DE60224672T2 - Übertragungsverfahren und einrichtung in einem funkkommunikationsnetz - Google Patents

Übertragungsverfahren und einrichtung in einem funkkommunikationsnetz Download PDF

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Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungssystem zum Übertragen eines Informationssignals über eine Anzahl Subkanäle von einem Sender zu einem Empfänger, wobei wenigstens ein erster Kanal der Subkanäle eine höhere Kapazität hat als wenigstens ein zweiter Kanal der Subkanäle, wobei der Sender einen Demultiplexer zum Demultiplexen des Informationssignals in eine Anzahl Informationssubsignale aufweist, wobei der Sender weiterhin einen Kanalcodierer zum Codieren der Informationssubsignale in codierte Informationssubsignale aufweist, wobei jedes codierte Informationssubsignal über einen der Subkanäle zu dem Empfänger übertragen wird, wobei der Empfänger einen Kanaldecoder zum aufeinander folgenden Decodieren der empfangenen codierten Informationssubsignale aufweist.
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich weiterhin auf einen Sender zum Übertragen eines Informationssignals über eine Anzahl Subkanäle zu einem Empfänger, auf einen Empfänger zum Empfangen codierter Informationssubsignale über eine Anzahl Subkanäle von einem Sender, auf ein Verfahren zum Übertragen eines Informationssignals über eine Anzahl Subkanäle zu einem Empfänger und auf ein Verfahren zum Empfangen codierter Informationssubsignale über eine Anzahl Subkanäle von einem Sender.
  • Ein derartiges Übertragungssystem ist aus der Europäischen Patentveröffentlichung EP 0 951 091 A2 bekannt. Bei diesem bekannten Übertragungssystem werden viele Übertragungsantennen verwendet zum Übertragen von Strömen codierter Symbole (d. h. der codierten Informationssubsignale), die aus derselben Datenquelle (d. h. dem Informationssignal) herrühren. Bei dem Empfänger werden diese vielen Ströme mit Hilfe vieler Empfangsantennen empfangen und nacheinander durch Entfernung der Datenströme, die in vorhergehenden Stufen decodiert wurden, und durch Löschung der restlichen Datenströme decodiert, wegen der vielen Empfangsantennen, über räumliche (Raum-Zeit oder Raum-Frequenz) Interferenzlösung decodiert. Ein derartiges Schema wird oft als geordnetes aufeinander folgendes Interferenzlöschschema (OSIC) bezeichnet.
  • Die Kapazität (der Durchfluss) des bekannten Übertragungssystems ist begrenzt.
  • Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Übertragungssystem mit einer höheren Übertragungskapazität als das bekannte Übertragungssystem zu schaffen.
  • Diese Aufgabe wird erfüllt durch das Übertragungssystem mit einem Sender und einem Empfänger nach Anspruch 1 und 4, wobei das genannte Übertragungssystem dadurch gekennzeichnet ist, dass der Demultiplexer zum Demultiplexen des Informationssignals in eine Anzahl teilweise überlappender Informationssubsignale mit geteilten und nicht-geteilten Informationssignalen vorgesehen ist, wobei für jedes Subsignal eine Verteilung der geteilten Informationselemente an die Kapazitäten der Subkanäle angepasst wird, wie von dem Empfänger angeordnet, wobei der Kanaldecoder vorgesehen ist zum Decodieren eines codierten Informationssignals, empfangen über den zweiten Kanal der Subkanäle durch Einverleibung geteilter Informationselemente bereits decodierter Informationssubsignale, wobei der Kanaldecoder eine Anzahl Decoder aufweist, wobei die bereits decodierten Informationssubsignale über den wenigstens einen Kanal der Subkanäle empfangen worden sind und die Größe der Elemente, die nicht zwischen dem ersten und dem zweiten Kanal der Subkanäle geteilt worden sind, der Kapazität des zweiten Kanals der Subkanäle entspricht. Es wird nun eine Aufstellung des bekannten Übertragungssystems mit zwei Subkanälen betrachtet. Es wird vorausgesagt, dass zwei Datenströme über zwei Subkanäle mit den betreffenden Kapazitäten C1 und C2 übertragen (gemessen in Benutzerbits oder Informationsbits je Kanalbenutzung), und diese Kapazitäten C1 und C2 sind dem Sender bekannt. Es wird aber vorausgesetzt, dass die Assoziation zwischen den übertragenen Strömen und dem Subkanal dem Sender nicht bekannt ist. Beim Empfänger können die Datenströme nacheinander in beliebiger Reihenfolge, nicht aber gleichzeitig, decodiert werden. Um deutlich zu sein, die maximal erzielbare Kapazität des bekannten Systems ist an der Oberseite begrenzt (C1 + C2). Eine unkomplizierte Annäherung ist, zwei unabhängige Sätze von Benutzerbits zum Codieren der beiden Datenströme zu verwenden. Da die Assoziation zwischen den Datenströmen und den Subkanälen dem Sender nicht bekannt ist, ist die Bitrate jedes Datenstroms auf das Minimum der Kapazitäten begrenzt: min(C1, C2). Wenn eine höhere Bitrate verwendet werden soll, gäbe es die Gefahr, Daten zu verlieren. Die maximale kumulative Bitrate über zwei Subkanäle ist deswegen 2 min(C1, C2). Diese Rate ist kleiner als die obere Grenze (C1 + C2) um einen Faktor |C1 – C2|.
  • Es wird vorausgesetzt, ohne Verlust an Allgemeinheit, dass C1 ≥ C2 ist. Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die komplette Kapazität (C1 + C2) durch Codierung der Datenströme mit zwei sich kreuzenden Benutzersätzen gleicher Größe erreicht werden kann. Insbesondere können die Anzahlen unabhängiger Bits (nicht geteilter Informationselemente) und gemeinsamer Bits (geteilter Informationselemente) innerhalb jedes Stromes derart selektiert werden, dass die beiden Ströme eine gleiche Bitrate C1 haben, während die bedingte Bitrate eines ersten Stromes, der den zweiten Strom gibt (d. h. nur die unabhängigen/unbekannten Bits des ersten Bitstroms) gleich C2 ist. Mit anderen Worten, die gesamte Anzahl Benutzerbits, die einen Datenblock für jeden Strom codieren, ist NC1 und die Anzahl gemeinsamer Bits innerhalb der zwei Blöcke ist N(C1 – C2), wobei N die Anzahl betroffener Kanalbenutzungen (oder Signaldimensionen) ist. Dieses Prinzip ist in 1 illustriert, wobei die Sätze Benutzerbits, die zwei Datenströme codieren, durch zwei Ovale dargestellt sind. Jeder Satz Benutzerbits definiert ein Codewort von N Kanalsymbolen, von einem Code, der mit den Kanaleigenschaften Übereinstimmt. So soll beispielsweise ein Gaußscher Code (auf ideale Weise) für einen additiven weißen Gaußschen Rausch (AWGN) Kanal verwendet werden. Es sei bemerkt, dass die gesamte Anzahl über zwei Subkanäle übertragener Benutzerbits N(C1 + C2) beträgt, und folglich ist die gesamte Bitrate (C1 + C2).
  • Beim Empfänger werden diese Datenströme nacheinander decodiert, ausgehend von dem besten Subkanal, in unserem Beispiel dem Subkanal mit der Kapazität C1. Genau gesagt, Decodierung des besten Subkanals ergibt alle NC1 Benutzerbits. Wegen der Kreuzung zwischen den zwei Sätzen Benutzerbits, ist die restliche Anzahl unbekannter Benutzerbits des zweiten (schlechteren) Subkanals N C2. Folglich ist die bedingte Bitrate über den zweiten Subkanal, nach Decodierung des ersten Subkanals C2. Da diese Rate der Kapazität des zweiten Subkanals entspricht, können die restlichen N C2 Benutzerbits des zweiten Datenstroms decodiert werden.
  • In einem Beispiel des Übertragungssystems nach der vorliegenden Erfindung ist der Demultiplexer vorgesehen zum Demultiplexen des Informationssignals in die Anzahl teilweise überlappender Informationssubsignale entsprechend dem Benutzerbitaufteilungsalgorithmus. Dieser Algorithmus gewährleistet, dass die bedingten Raten der danach decodierten Subsignale, welche die vorher decodierten Subsignale ergeben, mit den Durchflüssen der Subkanäle übereinstimmen, wie von dem Empfänger verordnet.
