ES2299577T3 - Metodo de transmision y dispositivo en una red de radiocomunicacion. - Google Patents
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Abstract
Transmisor (12) para transmitir una señal (21) de información a través de una pluralidad de subcanales a un receptor (16), teniendo al menos un primer subcanal de los subcanales una capacidad superior a al menos un segundo subcanal de los subcanales, comprendiendo el transmisor (12) un demultiplexor (20) para demultiplexar la señal (21) de información en una pluralidad de subseñales (23) de información, comprendiendo además el transmisor (12) un codificador (8) de canal para codificar las subseñales (23) de información en subseñales (25) de información codificadas, en el que cada subseñal (25) de información codificada se transmite a través de uno de los subcanales al receptor (16), caracterizado porque el demultiplexor (20) está dispuesto para demultiplexar la señal (21) de información en una pluralidad de subseñales (23) de información que se superponen parcialmente que comprenden elementos de información compartidos y no compartidos, en el que para cada subseñal (23) se adapta una distribución de los elementos de información compartidos a las capacidades de los subcanales tal como se ordenan por el receptor (16), siendo el tamaño de los elementos que no se comparten entre el primero y el segundo de los subcanales igual a la capacidad del segundo de los subcanales.
Description
Método de transmisión y dispositivo en una red
de radiocomunicación.
La invención se refiere a un sistema de
transmisión para transmitir una señal de información a través de
una pluralidad de subcanales desde un transmisor a un receptor,
teniendo al menos un primer subcanal de los subcanales una
capacidad superior a al menos un segundo subcanal de los
subcanales, comprendiendo el transmisor un demultiplexor para
demultiplexar la señal de información en una pluralidad de
subseñales de información, comprendiendo además el transmisor un
codificador de canal para codificar las subseñales de información
en subseñales de información codificadas, en la que cada subseñal
de información codificada se transmite a través de uno de los
subcanales al receptor, comprendiendo el receptor un descodificador
de canal para descodificar sucesivamente las subseñales de
información codificadas recibidas.
La invención se refiere además a un transmisor
para transmitir una señal de información a través de una pluralidad
de subcanales a un receptor, a un receptor para recibir subseñales
de información codificadas a través de una pluralidad de subcanales
desde un transmisor, a un procedimiento de transmisión de una señal
de información a través de una pluralidad de subcanales a un
receptor y a un procedimiento de recepción de subseñales de
información codificadas a través una pluralidad de subcanales desde
un transmisor.
Un sistema de transmisión de este tipo se conoce
por la publicación de patente europea EP 0 951 091 A2. En este
sistema de transmisión conocido se utilizan múltiples antenas de
transmisión para transmitir flujos de símbolos codificados (es
decir, las subseñales de información codificadas) que proceden de
la misma fuente de datos (es decir, la señal de información). En el
receptor, estos múltiples flujos se reciben por medio de múltiples
antenas de recepción y se descodifican sucesivamente eliminando los
flujos de datos que se han descodificado en fases anteriores y
cancelando los flujos de datos restantes, debido a las múltiples
antenas de recepción, mediante cancelación de interferencia espacial
(espacio-tiempo o
espacio-frecuencia). Un esquema de este tipo de
denomina a menudo como un esquema de cancelación ordenada y
sucesiva de interferencia (OSIC, ordered successive interference
cancellation).
La capacidad (capacidad de tratamiento) del
sistema de transmisión conocido es limitada.
Es un objetivo de la invención proporcionar un
sistema de transmisión que tenga una capacidad de transmisión
superior al sistema de transmisión conocido. Este objetivo se
consigue en el sistema de transmisión que incorpora un transmisor y
un receptor según las reivindicaciones 1 y 4, caracterizándose
dicho sistema de transmisión porque el demultiplexor está dispuesto
para demultiplexar la señal de información en una pluralidad de
subseñales de información que se superponen parcialmente que
comprenden elementos de información compartidos y no compartidos,
en el que para cada subseñal se adapta una distribución de los
elementos de información compartidos a las capacidades de los
subcanales tal como se ordenan por el receptor, estando dispuesto
el descodificador de canal para descodificar una subseñal de
información codificada recibida en el segundo de los subcanales
incorporando elementos de información compartidos de subseñales de
información ya descodificadas, comprendiendo el descodificador de
canal una pluralidad de descodificadores, recibiéndose las
subseñales de información ya descodificadas en el al menos un
primer subcanal de los subcanales y siendo el tamaño de los
elementos que no se comparten entre el primero y el segundo de los
subcanales igual a la capacidad del segundo de los subcanales.
