DE60035439T2

DE60035439T2 - Differenzielle raum-zeitblockcodierung

Info

Publication number: DE60035439T2
Application number: DE60035439T
Authority: DE
Inventors: Rui Wang; Ming Ottawa JIA; Youri S. Moscow SHINAKOV; Alexandre M. Moskovskaya obl. CHLOMA; Mikhail G. Moskovskaya Obl. BAKOULINE; Vitali B. Moscow KREINDELINE
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: BlackBerry Ltd
Priority date: 2000-12-20
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2020-12-21
Also published as: WO2002052773A1; EP1378088A1; KR20040014441A; ATE366490T1; CA2432215C; EP1378088B1; US20050063483A1; DE60035439D1; BR0017394A; KR100721068B1; CA2432215A1; CN1484899A

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf die differenzielle Raum-Zeit-Block-Codierung, beispielsweise für ein drahtloses Kommunikations-System.
Hintergrund der Erfindung
Wie dies gut bekannt ist, sind drahtlose Kommunikations-Kanäle einen sich zeitlich ändernden Mehrwege-Schwund ausgesetzt, und es ist relativ schwierig, bei einem einen Mehrwege-Schwund aufweisenden Kanal die Qualität zu vergrößern oder die effektive Fehlerrate zu verringern. Obwohl verschiedene Techniken zur Milderung der Effekte eines Mehrwege-Schwundes bekannt sind, neigen einige von diesen Techniken (beispielsweise die Vergrößerung der Sender-Leistung oder Bandbreite) dazu, mit anderen Anforderungen eines drahtlosen Kommunikations-Systems inkonsistent zu sein. Eine Technik, die sich als vorteilhaft herausgestellt hat, ist die Antennen-Diversity, wobei zwei oder mehr Antennen (oder Signal-Polarisationen) an einen Sender und/oder an einem Empfänger des Systems verwendet werden.
In einem zellularen drahtlosen Kommunikations-System versorgt jede Basis-Station typischerweise viele entfernt angeordnete (feste oder mobile) Einheiten mit Diensten, und ihre Eigenschaften (beispielsweise die Größe und der Standort) sind besser für eine Antennen-Diversity geeignet, sodass es wünschenswert ist, eine Antennen-Diversity zumindest an einer Basis-Station mit oder ohne Antennen-Diversity an entfernt angeordneten Einheiten zu implementieren. Zumindest für Kommunikationen von der Basis-Station aus in diesem Fall führt dies zu einer Sende-Diversity, das heißt zwei oder mehr Sende-Antennen senden ein Signal.
Die Veröffentlichung von S.M. Alamouti „A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band 16, Nr. 8, Seiten 1451–1458, vom Oktober 1998 beschreibt ein einfaches Sende-Diversity-Schema unter Verwendung der Raum-Zeit-Codierung (STBC). Für den Fall von zwei Sende-Antennen werden komplexe Symbole s0 und –s1* aufeinanderfolgend von einer Antenne ausgesandt, und gleichzeitig werden komplexe Symbole s1 und s0* aufeinanderfolgend von der anderen Antenne ausgesandt, wobei * den konjugiert-komplexen Wert darstellt. Diese ausgesandten Symbole stellen das dar, was als ein Raum-Zeit-Block bezeichnet wird.
Ein Nachteil der von Alamouti beschriebenen STBC-Technik besteht darin, dass sie eine Abschätzung des Kommunikations-Kanals erfordert. Obwohl dies beispielsweise unter Verwendung einer Pilotsignal-Einfügung und -Ableitung erfolgen kann, ist dies nicht wünschenswert, beispielsweise deshalb, weil das Pilotsignal einen erheblichen Anteil der gesamten Sendeleistung des Systems erfordert.
Die Veröffentlichung von V. Tarokh et al. „New Detection Schemes for Transmit Diversity with no Channel Estimation", IEEE International Conference on Universal Personal Communications, 1998, beschreibt Detektions-Schemas für die STBC-Technik von Alamouti, bei denen effektiv der Kanal aus anfänglich bekannten ausgesandten Symbolen und von nachfolgend detektierten Datensymbolen abgeschätzt wird. Diese Technik führt jedoch in unerwünschter Weise zu einer Fehlerfortpflanzung. Diese Veröffentlichung führt weiterhin aus, dass die Technik von Alamouti für mehr als zwei Sende-Antennen verallgemeinert wurde.
Die Veröffentlichung von V. Tarokh et al, „A Differential Detection Scheme for Transmit Diversity", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band 18, Nummer 7, Seiten 1169-1174, Juli 2000, beschreibt ein differenzielles Detektions-Schema für eine STBC-Technik unter Verwendung von zwei Sende-Antennen und einer oder mehreren Empfangs-Antennen, das keine Kanal-Abschätzung oder Pilot-Symbol-Aussendung erfordert. Wie dies auf Seite 1171 beschrieben und in 1 dieser Veröffentlichung gezeigt ist, schließt für eine 2^b-PSK (Phasenumtast-), Konstellation mit b = 1, 2, 3, ..., der Sender eine bijektive Umsetzung M von Blöcken von 2b Bits ein, aus der eine Differenz-Codierung Symbole für Aussendung erzeugt. Der Empfänger schließt eine inverse Umsetzung M^–1 ein. Obwohl dieses Schema das Problem der Fehler-Fortpflanzung vermeidet, ist es relativ kompliziert und daher komplexer zu implementieren, und seine Anwendung ist auf lediglich zwei Sende-Antennen beschränkt. In dieser Hinsicht führt die Veröffentlichung auf Seite 1174 folgendes aus: „Es ist eine nicht-triviale Aufgabe, das Differenz-Detektions-Sende-Diversity-Verfahren, das in dieser Veröffentlichung beschrieben wird, auf n > 2 Sende-Antennen zu erstrecken".
