als eine Zweierpotenz zu wählen.

Die Fouriertransformation mit S ≧ 2L Stützstellen läßt sich wirtschaftlich in digitalen Signalverarbeitungsmitteln, wie digitalen Signalprozessoren oder ASICs, realisieren. Durch die Wahl S ≧ 2L ist für alle bei einer Mittambellänge L mit L_M bekannten Symbolen auftretenden Anforderungen an die Ka nalschätzung eine zyklische Faltung ohne Änderung des Algo rithmus durchführbar, d. h. ein und derselbe Algorithmus kann für unterschiedliche Teilnehmerzahlen und unterschiedliche Längen von zu schätzenden Kanalimpulsantworten verwendet wer den.

Weitere Einsparungen werden erreicht, falls die Schätzung der Kanalkoeffizienten für mehrere Verbindungen gemeinsam durch geführt wird. Damit orientiert sich die Fouriertransformation am Aufwand für die komplette Kanalschätzung der gleichzeitig in einem Frequenzkanal übertragenen Mittambeln.

Um keine Anpassung durchführen zu müssen, werden die Kanal koeffizienten auch für nicht von Verbindungen genutzte Über tragungskanäle geschätzt. Damit bleibt die Fouriertransforma tion unbeeinflußt durch eine wechselnde Anzahl von Verbindun gen über die Funkschnittstelle.

Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird eine Skalierung der geschätzten Kanalkoeffizienten durchgeführt. Da einer Verbindung mehrere Datenkanäle zuge ordnet sein können und das Verhältnis der Energien der Daten symbole eines Datenkanals und zugehörigen Kanalkoeffizienten für alle Verbindungen gleich sein soll, schafft eine Skalie rung den nötigen Ausgleich. Die Skalierung verbessert die der Kanalschätzung folgende Datenschätzung (Detektion).

Eine Zuordnung von geschätzten Kanalkoeffizienten zu Verbin dungen mit einem oder mehreren Datenkanälen und verbindungs individuellen Mittambeln wird vorteilhafterweise anhand einer Tabelle durchgeführt. In diese Tabelle werden die Konfigurie rungsdaten der Funkschnittstelle eingetragen.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist auf verschiedenste Über tragungskanäle (drahtgebunden oder nicht drahtgebunden) an wendbar. Besonders vorteilhaft wird die Kanalschätzung ver bessert, falls das Kommunikationssystem ein Mobilfunknetz ist und die sich schnell ändernden Übertragungskanäle Funkkanäle einer Funkschnittstelle beschreiben.

Wird die Länge L der auszuwertenden Mittambel im Gegensatz zur Gesamtlänge L_M der Mittambel dynamisch der Anzahl der Verbindungen im Zeitschlitz und an die Länge der zu schätzen den Kanalimpulsantwort angepaßt, so erhöht sich im Mittel die spektrale Effizienz der Funkschnittstelle. Trotzdem bleibt die erfindungsgemäße Kanalschätzung durchführbar, wenn die Anzahl der Stützstellen S auf das maximal mögliche L einge stellt wird.

Es liegt weiterhin im Rahmen der Erfindung, daß die in einem Zeitschlitz verwendeten Mittambeln von einem gemeinsamen Mit tambelgrundcode abgeleitet werden. Damit lassen sich sende- und empfangsseitig die Mittambeln besonders leicht erzeugen und eine Kanalschätzung kann für alle Verbindungen, deren Mittambeln von einem gemeinsamen Mittambelgrundcode abgelei tet wurden, gemeinsam durchgeführt werden.

Es ist vorteilhaft, einer Verbindung mehrere Datenkanäle zu zuordnen, wobei eine Anzahl Mittambeln verwendet wird, die kleiner als die Anzahl von Datenkanälen ist. Damit wird der Aufwand der Kanalschätzung verringert. Zusätzlich wird die Anzahl der möglichen Datenkanäle pro Zeitschlitz erhöht, da mehrere Datenkanäle die gleiche Mittambel benutzen und der kapazitätsbegrenzende Einfluß der Kanalschätzung nicht auf die Datenkanäle wirkt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der beilie genden Zeichnungen näher erläutert.

Dabei zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Mobilfunknetzes,

Fig. 2 eine schematische Darstellung der Rahmenstruktur der Funkschnittstelle,

Fig. 3 eine schematische Darstellung des Aufbaus eines Funkblocks,

Fig. 4 ein Blockschaltbild des Senders einer Funkstation,

Fig. 5 ein Blockschaltbild des Empfängers einer Funkstati on,

Fig. 6 ein Blockschaltbild der digitalen Signalverarbei tungsmittel, und

Fig. 7 ein Ablaufdiagramm der Kanalschätzung.