Considérese una configuración del sistema de transmisión conocido
con dos subcanales. Supóngase que se transmiten dos flujos de datos
sobre dos subcanales con las capacidades C_{1} y C_{2}
respectivas (medidas en bits de usuario o bits de información por
uso de canal), y estas capacidades C_{1} y C_{2} son conocidas
para el transmisor. Supóngase, sin embargo, que la asociación entre
los flujos transmitidos y el subcanal es desconocida para el
transmisor. En el receptor, los flujos de datos pueden
descodificarse sucesivamente en un orden arbitrario, pero no
simultáneamente. Claramente, la capacidad máxima alcanzable del
sistema conocido tiene un límite superior de (C_{1} + C_{2}). Un
enfoque sencillo es utilizar dos conjuntos independientes de bits
de usuario para codificar ambos flujos de datos. Puesto que la
asociación entre los flujos de datos y los subcanales es
desconocida para el transmisor, la tasa de bits de cada flujo de
datos está limitada por el mínimo de las capacidades:
min(C_{1}, C_{2}). Si se utilizase una tasa de bits
superior, se correría el riesgo de perder datos. Por lo tanto, la
tasa de bits máxima acumulativa sobre dos subcanales es 2
min(C_{1}, C_{2}). Esta tasa es inferior al límite
superior (C_{1} + C_{2}) por un factor de |C_{1} -
C_{2}|.
Supóngase, sin pérdida de generalidad, que
C_{1} \geq C_{2}. La invención se basa en el reconocimiento
de que la capacidad completa (C_{1} + C_{2}) puede alcanzarse
codificando los flujos de datos con dos conjuntos intersecantes de
bits de usuario de igual tamaño. Específicamente, los números de
bits independientes (elementos de información no compartidos) y
bits comunes (elementos de información compartidos) dentro de cada
flujo pueden seleccionarse de manera que ambos flujos tengan una
tasa de bits C_{1} igual mientras que la tasa de bits condicional
de un primer flujo dado el segundo flujo (es decir sólo los bits
independientes/desconocidos del primer flujo) es igual a C_{2}.
Dicho de otro modo, el número total de bits de usuario que
codifican un bloque de datos para cada flujo es NC_{1} y el número
de bits comunes dentro de los dos bloques es N(C_{1} -
C_{2}), donde N es el número de usos de canal (o dimensiones de
señal) implicados. Este principio se ilustra en la figura 1, en la
que los conjuntos de bits de usuario que codifican dos flujos de
datos se representan mediante dos óvalos. Cada conjunto de bits de
usuario define una palabra clave de N símbolos de canal, a partir
de un código que se ajusta a las propiedades de canal. Por ejemplo,
debería utilizarse (idealmente) un código gaussiano para un canal
de ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN, additive white Gaussian
noise). Obsérvese que el número total de bits de usuario
transmitidos sobre dos subcanales es N(C_{1} + C_{2}),
por tanto la tasa de bits global es (C_{1} + C_{2}).
\newpage
En el receptor, estos flujos de datos se
descodifican sucesivamente, empezando con el mejor subcanal, en
nuestro ejemplo, el subcanal con capacidad C_{1}. Claramente, la
descodificación del mejor subcanal proporciona todos los NC_{1}
bits de usuario. Debido a la intersección entre los dos conjuntos
de bits de usuario, el número restante de bits de usuario
desconocidos del segundo (peor) subcanal es NC_{2}. Por tanto la
tasa de bits condicional sobre el segundo subcanal, después de la
descodificación del primer subcanal, es C_{2}. Puesto que esta
tasa es igual a la capacidad del segundo subcanal, los NC_{2} bits
de usuario restantes del segundo flujo de datos pueden
descodificarse.
En un ejemplo del sistema de transmisión según
la invención, el demultiplexor está dispuesto para demultiplexar la
señal de información en la pluralidad de subseñales de información
que se superponen parcialmente según el algoritmo de partición de
bits de usuario. Este algoritmo garantiza que las tasas
condicionales de las subseñales descodificadas posteriormente,
dadas las subseñales descodificadas previamente, se ajustan a las
capacidades de tratamiento de subcanales tal como se ordenan por el
receptor.
