DE60121476T2

DE60121476T2 - Sender für ein drahtloses kommunikationssystem mit einer vielzahl an kodes und antennen

Info

Publication number: DE60121476T2
Application number: DE60121476T
Authority: DE
Inventors: Wen Ottawa Tong; Mikhail G. Moskovskaya Obl. BAKOULINE; Vitali B. Moscow KREINDELINE; Alexandre M. Moskovskaya obl. CHLOMA; Yuri S. Moscow SHINAKOV
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 2001-04-05
Filing date: 2001-04-05
Publication date: 2007-02-22
Anticipated expiration: 2021-04-06
Also published as: JP4704667B2; HK1061938A1; DE60121476D1; US7280466B2; KR100720635B1; BR0116961A; EP1374443B1; KR20030085098A; JP2004535094A; EP1374443A1; WO2002082687A1; EP1705808A1; US20030081539A1; CN1299442C; CN1507706A

Description

Diese Erfindung bezieht auf einen Sender für ein drahtloses Kommunikationssystem und betrifft insbesondere einen Sender, der mehrfache Codes und mehrfache Antennen verwendet.
Hintergrund
Es besteht ein Wunsch nach einer Vergrößerung der Datenraten für die Kommunikation von Daten in drahtlosen Kommunikationssystemen, ohne in nachteiliger Weise andere Parameter dieser Systeme zu beeinflussen, wie zum Beispiel die Fehlerrate, die Kompliziertheit, die Sendesignalleistung und die Kosten.
Zu diesem Zweck ist es bekannt, einen Sender für ein drahtloses Kommunikationssystem zu schaffen, bei dem auszusendende codierte und modulierte Daten in mehrfache Daten-Teilströme unterteilt werden, die einer Code-Spreizung unter Verwendung orthogonaler Codes, wie zum Beispiel Walsh-Funktionen (oder Codesequenzen, die aus Gründen der Einfachheit ebenfalls als Walsh-Codes bezeichnet werden) unterworfen werden, wobei die resultierenden Walsh-codierten Daten-Teilströme dann unter Verwendung einer komplexen PN- (Pseudo-Zufalls- oder Pseudo-Rausch-) Folge verwürfelt werden, um ein Signal zu erzeugen, das in einem Leistungs-Linearverstärker (LPA) verstärkt und über eine einzige Sendeantenne ausgesandt wird.
Beispielsweise kann zur Erzielung einer Datenübertragungsrate von 10,8 Mbps ein derartiger Sender eine 3/4-Daten-Codierungsrate, 64-QAM (Quadratur-Amplituden-Modulation) und 20 Daten-Teilströme und entsprechende Walsh-Codes verwenden.
64-QAM ergibt eine relativ hohe Anzahl (6) von Bits pro Modulationssymbol, und entsprechend erfordert dies für ein ähnliches Signal-/Rausch-Verhältnis eine wesentlich größere Sendeleistung des LPA, als sie für Modulationsverfahren mit niedrigerer Rate erforderlich sein würde, wie zum Beispiel 16-QAM, 8-PSK (Phasenumtastung) und QPSK (Quadratur-PSK) die jeweils 4, 3 beziehungsweise 2 Bits pro Symbol liefern. Der LPA stellt einen beträchtlichen Teil der Kosten eines Senders dar, und diese Kosten steigen erheblich mit zunehmender Sendesignal-Leistung an, sodass es erwünscht ist, ein Modulationsverfahren mit niedrigerer Rate zu verwenden, während dennoch die gewünschte hohe Daten-Rate geliefert wird.
Zu diesem Zweck ist es weiterhin bekannt, die auszusendenden codierten und modulierten Daten in eine größere Anzahl von Teilströmen zu unterteilen, die in M Gruppen gruppiert sind (wobei M eine ganze Zahl größer als 1 ist), wobei jede dieser Gruppen von Daten-Teilströmen in der vorstehend beschriebenen Weise verarbeitet und über einen jeweiligen von M LPAs an eine jeweilige eine von M Sendeantennen geliefert wird. Bei einem derartigen Sender kann beispielsweise mit M = 4 eine Datenübertragungsrate von 10,8 Mbps unter Verwendung einer 1/2-Daten-Codierungsraten-QPSK-Modulation und 20 Daten-Teilströmen und entsprechenden Walsh-Code erreicht werden. Die reduzierte Leistung, die an dem LPAs aufgrund des einer niedrigere Rate aufweisenden Modulationsverfahrens unter Verwendung von 4 LPAs erforderlich ist, die jeweils ein Viertel der Gesamt-Sendesignal-Leistung beitragen, kann zu einer Verringerung der Kosten des Senders führen.
An jedem Empfänger eines derartigen drahtlosen Kommunikationssystems empfängt jede Empfangsantenne die Signale, die von allem den M Antennen ausgesandt wurden. Um die Daten-Teilströme an dem Empfänger zu trennen, ist es erforderlich, empfangene Signale in Abhängigkeit von einer Kanal-Matrix H zu verarbeiten, die an dem Empfänger bestimmt werden muß. Die Kanal-Matrix H stellt Charakteristiken jedes Kanals oder Pfades von jeder Sendeantenne zu jeder Empfangsantenne dar und kann beispielsweise unter Verwendung von Pilotsignalen bestimmt werden, die ebenfalls von dem Sender zu dem Empfänger ausgesandt werden.