Das in Fig. 1 dargestellte Funk-Kommunikationssystem ent spricht in seiner Struktur einem bekannten GSM-Mobilfunknetz, das aus einer Vielzahl von Mobilvermittlungsstellen MSC be steht, die untereinander vernetzt sind bzw. den Zugang zu ei nem Festnetz PSTN herstellen. Weiterhin sind diese Mobil vermittlungsstellen MSC mit jeweils zumindest einem Basissta tionscontroller BSC verbunden. Jeder Basisstationscontroller BSC ermöglicht wiederum eine Verbindung zu zumindest einer Basisstation BS. Eine solche Basisstation BS ist eine Funk station, die über eine Funkschnittstelle eine Funkverbindung zu Mobilstationen MS aufbauen kann.

In Fig. 1 sind beispielhaft drei Funkverbindungen zur Übertra gung von Nutzinformationen ni und Signalisierungsinformatio nen si zwischen drei Mobilstationen MS und einer Basisstation BS dargestellt, wobei einer Mobilstation MS zwei Datenkanäle DK1 und DK2 und den anderen Mobilstationen MS jeweils ein Da tenkanal DK3 bzw. DK4 zugeteilt sind. Ein Operations- und Wartungszentrum OMC realisiert Kontroll- und Wartungsfunktio nen für das Mobilfunknetz bzw. für Teile davon. Die Funktio nalität dieser Struktur wird vom Funk-Kommunmikationssystem nach der Erfindung genutzt; sie ist jedoch auch auf andere Funk-Kommunikationssysteme übertragbar, in denen die Erfin dung zum Einsatz kommen kann.

Die Basisstation BS ist mit einer Antenneneinrichtung verbun den, die z. B. aus drei Einzelstrahlern besteht. Jeder der Einzelstrahler strahlt gerichtet in einen Sektor der durch die Basisstation BS versorgten Funkzelle. Es können jedoch alternativ auch eine größere Anzahl von Einzelstrahlern (gemäß adaptiver Antennen) eingesetzt werden, so daß auch ei ne räumliche Teilnehmerseparierung nach einem SDMA-Verfahren (Space Division Multiple Access) eingesetzt werden kann.

Die Basisstation BS stellt den Mobilstationen MS Organisati onsinformationen über den Aufenthaltsbereich (LA location area) und über die Funkzelle (Funkzellenkennzeichen) zur Ver fügung. Die Organisationsinformationen werden gleichzeitig über alle Einzelstrahler der Antenneneinrichtung abgestrahlt.

Die Verbindungen mit den Nutzinformationen ni und Signalisie rungsinformationen si zwischen der Basisstation BS und den Mobilstationen MS unterliegen einer Mehrwegeausbreitung, die durch Reflektionen beispielsweise an Gebäuden zusätzlich zum direkten Ausbreitungsweg hervorgerufen werden. Durch eine ge richtete Abstrahlung durch bestimmte Einzelstrahler der An tenneneinrichtung AE ergibt sich im Vergleich zur omnidirek tionalen Abstrahlung ein größerer Antennengewinn. Die Quali tät der Verbindungen wird durch die gerichtete Abstrahlung verbessert.

Geht man von einer Bewegung der Mobilstationen MS aus, dann führt die Mehrwegeausbreitung zusammen mit weiteren Störungen dazu, daß bei der empfangenden Mobilstation MS sich die Si gnalkomponenten der verschiedenen Ausbreitungswege eines Teilnehmersignals zeitabhängig überlagern. Weiterhin wird da von ausgegangen, daß sich die Teilnehmersignale verschiedener Basisstationen BS am Empfangsort zu einem Empfangssignal rx in einem Frequenzkanal überlagern. Aufgabe einer empfangenden Mobilstation MS ist es, in den Teilnehmersignalen übertragene Datensymbole d der Nutzinformationen ni, Signalisierungsin formationen si und Daten der Organisationsinformationen zu detektieren.