  • In einer anderen Ausführungsform des Übertragungssystems nach der vorliegenden Erfindung umfasst der Sender weiterhin einen Verschachtler, der zwischen dem Demultiplexer und dem Kanalcodierer vorgesehen ist, wobei der Verschachtler zum Verschachteln der Informationssubsignale vorgesehen ist, wobei der Kanalcodierer zum Codieren der verschachtelten Informationssubsignale in die codierten Informationssubsignale vorgesehen ist. Dieser Verschachtler soll auf homogene Weise die geteilten Informationselemente innerhalb des Stromes aller Eingangsinformationselemente streuen, damit auf effiziente Art und Weise die geteilten Informationselemente, bekannt aus den vorhergehend decodierten Strömen zur Decodierung des aktuellen Stroms verwendet werden können.
  • Bei einer weiteren Ausführungsform des Übertragungssystems nach der vorliegenden Erfindung ist der Kanaldecoder zum Decodieren eines empfangenen codierten Informationssubsignals vorgesehen, und zwar durch Einverleibung geteilter Informationselemente des jüngsten decodierten Informationssubsignals. In einem derartigen Fall kann die jüngste Aktualisierung bei einem geteilten Informationselement alle verfügbaren Schätzungen (Beständigkeitsmaßnahmen) an den Informationselementen, die durch die vorher decodierten Subströme geteilt sind, einverleiben, wodurch auf diese Weise die hochste Zuverlässigkeit dieser Informationselemente geschaffen wird.
  • Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
  • 1 eine Darstellung zweier sich teilweise deckender Sätze mit Benutzerbits, die das Konzept teilweise überlappender Informationssubsignale 23 illustrieren,
  • 2 ein Blockschaltbild eines Übertragungssystems 10 nach der vorliegenden Erfindung,
  • 3 und 5 je ein Blockschaltbild von Ausführungsformen eines Senders 12 nach der vorliegenden Erfindung,
  • 4 ein Blockschaltbild eines bekannten Senders 12,
  • 6 ein Blockschaltbild eines bekannten drahtlosen Empfängers 16,
  • 7 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Empfängers 16 nach der vorliegenden Erfindung,
  • 8 bis 13 einige Graphiken, welche die Leistung eines Übertragungssystems 10 nach der vorliegenden Erfindung illustrieren.
  • In den Figuren sind identische Elemente durch dieselben Bezugszeichen angegeben.
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungssystem 10, wie in 2 dargestellt, wobei dieses Übertragungssystem 10 mehrere Subkanäle verwendet zum Liefern von Information von einem Sender 12 zu einem Empfänger 16. Die Signale von verschiedenen Subkanälen werden nacheinander decodiert. Die Reihenfolge der Decodierung wird bei dem Empfänger 16 definiert und ist dem Sender 12 unbekannt. Es wird vorausgesetzt, dass der Sender 12 im Bilde ist über das Ordnungsprinzip und über einige Eigenschaften der Ordnungsfolge von Subkanälen wie Statistiken (beispielsweise Rayleigh Fading) der Kapazitäten (maximaler Durchfluss) der geordneten Subkanäle. Auf alternative Weise kann der Sender 12 im Bilde sein über den Rauschabstand (SNR/SINR) der geordneten Subkanäle. Die Reihenfolge der Decodierung für jede Verwirklichung von Subkanälen ist beliebig, nach dem Sender 12. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Kanalcodierungsstrategie, welche die bekannten Eigenschaften der Subkanäle benutzt um die Leistung eines derartigen Mehrkanal-Übertragungssystems 10 zu verbessern. Diese Kanalcodierungsstrategie umfasst eine Codierer- und eine Decoderarchitektur. Die allgemeine Codierungsstrategie wird weiterhin angewandt um die Leistung drahtloser Übertragungssysteme zu verbessern, die mehrere Sendeantennen benutzen um mehrere parallele Datenströme zu übertragen, und mehrere Empfangsantennen mit einer geordneten Extraktion der übertragenen Ströme beim Empfänger, bekannt als geordnete aufeinander folgende Interferenzlöschung (OSIC).
  • Erstens wird die Basisidee der vorgeschlagenen Kanalcodierungsstrategie erläutert. Dazu wird eine Aufstellung mit zwei Subkanälen betrachtet. Es wird vorausgesetzt, dass zwei Datenströme über zwei Subkanäle mit den betreffenden Kapazitäten C1 und C2 übertragen werden (gemessen in Benutzerbits oder Informationsbits je Kanalverwendung), und diese Kapazitäten C1 und C2 sind dem Sender 12 bekannt. Es wird aber vorausgesetzt, dass die Assoziation zwischen den übertragenen Strömen und dem Subkanal bei dem Sender 12 nicht bekannt ist. Bei dem Empfänger 16 können die Datenströme nacheinander in beliebiger Reihenfolge decodiert werden, nicht aber gleichzeitig. Deutlich gesagt: die maximal erzielbare Kapazität eines derartigen Systems ist an der Oberseite begrenzt durch (C1 + C2). Eine unkomplizierte Annäherung ist, zwei unabhängige Sätze Benutzerbits zum Codieren der beiden Datenströme zu verwenden. Da die Assoziation zwischen den Datenströmen und den Subkanälen bei dem Sender 12 nicht bekannt ist, ist die Bitrate jedes Datenstroms durch das Minimum der Kapazitäten begrenzt: min(C1, C2). Wenn eine höhere Bitrate verwendet werden sollte, gäbe es die Gefahr, Daten zu verlieren. Die maximale kumulative Bitrate über zwei Subkanäle ist deswegen 2 min(C1, C2). Diese Rate ist kleiner als die obere Begrenzung (C1 + C2), und zwar um einen Faktor |C1 – C2|. Die nachstehend beschriebene Kanalcodierungsstrategie ermöglicht es, dass die komplette Kapazität (C1 + C2) benutzt wird.
  • Es wird vorausgesetzt, dass ohne Verlust der Allgemeinheit, C1 ≥ C2 ist. Die Datenströme können mit zwei teilweise überlappende Sätze von Benutzerbits gleicher Größe codiert werden. Insbesondere selektieren wir die Anzahlen unabhängiger Bits (nicht-geteilter Informationselemente) und gemeinsamer Bits (geteilter Informationselemente) innerhalb jedes Stroms, so dass die beiden Ströme eine gleiche Bitrate C1 haben, während die bedingte Bitrate eines ersten Stromes, der den zweiten Strom gibt (d. h. nur die unabhängigen/unbekannten Bits des ersten Stroms), gleich C2 ist. Mit anderen Worten die gesamte Anzahl Benutzerbits, die einen Datenblock für jeden Strom codieren, ist N C1 und die Anzahl gemeinsamer Bits innerhalb der zwei Blöcke ist N(C1 – C2), wobei N die Zahl betreffender Kanalbenutzungen (oder Signaldimensionen) ist. Dieses Prinzip ist in 1 dargestellt, wobei die Sätze Benutzerbits, die zwei Datenströme codieren, durch zwei Ovale dargestellt sind. Jeder Satz Benutzerbits definiert ein Codewort von N Kanalsymbolen, von einem Code, der mit den Kanaleigenschaften Übereinstimmt. So soll beispielsweise ein Gaußscher Code (auf ideale Weise) für einen additiven weißen Gaußschen Rausch (AWGN) Kanal verwendet werden. Es sei bemerkt, dass die gesamte Anzahl über zwei Subkanäle übertragener Benutzerbits N(C1 + C2) beträgt, und folglich ist die gesamte Bitrate (C1 + C2).
  • Beim Empfänger 16 werden diese Datenströme nacheinander decodiert, ausgehend von dem besten Subkanal, in unserem Beispiel dem Subkanal mit der Kapazität C1. Genau gesagt, Decodierung des besten Subkanals ergibt alle NC1 Benutzerbits. Wegen der Kreuzung zwischen den zwei Sätzen Benutzerbits, ist die restliche Anzahl unbekannter Benutzerbits des zweiten (schlechteren) Subkanals N C2. Folglich ist die bedingte Bitrate über den zweiten Subkanal, nach Decodierung des ersten Subkanals C2. Da diese Rate der Kapazität des zweiten Subkanals entspricht, können die restlichen N C2 Benutzerbits des zweiten Datenstroms decodiert werden.
  • Der allgemeine Fall eines Übertragungssystems 10 mit einer beliebigen Anzahl m Subkanäle, befahl eine aufeinander folgende Codierung der entsprechenden Datenströme bei dem Empfänger 16 und eine bekannte Folge geordneter Kapazitäten ist durch ein Blockschaltbild nach 2 dargestellt. Nach dieser 2 wird der Satz Benutzerbits durch den kanalcodierer 8 in m parallele Ströme codiert, die über einen m Eingang m Ausgangskanals 14 übertragen werden. Dieser Kanal 14 wird durch eine Permutation π der m übertragenen Ströme dargestellt, denen m parallele Subkanäle mit den betreffenden Kapazitäten C1...Cm folgen. Der Satz Kapazitäten ist dem Empfänger 16 und dem Sender 12 bekannt, während die Permutation π nur dem Empfänger 16 bekannt ist. Der Sender 12 behandelt π als eine beliebige Permutation (insbesondere wird π als einheitlich verteilt über den Satz von m möglichen Permutationen vorausgesetzt). Ohne Verlust der Allgemeinheit können wird voraussetzen, dass die empfangenen Ströme derart geordnet sind, dass C1 ≥ ... ≥ Cm ist. Bei dem Empfänger 16 werden diese Ströme nacheinander durch m Decoder 18 decodiert, so dass der n. Decoder 18 die Kenntnisse der Benutzerbits benutzt, die von den vorhergehenden (n – 1) Decoder 18 wiederhergestellt sind, 1 < n ≤ m. Die m Decoder 18 und ihre gegenseitigen Verbindungen bilden einen Kanaldecoder.