Das Betriebsverhalten eines bekannten Systems, wie es vorstehend beschrieben wurde, hängt von dem Ausmaß ab, in dem die unterschiedlichen Kanäle oder Pfade von den M Sendeantennen zu den Empfangsantennen unkorreliert sind, das heißt von dem Ausmaß, in dem sie einem Schwund unabhängig voneinander unterworfen sind. Je geringer die Korrelation ist, desto besser ist das Betriebsverhalten. Es wurde jedoch festgestellt, dass es eine erhebliche Korrelation zwischen diesen Pfaden geben kann. Im Hinblick hierauf war es bei einem derartigen System erforderlich, dass der Empfänger zumindest M Empfangsantennen hat, wobei die Kanal-Matrix dann als zumindest eine M-mal-M- (das heißt M Reihen und M Spalten) Matrix bestimmt wird.
In allgemeinerer Form muss ein bekanntes System, wie es vorstehend beschrieben wurde, zumindest so viele Empfangsantennen haben, wie es Sendeantennen gibt. Im Gegensatz hierzu würde es wünschenswert sein, jeden Empfänger mit lediglich einer kleinen Anzahl von Empfangsantennen zu versehen, beispielsweise lediglich mit zwei Empfangsantennen, doch würde dies in unerwünschter Weise die Anzahl von Sendeantennen auf diese kleine Anzahl beschränken und entsprechend die Vorteile des vorstehend beschriebenen Senders beschränken.
Zusätzlich ist es weiterhin wünschenswert, die Sendesignal-Leistung, die die LPAs für eine vorgegebene Datenrate liefern müssen, weiter zu verringern, oder umgekehrt die Datenrate ohne eine ähnliche Vergrößerung der Sendesignal-Leistung zu vergrößern.
Die internationale Veröffentlichung WO 01/01605 beschreibt Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikationen unter Verwendung mehrfacher Antennen und orthogonaler Codes, die jeweiligen Daten-Teilströmen zugeordnet sind. Die internationale Veröffentlichung WO 99/12274 und das US-Patent 5 652 764 beschreiben Kommunikationen unter Verwendung einer Sende-Diversity mit orthogonalen Codes.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem Gesichtspunkt ergibt diese Erfindung einen Sender für ein drahtloses Kommunikationssystem, der Folgendes umfasst: einen Demultiplexer, der zur Erzeugung von M Gruppen von jeweils N Daten-Teilströmen von auszusendenden Daten angeordnet ist, worin N und M ganze Zahlen größer als Eins sind; M orthogonale Code-Aufspreizeinrichtungen, die jeweils so angeordnet sind, dass sie die N Daten-Teilströme einer jeweiligen einen der M Gruppen unter Verwendung von N orthogonalen Codesequenzen spreizen; und M Signalkombinierer, die jeweils so angeordnet sind, dass sie die N orthogonal aufgespreizten Daten-Teilströme einer jeweiligen der M Gruppen kombinieren, um ein jeweiliges kombiniertes Signal zur Aussendung über eine jeweilige der M Sendeantennen zu erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass die N orthogonalen Codesequenzen, die für jede der M Gruppen verwendet werden, eine jeweilige eine von M unterschiedlichen sich überlappenden Kombinationen von N aus N_w orthogonalen Codesequenzen umfassen, worin N_w > N ist, wobei zumindest eine der N orthogonalen Codesequenzen für eine Vielzahl der M Gruppen verwendet wird.
Vorzugsweise umfassen die orthogonalen Codesequenzen Walsh-Funktionen mit der Länge L, worin L = 2^k ist und k eine ganze Zahl größer als Eins ist, und typischerweise N_w < L ist.
Um die Kanalabschätzung an einem Empfänger unter Verwendung von Pilotsignalen zu erleichtern, kann jeder Signalkombinierer weiterhin so angeordnet sein, dass er mit den jeweiligen N orthogonal aufgespreizten Daten-Teilströmen ein Pilotsignal kombiniert, das orthogonal gegenüber den Daten-Teilströmen der jeweiligen Gruppe und gegenüber dem Pilotsignal jeder anderen Gruppe gespreizt ist.
Ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung ergibt ein drahtloses Kommunikationssystem, das einen Sender der vorstehend genannten Art mit M Sendeantennen, über die jeweiligen kombinierten Signale ausgesandt werden, und einen Empfänger mit P Empfangsantennen umfasst, über die von den Sendeantennen ausgesandte Signale empfangen werden, worin P eine ganze Zahl größer als eins ist. M kann größer als P sein, und bei einer speziellen Ausführungsform des Systems kann es M = 4 Sendeantennen und P = 2 Empfangsantennen geben.
Die Erfindung ergibt weiterhin ein Verfahren zur Vergrößerung der Orthogonalität von Signalen, die von M Sendeantennen in einem drahtlosen Kommunikationssystem ausgesandt werden, mit den folgenden Schritten: Erzeugen von von jeder Sendeantenne auszusendenden Signale durch Kombinieren von N Daten-Teilströmen, die durch N orthogonale Codesequenzen orthogonalisiert sind, wobei M und N ganze Zahlen größer als eins sind; und Auswählen der N orthogonalen Codesequenzen, die für jede der M Sendeantennen verwendet weden, als eine jeweilige eine von M unterschiedlichen überlappenden Kombinationen von N aus N_w orthogonalen Codesequenzen, worin N_w > N ist, wobei zumindest eine der N orthogonalen Codesequenzen für eine Vielzahl von M unterschiedlichen Kombinationen verwendet wird.