Die Rahmenstruktur der Funkschnittstelle ist aus Fig. 2 er sichtlich. Gemäß einer TDMA-Komponente ist eine Aufteilung eines breitbandigen Frequenzbereiches, beispielsweise der Bandbreite B = 1,6 MHz, in mehrere Zeitschlitze ts, bei spielsweise 8 Zeitschlitze ts1 bis ts8 vorgesehen. Jeder Zeitschlitz ts innerhalb des Frequenzbereiches B bildet einen Frequenzkanal. Innerhalb der Frequenzkanäle, die zur Nutzda tenübertragung vorgesehen sind, werden Informationen mehrerer Verbindungen in Funkblöcken übertragen. Gemäß einer FDMA (Frequency Division Multiple Access)-Komponente sind dem Funk-Kommunikationssystem mehrere Frequenzbereiche B zugeord net.

Gemäß Fig. 3 bestehen diese Funkblöcke zur Nutzdatenübertra gung aus Datenteilen dt mit Datensymbolen d, in denen Ab schnitte mit empfangsseitig bekannten Mittambeln m eingebet tet sind. Die Daten d sind verbindungsindividuell mit einer Feinstruktur, einem Spreizcode (CDMA-Code), gespreizt, so daß empfangsseitig beispielsweise K Datenkanäle DK1, DK2, DK3, .. DKK durch diese CDMA-Komponente separierbar sind. Jedem die ser Datenkanäle DK1, DK2, DK3, .. DKK wird sendeseitig pro Symbol eine bestimmte Energie E zugeordnet.

Die Spreizung von einzelnen Symbolen der Daten d mit Q Chips bewirkt, daß innerhalb der Symboldauer Ts Q Subabschnitte der Dauer Tc übertragen werden. Die Q Chips bilden dabei den in dividuellen CDMA-Code. Die Mittambel m besteht aus L Chips, ebenfalls der Dauer Tc. Weiterhin ist innerhalb des Zeit schlitzes ts eine Schutzzeit guard der Dauer Tg zur Kompensa tion unterschiedlicher Signallaufzeiten der Verbindungen auf einanderfolgender Zeitschlitze ts vorgesehen.

Innerhalb eines breitbandigen Frequenzbereiches B werden die aufeinanderfolgenden Zeitschlitze ts nach einer Rahmenstruk tur gegliedert. So werden acht Zeitschlitze ts zu einem Rah men zusammengefaßt, wobei ein bestimmter Zeitschlitz des Rah mens einen Frequenzkanal zur Nutzdatenübertragung bildet und wiederkehrend von einer Gruppe von Verbindungen genutzt wird. Weitere Frequenzkanäle, beispielsweise zur Frequenz- oder Zeitsynchronisation der Mobilstationen MS werden nicht in je dem Rahmen, jedoch zu vorgegebenen Zeitpunkten innerhalb ei nes Multirahmens eingeführt. Die Abstände zwischen diesen Frequenzkanälen bestimmen die Kapazität, die das Funk- Kommunikationssystem dafür zur Verfügung stellt.

Die Parameter der Funkschnittstelle sind z. B. wie folgt:
Dauer eines Funkblocks 577 µs
Anzahl Chips pro Mittambel m 243
Schutzzeit Tg 32 µs
Datensymbole pro Datenteil N 33
Symboldauer Ts 6,46 µs
Chips pro Symbol Q 14
Chipdauer Tc 6/13 µs

In Aufwärts- (MS → BS) und Abwärtsrichtung (BS → MS) können die Parameter auch unterschiedlich eingestellt werden.

Wird die Mittambellänge dynamisch der Anzahl M der Verbindun gen im Zeitschlitz und an die Länge W der zu schätzenden Ka nalimpulsantwort angepaßt, so erhöht sich im Mittel die spek trale Effizienz der Funkschnittstelle. Dabei ist zu berück sichtigen, daß pro Zeitschlitz ts nur eine begrenzte Anzahl von Kanalimpulsantworten gemeinsam schätzbar ist. Diese Limi tierung ergibt sich daraus, daß die Mittambeln L auswertbare Chips enthalten, die Kanalimpulsantworten zur genauen Kanal schätzung W Koeffizienten aufweisen und M die Anzahl der Ver bindungen pro Zeitschlitz darstellt. Die Anzahl gemeinsam schätzbarer Kanalimpulsarten h ist dabei durch die Unglei chung L ≧ M . W + W - 1 begrenzt.

Durch die Nutzung einer gemeinsamen Mittambel m für mehrere Datenkanäle DK1 und DK2 einer Verbindung V1, V2, V3 ist es möglich, in einem Zeitschlitz ts eine größere Anzahl von Da tenkanälen DK1 und DK2 zu übertragen. Dies führt zu einer Er höhung der Datenrate pro Zeitschlitz ts oder zu einer Verlän gerung der schätzbaren Kanalimpulsantworten (z. B. für kom plizierte Geländestrukturen) in diesem Zeitschlitz ts.