Es besteht daher ein Bedarf an der Schaffung eines verbesserten Verfahrens und einer Codier-Einrichtung für die differenzielle Raum-Zeit-Block-Codierung und ein entsprechendes Verfahren und eine Decodier-Einrichtung zum Decodieren.
Die Veröffentlichung „Codes for diffential signalling with many antennas" von Hassibi B et al., Proceedings of the 2000 IEEE Conference on Wireless Communications and Networking, Seiten 23–24, Band 1, XP002174594 beschreibt eine differenzielle Raum-Zeit-Modulationstechnik, die die Notwendigkeit von Kanalabschätzungen vermeidet.
Die Veröffentlichung „Differential unitary space-time modulation" von Hochwald B M et al, IEEE Transactions on Communications, Dezember 2000, Band 48, Nummer 12, Seiten 2041–2052, XP002174595 beschreibt ein ähnliches differenzielles Modulations-Rahmenwerk für mehrfache Antennen über einen schwundbehafteten Kanal hinweg.
Die Veröffentlichung „Differential unitary space-time modulation" von Hochwald B M et al, XP002174597 beschreibt weitere Einzelheiten der differenziellen Raum-Zeit-Modulationstechnik.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem Gesichtspunkt ergibt diese Erfindung ein Verfahren zur differenziellen Raum-Zeit-Block-Codierung, das die folgenden Schritte umfasst: Erzeugen, aus zu codierenden Symbolen, aufeinanderfolgender Raum-Zeit-Blöcke H_x(X_i) jeweils von T Symbolen in aufeinanderfolgenden Symbol-Intervallen auf jedem von T Pfaden entsprechend einer orthogonalen T mal T-Matrix H_x, worin T eine ganze Zahl größer als eins ist, X_i die in einem Raum-Zeit-Block zu codierenden Symbole darstellt, und i eine ganze Zahl ist, die jeden Raum-Zeit-Block identifiziert; Erzeugen von differenziell codierten Raum-Zeit-Ausgangsblöcken H_z,i von jeweils T Symbolen in aufeinanderfolgenden Symbol-Intervallen auf jedem von T Ausgangspfaden; und Verzögern der differenziell codierten Raum-Zeit-Ausgangsblöcke H_z,i zur Erzeugung jeweiliger verzögerter Blöcke H_z,i-1; wobei jeder differenziell codierte Raum-Zeit-Ausgangsblock H_z,i durch eine Matrix-Multiplikation des Blockes H_x(X_i) mit dem verzögerten Block H_z,i-1 erzeugt wird.
Beispielsweise ist bei einer nachfolgend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung T = 2, und zwei Symbole werden in jedem Raum-Zeit-Block codiert. Bei einer nachfolgend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung ist T = 4, und drei Symbole werden in jedem Raum-Zeit-Block codiert. Vorzugsweise umfasst der Schritt der Erzeugung der aufeinanderfolgenden Raum-Zeit-Blöcke H_x(X_i) in jedem Fall eine Multiplikation der zu codierenden Symbole mit einem Normalisierungsfaktor. Zweckmäßigerweise umfassen die zu codierenden Symbole M-äre Phasenumtast-Symbole, worin M eine ganze Zahl größer als eins ist.
Ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung ergibt einen differenziellen Raum-Zeit-Block-Codierer, der Folgendes umfasst: einen Raum-Zeit-Block-Codierer, der auf zu codierende Blöcke anspricht, um aufeinanderfolgende Raum-Zeit-codierte Blöcke zu erzeugen; einen Matrix-Multiplizierer mit einem ersten Eingang für die aufeinanderfolgenden Raum-Zeit-codierten Blöcke, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der differenziell codierte Raum-Zeit-Blöcke liefert; und eine Verzögerungs-Einheit zur Lieferung jedes differenziell codierten Raum-Zeit-Blockes von dem Ausgang des Matrix-Multiplizierers an den zweiten Eingang des Matrix-Multiplizierers mit einer Verzögerung von einem Raum-Zeit-Block; wobei der Matrix-Multiplizierer jeden Raum-Zeit-codierten Block mit einem unmittelbar vorhergehenden differenziell codierten Raum-Zeit-Block multipliziert, um einen laufenden differenziell codierten Raum-Zeit-Block zu erzeugen.
Die Erfindung ergibt weiterhin ein Verfahren zum Decodieren von Symbolen, die in jeweiligen Symbol-Intervallen als Antwort auf die Aussendung von T Antennen von differenziell codierten Raum-Zeit-Blöcken empfangen wurden, die durch das vorstehend genannte Verfahren erzeugt wurden, mit den folgenden Schritten: Liefern von T empfangenen Symbolen jedes codierten Raum-Zeit-Blockes; und Erzeugen von decodierten Symbolen X ^i gemäß: Yi = kHx(X ^i)Yi-1 , worin Y_i ein Vektor von T Symbolen eines laufenden codierten Raum-Zeit-Blockes i ist, Y_i-1 ein Vektor von T Symbolen eines unmittelbar vorhergehenden codierten Raum-Zeit-Blockes ist i-1 ist, i eine ganze Zahl ist, k eine Skalierungs-Konstante ist und H_x die orthogonale T mal T Raum-Zeit-Block-Codierungs-Matrix ist.