  • In dem Untenstehenden beschreiben wir die Codierungs/Decodierungsstrategie für den mehrfachen Eingang mehrfachen Ausgangskanal (MIMO) 14 in 2 und spezifizieren den maximalen Durchfluss, der mit dieser Strategie erreichbar ist. Zum Spezifizieren der Kapazität dieses Kanals 14 müssen wird einen endlichen Differenzoperator definieren ∇({Sk}1≤k≤m, n) der Größenordnung 0 ≤ n < m, angewandt auf eine Sequenz {Sk}1≤k≤m reeller Werte: ∇({Sk}1≤k≤m,0) = {Sk}1≤k≤m, ∇({Sk}1≤k≤m, 1) = {Sk – Sk+1}1≤k≤m, ∇({Sk}1≤k≤m, n + 1) = ∇(∇({Sk}1≤k≤m, n), 1), 0 ≤ n < m. (1)
  • Die mit der vorgeschlagenen Kanalcodierungsstrategie erreichbare Kapazität CΣ entspricht dem Maximum der Summe positiver Werte C 1...Cm, die zwei Bedingungen erfüllen, und zwar: C k ≤ Ck, 1 ≤ k ≤ m und ∇({C k}1≤k≤m, n) ≥ 0, 0 ≤ n < m. Mit anderen Worten: CΣ = max(C 1 + ... + C m : C k ≤ Ck, 1 ≤ k ≤ m, ∇({C k}1≤k≤m, n) ≥ 0, 0 ≤ n < m) (2)
  • Die oben erläuterte Kanalcodierungsstrategie für m = 2 erstreckt sich über eine beliebige m. Als erster Schritt spezifizieren wir einen Satz C 1...C m, der die zwei oben genannten Bedingungen mit der maximal möglichen Summe (C 1 + .... + C m). Dieses Problem kann durch eine Standard lineare Programmierung gelöst werden. Für einen bestimmten Satz Kapazitäten C 1...C m und die Anzahl Kanalverwendungen N spezifizieren wir m kreuzende Sätze Informationsbits, I1...Im, die über m Subkanäle übertragen werden müssen, und zwar entsprechend dem nachstehend spezifizierten Bitaufteilungsalgorithmus (UBP) des Benutzers. In der Beschreibung dieses Logarithmus und nachstehend durch das ganze Dokument hindurch verwenden wir die nachfolgenden Notierungen:
    • Figure 00080001
      – Größe des Satzes (Anzahl Bits innerhalb des Satzes)
    • Figure 00080002
      – untere ganzzahlige Begrenzung eines nicht negativen Wertes
    • ∩ – Schnittpunkt von Sätzen
    • ∪ – Einheit von Sätzen
    • ⊂ – Einschlussbeziehung
    • Figure 00080003
      – komplementärer Teil des Satzes (.) z. B. Elemente, die nicht in (.) sind
    • Figure 00080004
      – Komplement des Subsatzes {l1, ..., ln} ⊂ {1, ..., n} bis {1, ..., n}
    Figure 00080005
    Figure 00090001
  • Benutzer Bitaufteilungsalgorithmus
  • Jeder Satz Ik kann als einen Satz von Indizes der Benutzerbits innerhalb des Datenblocks interpretiert werden, die über den k. Subkanal übertragen werden, 1 ≤ k ≤ m. Folglich können die Sätze I1...Im off-line spezifiziert werden, wenn der Satz Kapazitäten C1...Cm gegeben ist, die dem MIMO Kanal 14 kennzeichnen. Ein allgemeines Blockschaltbild des Senders 12 ist in 3 dargestellt. Erstens wird der zu übertragende Datenblock (d. h. die Benutzerbits des Informationssignals 21) aufgeteilt/gedemultiplext, und zwar durch einen Demultiplexer 20 in m Ströme/Informationssubsignale 23, entsprechend dem UBP Algorithmus 22. In Wirklichkeit enthält jeder dieser Ströme 23 D1 Benutzerbits und alle m Ströme teilen sich Dn Benutzerbits, 1 < n ≤ m. Diese m Ströme 23 können weiter in Sequenzen von Kanalsymbolen 25 mit identischen Codes durch m Codierer 24 codiert werden; diese Codes sollen an die Kanaleigenschaften angepasst werden. Die m Codierer bilden den Kanalcodierer 8. Beim Empfänger 16 sind die codierten Sequenzen mit Symbolen 25 (für codierte Informationssubsignale 25) entsprechend den Kapazitäten C1...Cm geord net und werden danach decodiert, wie in 2 angegeben. Hier können alle m Decoder 18 identische Strukturen haben. Weiterhin benutzt der Decoder 18 des m. Stromes die bekannten Dn Benutzerbits aus dem n. Eingangsstrom, die er sich mit vorhergehenden (n – 1) Strömen teilt, 1 < n ≤ m.
  • Es lässt sich darlegen, dass ein derartiges Schema mit optimal gewählten Codes und mit den richtigen Decodierungsalgorithmen die Möglichkeit inne hat, die Kapazität CΣ =, spezifiziert in (2) zu erreichen. Die Wahl des Codierers/Decoders für jeden Datenstrom verdient spezielle Aufmerksamkeit. Beliebige Codes mit einer maximalen Wahrscheinlichkeit (ML), die bei dem Empfänger decodieren, beinhalten den maximalen Durchfluss. Die Codierung und Decodierung ist aber für diese Codes nicht möglich. Eine praktische Wahl von Codes und entsprechender Decodierungsalgorithmen ist abhängig von den erwünschten Leistungscharakteristiken (Bit- und Framefehlerraten) und Komplexität/Speicherbegrenzungen. In vielen Fällen scheint jeder Subkanal ein skalarer Kanal mit wohlverstandenen Eigenschaften zu sein, was zu den Standardcodes führt. Einige Beispiele von praktischer Bedeutung werden nachstehend beschrieben.
  • Erstens wird ein Übertragungssystem mit MIMO Schwundkanälen mit additivem Gaußschem Rauschen beschrieben. In diesem Kontext wird vorausgesetzt, dass das Signal an dem Ausgang jedes Subkanals durch eine lineare Kombination der in allen Subkanälen übertragenen Symbole und eines additiven Gaußschen Rauschens. In einem derartigen Szenario mit einer geeigneten Verarbeitung bei dem Empfänger 16, kann jeder Subkanal als einen skalaren Kanal beschädigt durch eine restliche Zwischensubkanalinterferenz und ein additives Gaußsches Rauschen. Die gemeinsam angewandte Codierungsstrategie besteht aus einer Bitraumcodierung (FEC Codierer), wobei die codierten Bits in Kanalsymbole abgebildet werden und wobei diese Symbole in einen Kanal gesetzt werden (Modulation). Der letzte Schritt ist von den Kanaleigenschaften abhängig. Meistens wird Modulation in der Zeitdomäne (Einzelträgersystem) oder in der Frequenzdomäne (Mehrfachträgersystem) durchgeführt. In den beiden Fällen kann Streuung derart angewandt werden, dass verschiedene Kanalsymbole sich verschiedene Kanalbenutzungen in der Zeit- oder in der Frequenzdomäne teilen (was zu einer direkten Sequenz bzw. zu einer Mehrfachträgerstreuspektrumübertragung führt). Die Wahl des Kanalsymbolalphabets (Signalisierung) ist von der gewünschten spektralen Effizienz und der FEC Rate abhängig. Die gemeinsam angewandten Signalisierungsschemen sind: BPSK, QPSK, 8-PSK und 2k-QAM mit k ≥ 2. Es sei bemerkt, dass die vorgeschlagene Codierungsstrategie für derartige MIMO Schwundkanäle angewandt werden kann. Dazu muss man den Satz mit Kapazitäten C1...Cm spezifizieren, die durch das Signal-Interferenzverhältnis plus Signal-Rauschverhältnis (SINR) innerhalb der betreffenden Subkanälen kennzeichnend sind. Im Falle von Schwundkanälen kann das SINR dem Sender 12 unbekannt sein. Die Standardannäherung ist Ausfallwerte von SINR zu verwenden, die entsprechend den erwarteten statistischen Eigenschaften des Schwundes gewählt worden sind, wie eine untere Begrenzung des wirklich unbekannten SINR für alle ausgenommen einem kleinen Subsatz von Ausfallkanälen. Es sei bemerkt, dass der Ausfallwert von SINR/Kapazität/usw. der Wert von SINR/Kapazität/usw. ist, für den die Ausfallrate einem bestimmten Prozentsatz der Fälle/Zeit ist, wenn die wirkliche SINR/Kapazität/usw. des Systems schlimmer ist als der Ausfallwert.