Zweckmäßigerweise umfassen die orthogonalen Codesequenzen Walsh-Funktionen mit einer Länge von L, worin L = 2^k ist, und k eine ganze Zahl größer als Eins ist, und beispielsweise N_w < L ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird weiter aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen verständlich, in denen gleiche Bezugsziffern zur Bezeichnung unterschiedliche Elemente in den unterschiedlichen Figuren verwendet werden, und in denen als Beispiel:
1 einen bekannten Mehrfach-Code-Sender eines drahtlosen Kommunikationssystems zeigt;
2 einen bekannten Mehrfach-Code-Mehrfachantennen-Sender eines drahtlosen Kommunikationssystems zeigt;
3 einen Mehrfachcode-Mehrfachantennen-Sender eines drahtlosen Kommunikationssystems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt; und
4, die sich auf dem gleichen Blatt wie 1 befindet, ein drahtloses Kommunikationssystem unter Verwendung des Senders nach 3 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt.
Ausführliche Beschreibung
In den Zeichnungen zeigt 1 einen bekannten Mehrfachcode-Sender eines drahtlosen Kommunikationssystems, der eine einzige Sendeantenne 10 verwendet, die mit dem Ausgang eines einzigen Leistungs-Linearverstärkers (LPA) 12 gekoppelt ist.
Bei dem Sender nach 1 werden Daten, beispielsweise von einer Paket-Datenquelle 14, von einem Turbo-Codierer (parallel verketteter Faltungs-Codierer) 16 codiert, wobei die codierten Daten in bekannten Ratenanpassungs- und Kanalverschachtelungs-Funktionen 18 bzw. 20 verarbeitet und einem Modulator 22 zugeführt werden, der die codierten Daten entsprechend irgendeines eine Vielzahl von Modulationsverfahren moduliert (beispielsweise QPSK, 8-PSK, 16-QAM und 64-QAM) und entsprechend als ein variabler Modulator bezeichnet wird.
Von dem Modulator 22 erzeugte modulierte Datensymbole werden in einem Verstärkungselement 24 mit einer gewünschten Kanalverstärkung G versehen und einem Demultiplexer 26 zugeführt, der sie auf eine Vielzahl von N Ausgängen aufteilt, die als Mehrfachcode-Daten-Teilströme bezeichnet werden.
Die N Mehrfachcode-Daten-Teilströme werden dadurch orthogonal gespreizt, dass sie in jeweiligen von N Multiplizieren 28 mit jeweiligen von N orthogonalen Walsh- Code-Sequenzen oder Funktionen W1 bis WN multipliziert werden. Beispielsweise können bei N = 20 die Walsh-Code-Sequenzen W1 bis WN ausgewählte 20 Sequenzen aus einem Satz von 32 möglichen Walsh-Code-Sequenzen mit der Länge L = 32 sein, von denen die anderen für andere Zwecke reserviert werden, beispielsweise für ein Pilotsignal, wie dies nachfolgend beschrieben wird, und für die Übertragung von Sprache- und Suchruf-Signalen mit den Datensignalen. Allgemein ist die Länge L der Walsh-Code-Sequenzen gleich 2^k, worin k eine ganze Zahl ist, die hier größer als eins ist, und es gibt L orthogonale Walsh-Code-Sequenzen. Die N Multiplizierer 28 bilden eine orthogonale Code-Aufspreizeinrichtung für die N Daten-Teilströme.
Die N orthogonal gespreizten Daten-Teilströme, die an den Ausgängen der Multiplizierer 28 erzeugt werden, werden in einem Signal-Kombinierer oder Addierer 30 kombiniert, der weiterhin ein Pilotsignal WP für eine Kanalabschätzung in bekannter Weise hinzufügt. Das Pilotsignal WP beinhaltet ebenfalls eine jeweilige Walsh-Code-Sequenz, sodass es orthogonal zu den Daten-Teilströmen ist. Sprache- und Suchruf-Signale, die durch andere der Walsh-Code-Sequenzen orthogonal aufgespreizt sind, können in ähnlicher Weise durch den Signal-Kombinierer 30 kombiniert werden.
Die kombinierten orthogonal gespreizten Daten-Teilströme, die an dem Ausgang des Signalkombinierers 30 erzeugt werden, werden in einem Multiplizierer 32 mit einem komplexen PN Verwürfelungs-Code in einer bekannten Weise multipliziert, und das resultierende Signal wird von dem LPA 12 verstärkt, um der Sendeantenne 10 zugeführt und von dieser abgestrahlt zu werden.
Wie dies weiter oben beschrieben wurde, erfordert der Sender nach 1 eine relativ hohe Modulationsrate und entsprechend eine relativ große Sendesignal-Leistung und einen kostspieligen LPA zur Lieferung einer hohen Datenrate in der Größenordnung von 10 Mbps oder mehr. Um diesen Nachteil zu vermeiden, kann ein Sender mit mehrfachen Sendeantennen verwendet werden, wie dies in 2 gezeigt ist. In dieser Hinsicht ist zuerkennen, das der Ausdruck „ Mehrfach", wie hier im Zusammenhang mit Antennen verwendet wird, zwei oder mehr Antennen bezeichnet, und das der Ausdruck „Antennen" unterschiedliche Polarisationen von Signalen einschließt, die von einer einzigen Antenne ausgesandt oder empfangen werden.