Die Erfindung ergibt weiterhin einen Decodierer zur Decodierung von Symbolen, die in jeweiligen Symbol-Intervallen als Antwort auf die Aussendung von differenziell codierten Raum-Zeit-Blöcken empfangen werden, die von dem vorstehend genannten Codierer erzeugt werden, mit: Einrichtungen zur Lieferung empfangener Symbole jedes codierten Raum-Zeit-Blockes i, die durch eine Vektor Y_i dargestellt sind; einer Verzögerungs-Einheit zur Lieferung einer Verzögerung von einem Raum-Zeit-Block zur Lieferung von empfangenen Symbolen eines unmittelbar vorhergehenden codierten Raum-Zeit-Blockes i-1, der durch einen Vektor Y_i-1 dargestellt ist; und Einrichtungen zur Erzeugung decodierter Symbole X ^i gemäß einer Gleichung: Yi = kHx(X ^i)Yi-1 , worin k eine Skalierungs-Konstante und H_x eine orthogonale Matrix ist, die die Raum-Zeit-Block-Codierung durch den Codierer darstellt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird weiter aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen verständlich, in denen als Beispiel:
1 Teile eines bekannten Raum-Zeit-Block-Code (STBC-) Senders zeigt;
2 Teile eines entsprechenden bekannten Empfängers zeigt;
3 Teile eines bekannten STBC-Senders unter Verwendung der Umsetzung und differenziellen Codierung zeigt;
4 Teile eines STBC-Senders unter Verwendung einer differenziellen Codierung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt; und
5 Teile eines entsprechenden Empfängers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt.
Ausführliche Beschreibung
In den Zeichnungen zeigt 1 Teile eines bekannten Raum-Zeit-Block-Code-(STBC-) Senders, und 2 zeigt Teile eines entsprechenden bekannten Empfängers. Aus Gründen der Einfachheit und Klarheit zeigen diese und die anderen Figuren der Zeichnungen lediglich diejenigen Teile des Senders und des Empfängers, die für ein volles Verständnis des Standes der Technik und der Ausführungsformen der Erfindung erforderlich sind, und es werden die gleichen Bezugsziffern in unterschiedlichen Figuren zur Bezeichnung gleicher Elemente verwendet.
Der Sender nach 1 schließt einen seriell-/parallel-(S-P-) Wandler 10, einen M-PSK-(M-ären Phasenumtast-) Modulator oder eine Umsetzungs-Funktion 12, und einen Raum-Zeit-Block-Codierer (STBC) 14 ein, der Ausgänge über Sender-Funktionen, wie zum Beispiel Aufwärts-Wandler und Leistungsverstärker, die nicht gezeigt sind, in 1 jedoch durch gestrichelte Linien dargestellt sind, an zumindest zwei Antennen 16 und 18 liefert, die eine Sende-Diversity ergeben. Dem S-P-Wandler 10 werden Eingangs-Bits an zu übertragender Information zugeführt, und er erzeugt Ausgangs-Bits an zwei oder mehr parallelen Leitungen an die M-PSK-Umsetzungs-Funktion 12, die aus den parallelen Bits sequenzielle M-PSK-Symbole x₁, x₂, ... erzeugt.
Beispielsweise kann die Umsetzungs-Funktion 12 eine Gray-Code-Umsetzung von in jedem Fall 3 Eingangs-Bits von dem S-P-Wandler 10 auf jeweilige einzelne von M = 8 Signalpunkten einer 8-PSK-Signalpunkt-Konstellation liefern. Allgemein ist zu erkennen, dass die Umsetzungs-Funktion 12 irgendeine gewünschte Umsetzung von einem oder mehreren Eingangs-Bits auf eine Signalpunkt-Konstellation mit irgendeiner geeigneten und gewünschten Anzahl von M von eine gleiche Engergie aufweisenden Phasenzuständen liefern kann, beispielsweise M = 2 (wofür der S-P-Wandler nicht erforderlich ist), 4 oder 8.
Die Symbole x₁, x₂, ..., die durch komplexe Zahlen dargestellt sind, werden an den STBC 14 geliefert, der aus Gründen der Einfachheit in 1 so gezeigt ist, als ob er zwei Ausgänge für die jeweiligen Sende-Antennen 16 und 18 hat, er kann jedoch stattdessen mehr als zwei Ausgänge für eine entsprechend größere Anzahl von Sende-Antennen haben. Für den Fall von zwei Antennen, wie er gezeigt ist, bildet der STBC 14 einen Raum-Zeit-Block von Symbolen, wie dies in 1 gezeigt ist, aus jedem aufeinanderfolgenden Paar von Symbolen x₁ und x₂, die seinem Eingang zugeführt werden.
Im einzelnen ist die STBC-Funktion durch eine orthogonale T mal T-Matrix H_x dargestellt, worin T die Anzahl der Sende-Antennen und damit der Symbol-Ausgänge des STBC 14 ist. Für den in 1 dargestellten Fall von T = 2 gilt folgendes:
Gemäß dieser Matrix H_x wird für jedes Paar von PSK-Symbolen x₁ und x₂, die dem Eingang des STBC 14 zugeführt werden, in einem ersten Symbol-Intervall der Antenne 16 das Symbol x₁ und der zweiten Antenne 18 das Symbol x₂ zugeführt, während in einem zweiten Symbol-Intervall der ersten Antenne 16 das Symbol –x₂* zugeführt wird, und der zweiten Antenne 18 das Symbol x₁* zugeführt wird, worin den konjugiert-komplexen Wert darstellt. Somit werden beide PSK-Symbole in jedem Paar zweimal in unterschiedlichen Formen von unterschiedlichen Antennen und zur unterschiedlichen Zeiten ausgesandt, um sowohl eine Raum- als auch eine Zeit-Diversity zu liefern. Es ist zu erkennen, dass jede Spalte der Matrix H_x die Symbole anzeigt, die in aufeinanderfolgenden Intervallen von einer jeweiligen Antenne ausgesandt werden, und dass jede Reihe ein jeweiliges Symbol-Sende-Intervall darstellt.