  • Die FEC Codierungsstrategien, die meistens für Kanäle mit Gaußschem Rauschen angewandt werden, sind die Standardfaltungscodes und, seit Kurzem, parallele und serielle verkettete verschachtelte (Turbo) Codes und Paritätskontrollcodes geringer Dichte (LDPC). Obschon all diese Codes innerhalb der Codierer 24 in 3 einverleibt sein können, kann die Effizienz unserer Annäherung von den Eigenschaften des gewählten FEC Codes abhängig sein. Tatsächlich ist die Fehlerkorrekturfähigkeit der bekannten Benutzerbits beim Eingang der FEC Codierer 24 von dem Bereich typischer Fehlermuster abhängig, welche die bekannten Bits betreffen. In dem Fall zufallsartiger Codes, wie LDPC- und Turbocodes, haben typische Fehlermuster einen Bereich eines wesentlichen Teils der codierten Bits. Deswegen wird erwartet, dass jedes bekannte Bit beim Eingang des Codierers 24 einen globalen Fehlerkorrektureffekt über den ganzen Code hat (anders als einen örtlichen Effekt im falle von Faltungscodes). Deswegen wird erwartet, dass die Verwendung von Turbocodes, LDPC oder ähnlichen Codes FEC Codes für das in diesem Dokument beschriebene allgemeine MIMO Codierungsschema besonders günstig sein wird. Für derartige FEC Codes können diese Benutzerbits am Eingang des n. Codierers 24, die auch einen Beitrag zu den Eingängen einer anderer Codierer 24 liefern, innerhalb des Stromes von Benutzerbits am Eingang des n. Codierers 24 homogen verteilt sein, 1 ≤ n ≤ m. Eine derartige Verteilung kann durch einen (nicht dargestellten) Verschachtler erreicht werden, der zwischen dem Demultiplexer 20 und dem Kanalcodierer 8 vorgesehen ist und wobei dieser Verschachtler eine pseudobeliebige (einheitliche) oder äquidistante Verschachtelung jedes Stromes von Benutzerbits 23 am Ausgang des Demultiplexers 20 vor der FEC Codierung (beispielsweise durch Turbo- oder LDPC-Codes) durchführt, siehe 3. Der Verschachtler kann weiterhin optimiert werden, und zwar abhängig von einem gewählten FEC Code.
  • Das allgemeine Decodierungsschema ist in dem Empfänger 16 nach 2 dargestellt. Dies bedeutet, dass in der n. Decodierungsstufe, der n. Decoder 18 die bekannten Eingangsbits benutzt, die mit Codes geteilt werden, die in den vorhergehenden (n – 1) Stufen decodiert wurden. Eine praktische Implementierung dieser Idee ist abhängig von dem Typ der Codierungs- und der entsprechenden Decodierungsprozedur. Hier unterscheiden wir zwischen weichen und harten Entscheidungsdecodern. Bei harter Entscheidungsdecodierung erzeugt ein FEC Decoder binäre Entscheidungen an den Eingangsbenutzerbits. Diese Entscheidungen an geteilten Bits (Informationselementen) werden bei den nachfolgenden Decodierungsstufen verwendet um die Wahl möglicher Codewörter zu begrenzen.
  • Beispiel: für Faltungscodes rühren binäre Entscheidungen an Eingangsbits meistens von einer ML Sequenzdetektion durch einen Viterbi Algorithmus her. Die Entscheidungen bei den geteilten Bits werden danach in den Viterbi Algorithmus der aufeinander folgenden Decodierungsstufen einverleibt, so dass bei jedem mit dem vorher decodierten geteilten Bit assoziierten Trellis-Abschnitt nur diejenigen Zustandsübergänge in Betracht gezogen werden, die dem decodierten binären Wert entsprechen (wodurch die gesamte Anzahl möglicher Übergänge um 2 reduziert wird, wenn der herkömmliche Viterbi Algorithmus angewandt wird).
  • Bei einer weichen Entscheidungsdecodierung erzeugt ein FEC Decoder (weiche) Echtwertmetriken, die Zuverlässigkeitsmaße der Eingangsbits darstellen. Meistens ist jede weiche Metrik (ein ungefähres) log-wahrscheinliches Verhältnis, d. h. der Logarithmus des Verhältnisses einer aposteriorischen Wahrscheinlichkeit eines Eingangsbits, das 0 ist, zu einer aposteriorischen Wahrscheinlichkeit. Dass dieses Bit 1 ist, was das beobachtete Signal ist. Weiche Metriken sind oft an Decodierungsprozeduren verketteter Codes und iterativer Decodierungsalgorithmen beteiligt. Die Endentscheidung bei dem Eingangsbit wird entsprechend dem Vorzeichen derartiger weicher Metriken getroffen. Wenn weiche Entscheidungen bei den Eingangsbits verfügbar sind, gewährleistet die Verwendung weicher Metriken bei den geteilten Bits in den nachfolgenden Decodierungsstufen, statt binärerer Entscheidungen (oder auf gleiche Weise, sehr großer weicher Werte) im Allgemeinen eine bessere Leistung.
  • Beispiel: weiche Entscheidungsdecodierung wird üblicherweise dazu angewandt, Turbocodes und LDPC Codes iterativ zu decodieren. Für Turbocodes werden die weichen Metriken der Eingangsbits von weichen Eingangs- weichen Ausgangsdecodern (SISO) von Komponentencodes erzeugt. Für LDPC Codes rühren die weichen Metriken von dem sog. Nachrichtendurchlass-Decodierungsalgorithmus her. Wenn derartige FEC Codes innerhalb des in diesem Dokument beschriebenen MIMO Codierungsschemas verwendet werden, werden die weichen Metriken der geteilten Bits, erhalten bei der jüngsten Wiederholung der aktuellen Stufe, zu den nachfolgenden Decodierungsstufen befördert. Bei den nachfolgenden Stufen sollen die auf diese Art und Weise erhaltenen weichen Metriken als apriorische Metriken bei den geteilten Bits verwendet werden oder zu den bestehenden apriorischen Metriken hinzugefügt werden, wenn diese in diesen Decodierungsstufen verfügbar sind.
  • Zum Schluss verwendet in jeder Decodierungsstufe wenn ein bestimmtes Eingangsbit mit mehr als einer der vorhergehenden Stufen geteilt wird, der Decoder vorzugsweise (entweder harte oder weiche) Entscheidungen, die von der jüngsten vorhergehenden Decodierung herrühren, d. h. der Kanaldecoder ist vorzugsweise zum decodieren eines empfangenen codierten Informationssubsignals durch Einverleibung geteilter Informationselemente des jüngsten decodierten Informationssubsignals vorgesehen.
  • Iterative Decodierung kann angewandt werden um die Leistung des vorgeschlagenen MIMO Schemas zu verbessern. Iterative Decodierung des Schemas in 2 bedeutet Wiederholung des ganzen oder jedes Teils des ganzen Decodierungszyklus, der aus der aufeinander folgenden Decodierung von m Subkanälen besteht, wie oben beschrieben. In diesem Fall können die frühen Decodierungsstufen harte/weiche Information bei den geteilten Bits verwenden, erhalten in den nachfolgenden Stufen während der vorhergehenden Wiederholungen. Im Falle von weicher Entscheidungsdecodierung sollen die in anderen Stufen zu verwendenden Zuverlässigkeitswerte entsprechend den Standardregeln für fremde Information berechnet werden, ähnlich wie Turbodecodierung, damit eine Doppelzählung der gleichen Information vermieden wird.