Gemäß 2 ist der darin gezeigte Sender ähnlich dem nach 1, mit der Ausnahme, dass er eine Anzahl von M Sendeantennen, die mit 10-1 bis 10-M bezeichnet sind, und entsprechend M Gruppen von N Walsh-Code-Sequenz-Multiplizierer, die mit 28-1 bis 28-M bezeichnet sind, M Signalkombinierer, die mit 30-1 bis 30-M bezeichnet sind, M PN-Verwürfelungs-Code-Multiplizierer, die mit 32-1 bis 32-M bezeichnet sind, und M LPAs aufweist, die mit 12-1 bis 12-M bezeichnet sind. Aus Vereinfachungsgründen sind lediglich die Elemente der ersten und M-ten Gruppen in 2 gezeigt.
Bei dem Sender nach 2 teilt der Demultiplexer 26 die von dem Modulator 22 erzeugten modulierten Datensymbole auf M Gruppen von jeweils N Ausgängen auf, wodurch MN Daten-Teilströme erzeugt werden. Die ersten N dieser Daten-Teilströme, die mit 1 bis N bezeichnet sind, am Ausgang des Demultiplexers 26 werden jeweils den Multiplizierern 28-1 bis 28-N zugeführt, in denen sie mit den jeweiligen Walsh-Code-Sequenzen W1 bis WN multipliziert werden, wobei die resultierenden orthogonalisierten Signale zusammen mit einem jeweiligen orthogonalen Pilotsignal WP-1 durch einen Signal-Kombinierer 30-1 kombiniert werden und die resultierenden kombinierten Signale mit den PN-Verwürfelungs-Code in dem Multiplizierer 32-1 verwürfelt, von dem LPA 12-1 verstärkt und von der Sendeantenne 10-1 ausgesandt werden.
Ähnliche Kommentare gelten für jede andere Gruppe von N Daten-Teilströmen. Somit wird in den Sendern nach 2 jede Gruppe von N Daten-Teilströmen in der gleichen Weise verarbeitet, wie dies weiter oben bezüglich der 1 beschrieben wurde, und sie wird über ihre jeweilige Sendeantenne ausgesandt. Die gleichen Walsh-Code-Sequenzen W1 bis WN werden für alle die M Gruppen verwendet.
Um es dem Empfänger zu ermöglichen, die Kanäle unter Verwendung der Pilotsignale zu unterscheiden und abzuschätzen, ist es erforderlich, dass diese bezüglich einander orthogonalisiert werden und gleichzeitig orthogonal zu den Daten-Teilströmen jedes Kanals sind. Zu diesem Zweck sind die Pilotsignale WP-1 bis WP-M zur Aussendung durch die jeweiligen Sendeantennen 10-1 bis 10-M bezüglich einander unter Verwendung unterschiedlicher Walsh-Code-Sequenzen orthogonalisiert. Zweckmäßigerweise können, wenn die Daten-Teilströme-Walsh-Code-Sequenzen W1 bis WN eine Länge L = 32 aufweisen, und beispielsweise bei N = 20, die Pilotsignal-Walsh-Code-Sequenzen eine Länge von 256 haben, abgeleitet von einer weiteren Walsh-Code-Sequenz mit der Länge 32 orthogonal zu den Walsh-Code-Sequenzen W1 bis WN, wodurch eine Gesamt-Code-Orthogonalität zwischen den Daten-Teilströmen und den Pilotsignalen aufrechterhalten wird.
Die vorstehend beschriebene Walsh-Codierung von Pilotsignalen stellt lediglich ein Beispiel verschiedener Möglichkeiten zur Erleichterung der Kanalabschätzung an dem Empfänger dar. Beispielsweise könnten die Pilotsignale alternativ in einer Zeitmultiplex-Weise mit den Datensignalen übertragen werden.
Der Empfänger bestimmt (schätzt) Kanal-Koeffizienten für die Kanal-Matrix H in einer bekannten Weise aus einer Korrelation der empfangenen Signale mit der Pilotsignal-Sequenz, und verwendet die Kanal-Matrix H zur Verarbeitung der empfangenen Signale zur Bestimmung der ausgesandten Daten. Beispielsweise kann bei dieser Empfangssignal-Verarbeitung der Empfänger zunächst die stärkste Gruppe von Daten-Teilströmen bestimmen, und er kann dann eine entsprechende Komponente von den empfangenen Signalen subtrahieren, um die Feststellung der nächst stärksten Gruppe zu ermöglichen, und so weiter, für jede Gruppe von Daten-Teilströmen.
Die Zuverlässigkeit und Einfachheit der Feststellung der Daten-Teilströme hängt von der Genauigkeit ab, mit der die Kanal-Matrix H abgeschätzt wird, was andererseits von der Unabhängigkeit oder Nicht-Korrelation der Pfade von den Sendeantennen zu den Empfangsantennen abhängt. Es wurde jedoch festgestellt, dass es tatsächlich eine erhebliche Korrelation zwischen diesen Pfaden geben kann, was das Betriebsverhalten des Systems beeinträchtigt.