Die Sende- bzw. Empfänger nach Fig. 4 bzw. Fig. 5 beziehen sich auf Funkstationen, die sowohl eine Basisstation BS oder eine Mobilstation MS sein können. In einem Empfänger wird die er findungsgemäße Einrichtung zur Kanalschätzung eingesetzt. Es wird in Fig. 4 und 5 jedoch nur die Signalverarbeitung für ei ne Verbindung V1 gezeigt.

In Fig. 4 ist der Sendepfad der Einrichtung detailliert darge stellt. Er ist in der üblichen Beschreibungsform zur Model lierung und Simulation eines nachrichtentechnischen Systems dargestellt, bei dem die Abhängigkeit zwischen verschiedenen Funktionen und die Systemstruktur dargestellt ist.

Im Teilmodul S2 werden die Eingangsdaten d_S1 ^(k), k = 1..K, die wahlweise aus den uncodierten Daten d_Q1 ^(k), k = 1..K, oder aus den im Teilmodul S1 quellencodierten Daten d_Q2 ^(k), k = 1..K, hervorge hen, der Kanalcodierung mit anschließenden Interleaving un terzogen. Die Daten von einer ersten Datenquelle Q1 werden über einen Nutzdatenkanal TCH übertragen, die Daten von einer zweiten Datenquelle Q2 über einen Signalisierungskanal SACCH bzw. FACCH.

Eine 4-PSK Modulation und eine Spreizung der Daten mit den modulierten teilnehmerspezifischen CDMA-Codes c^(k), k = 1..K, erfolgt im Teilmodul S3. Danach folgt die Summation aller ge spreizten Datenfolgen im Teilmodul S4 und ein anschließendes Integrieren der Mittambel m in die Burststruktur im Teilmodul S5. Im Teilmodul S6 folgt die spektrale Formung des Sendesi gnals s; in den Modulen S7 bis S9 die Umsetzung des zeitdis kreten 4-fach überabgetasteten Sendesignals im Basisband s in den zeit- und wertekontinuierlichen Bandpaßbereich des Sende frequenzbandes.

Nach einer funktionellen Beschreibung des Senders nimmt die ser die zuvor digitalisierten Datensymbole d einer Datenquel le (Mikrofon oder netzseitige Verbindung) auf, wobei die bei den Datenteile mit je N = 33 Datensymbolen d getrennt verarbei tet werden. Es findet zuerst eine Kanalcodierung der Rate 1/2 und constraint length 5 in einem Faltungscodierer statt, wor auf sich eine Verwürfelung im Interleaver mit einer Verwürfe lungstiefe von 4 oder 16 anschließt.

Die verwürfelten Daten werden anschließend in einem Modulator 4-PSK moduliert, in 4-PSK Symbole umgewandelt und daraufhin in Spreizmitteln entsprechend individueller CDMA-Codes ge spreizt. Diese Verarbeitung wird in einem Signalverarbei tungsmittel DSP parallel für alle Datenkanäle DK1, DK2 einer Verbindung V1 durchgeführt. Im Fall einer Basisstation BS werden die übrigen Verbindungen V2, V3 ebenfalls parallel verarbeitet. Das digitalen Signalverarbeitungsmittel DSP kann durch digitale Signalprozessoren DSP1, DSP2, DSP3, die gemäß Fig. 6 durch eine Steuereinrichtung SE gesteuert werden, rea lisiert werden.

In einem Summierglied werden die gespreizten Daten der Daten kanäle DK1 und DK2 überlagert, wobei bei dieser Überlagerung die Datenkanäle DK1 und DK2 gleich gewichtet werden. Die zeitdiskrete Darstellung des Sendesignals für den m-ten Teil nehmer kann nach folgender Gleichung erfolgen:

wobei K(m) die Nummer der Datenkanäle des m-ten Teilnehmers und N die Anzahl der Datensymbole d pro Datenteil dt ist. Das überlagerte Teilnehmersignal wird einem Funkblockbildner (Burstbildner) zugeführt, der unter der Berücksichtigung der verbindungsindividuellen Mittambeln m den Funkblock zusammen stellt.