Durch Identifikation jedes Paares von Symbolen x₁ und x₂ mit einer zusätzlichen ganzen Zahl i, die eine Symbol-Paar-Nummer (oder äquivalent, Zeit) darstellt, das heißt als ein jeweiliges Paar von Symbolen x_1,i und x_2,i oder äquivalent als als X_i, kann die Matrix H_x allgemeiner wie folgt ausgedrückt werden:
Die Raum-Zeit-Blöcke, die von den Antennen 16 und 18 ausgesandt werden, werden von einer Antenne 20 des in 2 gezeigten Empfängers empfangen, wodurch empfangene Symbole y₁, y₂, ..., die wiederurn durch komplexe Zahlen dargestellt sind, auf einem Empfangs-Pfad 22 erzeugt werden. Paare dieser empfangenen Symbole y_i-1 und y_2,i, die alternativ als Y_i dargestellt sind, werden einem Decoder 24 maximaler Wahrscheinlichkeit zugeführt, der in einem mit gestrichelten Linien dargestellten Block in 2 gezeigt ist. Der Decodierer 24 umfasst einen STBC-Decodierer 26 und einen M-PSK-Demodulator 28. Dem STBC-Decodierer 26 werden die gepaarten Symbole Y_i und außerdem Kanal-Abschätzungen α₁ und α₂ zugeführt, und er erzeugt Schätzwerte x ^i , x ^2 , ... der jeweils ausgesandten PSK-Symbole x₁, x₂, ... (das Winkel-Symbol ^ bezeichnet einen Schätzwert). Diese Schätzwerte werden dem M-PSK-Demodulator 28 zugeführt, der einen Schätzwert der ursprünglichen Eingangs-Bits erzeugt.
Die Kanal-Schätzwerte α₁ und α₂ stellen Kanal-Parameter oder Gewinne (Amplitude und Phase) der Kanäle von den Sende-Antennen 16 bzw. 18 zu der Empfangs-Antenne 20 dar und sie werden in annehmbarer Weise als konstant über die Dauer jedes Raum-Zeit-Blockes angenommen. Die Kanal-Schätzwerte können in irgendeiner gewünschten bekannten Weise erzeugt werden, beispielsweise unter Verwendung von Pilot-Symbolen, die ebenfalls von dem Sender zu dem Empfänger über die gleichen Kanäle übertragen werden.
Wenn
ein Vektor der Kanal-Abschätzwerte für den jeweiligen Raum-Zeit-Block ist, so ist unter Ausschluss von Rauschen und Störungen zu erkennen, dass:
Unter Einführung eines umgewandelten Vektors
kann, wie in der Veröffentlichung von Alamouti festgestellt werden, dass:
worin die Matrix H_α(α_1,i, α_2,i)' die konjugierte Umsetzung der Matrix H_α(α_1,i, α_2,i) ist. Weil der Teil (|α_1,i|² + |α_2,i|²) reell ist, ändert er nicht die Phasen der M-PSK-Symbole, die entsprechend auf die Informations-Bit durch eine Nachschlagetabellen-Operation decodiert werden können.
Wie dies weiter oben erläutert wurde, erstreckt die Alamouti-Veröffentlichung diese Sende-Diversity-Anordnung auch auf den Fall von mehr als einer Empfangs-Antenne, und diese Anordnung wurde weiterhin auf den Fall von mehr als zwei Sende-Antennen erstreckt. Derartige bekannte Anordnungen ergeben Vorteile der Einfachheit und Diversity, haben jedoch den Nachteil, dass sie eine Kanal-Abschätzung erfordern.
3 erläutert Teile eines STBC-Senders, wie er von Tarokh et al. in der vorstehend genannten Veröffentlichung mit dem Titel „A Differential Detection Scheme for Transmit Diversity" vorgeschlagen wurde. Dieses Schema vermeidet den Nachteil der Notwendigkeit einer Kanal-Abschätzung, wie bei der Anordnung nach den vorstehend beschriebenen 1 und 2, und es ist weiterhin dafür vorgesehen, die Fehlerfortpflanzung zu vermeiden, die in einem Schema auftritt, wie das, das von Tarokh et al. in der vorstehend genannten Veröffentlichung mit dem Titel „New Detection Schemes for Transmit Diversiry with no Channel Estimation" vorgeschlagen wurde.
In 3 umfasst der Sender eine Umsetzungs-Funktion 30, einen differenziellen Symbol-Berechnungs-Block 32, eine Verzögerung 34 und zwei Sende-Antennen, die durch einen Block 36 dargestellt sind. Wie dies von Tarokh et al. für eine 2^b-PSK, b = 1, 2, ..., Signal-Punkt-Konstellation beschrieben wurde, verwendet der Sender die Umsetzung M der Funktion 30 an einem Eingangs-Block von zwei Bits B_2t+1 und berechnet M(B_2t+1) = (A(B_2t+1)B(B_2t+1)) worin A und B im Teil III.A auf Seite 1171 der Veröffentlichung erläutert sind. Der Sender verwendet dann die Verzögerung 34 und den Berechnungs-Block 32, um (s_2t+1, s_2t+2) = A(B_2t+1)(s_2t-1 s_2t) + B(B_2t+1)(–s_2t* s_2t-1*) zu berechnen, sendet s_2t+1 und s_2t+2 von den ersten bzw. zweiten Antennen zur Zeit 2_t+1 und sendet s_2t+2* und s_2t+1* von den ersten bzw. zweiten Sende-Antennen zur Zeit 2t+2. Diese Umsetzung, differenzielle Berechnung und Raum-Zeit-Block-Code-Übertragung wird für nachfolgende Blöcke von jeweils 2b Bits wiederholt, wobei die ersten zwei Symbole einer Übertragungs-Sequenz einen Differenz-Codierungs-Bezug liefern und keine Information übertragen.
Obwohl der Sender nach 3 die Notwendigkeit einer Kanal-Abschätzung vermeidet und das Problem der Fehlerfortpflanzung vermeidet, führt er Berechnungen ein, die den Sender in unerwünschter Weise kompliziert machen, und dieses Schema ist in seiner Anwendung auf den Fall von lediglich zwei Sende-Antennen beschränkt, wie dies in der Veröffentlichung anerkannt wird. Somit hat dieses Schema eine begrenzte Anwendung und eine unerwünscht komplizierte Implementierung.