Zusätzlich macht es eine derartige Korrelation in der Praxis erforderlich, dass der Empfänger zumindest so viele Empfangsantennen hat, wie der Sender Sendeantrennen hat, das heißt zumindest M Empfangsantennen. Weiterhin neigt die Nähe der verschiedenen Empfangsantennen an dem Empfänger dazu, die Korrelation der Pfade von den Sendeantennen zu den Empfangsantennen zu vergrößern. Derartige Faktoren machen es beispielsweise unpraktisch, ein 10 Mbps-System mit einem Sender gemäß 2 mit M = 4 Sendeantennen und lediglich zwei Empfangsantennen für jeden Empfänger zu schaffen. Es würde wünschenswert sein, beispielsweise lediglich zwei Empfangsantennen zu verwenden, um sowohl eine relativ kleine Größe zu erreichen, wie dies für Empfänger erwünscht ist, als auch eine relative Einfachheit, was durch die Verwendung eines MMSE- (minimaler mittlerer quadrierter Fehler-) Empfängers mit zwei Antennen ermöglicht werden kann.
3 zeigt einen Sender eines drahtlosen Kommunikationssystems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Der Sender nach 3 ist ähnlich zu dem nach 2, und entsprechend werden die gleichen Bezugszeichen verwendet, mit Ausnahme der Walsh-Code-Sequenzen, die den Multiplizierern 28-1 bis 28-M zugeführt werden. Wie dies in 3 gezeigt ist, wird den N Multiplizierern 28-1 für die erste Gruppe von Daten-Teilströmen eine erste Gruppe von N Walsh-Code-Sequenzen W1-1 bis WN-1 zugeführt, und den N Multiplizierern 28-M für die M-th Gruppe von Daten-Teilströmen wird eine M-te Gruppe von N Walsh-Code-Sequenzen W1-M bis WN-M zugeführt.
Allgemein betrachtet werden in dem Sender nach 3 den N Multiplizierern 28-m für die m-te Gruppe von Daten-Teilströmen eine ein m-te Gruppe von N Walsh-Code-Sequenzen W1-m bis WN-m zugeführt, worin m eine ganze Zahl von 1 bis M ist.
Obwohl in der nachfolgend beschriebenen Weise einzelne Walsh-Code-Sequenzen in mehr als einer der M Gruppen jeder der N Walsh-Code-Sequenzen verwendet werden können und typischerweise auch werden, wird zusätzlich jede der M Gruppen von N Walsh-Code-Sequenzen so ausgewählt, dass sie eine Kombination dieser Walsh-Code-Sequenzen einschließen, die von der Kombination von N Walsh-Code-Sequenzen verschieden ist, die für jede andere Gruppe verwendet werden. Dies heißt mit anderen Worten, dass die N orthogonalen Code-Sequenzen, die für jede der M Gruppen verwendet werden, eine jeweilige eine von M unterschiedlichen Kombinationen von N bis N_w orthogonalen Codesequenzen umfassen, worin N_w > N ist. Dies wird weiter unten anhand eines Beispiels erläutert.
Beispielsweise verbleiben bei M = 4 Sendeantennen, einer Spreizcode-Länge L = 32 und N = 20, was beispielsweise einer Anzahl von N_p = M = 4 Walsh-Code-Sequenzen oder Funktionen für die Orthogonalisierung der Pilot-Sequenz für die Kanalabschätzung ermöglicht, bis zu N_w = L – N_p = 28 mögliche Walsh-Funktionen über, aus denen die N = 20 Walsh-Funktionen in unterschiedlicher Weise für unterschiedliche der M Gruppen abgeleitet werden können. Wenn diese N_w = 28 brauchbaren Walsh-Funktionen von 0 bis 27 nummeriert werden, so können sie beispielsweise den M = 4 Gruppen in der folgenden Weise zugeteilt werden:

Gruppe 1: Walsh-Funktionen mit der Nummer 0 bis 19;
Gruppe 2: Walsh-Funktionen mit der Nummer 8 bis 27;
Gruppe 3: Walsh-Funktionen mit der Nummer 0 bis 7 und 16 bis 27;
Gruppe M = 4: Walsh-Funktionen mit der Nummer 0 bis 15 und 24 bis 27.

Es ist aus diesem Beispiel zu erkennen, dass obwohl getrennte Walsh-Funktionen in den unterschiedlichen Gruppen verwendet werden, wobei beispielsweise jede der Walsh-Funktionen, die mit 20 bis 23 nummeriert sind, in den Gruppen 2 und 3 verwendet wird, jeder der M Gruppen eine eindeutige Kombination von N = 20 der N_w = 28 nutzbaren Walsh-Funktionen zugeordnet wird.
Diese Verwendung von unterschiedlichen Kombinationen von Walsh-Funktionen für die unterschiedlichen Gruppen vergrößert die Orthogonalität der von den M Antennen abgestrahlten Signale in einem erheblichen Ausmaß, selbst für kleine Unterschiede zwischen den unterschiedlichen Kombinationen. Beispielsweise kann sich in dem vorstehenden Fall mit N = 20 selbst mit N_w = N + 1 = 21 eine beträchtliche Vergrößerung der Orthogonalität der ausgesandten Signale und eine entsprechende Verbesserung des Betriebsverhaltens des drahtlosen Kommunikationssystems ergeben.
Derartige Verbesserungen des Betriebsverhaltens können verschiedene wesentliche Folgen haben. Insbesondere kann die vergrößerte Orthogonalität der ausge-sandten Signale eine verbesserte Kanalabschätzung ergeben, sodass die Kanal-Matrix H genauer und zuverlässiger bestimmt werden kann; hieraus folgt, dass diese Kanal-Matrix H in einem Empfänger unter Verwendung von lediglich zwei Empfangsantennen bestimmt werden kann, wodurch eine Vereinfachung des Empfängers in einer Weise ermöglicht wird, die bei dem Sendern nach 2 nicht möglich war.