Da komplexe CDMA-Codes verwendet werden, die von binären CDMA-Codes durch eine Multiplikation mit j^q-1 abgeleitet wer den, ist das Ausgangssignal eines Chipimpulsfilters, das sich an den Funkblockbildner anschließt GMSK moduliert und hat ei ne in etwa konstante Einhüllende, falls die Verbindung nur ei nen Datenkanal nutzt. Das Chipimpulsfilter führt eine Faltung mit einem GMSK-Hauptimpuls durch.

Anschließend an die digitale Signalverarbeitung wird sende seitig eine Digital/Analog-Wandlung, eine Übertragung ins Sendefrequenzband und eine Verstärkung des Signals durchge führt. Daraufhin wird das Sendesignal tx über die Antennen einrichtung abgestrahlt und erreicht ggf. über verschiedene Übertragungskanäle die empfangende Funkstation, beispielswei se eine Mobilstation MS.

Pro Verbindung wird dabei eine individuelle Mittambel m be stehend aus L komplexen Chips genutzt. Die notwendigen M un terschiedlichen Mittambeln werden von einem Grundmittam belcode der Länge M . W abgeleitet, wobei M die maximale An zahl von Teilnehmern (Verbindungen) und W die erwartete maxi male Anzahl von Kanalkoeffizienten h der Kanalimpulsantwort darstellt. Die verbindungsindividuelle Mittambel m wird durch eine Rotation nach rechts des Grundmittambelcodes um W . m Chips und periodischer Dehnung bis L ≧ (M + 1). W - 1 Chips abgeleitet. Da der komplexe Grundmittambelcode von einem bi nären Mittambelcode durch Modulation mit j^q-1 abgeleitet wird, ist das Sendesignal der Mittambel m ebenfalls GMSK mo duliert.

In Fig. 5 ist der Empfangspfad der Einrichtung detailliert dargestellt. Im Teilmodul E1 erfolgt die Umsetzung der Emp fangssignale rx aus dem Sendefrequenzband in den Tiefpaßbe reich und die Aufspaltung in eine reale und eine imaginäre Komponente. Im Teilmodul E2 erfolgt eine analoge Tiefpaßfil terung und im Teilmodul E3 schließlich eine 2-fache Überabta stung des Empfangssignals mit 13/3 MHz und einer Wortbreite von 12 Bit.

Im Teilmodul E4 erfolgt eine digitale Tiefpaßfilterung mit einem Filter der Bandbreite 13/6 MHz mit möglichst hoher Flankensteilheit zur Kanaltrennung. Anschließend erfolgt im Teilmodul E4 eine 2 : 1 Dezimierung des 2-fach überabgetasteten Signals.

Das derart gewonnene Empfangssignal e besteht im wesentlichen aus zwei Teilen, nämlich aus einem Anteil em zur Kanalschät zung und aus den Anteilen e1 und e2 zur Datenschätzung. Im Teilmodul E5 erfolgt die Schätzung aller Kanalimpulsantworten h^(k) mittels eines bekannten Mittambelgrundcodes m aller im jeweiligen Zeitschlitz übertragener Datenkanäle.

Im Teilmodul E6 werden Parameter b^(k) für angepaßte Filter für jeden Datenkanal unter Verwendung der CDMA-Codes c^(k) be stimmt. Im Teilmodul E7 erfolgt die Eliminierung der von den Mittambeln m^(k) herrührenden Interferenzen in den zur Daten schätzung benutzten Empfangsblöcken e1/2. Dies ist durch die Kenntnis von h^(k) und m^(k) möglich.

Im Teilmodul E8 erfolgt die Berechnung der Kreuzkorrelations matrix A^*T A. Da A^*T A Töplitzstruktur hat, ist hier nur die Berechnung eines kleines Teils der Matrix nötig, der dann zur Erweiterung auf die komplette Größe verwendet werden kann. Im Teilmodul E9 erfolgt eine Cholesky-Zerlegung von A^*T A in H^*T H, wobei H eine obere Dreiecksmatrix ist. Aufgrund der Töplitzstruktur von A^*T A hat auch H näherungsweise eine Töplitzstruktur und muß nicht vollständig berechnet werden. Ein Vektor s repräsentiert die Kehrwerte der Diagonalelemente von H, die vorteilhaft bei den Gleichungssystemlösern benutzt werden können.