  • Dasselbe Kanalcodierungsprinzip kann auf einen binären MIMO Übertragungskanal angewandt werden. Ein mögliches Szenario ist die Übertragung binärer Nachrichten (Datenpakete) in einem Netzwerk von einem Sender zu einem Empfänger über mehrere Router (Subkanäle). Es wird vorausgesetzt, dass genaue Zuverlässigkeiten ver schiedener Strecken (Wechselwahrscheinlichkeiten der gleichwertigen binären symmetrischen Kanäle) sind dem Sender nicht bekannt, aber die statistischen Eigenschaften (ein Verteilungsgesetz der Wechselwahrscheinlichkeit) sind bekannt, beispielsweise aus Modellierungsergebnissen. Eine Art und Weise mit der Ungewissheit von Zuverlässigkeiten je Subkanal zurecht zu kommen ist, diese Ströme in einer derartigen Reihenfolge zu decodieren, dass die Zuverlässigkeiten der geordneten Subkanäle eine nicht zunehmende Sequenz bilden. In Wirklichkeit gehen Variationen jedes Elementes einer geordneten Sequenz unabhängiger identisch verteilter Zufallswerte zu Null, je nachdem die Sequenzlänge unendlich wird. Folglich kann man Übertragungsraten genau an die (quasi deterministischen) Durchflüsse der geordneten Subkanäle anpassen, vorausgesetzt, dass ihre Anzahl groß genug ist. Obschon der Durchfluss der geordneten Subkanäle als beim Sender durchaus bekannt vorausgesetzt werden kann, ist die Reihenfolge der Extraktion der übertragenen Ströme unbekannt (es sei denn, dass ein Rückkopplungskanal zwischen dem Sender und dem Empfänger verwendet wird um Kanalinformation zu befördern). In einem derartigen Fall fällt der Gesamt MIMO Kanal unter den Rahmen des allgemeinen Schemas nach 2. Weitere Implementierungen können auf den verfügbaren Schemen FEC für binäre symmetrische Kanäle basiert werden (d. h. mit MDS Codes). Dennoch ist es erwünscht, die bestehenden Codierungsschemen anzupassen um den Profit etwaiger Kenntnisse der Eingangsbits zu betonen, und zwar entsprechend der in dem vorliegenden Dokument vorgeschlagenen Kanalcodierungsstrategie.
  • Die oben beschriebene Kanalcodierungsstrategie kann auch zum Steigern des Durchflusses drahtloser Kommunikationssysteme angewandt werden, die mehrere Sende- und Empfangsantennen benutzen. Bei derartigen Systemen werden mehrere Sendeantennen 28 verwendet um Ströme codierter Symbole zu übertragen, die von derselben Datenquelle herrühren. An der Empfängerseite werden diese vielen Ströme erfasst und decodiert, entweder simultan oder nacheinander. Simultane Decodierung verschiedener Ströme ergibt eine sehr hohe rechnerische Belastung, die exponentiell in der gesamten Anzahl Bits je von allen Antennen 28 übertragene Kanalverwendung wächst. Deswegen ist eine simultane Decodierung nur für geringe Datenraten im vergleich zu dem theoretischen Durchfluss realisierbar. In dem vorliegenden Fall fokussieren wir uns auf die aufeinander folgenden Decodierungsschemen, wobei jeder Datenstrom durch Entfernung der Datenströme, die in vorhergehenden Stufen wiederhergestellt worden sind, und durch Löschung der restlichen Datenströme, durch viele Empfangsantennen 40 durch räumliche (Raum-Zeit oder Raum-Frequenz) Interferenzlöschung, wiederhergestellt wird. Insbesondere betrachten wir Schemen mit einer geordneten aufeinander folgenden Interferenzlöschung (OSIC).
  • Ein Basissystem, das das OSIC Prinzip anwendet, ist in der Europäischen Patentveröffentlichung EP 0 951 091 A2 beschrieben. Nach diesem bekannten System wird die gesamte Anzahl Benutzerbits 21 in m symmetrische Ströme 23 gedemultiplext. Jeder Strom 23 erfährt eine identische Codierung (durch die Codierer 24), eine Modulation (durch die Modulatoren 26) und wird von einer der m Sendeantennen 28 übertragen. Ein Blockschaltbild eines derartigen Senders 12 ist in 4 dargestellt. Der Empfänger 16 benutzt M Antennen 40, die M Signalausgangssignale erzeugen. Der Empfänger 16 wendet das OSIC Prinzip an, das in 6 schematisch dargestellt ist. Es wird vorausgesetzt, dass die Übertragungsfunktion des MIMO Kanals beim Empfänger bekannt oder sorgfältig eingeschätzt ist (beispielsweise durch die Standard-Trainingsprozedur, auf Basis der von dem Sender übertragenen Bezugssignale). Diese MIMO Übertragungsfunktion wird von einer M × m Matrix H schematisch beschrieben, deren Eingang Hq,p für die Übertragungsfunktion zwischen der p. Sendeantenne 28 und der q. Empfangsantenne 40 steht. Bei dem frequenzselektiven Schwund sind die Eingänge von H Funktionen, die entweder eine Zeitdomänen- oder eine Frequenzdomänenkennzeichnung des Kanals darstellen. In einer nicht selektiven (flachen) Schwundumgebung hat H komplex bewertete Eingänge.
  • Die empfangenen codierten Informationssubsignale werden in den Demodulatoren 42 demoduliert. Auf Basis des bekannten H extrahiert der Empfänger 16 die m Ströme (Informationssubkanäle) nacheinander aus den demodulierten Strömen 41. In der ersten (meist linken) Schicht oder Stufe (bestehend aus einem MMSE Löscher 44, einem Decoder 46, einem Codierer 48, Multiplizierern 56 und Subtrahierern 60) wird einer der Ströme 41 extrahiert, durch Löschung der Beiträge aus den anderen (m – 1) Strömen 41. Ohne Verlust an Allgemeinheit wird vorausgesetzt, dass der Index des in der ersten Schicht extrahierten Stromes π[1] ist. Bei dem bekannten System wird eine einwandfreie Löschung dieser Ströme erreicht, und zwar durch Projektion des Vektors Hπ[1] = [H1,π[1], ..., HM,π[1]]T (der Exponent (T) steht für eine Matrixtransposition) der Kanalübertragungsfunktionen, die mit diesem Strom assoziiert sind auf denjenigen Teil des m-dimensionalen Signalraums, der zu den Spalten der M × (m – 1) Matrix [H1:M,π[2], ..., H1:M,π[m]] orthogonal ist, welche die Übertragungsfunktionen der anderen Ströme darstellen. Der π[1]. Strom ist ein Ergebnis der linearen Kombination von Signalen von M Antennen 40 mit den Gewichtungen, die durch die Eingänge des projizierten Vektors definiert sind. Dieser Typ von Interferenzlöschung, bekannt als Null-Forcierung, ist nach wie vor suboptimal beim Vorhandensein von Rauschanteilen. Eine bessere Leistung kann mit minimaler quadratischer Fehlerlöschung (MMSE) erreicht werden (in dem MMSE Löscher 44), der den SINR maximiert. Um MMSE Extraktion auf den π[1]. Strom anzuwenden, berechnen wir den m × M Vektor W(1)π[1] = (H*π[1] (σ2s HH* + σ2n IM)–1Hπ[1])–1H*π[1] (σ2s HH* + σ2n IM)–1, (3)wobei der Exponent (*) für eine Matrixverbundene Transponierte steht, wobei IM die M × M Identitätsmatrix ist, wobei σ 2 / n die Umgebungsrauschleistung ist. Der π[1]. Strom ist ein Ergebnis linearer Kombination von Signalen aus M Antennen 40 mit Gewichtungen, die durch die betreffenden Eingaben von W(1)π[1] definiert werden. Wenn das Umgebungsrauschen bei verschiedenen Antennen nicht korreliert ist, führt MMSE Löschung zu dem höchst möglichen SINR: SINR(1)π[1] = (H*π[1] (σ2s HH* + σ2n IM)–1Hπ[1])–1 – 1]–1. (4)
  • Der extrahierte π[1]. Strom 45 wird von dem MMSE Löscher 44 zu dem Decoder 46 befördert, der den entsprechenden Strom Benutzerbits 47 wiederherstellt. Diese Benutzerbits 47 werden wieder durch einen Codierer 48 in die Sequenz von Kanalsymbolen 49 codiert, wobei diese Sequenz durch die betreffenden Eingaben der Übertragungsfunktion Hπ[1] skaliert wird (und zwar mit Hilfe von Multiplizierern 56) zum Erzeugen der Beiträge des π[1]. Stromes zu allen M Empfängerzweigen. Diese Beiträge werden aus den entsprechenden empfangenen Signalen extrahiert, und zwar mit Hilfe von Subtrahierern 60, wie in 6 angegeben. Die resultierenden M Signale 55 haben keine Beiträge des π[1]. Stromes 45. Die beschriebene Prozedur wird rekursiv angewandt, so dass in der n. Schicht/Stufe ein π[1[. Strom mit einem sicheren SINR(n)π[n] extrahiert wird, und zwar nach der MMSE Löschung der restlichen (n – 1) störenden Ströme mit Hilfe des Filters W(n)π[n] , dessen Beitrag rekonstruiert und aus den empfangenen Signalen, 1 ≤ n ≤ m, (ausgenommen für die letzte Schicht, worin die Entfernung nicht notwendig ist) entfernt wird. In 6 sind auch die zweite Schicht/Stufe und die m. Schicht/Stufe dargestellt. Diese zweite Stufe besteht aus dem MMSE Löscher 50, dem Decoder 52, dem Codierer 54, den Multiplizierern 64 und den Subtrahierern 68. Die m. Stufe besteht nur aus dem MMSE Löscher 74 und dem Decoder 76. Der Empfänger 16 umfasst weiterhin einen Multiplexer 72, der die decodierten Informationssignale 47 der m Schichten/Stufen in ein Informationssignal 77 mit Benutzerbits multiplext.