En otra realización del sistema de transmisión
según la invención, el transmisor comprende además un intercalador
acoplado entre el demultiplexor y el codificador de canal, estando
dispuesto el intercalador para intercalar las subseñales de
información, en el que el codificador de canal está dispuesto para
codificar las subseñales de información intercaladas en las
subseñales de información codificadas. Este intercalador está
pensado para ensanchar homogéneamente los elementos de información
compartidos dentro del flujo de todos los elementos de información
de entrada, para utilizar eficazmente los elementos de información
compartidos conocidos a partir de los flujos descodificados
previamente para la descodificación del flujo actual.
En una realización adicional del sistema de
transmisión según la invención, el descodificador de canal está
dispuesto para descodificar una subseñal de información codificada
recibida incorporando elementos de información compartidos de la
subseñal de información descodificada más recientemente. En tal
caso, la actualización más reciente sobre un elemento de
información compartido puede incorporar todas las estimaciones
(medidas de fiabilidad) disponibles sobre los elementos de
información compartidos a través de los subflujos descodificados
previamente, proporcionando de ese modo las fiabilidades más altas
de estos elementos de información.
El objetivo y características anteriores de la
presente invención serán más evidentes a partir de la siguiente
descripción de las realizaciones preferidas con referencia a los
dibujos, en los que:
la figura 1 muestra un diagrama de dos conjuntos
intersecantes de bits de usuario que ilustra el concepto de
subseñales 23 de información que se superponen parcialmente,
la figura 2 muestra un diagrama de bloques de un
sistema 10 de transmisión según la invención,
las figuras 3 y 5 muestran diagramas de bloques
de realizaciones de un transmisor 12 según la invención,
la figura 4 muestra un diagrama de bloques de un
transmisor 12 de la técnica anterior,
la figura 6 muestra un diagrama de bloques de un
receptor 16 inalámbrico de la técnica anterior,
la figura 7 muestra un diagrama de bloques de
una realización de un receptor 16 según la invención,
las figuras 8 a 13 muestran algunos gráficos que
ilustran el rendimiento de un sistema 10 de transmisión según la
invención.
En las figuras, partes idénticas están dotadas
de los mismos números de referencia.
Esta invención se refiere a un sistema 10 de
transmisión tal como se muestra en la figura 2, sistema 10 de
transmisión que hace uso de múltiples subcanales para entregar
información desde un transmisor 12 a un receptor 16. Las señales de
diferentes subcanales se descodifican sucesivamente. El orden de
descodificación se define en el receptor 16 y es conocido para el
transmisor 12. Se supone que el transmisor 12 es consciente del
principio de ordenación y de algunas propiedades de la secuencia
ordenada de subcanales tales como estadísticas (por ejemplo,
desvanecimiento de Rayleigh) de las capacidades (capacidades de
tratamiento máximas) de los subcanales ordenados. Como alternativa,
el transmisor 12 puede ser consciente de la relación señal a ruido
(e interferencia) (SNR/SINR, signal to noise (and interferente)
ratio) de los subcanales ordenados. Sin embargo, el orden de
descodificación para cada realización de subcanales es aleatorio,
tal como lo ve el transmisor 12. La presente invención se refiere a
una estrategia de codificación de canal que hace uso de las
propiedades conocidas de los subcanales para mejorar el rendimiento
de tal sistema 10 de transmisión multicanal. Esta estrategia de
codificación de canal comprende una arquitectura de un codificador
y un descodificador. La estrategia de codificación general se
aplica además para mejorar el rendimiento de sistemas de
transmisión inalámbricos que hacen uso de múltiples antenas de
transmisión para transmitir múltiples flujos de datos paralelos y
múltiples antenas de recepción con una extracción ordenada de los
flujos transmitidos en el receptor, conocida como cancelación
ordenada y sucesiva de interferencia (OSIC).
En primer lugar, se explica la idea básica de la
estrategia de codificación de canal propuesta. Para este fin,
considérese una configuración con dos subcanales. Supóngase que se
transmiten dos flujos de datos sobre dos subcanales con las
capacidades C_{1} y C_{2} respectivas (medidas en bits de
usuario o bits de información por uso de canal), y estas
capacidades C_{1} y C_{2} son conocidas para el transmisor 12.