Im Teilmodul E10 erfolgt eine angepaßte Filterung (matched filter) der Empfangssymbolfolgen e1/2 mit b^(k). Teilmodul E11 realisiert die Gleichungssystemlöser 1 für H^*T . z1/2 = e1/2, und Teilmodul E12 die Gleichungssystemlöser 2 für H . d1/2 = z1/2. Im Teilmodul E13 werden die geschätzten Daten d1/2 demoduliert, entwürfelt und schließlich mittels Viterbi-Decodierer fal tungsdecodiert. Die decodierten Datenblöcke e_E13 ^(k) werden wahl weise einer ersten Datensenke D1 oder über den Quellendeco dierer E14 einer zweiten Datensenke D2 zugeführt. Die Quel lendecodierung ist bei Datenblöcken notwendig, die über Si gnalisierungskanäle SACCH oder FACCH übertragen wurden.

Empfangsseitig (siehe Fig. 5) findet nach einer analogen Ver arbeitung, d. h. Verstärkung, Filterung, Konvertierung ins Ba sisband im HF-Teil, eine digitale Tiefpaßfilterung der Emp fangssignale rx in einen digitalen Tiefpaßfilter statt. Ein Teil des digitalisierten Empfangssignals e, der durch einen Vektor em der Länge L = M . W repräsentiert wird und keine Interferenzen des Datenteils dt enthält, wird einem Kanal schätzer übermittelt. Die gemeinsame Kanalschätzung aller M Kanalimpulsantworten wird in Fig. 7 näher erläutert.

Die Datenschätzung im Joint Detection Datenschätzer wird für alle Verbindungen gemeinsam durchgeführt. Die CDMA-Codes wer den durch c^(k), die Empfangsdaten mit d^(k) und die korrespon dierenden Kanalimpulsantworten mit h^(k) repräsentiert, wobei k = 1 bis K ist.

Der Teil des Empfangssignals der für die Datenschätzung be nutzt wird, wird durch den Vektor

e = A . d + n

beschrieben, wobei A die Systemmatrix mit den a-priori be kannten CDMA-Codes c^(k) und den geschätzten Kanalimpulsant worten h^(k) ist. Der Vektor d ist eine Kombination der Daten d^(k) jedes Datenkanals gemäß folgender Gleichung:

d = [d₁ ⁽¹⁾, d₁ ⁽²⁾, . . . d₁ ^(K) . . . d_N ⁽¹⁾ . . . d_N ^(K)]

Für diese Symbolanordnung hat die Systemmatrix A eine Band struktur, die zur Reduzierung der Komplexität des Algorithmus genutzt wird. Der Vektor n enthält den Rauschanteil. Die Da tenschätzung wird durch einen Zero Forcing Block Linear Equa lizer (ZF-BLE) nach folgender Gleichung durchgeführt:

d = (A^*TA)^-1A^*Te.

Die Komponenten haben kontinuierliche Werte und sind nicht manipulierte Schätzwerte der Datensymbole d. Um die Berech nung von d zu vereinfachen, kann das Problem in ein lineares Gleichungssystem der Form

(A^*TA)d = A^*Te

umgeschrieben werden, wobei nach einer Cholesky-Zerlegung

A^*TA = H^*TH

die Bestimmung der Datensymbole d auf das Lösen folgender zwei Systeme linearer Gleichungen

H^*Tz = A^*Te mit H . d = z

reduziert wird. Die Lösung dieser Gleichungssysteme kann re kursiv durchgeführt werden. H ist eine obere Dreiecksmatrix und H^*T ist eine untere Dreiecksmatrix.

In Fig. 6 ist ein digitales Signalverarbeitungsmittel DSP ge zeigt, das empfangsseitig bereits digitalisierte Empfangs signale rx aufnimmt und die geschätzten Datensymbole d ab gibt. Das digitale Signalverarbeitungsmittel DSP enthält meh rere digitale Signalprozessoren DSP1, DSP2, DSP3, einen Spei cher SP und eine Steuereinrichtung SE.

Im Speicher SP sind die Tabelle T1 und später erklärte Schätzkoeffizienten g''' für die Kanalschätzung gespeichert. Einer der digitalen Signalprozessoren DSP2 realisiert mit entsprechenden Programmodulen einen Kanalschätzer KS.

Der Kanalschätzer KS dient zur Schätzung der Übertragungska näle mit Kanalkoeffizienten h der Länge W aller K Teilnehmer aus der nur von der Mittambel abhängigen Empfangsfolge em der Länge L ≧ L_M - W + 1, wobei bei L_M = 243 und W = 27 die Länge gleich 217 ist. L ist die Länge des auszuwertenden Teils des von den Mittambeln m abhängigen Empfangssignals em. Ist L = L_M - W + 1, so wird die Energie der Mittambel m optimal aus genutzt. Im Beispiel ist die ausgenutzte Länge gleich M = 8 . 27, also 216. Die Kanalschätzung mittels inverser Filterung nutzt die Kenntnis über die von einer Mobilstation MS verwen deten Mittambel m^(M), die aus einem zyklischen Mittambel grundcode m^W hervorgeht. Der verwendete zyklische Mittambel grundcode der Länge L ist abhängig von der Anzahl W der zu schätzenden Kanalkoeffizienten h.