  • Der Durchfluss dieses MIMO Übertragungssystems ist abhängig von dem Satz SINR Werten SINR(1)π[1] , ..., SINR(m)π[m] . Folglich kann die Reihenfolge π = {π[n], 1 ≤ n ≤ m} der Verarbeitung von m Strömen kritisch sein. Zum Hervorheben des Einflusses der Verarbeitungsreihenfolge auf den Systemdurchfluss sei bemerkt, dass die Symmetrie verschiedener Subkanäle und das Fehlen von Kanalkenntnissen beim Sender gleiche Übertragungsraten (Durchflüsse) erzielt, die für alle Subkanäle verwendet werden sollen. Der gesamte Durchfluss eines derartigen Systems entspricht dem m-fachen Durchfluss eines einzigen Subkanals. Zum Schluss wird der Durchfluss je Subkanal durch das Minimum deren betreffender Durchflüsse begrenzt, was durch min{SINR(1)π[1] , ..., SINR(m)π[m] } definiert wird. Der maximale Durchfluss entspricht folglich dem Maximum von min {SINR(1)π[1] , ..., SINR(m)π[m] }, während die optimale Verarbeitungsreihenfolge durch einen derartigen π Wert definiert wird, dass min{SINR(1)π[1] , ..., SINR(m)π[m] } maximiert wird. Wie in der oben genannten Europäischen Patentveröffentlichung dargestellt, wird die optimale Verarbeitungsreihenfolge π erreicht, wenn in jeder Stufe der Subkanal selektiert wird, der das örtliche SINR maximiert: π[n] = arg maxk{SINR(n)k :1 ≤ k ≤ m, k ≠ π[p]:1 ≤ p < n} 1 ≤ n ≤ m. (5)
  • Ein MIMO Übertragungssystem, wie oben beschrieben, mit dem Sender 12 und dem Empfänger 16 nach 4 bzw. 6, mit MMSE Löschfiltern, wie durch (3) spezifiziert, mit Entscheidungsstatistiken, wie durch (4) definiert und mit einer Verarbeitungsreihenfolge, wie in (5) definiert, wird in dem vorliegenden Dokument als das Basissystem betrachtet. Es wird nun vorgeschlagen, dass ein theoretisch erzielbarer Durchfluss eines derartigen Systems analysiert wird. Es wird ein (nicht selektiver) Schmalband-Rayleigh-Schwunddurchfluss eines derartigen Systems mit völlig unkorrelierten Sende/Empfangsantennen vorausgesetzt. Dies bedeutet, dass die Eingaben der Kanalmatrix statistisch unabhängige komplexe Gaußsche Variablen mit Null Mittelwert und Varianz (1/2) je komplexe Dimension sind. Zunächst wird ein System mit zwei Sende/Empfangsantennen betrachtet: M = m = 2. Für diese Aufstellung sind die Ausfallverhältnisse SINR(1)π[1] und SINR(2)π[2] für die beiden Schichten aus 100000 unabhängigen Monte-Carlo Versuchen für einen weiten Bereich des gesamten SNR je Empfangsantenne geschätzt worden (d. h. Verhältnis zwischen der mittleren Gesamtsignalleistung aus allen Sendeantennen und der Rauschleistung bei jeder beliebigen Empfangsantenne). Die empirischen SINR Werte für die Ausfallraten von 10% und 1% sind in 8 aufgetragen (wobei diese Figur Ausfall SINR je Schicht/Stufe gegenüber dem gesamten SNR je Empfangsantenne für Ausfallraten 10% (oberes Bild) und 1% (unteres Bild), 2 Sendeantennen, 2 Empfangsantennen, nicht korrelierter Rayleighschwund) zeigt). Die entsprechenden Ausfallwerte von Kapazitäten (maximale Durchflüsse), berechnet entsprechend der Standardbeziehung: C = log2(1 + SINR) [Bits/Kanalverwendung] (6)sind in 9 aufgetragen (wobei diese Figur Ausfalldurchfluss je Schicht/Stufe gegenüber dem gesamten SNR je Empfangsantenne für Ausfallraten 10% (oberes Bild) und 1% (unteres Bild), 2 Sendeantennen, 2 Empfangsantennen, nicht korrelierter Rayleighschwund). Es ist ersichtlich, dass bei einem kleinen und einem gemäßigten SNR die erste (meist linke) Schicht einen größeren Durchfluss hat. Ein derartiges Verhalten rührt von der Tatsache her, dass bei einem niedrigen SNR der additive Rauschbeitrag innerhalb des Gemisches aus Rauschen und Restinterferenz dominant ist und deswegen die Selektion des besten Subkanals, verfügbar in der ersten Schicht, zu einer besseren Kapazität dieser Schicht führt. Die Restinterferenz wird wichtiger zusammen mit der Steigerung des SNR, was die Degradation der ersten Schicht im vergleich zu der zweiten Schicht bei einem hohen SNR erklärt. Der Vorteil der ersten Schicht gegenüber der zweiten Schicht ist auch von der entworfen Ausfallrate abhängig. Es sei bemerkt, dass in manchen praktischen Fällen der maximale Durchfluss der ersten Schicht nahezu zwei größer ist als der Durchfluss der zweiten Schicht. Das Gebiet des SNR um die 6–8db herum, Ausfallsrate 10% und weniger kann nämlich für zellulare Kommunikation in interferenzbegrenzter Umgebung, beispielsweise CDMA, relevant sein.
  • Wie oben in diesem Abschnitt erläutert, darf der Durchfluss jedes Subkanals innerhalb das Basissystems nicht den Minimalwert von Durchflüssen bei verschiedenen Schichten übersteigen. Deswegen ist der maximale gesamte Durchfluss des Basissystems der doppelte minimale Wert dieser Durchflüsse. Eine durch Rauten angegebene Kurve in 10 zeigt den gesamten Durchfluss des Basissystems (Standard) gegenüber dem gesamten SNR für die Ausfallraten von 10% (oberes Bild) und 1% (unteres Bild).
  • An dieser Stelle sei bemerkt, dass der gesamte Durchfluss bis zur Summe der Durchflüsse C1 und C2 der zwei Schichten in dem Bereich des SNR und der Ausfallraten gesteigert werden kann, wobei C1 ≥ C2 ist. Tatsächlich sei bemerkt, dass das Übertragungssystem mit einem Sender 12, wie in 4 und mit einem Empfänger, wie in 6, ein Spezialfall des allgemeinen Übertragungsschemas der 2 ist, wobei die Kapazitäten C1...Cm für die Ausfalldurchflüsse stehen, die in den Schichten 1 bis m erzielbar sind, während die Permutation π die Verarbeitungsreihenfolge der übertragenen Ströme definiert. Der Satz Ausfalldurchflüsse C1...Cm wird durch die statistische Beschreibung der vorausgesetzten Fortpflanzungsumgebung (in unserem Beispiel, nicht korrelierter Rayleighschwund) definiert. Meistens werden diese Durchflüsse offline gemessen und können als dem Sender 12 sowie dem Empfänger 16 bekannt vorausgesetzt werden. Die Permutation π ist von der Kanalverwirklichung abhängig. Diese Permutation wird im Empfänger 16 definiert, und zwar abhängig von der geschätzten Kanalmatrix, und ist deswegen dem Sender 12 unbekannt. Folglich fällt das Basisübertragungssystem unter das allgemeine Schema, wie in 2 dargestellt und deswegen gilt in diesem Fall das oben beschriebene allgemeine Kanalcodierungsprinzip. In einem Fall von zwei Sende/Empfangsantennen kann die Codierung wie oben erläutert durchgeführt werden. Entwerfen wir den Codierer, der im Beisein nicht korrelierten Rayleighschwunds bei einem SNR von 8 dB und 10% Ausfallsrate. In diesem Fall sind die in den Schichten 1 und 2 erzielbaren Durchflüsse C1 ≈ 1,27 und C2 ≈ 0,81 Benutzerbits je Kanalverwendung, siehe 9. Die speziell erzielbaren Durchflüsse dieser Schichten sind deswegen nach begrenzt durch C1 und C2. Diese oberen Begrenzungen werden in der Praxis niemals erreicht, da ein (geringer) Bruchteil der spektralen Effizienz geopfert werden muss um die QoS Anforderungen in Termen von Fehlerraten zu erfüllen. Dieser Bruchteil ist von den gewünschten Merkmalen von FEC- und QoS Anforderungen abhängig. Die Definition eines praktisches Durchflusses bezieht sich auf den FEC Entwurf, der nicht spezifisch in diesem Dokument angesprochen wird. Deswegen wird in diesem Beispiel ein idealer FEC vorausgesetzt, so dass die maximalen Durchflüsse erzielbar sind. Es wird nun vorausgesetzt, dass ein zu übertragender Datenblock N = 100 Kanalverwendungen benutzt. Dies kann beispielsweise einem Block von 100 Symbolen eines bestimmten Alphabets entsprechen, die über den Kanal seriell gesendet werden. Entsprechend der Beschreibung im Abschnitt 1 müssen wir zwei Sätze Benutzerbits gleicher Größe N C1 12 bilden, so dass diese Sätze N(C1 – C2) ≈ 127 – 81 = 46 Benutzerbits sich teilen. Diese zwei Sätze werden unabhängig codiert, moduliert und über verschiedene Antennen übertragen. Beim Empfänger 16 wird die Standard OSIC Extraktion der Datenströme durchgeführt, wie vorher in diesem Abschnitt beschrieben. Entsprechend der Verarbeitungsreihenfolge π, die beim Empfänger über (5) ermittelt wird, wird der Strom π[1] in der ersten (meist linken) Schicht extrahiert. Da der Ausfalldurchfluss dieser Schicht C1 ist, können die entsprechenden N C1 ≈ 127 Benutzerbits erfolgreich decodieret werden. Men soll sich erinnern, dass 46 dieser Benutzerbits mit dem Strom π [2] geteilt werden. In der zweiten Schicht wird der Strom π [2] extrahiert. Der Decoder dieses Stroms zieht Nutzen aus den Kenntnissen von 46 Benutzerbits aus insgesamt 127 Bits. Die restlichen N C2 = 81 Benutzerbits können erfolgreich wiederhergestellt werden, da der Durchfluss der zweiten Schicht C2 ≈ 0,81 ist.