Allgemeiner verringert oder beseitigt die vergrößerte Orthogonalität der ausgesandten Signale in dem System die Beschränkung, dass zumindest so viele Empfangsantennen vorhanden sein müssen, wie es Sendeantennen gibt. Entsprechend kann die Anzahl M von Gruppen und Sendeantennen vergrößert werden, ohne das sich eine entsprechende Vergrößerung der Empfänger-Kompliziertheit ergibt.
Weiterhin zeigt sich das verbesserte Betriebsverhalten durch eine Verbesserung, bei im Übrigen gleichen anderen Parametern, des Signal-/Störverhältnisses der übertragenen Daten. Dies ermöglicht es, dass die Sendeleistung der LPAs 12-1 bis 12-M verringert wird, mit erheblichen Kostenvorteilen, wie dies weiter oben angegeben wurde.
Die vorstehende Beschreibung nimmt an, dass es nutzbare Walsh-Funktionen als Reserve gibt, das heißt, dass die Anzahl N_w der brauchbaren Walsh-Funktionen größer als die Anzahl N von Walsh-Funktionen ist, die für jede Gruppe von Daten-Teilströmen verwendet werden. In einem System, in dem dieses anderenfalls nicht der Fall sein würde, kann die Anzahl N verringert werden, um N < N_w zu erreichen, und andere Parameter des Senders, nämlich das Modulationsverfahren und die Turbocode-Rate (und die Anzahl M von Sendeantennen) können modifiziert werden, um die gewünschte Datenrate zu erzielen. Beispiele hierfür werden nachfolgend angegeben.
Obwohl zu erwarten wäre, dass dies lediglich zu der gleichen Betriebsleistung des Systems führen könnte, ist dies nicht der Fall, und tatsächlich kann eine verbesserte Betriebsleistung erzielt werden, wie dies aus den nachfolgenden speziellen Beispielen zuerkennen ist. Beispielsweise können in dem vorstehend mit M = 20 beschriebenen Fall stattdessen Werte von N = 15 und N_w = 20 verwendet werden, ohne das sich irgendeine Vergrößerung der Walsh-Funktionen ergibt, die zusammen den M Gruppen zugeteilt sind. In diesem Beispiel können mit M = 4 Walsh-Funktionen, die mit 0 bis 19 nummeriert sind, den Gruppen wir folgt zugeteilt werden:

Gruppe 1: Walsh-Funktionen mit der Nummer 0 bis 14;
Gruppe 2: Walsh-Funktionen mit der Nummer 5 bis 19;
Gruppe 3: Walsh-Funktionen mit der Nummer 0 bis 4 und 10 bis 19;
Gruppe M = 4: Walsh-Funktionen mit der Nummer 0 bis 9 und 15 bis 19.

Um die verringerte Zahl N zu kompensieren, können entweder die Codierungsrate oder das Modulationsverfahren oder beide geändert werden. Im letzten Fall kann beispielsweise anstelle der Verwendung von N = 20 mit einer Codierungsrate von 9/16 (16 codierte Bits aus 9 Eingangs-Bits) und QPSK-Modulation der Sender N_w = 20, N = 15, eine Codierungsrate von 3/4 und eine QPSK-Modulation oder eine Codierungsrate von 1/2 und eine 8-PSK-Modulation verwenden, um die gleiche Gesamt-Datenrate zu schaffen. In jedem Fall kann dies eine verbesserte Betriebsleistung ergeben, wie dies in der nachfolgenden Tabelle 1 gezeigt ist.
Die folgenden Tabellen geben spezielle Beispiele von Verbesserungen an, die mit Ausführungsformen der Erfindung in bestimmten Fällen erreicht werden können, und sie werden alle lediglich zu Erläuterungszwecken und nicht als Einschränkung angegeben. In jeder Tabelle sind die Sendeleistungs- oder Energie pro Symbol- (Eb/No-) Werte in dB für Rahmenfehler-Raten (FER) von 10 % und 1 % und für unterschiedliche Kombinationen von Parametern angegeben, unter Einschluß von Datenrate, Codierungsrate, Modulationsverfahren (und damit Bits pro Modulationssymbol) und Werte von N und N_w.
Die Tabelle 1 bezieht sich auf ein System mit M = 4 Sendeantennen, P = 4 Empfangsantennen, eine Walsh-Codelänge von L = 32, eine Datenrate 10,8 Mbps und eine Echt-Kanal-Abschätzung von Kanälen mit unkorrigiertem langsamen Rayleigh-Schwund:
Tabelle 1
Tabelle 2
In der Tabelle 2 beziehen sich die Werte in Kursivschrift für N_w = 20 auf den bekannten Sender nach 2. Es ist zu erkennen, dass sich in jedem der Fälle 6 bis 9 eine Verbesserung der Betriebsleistung ergibt, wenn N_w vergrößert wird. Fett dargestellte Werte in Tabelle 2 zeigen die beste Betriebsleistung an (niedrigste Sendeleistungs-Werte), wobei sich diese in diesem Beispiel durch eine Turbo-Code-Rate von 1/2 und eine 8PSK-Modulation ergibt, um eine Datenrate von 14,4 Mbps zu erzielen und durch eine Turbo-Code-Rate von 9 16 und eine 16QAM-Modulation zur Erzielung einer Datenrate von 21,6 Mbps.