Nutzt eine Mobilstation MS innerhalb einer Verbindung V1 meh rere Datenkanäle DK1, DK2, ..., so ist die geschätzte Kanal impulsantwort einer normierten Leistung auf die Datenkanäle DK1, DK2, ..., leistungsmäßig zu gleichen Teilen zuzuordnen, d. h. die zugeordneten Kanalimpulsantworten haben jeweils die normierte Leistung 1. Dies erfolgt durch eine Skalierung mit von der Gesamtleistung der Kanalimpulsantwort abhängigen Ska lierungsfaktoren.

Wird, wie nachfolgend anhand Fig. 7 erläutert wird, die für die Kanalschätzung notwendige zyklische Faltung durch eine diskrete Fouriertransformation/inverse Fouriertransformation (FFT/IFFT) mit S < W . K Stützstellen durchgeführt, genügt es, S ≧ 2L zu wählen. Insbesondere muß S keine Zweierpotenz sein, um eine ausreichende Länge der FFT zu gewährleisten.

Nach Fig. 7 erfolgt zur Vorbereitung der Kanalschätzung eine diskrete Fouriertransformation DFT des zyklischen Grundmit tambelcodes m^W zu einem ersten Zwischenergebnis g und an schließend das Bilden einer Inversen g^-1 des ersten Zwischen ergebnisses g. Die Inverse g^-1 wird einer inversen diskreten Fouriertransformation IDFT unterzogen und ein zweites Zwi schenergebnis g' gebildet. Daraufhin wird ein drittes Zwi schenergebnis g" durch zweifaches Aneinanderhängen des zwei ten Zwischenergebnisses g' und Auffüllen des Vektors mit Wer ten "Null" erzeugt. Der Länge des Vektors entspricht dann N, wobei gilt:

N ≧ 2L.

Daraufhin wird ein viertes Zwischenergebnis g''', das die Schätzkoeffizienten bildet, durch schnelle Fouriertransforma tion FFT aus dem dritten Zwischenergebnis g" gebildet. Das vierte Zwischenergebnis g''' wird im Speicher SP gespeichert.

Wird nun der von den Mittambeln m^(m) abhängige Teil em des Empfangssignals ausgewertet, so findet eine Auswertung nach folgender Gleichung statt:

h = IFFT (FFT (em) . g''').

Der Vektor h enthält dabei die Kanalkoeffizienten h, bei spielsweise mit W = 27, der Kanalimpulsantworten aller K Ver bindungen V1, V2, V3, .. VK

h = (h₀ ^V1, h₁ ^V1, ..h₂₆ ^V1, h₀ ^V2, ..h₂₆ ^V2, ..h₂₆ ^VK),

wobei die Auflösung eines Koeffizienten 16 Bit beträgt. Die sem Vektor können daraufhin zur Datendetektion die Kanalim pulsantworten mit Kanalkoeffizienten h entnommen werden.

Die Datenschätzung ist für einen einzelnen Datenteil dt gül tig. Weiterhin müssen bei der Datenschätzung die Interferen zen zwischen dem von den Mittambeln m^(m) abhängigen Teil em des Empfangssignals und den Datenteilen dt berücksichtigt werden. Nach der Trennung der Datensymbole d der Datenkanäle DK1 und DK2 findet eine Demodulation in einem Demodulator, eine Entwürfelung in einem Deinterleaver und eine Kanaldeco dierung im Faltungsdecodierer statt.

Sendeseitig und empfangsseitig wird die digitale Signalverar beitung durch eine Steuereinrichtung SE gesteuert. Die Steu ereinrichtung SE berücksichtigt insbesondere die Anzahl der Datenkanäle DK1, DK2 pro Verbindung, die CDMA-Codes der Da tenkanäle DK1, DK2, die aktuelle Funkblockstruktur und die Anforderungen an die Kanalschätzung.