Supóngase, sin embargo, que la asociación entre los flujos
transmitidos y el subcanal es desconocida para el transmisor 12. En
el receptor 16, los flujos de datos pueden descodificarse
sucesivamente en un orden arbitrario, pero no simultáneamente.
Claramente, la capacidad máxima alcanzable de un sistema de este
tipo tiene un límite superior de (C_{1} + C_{2}). Un enfoque
sencillo es utilizar dos conjuntos independientes de bits de
usuario para codificar ambos flujos de datos. Puesto que la
asociación entre los flujos de datos y los subcanales es
desconocida para el transmisor 12, la tasa de bits de cada flujo de
datos está limitada por el mínimo de las capacidades:
min(C_{1}, C_{2}). Si se utilizase una tasa de bits
superior, se correría el riesgo de perder datos. Por lo tanto, la
tasa de bits máxima acumulativa sobre dos subcanales es 2 min
(C_{1}, C_{2}). Esta tasa es inferior al límite superior
(C_{1} + C_{2}) por un factor de
|C_{1}-C_{2}|. La estrategia de codificación
de canal descrita a continuación permite utilizar la capacidad
completa (C_{1} + C_{2}).
Supóngase, sin pérdida de generalidad, que
C_{1} \geq C_{2}. Los flujos de datos pueden codificarse con
dos conjuntos intersecantes de bits de usuario de igual tamaño.
Específicamente, se seleccionan los números bits independientes
(elementos de información no compartidos) y bits comunes (elementos
de información compartidos) dentro de cada flujo de tal modo que
ambos flujos tienen una tasa de bits C_{1} igual mientras que la
tasa de bits condicional de un primer flujo dado el segundo flujo
(es decir sólo los bits independientes/desconocidos del primer
flujo) es igual a C_{2}. Dicho de otro modo, el número total de
bits de usuario que codifica un bloque de datos para cada flujo es
NC1 y el número de bits comunes dentro de los dos bloques es
N(C_{1} - C_{2}), donde N es el número de usos de canal
(o dimensiones de señal) implicados. Este principio se ilustra en
la figura 1, en la que los conjuntos de bits de usuario que
codifican dos flujos de datos se representan mediante dos óvalos.
Cada conjunto de bits de usuario define una palabra clave de N
símbolos de canal, a partir de un código que se ajusta a las
propiedades de canal. Por ejemplo, debería utilizarse (idealmente)
un código gaussiano para un canal de ruido gaussiano blanco aditivo
(AWGN). Obsérvese que el número total de bits de usuario
transmitidos sobre dos subcanales es N(C_{1} + C_{2}),
por tanto la tasa de bits global es (C_{1} + C_{2}).
En el receptor 16, estos flujos de datos se
descodifican sucesivamente, empezando con el mejor subcanal, en
nuestro ejemplo, el subcanal con capacidad C_{1}. Claramente, la
descodificación del mejor subcanal proporciona todos los NC_{1}
bits de usuario. Debido a la intersección entre los dos conjuntos
de bits de usuario, el número restante de bits de usuario
desconocidos del segundo (peor) subcanal es NC_{2}. Por tanto la
tasa de bits condicional sobre el segundo subcanal, después de la
descodificación del primer subcanal, es C_{2}. Puesto que esta
tasa es igual a la capacidad del segundo subcanal, los NC_{2} bits
de usuario restantes del segundo flujo de datos pueden
descodificarse.
El caso general de un sistema 10 de transmisión
con un número m arbitrario de subcanales, la descodificación
ordenada sucesiva de los flujos de datos correspondientes en el
receptor 16 y una secuencia conocida de capacidades ordenadas se
ilustran mediante un diagrama de bloques en la figura 2. Según esta
figura 2, el conjunto de bits de usuario se codifica mediante un
codificador 8 de canal en m flujos paralelos que se transmiten
sobre un canal 14 de m entradas y m salidas. Este canal 14 se
representa mediante una permutación \pi de los m flujos
transmitidos seguidos por m subcanales paralelos con las
capacidades C_{1} ... C_{m} respectivas. El conjunto de
capacidades es conocido para el receptor 16 y para el transmisor 12
mientras que la permutación \pi es conocida sólo para el receptor
16. El transmisor 12 trata \pi como una permutación aleatoria
(específicamente, \pi se supone distribuida uniformemente sobre el
conjunto de m posibles permutaciones). Sin pérdida de generalidad,
puede suponerse que los flujos recibidos están ordenados de tal
modo que C_{1} \geq ... \geq C_{m}. En el receptor 16, estos
flujos se descodifican sucesivamente mediante m descodificadores
18 de tal modo que el enésimo descodificador 18 hace uso del
conocimiento de los bits de usuario recuperados por los
(n-1) descodificadores 18 previos, 1 < n \leq
m. Los m descodificadores 18 y sus interconexiones forman un
descodificador de canal.