  • Es sei bemerkt, dass das vorgeschlagene Kanalcodierungsschema zu dem gesamten Durchfluss (C1 + C2) ≈ 2,08 Bits je Kanalverwendung führt, was eine 28% Verbesserung im Vergleich zu dem Basissystem mit dem gesamten Durchfluss von 2C2 ≈ 1,62 Bits je Kanalverwendung ist. Die Durchflüsse des Basissystems und der vorgeschlagenen Modifikation desselben sind in 10 für mehrere SNR und Ausfallraten von 10% und 1% aufgetragen. Die Verbesserung des modifizierten Übertragungssystems gegenüber den Basissystemen variieren von 10% bis 100% und noch höher bei einem niedrigen und mäßigen SNR.
  • In dem allgemeinen Fall von M und m sieht das modifizierte Basissystem aus wie in 5, wobei der Algorithmus 1 angewandt wird zum Erzeugen von m sich kreuzenden Sätze Benutzerbits. Diese Sätze sind Codierer, parallel moduliert und übertragen, über m Sendeantennen. Der Empfänger des modifizierten Basissystems ist in 7 dargestellt. Im Vergleich zu dem herkömmlichen Empfänger in 6 enthält der modifi zierte Empfänger einen Selektionsblock 78, der über Gatter 80 die Übertragung der geteilten Benutzerbits (die entsprechenden harten/weichen Entscheidungen), decodiert in vorhergehenden Schichten zu den Decoder der nachfolgenden Schichten steuert.
  • In dem restlichen Teil geben wir ein etwas komplexeres Beispiel von Benutzerbitsaufteilung mit Hilfe des UBP Algorithmus, für ein MIMO Übertragungssystem mit M = m = 3. Unter der Voraussetzung von nicht korreliertem Rayleigh-Schwund berechneten wir das Ausfall SNR, erzielbar in verschiedenen Schichten, die entsprechenden Ausfalldurchflüsse je Schicht und die Ausfallgesamtdurchflüsse des Basissystems (Standard) und von modifizierten Systemen, für einen großen Bereich von SNR und Ausfallraten 10% und 1%, siehe 11 bis 13. 11 zeigt das Ausfall SINR je Schicht/Stufe gegenüber dem gesamten SNR je Empfangsantenne für Ausfallraten 10% (oberes Bild) und 1% (unteres Bild), wobei das Übertragungssystem 3 Sendeantennen, 3 Empfangsantennen und nicht korrelierten Rayleighschwund hat. 12 zeigt den Ausfalldurchfluss je Schicht/Stufe gegenüber dem gesamten SNR je Empfangsantenne für Ausfallraten 10% (oberes Bild) und 1 & (unteres Bild), wobei das Übertragungssystem 3 Sendeantennen, 3 Empfangsantennen und nicht korrelierten Rayleighschwund hat. 13 zeigt den gesamten Ausfalldurchfluss des Standard- und des modifizierten Systems gegenüber dem gesamten SNR je Empfangsantenne für Ausfallraten 10% (oberes Bild) und 1% (unteres Bild), wobei das Übertragungssystem 3 Sendeantennen, 3 Empfangsantennen und nicht korrelierten Rayleighschwund hat.
  • Erstens sollen wir den Satz maximaler Durchflüsse C 1, C 2, C 3 finden, die den gesamten Durchfluss CΣ unter durchführbaren Beschränkungen liefern, wie in (2) angegeben. Die resultierenden Werte C 1, C 2, C 3 sind in 12 durch gestrichelte Linien aufgetragen. Es sei bemerkt, dass C 1 = C1 und C 3 = C3 in allen Fällen ist, während der Durchfluss C2 der Mittelschicht oft kleiner ist als der entsprechende C2. Wie oben selektieren wir das SNR von 8 dB, 10% Ausfallsrate und N = 100 Kanalverwendungen je Block. In 12 finden wir die maximalen Durchflüsse je Schicht C1 ≈ 1.51, C2 ≈ 1.33, C3 ≈ 0.95 und die maximal durchführbaren Durchflüsse je Schicht C 1 ≈ 1.51, C 2 ≈ 1.23, C3 ≈ 0.95. Daraufhin wenden wir den Algorithmus 1 an um drei Sätze Benutzerbits zu erzeugen. Zunächst berechnen wir NC 1 ≈ 151, NC 2 ≈ 123, NC 3 ≈ 95 und die entsprechenden D1 = NC 1 = 151, D2 = (NC 1 – NC 2) = 28, D3 = ((NC 1 – NC 2) – (NC 2 – NC 3)) = 0.
  • Der restliche Teil des Algorithmus 1 kann wie folgt implementiert werden:
    • – wähle I1 als einen beliebigen Satz von D1 = 151 Benutzerbits;
    • – nimm den ersten Block von D2 = 28 Bits (die Bits 1 bis 28) aus I1, erhalte I2 durch Anhängung von (D1 – D2) = 123 Benutzerbits, die nicht in I1 sind;
    • – nimm den zweiten Block von D2 = 28 Bits (Bits 29 bis 56) aus I1 (keine Kreuzung mit I2), hänge den zweiten Block von D2 = 28 Bits (Bits 29 bis 56) von I2 (keine Kreuzung mit I1) an, hänge ((D1 – D2) – (D2 – D3)) = 95 Benutzerbits, die nicht mit I1 und I2 geteilt werden, zum Erhalten von I3.
  • Es sei bemerkt, dass D3 = 0 bedeutet, dass die drei zu bauenden Sätze Benutzerbits eine leere Kreuzung haben. Schauen wir uns dies mal ganz allgemein an. Für jeden m ≥ 3 wenn die Durchflüsse C2...Cm–1 über der geraden Linie zwischen C1 und Cm liegen, haben wir C 1 = C1, C m = Cm, und alle C 1, ... C m liegen alle in gleichem Abstand voneinander längs der (imaginären) geraden Linie, die C1 mit Cm verbindet. In diesem Fall Dn = 0 für alle m ≥ 3 und deswegen haben alle drei (oder mehr) Sätze Benutzerbits leere Kreuzungen.
  • Diese Beobachtung kann zum Vereinfachen der allgemeinen Version des UBP Algorithmus verwendet werden, durch Beschränkung der inneren Schleife p ∊ {(n – 3), (n – 2), (n – 1)}. Diese Vereinfachung kann für einen mäßigen und großen m bewertet werden.
  • Der Rahmen der vorliegenden Erfindung beschränkt sich nicht auf die explizit beschriebenen Ausführungsformen, sondern wird vielmehr durch die beiliegenden Patentansprüche definiert. Bezugszeichen begrenzen den Rahmen der Patentansprüche nicht. Das Wort "enthalten" schließt das Vorhandensein anderer Elemente oder Schritte als diejenigen, die in einem Anspruche genannt sind. Die Verwendung des Wortes "ein" vor einem Element schließt das Vorhandensein einer Anzahl derartiger Elemente nicht aus.