Insbesondere wird durch die Steuereinrichtung SE eine Tabelle T1 beschrieben und ausgelesen, in der die aktuellen Verbin dungen V1, V2, V3 der Funkschnittstelle und die den Verbin dungen V1, V2, V3 zugeordneten Mittambelcodes m^(m) sowie die Datenkanäle DK1, DK2, DK3 und ihre CDMA-Codes gespeichert sind.

Das in den Ausführungsbeispielen vorgestellte Mobilfunknetz mit einer Kombination von FDMA, TDMA und CDMA ist für Anfor derungen an Systeme der 3. Generation geeignet. Insbesondere eignet es sich für eine Implementierung in bestehende GSM- Mobilfunknetze, für die ein nur geringer Änderungsaufwand nö tig ist.

Claims

1. Verfahren zur Kanalschätzung in einem Kommunikationssy stem,
wobei Signale (e, em) bestehend aus einem Datenteil (dt) mit Datensymbolen (d) und einer Mittambel (m) mit bekannten Sym bolen über einen Übertragungskanal übertragen werden wobei empfangsseitig Kanalkoeffizienten (h) bezüglich einer Kanalimpulsantwort des Übertragungskanals geschätzt werden, und
wobei zur Schätzung der Kanalkoeffizienten (h)

1. das von der Mittambel (m) abhängige empfangene Signal (em) mit aus den bekannten Symbolen der Mittambeln (m^(m)) abge leiteten Schätzkoeffizienten (g''') zyklisch gefaltet wird, und
2. die zyklische Faltung mit einer beliebigen Anzahl S von Stützstellen durchgeführt wird, solange S ≧ 2L gilt, wobei L die Länge des auswertbaren Teils der Mittambel (m) ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die zyklische Faltung durch eine Fouriertransformation mit den S Stützstellen realisiert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei die zyklische Faltung durch eine Kombination einer schnellen Fouriertransformation (FFT) und einer inversen schnellen Fouriertransformation (IFFT) mit den S Stützstellen realisiert wird.

4. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Schätzung der Kanalkoeffizienten (h) für mehrere Verbindungen (V1, V2, V3) gemeinsam durchgeführt wird.

5. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Kanalkoeffizienten (h) auch für nicht von Verbin dungen (V1, V2, V3) genutzte Übertragungskanäle geschätzt werden.

6. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei eine Skalierung der geschätzten Kanalkoeffizienten (h) durchgeführt wird.

7. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei eine Zuordnung von geschätzten Kanalkoeffizienten (h) zu Verbindungen (V1, V2, V3) mit einem oder mehreren Daten kanälen (DK1, DK2, DK3) und verbindungsindividuellen Mitt ambeln (m^(m)) anhand einer Tabelle (T1) durchgeführt wird.

8. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die bei der Kanalschätzung benutzten Mittambeln (m^(m)) entsprechend der Anzahl K von Verbindungen (V1, V2, V3) ange paßt werden.

9. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Anzahl L_M der bekannten Symbole der Mittambel (m) derart gewählt wird, daß L ≧ W . K ist, wobei W die Länge der zu schätzenden Kanalimpulsantwort und K die Anzahl der Ver bindungen (V1, V2, V3) ist.

10. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei das Kommunikationssystem ein Mobilfunknetz ist und die Übertragungskanäle (DK1, DK2, DK3) Funkkanäle einer Funk schnittstelle beschreiben.

11. Einrichtung zur Kanalschätzung in einem Kommunikations system,
wobei über Übertragungskanäle (DK1, DK2, DK3) des Kommunika tionssystems Signale (e, em) bestehend aus einem Datenteil (dt) mit Datensymbolen (d) und einer Mittambel (m) mit be kannten Symbolen über einen Übertragungskanal übertragen wer den,
mit einem Kanalschätzer (KS) zum Schätzen von Kanalkoeffizi enten (h) bezüglich einer Kanalimpulsantwort des Übertra gungskanals,
wobei der Kanalschätzer (KS) derart ausgestaltet ist, daß er zur Schätzung der Kanalkoeffizienten (h) das von der Mittam bel (m) abhängige empfangene Signal (em) mit aus den bekann ten Symbolen der Mittambeln (m^(m)) abgeleiteten Schätzkoeffi zienten (g''') mit einer beliebigen Anzahl S von Stützstellen zyklisch faltet, wobei jedoch S ≧ 2L gilt und L die Länge des auswertbaren Teils der Mittambel (m) ist.

12. Einrichtung nach Anspruch 11, wobei der Kanalschätzer (KS) derart ausgestaltet ist, daß er die Schätzung der Kanalkoeffizienten (h) nach einem Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1-10 durchführt.