4 zeigt Teile eines STBC-Senders mit zwei Antennen unter Verwendung einer Differenz-Codierung gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung. Wie der vorstehend beschriebenen Sender nach 1 schließt dies einen S-P-Wandler 10 ein, dem Eingangs-Bits zugeführt werden, dessen Ausgangs-Bits einer M-PSK-Um setzungs-Funktion 12 zugeführt werden, die sequenzielle M-PSK-Symbole x₁, x₂, ..., erzeugt, die durch komplexe Zahlen dargestellt sind. Ebenso wie dies vorstehend anhand der 1 beschrieben wurde, werden Paare x_1,i und x_2,i oder X_i dieser Symbole einer STBC-Funktion 40 zugeführt, die die orthogonale 2 mal 2 STBC-Matrix H_x(X_i) bildet, wie dies vorstehend beschrieben wurde, in diesem Fall skaliert mit einem vorgegebenen Normalisierungs-Faktor k, wie dies nachfolgend weiter beschrieben wird.
Der Ausgang der STBC-Funktion 40 wird einem Eingang eines Matrix-Multiplizierers 42 zugeführt, von dem ein Ausgang eine STBC-Matrix H_z,i darstellt, wie dies weiter unten beschrieben wird, und dieser Ausgang wird zwei Sender-Antennen 16 und 18 zugeführt, um in einer ähnlichen Weise ausgesandt zu werden, wie dies anhand der 1 für die Matrix H_x(X_i) beschrieben wurde. Die Matrix H_z,i wird weiterhin einem Eingang einer Verzögerungs-Einheit 44 zugeführt, wobei eine Ausgangs-Matrix H_z,i-1 hiervon einem weiteren Eingang des Matrix-Multiplizierers 42 zugeführt wird.
Wenn die Matrix H_z,i in einer ähnlichen Weise dargestellt wird, wie sie für die Matrix H_x(X_i) verwendet wird, das heißt, als ob sie ein Paar von Symbolen z_1,i und z_2,i umfasst, so ist ein Symbol-Paar i der Matrix H_z,i wie folgt:
deren Komponenten durch die zwei Antennen 16 und 18 als ein Raum-Zeit-Block ausgesandt werden.
Es ist zu erkennen, dass die Funktionen 40 bis 44 des Senders nach 4 einen STBC-Codierer mit der folgenden Codierer-Gleichung bilden: Hz,i = kHx(Xi)Hz,i-1.
Dies heißt mit anderen Worten, dass jeder Raum-Zeit-Block H_z,i, der von den Antennen 16 und 18 ausgesandt wird, gleich der normalisierten Matrix kH_x(X_i) ist, die von der Funktion 40 multipliziert in den Matrix-Multiplizierer 42 mit der Matrix H_z,i-1 des vorhergehend ausgesandten Raum-Zeit-Blockes erzeugt wird, wobei der letztere an den Multiplizierer 42 über die Verzögerung 44 zurückgeführt wird (die eine Verzögerung entsprechend einem Raum-Zeit-Block liefert, das heißt zwei Symbole in diesem Fall).
Im einzelnen ist zu erkennen, dass:
ist, worin z_1,i ≡ k(x_1,iz_1,i-1 – x_2,iz_2,i-1*) und z_2,i ≡ k(x_1,iz_2,i-1, + x_2,iz_1,i-1*).
Mit |x_1,i|² = |x_2,i|² = 1 und k = 1/√2, hat die Matrix H_z,i die gleichen Eigenschaften wie die Matrix H_z,i-1, und diese aufeinanderfolgenden Matrizen können jeweils als ein Raum-Zeit-Block ausgesandt werden, wie dies vorstehend beschrieben wurde.
Die Raum-Zeit-Blöcke, die von den Antennen 16 und 18 in der vorstehend anhand der 4 beschriebenen Weise ausgesandt werden, führen dazu, dass der Empfänger Symbole y₁, y₂, ... empfängt, die gepaart sind, und durch Y_i dargestellt sind, wie dies vorstehend beschrieben wurde. Wenn die Kanal-Parameter erneut durch den Vektor A_i entsprechend den vorstehend erläutertem Kanal-Abschätzungen dargestellt werden, so hat das empfangene Signal die folgende Form: Yi = Hz(z1,i, z2,i)Ai = kHx(x1,i, x2,i)Hz(z1,i-1, z2,i-1)Ai
Weil die letzten zwei Ausdrücke dieser Gleichung angenähert die gleichen wie das vorhergehend empfangene Symbol-Paar Y_i-1, sind, ist zu erkennen, dass: Yi ≅ kHx(x1,i, x2,i)yi-1 = kHx(Xi)Yi-1 ist, (2)wobei diese Näherung auf der vertretbaren Annahme beruht, dass sich die Kanal-Parameter nicht wesentlich zwischen zwei aufeinanderfolgenden Raum-Zeit-Blöcken ändern.
Es ist zu erkennen, dass diese Gleichung (2) eine ähnliche Form wie die vorstehende Gleichung (1) hat, jedoch mit der Ausnahme, dass der Kanal-Parameter-Vektor A_i der Gleichung (1) in der Gleichung (2) durch kY_i-1 ersetzt ist. Mit diesem Ersatz kann eine Anordnung zur Detektion der ausgesandten Information der entsprechen, die vorstehend anhand der 2 beschrieben wurde. Somit ist der Decodierungs-Prozess, dessen Aufgabe die Lösung der Gleichung (2) ist, in diesem Fall durch folgendes gegeben:
worin der umgewandelte Vektor
ist, und die Matrix H(y_1,i-1, y_2,i-1)' die konjugierte Umsetzung der Matrix H(y_1,i-1, y_2,i-1) ist.