A continuación, se describe la estrategia de
codificación/descodificación para el canal 14 de múltiples entradas
y múltiples salidas (MIMO, multiple input multiple output)
de la figura 2 y se especifica la capacidad de tratamiento máxima
alcanzable con esta estrategia. Para especificar la capacidad de
este canal 14, se necesita definir un operador de diferencias
finitas \triangledown ({S_{k}}_{1 \leq k \leq m}, n) de orden
0 \leq n < m aplicado a una secuencia {S_{k}}_{1 \leq k
\leq m} de valores reales:
La capacidad C_{\sum} alcanzable con la
estrategia de codificación de canal propuesta es igual al máximo de
la suma de valores positivos C_{1} ... C_{m} que
satisfacen dos condiciones, concretamente C_{k} \leq
C_{k}, 1 \leq k \leq m y \triangledown
({C_{k}}_{1 \leq k \leq m}, n) \geq 0, 0 \leq n <
m. En otros términos,
La estrategia de codificación de canal explicada
anteriormente para m=2 se extiende a un m arbitrario. Como primera
etapa, se especifica un conjunto C_{1} ... C_{m}
que satisface las dos condiciones mencionadas anteriormente con la
máxima suma posible (C_{1} + ... + C_{m}). Este
problema puede resolverse mediante programación lineal estándar.
Para un conjunto dado de capacidades C_{1} ...
C_{m} y el número N de usos de canal, se especifican m
conjuntos intersecantes de bits de información, I_{1} ...
I_{m}, que van a transmitirse sobre m subcanales, según el
algoritmo de partición de bits de usuario (UBP, user bit
partitioning) especificado más adelante. En la descripción de
este algoritmo y posteriormente a través de todo el documento, se
hará uso de la siguiente notación:
|\cdot| - tamaño del conjunto (número de
bits dentro del conjunto);
\lfloor\cdot\rfloor- límite entero
inferior de un valor no negativo;
\bigcap - intersección de conjuntos;
\bigcup - unión de conjuntos;
\subset - relación de inclusión;
\overline{(\cdot)}- parte complementaria del
conjunto (\cdot) por ejemplo elementos que no están en
(\cdot);
\overline{\{1_{l}, ..., 1_{p} \}} -
complemento del subconjunto {1_{l}, ..., 1_{p}} \subset {1,
..., n} a {1, ..., n}
Cada conjunto I_{k} puede interpretarse como
un conjunto de índices de los bits de usuario dentro del bloque de
datos que se transmiten sobre el k-ésimo subcanal, 1 \leq k
\leq m. Por tanto, los conjuntos I_{1} ... I_{m} pueden
especificarse fuera de línea, dado el conjunto de capacidades
C_{1}... C_{m} que caracteriza al canal 14 MIMO. Un diagrama de
bloques general del transmisor 12 se muestra en la figura 3. En
primer lugar, el bloque de datos que va a transmitirse (es decir,
los bits de usuario de la señal 21 de información) se
divide/demultiplexa mediante un demultiplexor 20 en m
flujos/subseñales 23 de información, según el algoritmo 22 UBP. En
realidad, cada uno de estos flujos 23 contiene D_{1} bits de
usuario y cualquier n flujos comparten D_{n} bits de usuario, 1
< n \leq m. Estos m flujos 23 pueden codificarse además en
secuencias de símbolos 25 de canal con códigos idénticos mediante m
codificadores 24; estos códigos deberían adaptarse a las
propiedades de canal. Los m codificadores 24 forman el codificador
8 de canal. En el receptor 16, las secuencias codificadas de
símbolos 25 (o subseñales 25 de información codificadas) se ordenan
según las capacidades C_{1} ... C_{m} y posteriormente se
descodifican, tal como se indica en la figura 2. En este caso todos
los m descodificadores 18 pueden tener estructuras idénticas.