  • Text in der Zeichnung
  • 2
    • Codierer
  • 3
    • Demultiplexer
    • Codierer
    • Codierte Symbole
    • UBP Algorithmus
  • 4
    • Benutzerbits
    • Demultiplexer
    • Codierer
    • Modulator
  • 5
    • Benutzerbits
    • Demultiplexer
    • Codierer
    • Modulator
  • 6
    • Demodulator
    • Opt. MMSE Löscher
    • Decoder
    • Benutzerbits
  • 7
    • Demodulator
    • Opt. MMSE Löscher
    • Decoder
    • Codierer
    • Selektor
    • Multiplexer
  • 8
    • Schicht 1
    • Ausgang
    • SNR je Empfangsantenne
  • 9
    • Schicht 1
    • Max. Durchfluss
    • SNR je Empfangsantenne
  • 10
    • Standard
    • Modifiziert
    • Max. Durchfluss
    • SNR je Empfangsantenne
  • 11
    • Schicht
    • Ausgang
    • SNR je Empfangsantenne
  • 12
    • Schicht
    • Max. Durchfluss
    • SNR je Empfangsantenne
  • 13
    • Standard
    • Modifiziert
    • Max. Durchfluss
    • SNR je Empfangsantenne

Claims (14)

  1. Sender (12) zum Übertragen eines Informationssignals (21) über eine Anzahl Subkanäle zu einem Empfänger (16), wobei wenigstens ein erste Kanal der Subkanäle eine höhere Kapazität hat als wenigstens ein zweiter Kanal der Subkanäle, wobei der Sender (12) einen Demultiplexer (20) zum Demultiplexen des Informationssignals (21) in eine Anzahl Informationssubsignale (23) aufweist, wobei der Sender (12) weiterhin einen Kanalcodierer (8) zum Codieren der Informationssubsignale (23) in codierte Informationssubsignale (25), wobei jedes codierte Informationssubsignal (25) über die Subkanäle zu dem Empfänger (16) übertragen wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Demultiplexer (20) zum Demultiplexen des Informationssignals (21) in eine Anzahl teilweise überlappender Informationssubsignale (23) mit geteilten und nicht geteilten Informationssignalen vorgesehen ist, wobei für jedes Subsignal (23) eine Verteilung der geteilten Informationselemente an die Kapazitäten der Subkanäle angepasst wird, wie von dem Empfänger (16) angeordnet, wobei die Größe der Elemente, die nicht zwischen dem ersten und dem zweiten Kanal der Subkanäle geteilt werden, der Kapazität des zweiten Kanals der Subkanäle entspricht.
  2. Sender (12) nach Anspruch 1, wobei der Sender (12) weiterhin einen zwischen dem Demultiplexer (20) und dem kanalcodierer (8) vorgesehenen Verschachtler aufweist, wobei dieser Verschachtler dazu vorgesehen ist, die Informationssubsignale (23) zu verschachteln, wobei der Kanalcodierer (8) dazu vorgesehen ist, die verschachtelten Informationssubsignale in die codierten Informationssubsignale zu codieren.
  3. Sender (12) nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der Sender (12) eine Anzahl Sendeantennen (28) aufweist, und wobei jedes codierte Informationssubsignal (25) über die Sendeantennen (28) zu dem Empfänger (16) übertragen wird.
  4. Empfänger (16) zum Empfangen codierter Informationssubsignale über eine Anzahl Subkanäle von einem Sender (12), wobei wenigstens ein erster Kanal der Subkanäle eine höhere Kapazität hat als wenigstens ein zweiter Kanal der Subkanäle, wobei der Emp fänger (16) einen Kanaldecoder zum nacheinander Decodieren der empfangenen codierten Informationssubsignale aufweist, wobei der Kanaldecoder eine Anzahl Decoder aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die codierten Informationssubsignal teilweise überlappende codierte Informationssubsignale sind, die geteilte und nicht geteilte Informationselemente aufweisen, wobei der Kanaldecoder dazu vorgesehen ist, ein in dem zweiten Kanal der Subkanäle empfangenes codiertes Informationssubsignal durch Einverleibung geteilter Informationselemente bereits decodierter Informationselemente zu decodieren, wobei die bereits decodierten Informationssubsignale in dem wenigstens ersten Kanal der Subkanäle empfangen wird und die Größe der nicht zwischen dem ersten und dem zweiten Kanal der Subkanäle geteilten Elemente der Kapazität des zweiten Kanals der Subkanäle entspricht.
  5. Empfänger (16) nach Anspruch 4, wobei der Kanaldecoder dazu vorgesehen ist, ein empfangenes, codiertes Informationssubsignal durch Einverleibung geteilter Informationselemente des jüngsten decodierten Informationssubsignals zu decodieren.
  6. Empfänger (16) nach Anspruch 4 oder 5, wobei der Empfänger (16) eine Anzahl Empfangsantennen (40) zum Empfangen der codierten Informationssubsignale aufweist.
  7. Übertragungssystem (10) zum Übertragen eines Informationssignals (21) über eine Anzahl Subkanäle von einem Sender (12) zu einem Empfänger (16), wobei das System den Sender (12) nach einem der Ansprüche 1 bis 3 und den Empfänger (16) nach einem der Ansprüche 4 bis 6 aufweist.
  8. Übertragungssystem (10) nach Anspruch 7, wobei das Übertragungssystem (10) ein binäres Übertragungssystem aufweist und wobei die Informationssubsignale unterschiedlich geleitete binäre Signale aufweisen.
  9. Verfahren zum Übertragen eines Informationssignals (21) über eine Anzahl Subkanäle zu einem Empfänger (16), wobei wenigstens ein erster Kanal der Subkanäle eine höhere Kapazität hat als wenigstens ein zweiter Kanal der Subkanäle, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: – das Demultiplexen des Informationssignals (21) in eine Anzahl Informationssubsignale (23), – das Codieren der Informationssubsignale (23) in codierte Informationssubsignale (25), – das Übertragen jedes codierten Informationssubsignals (25) über einen der Subkanäle zu dem Empfänger (16), dadurch gekennzeichnet, dass das Informationssignal (21) in eine Anzahl teilweise überlappender Informationssubsignale (23) gedemultiplext wird, die geteilte und nicht geteilte Informationselemente aufweisen, wobei für jedes Subsignal (23) eine Verteilung der geteilten Informationssubsignale an die Kapazität der Subkanäle angepasst wird, wie von dem Empfänger (16) angeordnet, wobei die Größe der Elemente, die nicht zwischen dem ersten und dem zweiten Subkanal der Subkanäle geteilt sind, der Kapazität des zweiten Kanals der Subkanäle entspricht.
  10. Verfahren zum Übertragen nach Anspruch 9, wobei das Verfahren weiterhin das Verschachteln der Informationssubsignale (23) umfasst, wobei die verschachtelten Informationssubsignale in die codierten Informationssubsignale (25) codiert werden.
  11. Verfahren zum Übertragen nach einem der Ansprüche 9 und 10, wobei die codierten Informationssubsignale (25) über eine Anzahl Übertragungsantennen (28) zu dem Empfänger (16) übertragen werden.
  12. Verfahren zum Empfangen codierter Informationssubsignale über eine Anzahl Subkanäle von einem Sender (12), wobei wenigstens ein erster Kanal der Subkanäle eine höhere Kapazität hat als wenigstens ein zweites Kanal der Subkanäle, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: – das nacheinander Decodieren der empfangenen codierten Informationssubsignale, dadurch gekennzeichnet, dass die codierten Informationssubsignale teilweise überlappende codierte Informationssubsignale sind, die geteilte und nicht geteilte Informationselemente aufweisen, und dass ein codiertes Informationssubsignal, empfangen über den zweiten Kanal der Subkanäle, durch Einverleibung geteilter Informationselemente bereits decodierter Informationssubsignale decodiert wird, wobei die bereits decodierten Informationssubsignale über den wenigstens ersten Kanal der Subkanäle empfangen worden sind und die Größe der Elemente, die nicht zwischen dem ersten und dem zweiten Kanal der Subkanäle ge teilt sind, der Kapazität des zweiten Kanals der Subkanäle entspricht.
  13. Verfahren zum Empfangen nach Anspruch 12, wobei ein empfangenes codiertes Informationssubsignal durch Einverleibung geteilter Informationselemente des jüngsten decodierten Informationssubsignals codiert wird.
  14. Verfahren zum Empfangen nach Anspruch 12 oder 13, wobei die codierten Informationssubsignale über eine Anzahl Empfangsantennen (40) empfangen werden.
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