Es ist aus den vorstehenden Gleichungen zu erkennen, dass bei der von dem Sender nach 4 gelieferten Codierung das empfangene Symbol-Paar Y_i lediglich von dem Normalisierungs-Vektor k, der vorgegeben und konstant ist, der derzeitigen Raum-Zeit-Block-Code-Matrix H_x(X_i) und dem unmittelbar vorhergehenden empfangenen Symbol-Paar Y_i-1 abhängt. Die Decodierung des empfangenen Symbol-Paares Y_i zur Erzeugung des geschätzten decodierten Symbols X ^i hängt nicht von dem Kanal-Parameter-Vektor A_i ab, der daher nicht abgeschätzt werden muss, damit der Empfänger die ausgesandte Information zurückgewinnt. Zusätzlich ist zu erkennen, das es eine Differenz-Codierung gibt: das geschätzte decodierte Symbol X ^i hängt von dem derzeit empfangenen Symbol-Paar Y_i und dem unmittelbar vorhergehend empfangenen Symbol-Paar Y_i-1 ab, und die Fehlerfortpflanzung in der decodierten Information wird vermieden, weil die Decodierung jedes empfangenen Symbol-Paares Y_i nicht von vorher decodierter Information abhängt.
5 zeigt Teile eines entsprechenden Empfängers, bei dem, wie bei dem bekannten Empfänger nach 2, die von den Antennen 16 und 18 des Senders nach 4 ausgesandten Raum-Zeit-Blöcke von der Antenne 20 empfangen werden, um Symbole y₁, y₂, ... auf dem Empfangs-Pfad 22 zu erzeugen. Aus Paaren dieser empfangenen Symbole y_1,i und y_2,i oder Y_i wird der umgewandelte Vektor
durch eine Einheit 50 erzeugt, und über eine Verzögerungs-Einheit 52 wird die Matrix
durch eine Einheit 54 erzeugt. In einem Decodierer 56, der in einem mit einer gestrichelten Linie umgebenen Kasten in 5 gezeigt ist, werden die Ausgänge der Einheiten 50 und 54 einem Multiplizierer 58 zugeführt, der die Multiplikation der vorstehenden Gleichung (3) ausführt, wodurch die Schätzungen x ^1 , x ^2 , ... der jeweiligen ausgesandten PSK-Symbole x₁, x₂, ... erzeugt werden. Wie bei dem Empfänger nach 2 werden diese Schätzwerte dem M-PSK-Demodulator 28 zugeführt, der Schätzwerte der ursprünglichen Eingangs-Bits erzeugt. Es ist zu erkennen, dass der Decodierer 56 den Kanal-Parameter-Vektor A_i nicht verwendet, sodass er keine Kanal-Abschätzung erfordert und hiervon auch nicht abhängig ist, und dass der Decodierer die Schätzwerte der ausgesandten PSK-Symbole von zwei aufeinanderfolgend empfangenen Signal-Blöcken abschätzt, sodass es keine Fehlerfortpflanzung gibt.
Obwohl der Sender nach 4 und der Empfänger nach 5 im Zusammenhang mit einem Sender, der zwei Antennen aufweist, und dem Empfänger, der eine Antenne aufweist, beschrieben wurden, ist es zu erkennen, dass Ausführungsformen der Erfindung nicht auf diesen Fall beschränkt sind. Der Empfänger kann stattdessen zwei oder mehr Antennen haben, von denen Signale in einer gewünschten und geeigneten Weise kombiniert werden, beispielsweise unter Verwendung einer Kombination des maximalen Verhältnisses. Zusätzlich kann der Sender mehr als zwei Antennen haben, wobei die STBC-Matrix H_x(X_i) immer noch eine orthogonale T mal T-Matrix ist, worin T die Anzahl der Sender-Antennen ist. Als Beispiel bezieht sich die folgende Beschreibung auf den Fall von T = 4, das heißt der Sender hat vier Antennen, und die STBC-Matrix H_x(X_i) muss eine orthogonale 4 mal 4-Matrix sein.
Weil keine orthogonale STBC-4 mal 4-Matrix für eine Code-Rate von 1 bestimmt wurde (das heißt mit 4 sequenziellen M-PSK-Symbolen x₁, x₂, x₃ und x₄, die in die Matrix eingefügt sind), kann eine niedrigere Codierungs-Rate verwendet werden. Beispielsweise wird bei einer 3/4-Code-Rate die orthogonale 4 mal 4-Matrix von lediglich 3 aufeinanderfolgenden M-PSK-Symbolen x₁, x₂, und x₃ abgeleitet. Die STBC-Matrix H_x(X_i) kann dann beispielsweise die folgende Matrix sein:
die orthogonal ist, das heißt: Hx(X1)'Hx(X1) = (|x1|2 + |x2|2 + |x3|2)Iworin I die Identitäts-Matrix ist. Der Normalisierungs-Faktor k für diese Matrix ist 1/√3.
Mit der Ausnahme der Bereitstellung von vier Sende-Antennen anstelle von zwei, ist die Modifikation des STBC-Codierers 40 gemäß der 4 mal 4-Matrix so, wie dies vorstehend beschrieben wurde, und bei entsprechender Vergrößerung der Anzahl der Eingänge und Ausgänge der Einheiten 40 bis 44 kann der Sender für dieses Beispiel der gleiche sein, wie dies vorstehend anhand der 4 beschrieben wurde.