Tabelle 3 bezieht sich auf ein System mit M = 4 Sendeantennen, einem MMSE-Empfänger, der P = 2 Empfangsantennen verwendet, einer Walsh-Code-Länge L = 32, einer Datenrate von 10,8 Mbps und einer Real-Kanal-Abschätzung von Kanälen mit unkorreliertem langsamen Rayleigh-Schwund. Die Sterne in Tabelle 3 zeigen Werte an, die oberhalb von 30 dB liegen. Es gibt keine in Kursivschrift angegebenen Werte in 3 (ein derartiges System mit vier Sendeantennen und zwei Empfangsantennen ist in dem Stand der Technik nicht praktisch ausführbar), und fett dargestellte Werte geben wiederum die beste Betriebsleistung an (niedrigste Sendeleistungs-Werte).
Tabelle 3
Tabelle 4 bezieht sich auf ein System mit M = 2 Sendeantennen, einen MMSE-Empfänger unter Verwendung von P = 2 Empfangsantennen, einer Walsh-Code-Länge von L = 32, einer Datenrate von 10,8 Mbps und Real-Kanal-Abschätzung von Kanälen mit einem unkorrelierten langsamen Rayleigh-Schwund. In der Tabelle 4 beziehen sich die Werte in Kursivschrift für die Fälle 14 und 15 mit N_w = 20 auf den bekannten Sender nach 2 mit zwei Sendeantennen und zwei Empfangsantennen. Fett dargestellte Werte in 4 zeigen die beste Betriebsleistung an (niedrigste Sendeleistungs-Werte). Wie es aus der Tabelle 4 zu erkennen ist, das bei N_w = 20 die beste Betriebsleistung im Fall 16 mit einer 3/4-Codierungsraate und einer 16QAM-Modulation erreicht wird; im übrigen sind die Variationen relativ klein, doch ergibt sich in jedem der Fälle 14 bis 16 eine Verbesserung der Betriebsleistung, wenn N_w vergrößert wird.
Tabelle 4
Obwohl die vorstehende Tabelle sich auf Real-Kanal-Abschätzungen und unkorrelierte Schwund-Kanäle bezieht, können ähnliche Ergebnisse und Betriebsleistungs-Vorteile für eine perfekte Kanal-Abschätzung und/oder korrelierte Schwund-Kanäle festgestellt werden.
Beispielsweise wiederholt die folgende Tabelle 5 die Daten der Tabelle 4 für den Fall 16 für einen unkorrelierten Schwund, und sie liefert Vergleichswerte (die übrigen Parameter sind gleich) für verschiedene unterschiedliche korrelierte Schwund-Modelle, die als Fälle 17 bis 21 angegeben sind, die jeweils städtische Kanäle und Kanäle in Gebäuden und Modell-Kanäle, die als A und B bezeichnet werden, mit einem korrelierten Schwund darstellen. Es kann wiederum aus der Tabelle 5 gesehen werden, dass sich eine Verbesserung der Betriebsleistung in jedem Fall ergibt, wenn N_w vergrößert wird.
Tabelle 5
Ähnliche Ergebnisse und Vorteile von Ausführungsformen der Erfindung können auch für andere Parameter des Systems festgestellt werden, unter Einschluss der Anzahl von Sendeantennen (zwei oder mehr), der Anzahl von Empfangsantennen (zwei oder mehr), der Coderate, des Modulationsverfahrens und der Werte von N N_w bezüglich der Walsh-Code-Länge L.
Allgemein ist, wenn β_w = N_w/L einen Koeffizienten der Kanalcode-Ressourcennutzung bezeichnet, außerdem aus den fett dargestellten Werten in den vorstehenden Tabellen 1 und 2 zu erkennen, dass für eine FER von 1% eine Vergrößerung dieses Koeffizienten β_w von 20/32 (63%) auf 28/32 (88%) Leistungsgewinne von ungefähr 2,3 dB bei einer Datenrate von 10,8 Mbps, ungefähr 7,4 dB bei einer Datenrate von 14,4 Mbps und ungefähr 13,9 dB bei einer Datenrate von 21,6 Mbps ergibt.
4 zeigt ein drahtloses Kommunikationssystem unter Verwendung des Senders nach 3, der in 4 mit 40 bezeichnet ist und die M Antennen 10-1 bis 10-M aufweist, wie dies vorstehend beschrieben wurde. Wie dies in 4 gezeigt ist, ist M größer oder gleich 2, und in dem Sender 40 ist die Walsh-Code-Länge L größer als die oder gleich der Anzahl N_w von Walsh-Codes, die zusammen zum Aufspreizen der M-Gruppen von Daten-Teilströmen verwendet werden, die wiederum größer als die Anzahl N von Walsh-Codes ist, die für jede einzelne Gruppe von Daten-Teilströmen verwendet wird (eine einzigartige Kombination von N aus N_w wird für jede der M-Gruppen verwendet, wie dies weiter oben beschrieben wurde) und N größer als 1 ist.
4 zeigt weiterhin einen Empfänger 42 mit P Antennen 44-1 bis 44-P, wobei in der angegebenen Weise P größer als oder gleich 2 ist. Wie dies weiterhin in 4 gezeigt ist, kann M größer als, gleich oder kleiner als P sein, sodass das System beispielsweise M = 4 Sendeantennen und P = 2 Empfangsantennen haben kann, wie dies weiter oben beschrieben wurde. Gestrichelte, mit einem Pfeil versehene Linien von den Sendeantennen zu den Empfangsantennen zeigen die Kanäle von den Sendeantennen zu den Empfangsantennen an, deren Charakteristiken abgeschätzt werden, um die vorstehend genannte Kanal-Matrix H zu bilden.