In dem entsprechenden Empfänger besteht die Aufgabe des Decodierers erneut darin, die Gleichung: Yi ≅ kHx(Xi)Yi-1 entsprechend der vorstehenden Gleichung (2) zu lösen, wobei in diesem Fall jeder der Vektoren Y_i und Y_i-1 vier Elemente hat, und die Matrix H_x(X_i) eine 4 mal 4-Matrix ist, sodass diese Gleichung einen Satz von vier linearen gleichzeitigen Gleichungen darstellt. Der Empfänger kann eine allgemein ähnliche Form aufweisen, wie sie vorstehend anhand der 5 beschrieben wurde, mit der Ausnahme, dass die Einheiten 50 und 54 und der Multiplizierer 58 durch Einheiten zur Lieferung einer expliziten Lösung für diese Decodierer-Gleichung ersetzt sind. Es ist zu erkennen, dass die Größe des Satzes von linearen gleichzeitigen Gleichungen, der durch diese Decodierer-Gleichung dargestellt wird, der Anzahl T von Sende-Antennen und der entsprechenden Größe des Raum-Zeit-Blockes entspricht, und dass eine explizite Lösung dieser Gleichung immer unabhängig von der Anzahl T von Sende-Antennen gefunden werden kann.
Als weitere Erläuterung und Beispiel kann die vorstehend beschriebene orthogonale 4 mal 4-Matrix-STBC-Anordnung mit QPSK-(das heißt M = 4-) Modulation und Gray-Codierung verwendet werden, wobei die QPSK-Symbole in der Form: xm = (Θm,r + Θm,j)/√2dargestellt sind, worin m = 1, 2, 3 und Θ_r und Θ_j die reellen und imaginären Phasen-Komponenten der jeweiligen Symbole bezeichnen. Entsprechend kann die STBC-Matrix H_x(x₁, x₂, x₃) in der folgenden Form geschrieben werden: Hx(x1, x2, x3) = (M1,rΘ1,r + M1,jΘ1,j + M2,rΘ2,r + M2,jΘ2,j + M3,rΘ3,r + M3,jΘ3,j)/√2worin:
Der entsprechende Decodierungs-Algorithmus wird durch die folgenden Gleichungen beschrieben: Θm,r = sign⟦real[Yi'Mm,rYi-1]⟧, Θm,j = sign⟦real[Yi'Mm,jYi-1]⟧, m = 1, 2, 3
Simulationen der Sender- und Empfänger-Anordnungen gemäß Ausführungsformen der Erfindung, wie sie beispielsweise vorstehend beschrieben wurden, haben gezeigt, dass diese eine gewünschte Betriebseigenschaft hinsichtlich der Bit-Fehlerrate (BER) und der Rahmen-Fehlerrate (FER) haben, wobei diese um 3 dB unter denen einer Raum-Zeit-Block-Codierungs-Anordnung mit einer perfekte Kanal-Abschätzung liegen. Es ist zu erkennen, dass die letztere ein theoretisches Ideal ist, das nicht verwirklicht werden kann, dass in der Praxis Kanal-Abschätz-Fehler auftreten, die eine große Betriebsverhalten-Beeinträchtigung bei bekannten STBC-Systemen hervorrufen können, und dass auch bei derartigen Systemen ein erheblicher Teil der Ressourcen für den Pilot-Kanal oder Symbole erforderlich ist, die für die Synchronisation und Kanal-Abschätzung verwendet werden. Entsprechend ist es für Anordnungen gemäß der Erfindung möglich, ein besseres BER-Betriebsverhalten als praktisch ausgeführte STBC-Systeme unter Verwendung der Kanal-Abschätzung zu erreichen, und gleichzeitig eine Lösung zu schaffen, die sehr einfach in den Sender und den Empfänger implementiert werden kann, und die auf Sender mit unterschiedlichen Sende-Antennen anwendbar ist.
Es ist weiterhin zu erkennen, dass die Betriebsleistung eines Systems, das eine Anordnung gemäß der Erfindung beinhaltet, weiter dadurch verbessert werden kann, dass die vorstehend beschriebene differenzielle STBC-Codierung mit einem Kanal-Codierer verkettet wird, der beispielsweise einen Turbo-Codierer bekannter Form umfasst. Beispielsweise können in diesem Fall in dem Sender die Eingangs-Bits, die seriell dem S-P-Wandler 10 oder parallel dem Eingang der M-PSK-Umsetzungs-Funktion 12 zugeführt werden, beispielsweise über einen Block-Verschachteler bekannter Form von dem Ausgang eines Turbo-Codierers abgeleitet werden, der ebenfalls eine bekannte Form aufweist. In dem Empfänger können entsprechend die abgeschätzten Bits, die von dem Decodierer 56 als Ausgangssignal geliefert werden, weiche Werte (Wahrscheinlichkeiten oder Wahrscheinlichkeits-Verhältnisse) umfassen, die beispielsweise über einen Block-Entschachteler bekannter Form einem Kanal-Decodierer, ebenfalls von bekannter Form zugeführt werden. Die Verkettung der Turbo- und STBC-Codierung ist beispielsweise aus der Veröffentlichung von G. Bauch „Concatenation of Space-Time Block Codes and „Turbo"-TCM", Proceedings of the International Conference on Communications, ICC'99, Seiten 1202–1206, Juni 1999 bekannt.
Obwohl spezielle Ausführungsformen der Erfindung vorstehend ausführlich beschrieben wurden, ist es verständlich, dass diese und vielfältige andere Modifikationen, Abänderungen und Anpassungen innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung durchgeführt werden können, wie er in den Ansprüchen definiert ist.

Claims

Verfahren zur differenziellen Raum-Zeit-Block-Codierung mit den folgenden Schritten: Erzeugen (40), aus zu codierenden Symbolen, aufeinanderfolgender Raum-Zeit-Blöcke H_x(X_i) jeweils von T Symbolen in aufeinanderfolgenden Symbol-Intervallen auf jedem von T Pfaden entsprechend einer orthogonalen T mal T-Matrix H_x, worin T eine ganze Zahl größer als eins ist, X_i die in einem Raum-Zeit-Block zu codierenden Symbole darstellt, und i eine ganze Zahl ist, die jeden Raum-Zeit-Block identifiziert; Erzeugen (42) von differenziell codierten Raum-Zeit-Ausgangsblöcken H_z,i von jeweils T Symbolen in aufeinander folgenden Symbol-Intervallen an jedem von T Ausgangspfaden; und Verzögern (44) der differenziell codierten Raum-Zeit-Ausgangsblöcke H_z,i zur Erzeugung jeweiliger verzögerter Blöcke H_z,i-1, wobei jeder differenziell codierte Raum-Zeit-Ausgangsblock H_z,i durch eine Matrix-Multiplikation (42) des Blockes H_x(X_i) mit dem verzögerten Block H_z,i-1 erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem T = 2 ist und zwei Symbole in jedem Raum-Zeit-Block codiert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem T = 4 ist und drei Symbole in jedem Raum-Zeit-Block codiert werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der Schritt des Erzeugens (42) der aufeinanderfolgenden Raum-Zeit-Blöcke H_x(X_i) eine Multiplikation der zu codierenden Symbole mit einem Normalisierungsfaktor umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die zu codierenden Symbole M-äre Phasenumtastsymbole sind, worin M eine ganze Zahl größer als eins ist.
Differenzieller Raum-Zeit-Block-Codierer mit: einem Raum-Zeit-Block-Codierer (40), der auf zu codierende Symbole anspricht, um aufeinanderfolgende Raum-Zeit-codierte Blöcke zu erzeugen; einem Matrix-Multiplizierer (42) mit einem ersten Eingang für die aufeinanderfolgenden Raum-Zeit-codierten Blöcke, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der differenziell codierte Raum-Zeit-Blöcke liefert; und einer Verzögerungseinheit (44) zur Lieferung jedes differenziell codierten Raum-Zeit-Blockes von dem Ausgang des Matrix-Multiplizierers an den zweiten Eingang des Matrix-Multiplizierers mit einer Verzögerung von einem Raum-Zeit-Block; wobei der Matrix-Multiplizierer (42) jeden Raum-Zeit-codierten Block mit einem unmittelbar vorhergehenden differenziell codierten Raum-Zeit-Block multipliziert, um einen laufenden differenziell codierten Raum-Zeit-Block zu erzeugen.
Codierer nach Anspruch 6, bei dem der Raum-Zeit-Block-Codierer (40) so angeordnet ist, dass er jeden Raum-Zeit-codierten Block mit zwei Symbolen in aufeinanderfolgenden Symbol-Intervallen auf jedem von zwei Pfaden als Antwort auf zwei zu codierende Symbole erzeugt.
Codierer nach Anspruch 6, bei dem der Raum-Zeit-Block-Codierer (40) so angeordnet ist, dass er jeden Raum-Zeit-codierten Block mit vier Symbolen in aufeinanderfolgenden Symbol-Intervallen auf jeden von vier Pfaden als Antwort auf drei zu codierende Symbole erzeugt.
Codierer nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei dem der Raum-Zeit-Block-Codierer (40) so angeordnet ist, dass er die zu codierenden Symbole mit einem Normalisierungsfaktor multipliziert.
Codierer nach einem der Ansprüche 6 bis 9, der weiterhin eine M-äre Phasenumtastfunktion (12) umfasst, worin M eine ganze Zahl größer als eins ist, und die so angeordnet ist, dass die zu codierenden Symbole erzeugt werden.
Verfahren zur Decodierung von Symbolen, die in jeweiligen Symbol-Intervallen als Antwort auf die Aussendung von T Antennen von differenziell codierten Raum-Zeit-Blöcken empfangen werden, die durch das Verfahren nach Anspruch 1 erzeugt werden, mit den folgenden Schritten: Liefern (54) von T empfangenen Symbolen jedes codierten Raum-Zeit-Blockes; und Erzeugen (58) von decodierten Symbolen X ^i gemäß: Yi = kHx(X ^i)Yi-1 worin Y_i ein Vektor von T Symbolen eines laufenden codierten Raum-Zeit-Blockes i ist, Y_i-1 ein Vektor mit T Symbolen eines unmittelbar vorhergehenden codierten Raum-Zeit-Blockes i-1 ist, i eine ganze Zahl ist, k eine Skalierungs-Konstante ist, und H_x die orthogonale T mal T Raum-Zeit-Block-Codierungs-Matrix ist.
Verfahren nach Anspruch 11, bei dem T = 2 ist, y_1,i und y_2,i empfangene Symbole des codierten Raum-Zeit-Blockes i sind, und der Schritt der Erzeugung der decodierten Symbole X ^i die Multiplikation (58) einer Matrix
umfasst.
Decodierer zur Decodierung von Symbolen, die in jeweiligen Symbol-Intervallen als Antwort auf die Aussendung von differenziell codierten Raum-Zeit-Block empfangen werden, die durch den Codierer nach Anspruch 6 erzeugt werden, mit: Einrichtungen (50) zur Lieferung empfangener Symbole jedes codierten Raum-Zeit-Blockes i, die durch einen Vektor Y_i dargestellt sind; eine Verzögerungseinheit (52) zur Lieferung einer Verzögerung von einem Raum-Zeit-Block zur Lieferung von empfangenen Symbolen eines unmittelbar vorhergehenden codierten Raum-Zeit-Blockes i-1, der durch einen Vektor Y_i-1 dargestellt ist; und Einrichtungen (54, 58) zur Erzeugung decodierter Symbole X ^i gemäß einer Gleichung: Yi = kHx(X ^i)Yi-1 worin k eine Skalierungs-Konstante ist und H_x eine orthogonale Matrix ist, die die Raum-Zeit-Block-Codierung durch den Codierer darstellt.
Decodierer nach Anspruch 13, bei dem die Einrichtung zur Erzeugung der decodierten Symbole X ^i einen Multiplizierer (58) umfasst, der zur Multiplikation einer Matrix
mit einem Vektor
umfasst, worin y_1,i und y_2,i die empfangenen Symbole des codierten Raum-Zeit-Blockes i sind.