Obwohl spezielle Ausführungsformen der Erfindung vorstehend ausführlich beschrieben wurden, ist es zu erkennen, dass vielfältige Modifikationen, Abänderungen und Anpassungen innerhalb des Schutzumfanges des Erfindung durchgeführt werden können, wie sie in den Ansprüchen definiert ist.

Claims

Sender für ein drahtloses Kommunikationssystem, mit: einem Demultiplexer (26), der zur Erzeugung von M Gruppen von jeweils N Daten-Teilströmen von auszusendenden Daten angeordnet ist, wobei N und M ganze Zahlen größer als Eins sind; M orthogonale Code-Aufspreizeinrichtungen (28), die jeweils so angeordnet sind, dass sie die N Daten-Teilströme einer jeweiligen einen der M Gruppen unter Verwendung von N orthogonalen Codesequenzen spreizen; und M Signalkombinierer (30), die jeweils so angeordnet sind, dass sie die N orthogonal aufgespreizten Daten-Teilströme einer jeweiligen der M Gruppen kombinieren, um ein jeweiliges kombiniertes Signal zur Aussendung über eine jeweilige eine der M Sendeantennen (10) zu erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass die N orthogonalen Codesequenzen, die für jede der M Gruppen verwendet werden, eine jeweilige eine von M unterschiedlichen sich teilweise überlappenden Kombinationen von N aus N_w orthogonalen Codesequenzen umfassen, worin N_w > N ist, wobei zumindest eine der N orthogonalen Codesequenzen für eine Vielzahl der M Gruppen verwendet wird.
Sender nach Anspruch 1, bei dem die orthogonalen Codesequenzen Walsh-Funktionen mit der Länge L umfassen, worin L = 2^k ist und k eine ganze Zahl größer als Eins ist, worin N_w < L ist.
Sender nach Anspruch 1 oder 2, bei dem jeder Signalkombinierer (30) weiterhin so angeordnet ist, dass er mit den jeweiligen N orthogonal gespreizten Daten-Teilströmen ein Pilotsignal kombiniert, das orthogonal gegenüber den Daten-Teilströmen der jeweiligen Gruppe und gegenüber dem Pilotsignal jeder anderen Gruppe gespreizt ist.
Sender nach einem der Ansprüche 1–3, bei dem die auszusendenden Daten codierte modulierte Daten umfassen, und der Sender einen Codierer (16) zur Erzeugung von codierten Daten aus einer Quelle von Daten (14) und einen Modulator (22) einschließt, der zur Modulation der codierten Daten zur Lieferung der auszusendenden Daten angeordnet ist, wobei eine Coderate des Codierers (16), eine Anzahl von Bits pro von dem Modulator (22) erzeugten Modulations-symbolen, und die ganzen Zahlen M und N so ausgewählt werden, dass sich eine gewünschte Datenübertragungsrate des Sender ergibt, wobei der Sender weiterhin für jede der M Gruppen eine jeweilige Code-Spreizeinrichtung, die so angeordnet ist, dass sie das jeweilige kombinierte Signal gemäß einem PN-Code spreizt, und einen jeweiligen Leistungs-Linearverstärker (12) einschließt, der zur Verstärkung des jeweiligen resultierenden PN-Code-gespreizten Signals zur Aussendung über die jeweilige Sendeantenne (10) angeordnet ist.
Drahtloses Kommunikationssystem mit einem Sender (40) nach einem der Ansprüche 1–4 mit M Sendeantennen (10), über die die jeweiligen kombinierten Signale ausgesandt werden, und mit einem Empfänger (42) mit P Empfangsantennen (44), über die von den Sendeantennen (10) ausgesandte Signale empfangen werden, worin P eine ganze Zahl größer als eins und M > P ist.
Verfahren zur Vergrößerung der Orthogonalität von Signalen, die von M Sendeantennen (10) in einem drahtlosen Kommunikationssystem ausgesandt werden, mit dem Schritt der: Erzeugung von von jeder Sendeantenne (10) auszusendenden Signalen durch Kombinieren von N Daten-Teilströmen, die durch N orthogonale Codesequenzen orthogonalisiert sind, wobei M und N ganze Zahlen größer als Eins sind, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch den weiteren Schritt der: Auswahl der N orthogonalen Codesequenzen, die für jede der M Sendeantennen (10) verwendet werden, als eine jeweilige eine von M unterschiedlichen teilweise überlappenden Kombinationen von N aus N_w orthogonalen Codesequenzen, wobei N_w > N ist, wobei zumindest eine der N orthogonalen Codesequenzen für eine Vielzahl der M Gruppen verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die orthogonalen Codesequenzen Walsh-Funktionen mit der Länge L umfassen, worin L = 2^k ist k eine ganze Zahl größer als Eins ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem N_w < L ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6–8, das weiterhin den Schritt des Kombinierens eines Pilotsignals mit den Signalen umfasst, die von jeder Sendeantenne ausgesandt werden, wobei das Pilotsignal orthogonal gegenüber den Daten-Teilströmen für die jeweilige Sendeantenne (10) und gegenüber dem Pilotsignal für jede andere Sendeantenne (10) gespreizt ist.