Además, el descodificador 18 del enésimo flujo hace uso de los
D_{n} bits de usuario conocidos a partir del enésimo flujo de
entrada que se comparten con (n - 1) flujos previos, 1 < n \leq
m.
Puede probarse que un esquema de este tipo con
códigos elegidos óptimamente y algoritmos de descodificación
apropiados tiene potencial para alcanzar la capacidad C_{\sum}
especificada en (2). La elección de codificador/descodificador para
cada flujo de datos merece una atención particular. Códigos
aleatorios con descodificación de máxima verosimilitud (ML,
maximum likelihood) en el receptor implican la capacidad de
tratamiento máxima. Sin embargo, la codificación y descodificación
no es viable para estos códigos. La elección práctica de códigos y
algoritmos de codificación correspondientes depende de las
características de rendimiento deseable (tasas de error de tramas y
bits) y de las limitaciones de complejidad/almacenamiento. En
muchos casos, cada subcanal parece ser un canal escalar con
propiedades bien entendidas, dando lugar de ese modo a los códigos
de canal estándar. A continuación se comentarán algunos ejemplos de
interés práctico.
En primer lugar, se comentará un sistema de
transmisión que tiene canales de desvanecimiento MIMO con ruido
gaussiano aditivo. En este contexto se supone que la señal en la
salida de cada subcanal viene dada por una combinación lineal de
los símbolos transmitidos en todos los subcanales y un ruido
gaussiano aditivo. En tales escenarios, con un procesamiento
apropiado en el receptor 16, cada subcanal puede considerarse como
un canal escalar corrompido por una interferencia entre subcanales
residual y ruido gaussiano aditivo. La estrategia de codificación
comúnmente utilizada consiste en una codificación en el espacio de
bits (codificador FEC), mapeando los bits codificados en símbolos
de canal y poniendo estos símbolos en el canal (modulación). La
última etapa depende de las propiedades de canal. Normalmente, la
modulación se lleva a cabo en el dominio del tiempo (sistemas de
portadora única) o en el dominio de la frecuencia (sistemas
multiportadora). En ambos casos, puede aplicarse ensanchamiento de
tal modo que varios símbolos de canal comparten varios usos de
canal en el dominio del tiempo o la frecuencia (dando lugar a
transmisión de secuencia directa o de espectro ensanchado
multiportadora, respectivamente). La elección del alfabeto de
símbolos de canal (señalización) depende de la eficacia espectral
deseada y de la tasa FEC. Los esquemas de señalización utilizados
comúnmente son: BPSK, QPSK, 8-PSK y
2^{k}-QAM con k \geq 2. Obsérvese que la
estrategia de codificación propuesta puede aplicarse para tales
canales de desvanecimiento MIMO. Con este fin, tiene que
especificarse el conjunto de capacidades C_{1} ...C_{m} que se
caracterizan por las relaciones de señal a interferencia más ruido
(SINR) dentro de los respectivos subcanales. En el caso de canales
de desvanecimiento, la SINR puede ser desconocida para el
transmisor 12. El enfoque estándar es utilizar valores de
indisponibilidad (outage) de SINR que se eligen, según las
propiedades estadísticas esperadas del desvanecimiento, como un
límite inferior sobre la SINR desconocida real para todos excepto
un pequeño subconjunto de canales de indisponibilidad. Obsérvese que
el valor de indisponibilidad de SINR/capacidad/etc. es el valor de
SINR/capacidad/etc. para el que la tasa de indisponibilidad es
igual a un determinado porcentaje de los casos/tiempo cuando la
SINR/capacidad/etc. real del sistema es peor que el valor de
indisponibilidad.
Las estrategias de codificación FEC utilizadas
comúnmente para canales con ruido gaussiano son los códigos
convolucionales estándar y, desde hace poco tiempo, (turbo) códigos
intercalados concatenados en paralelo y serie y códigos de
comprobación de paridad de baja densidad (LDPC, low density
parity check). Aunque todos estos códigos pueden incorporarse
dentro de los codificadores 24 de la figura 3, la eficacia de
nuestro enfoque puede depender de las propiedades del código FEC
elegido. De hecho, la capacidad de corrección de errores de los
bits de usuario conocidos en la entrada de los codificadores 24 FEC
depende de lo que abarquen los patrones de errores típicos que
implican los bits conocidos. En el caso de códigos de tipo
aleatorio, tales como LDPC y turbocódigos, los patrones de errores
típicos abarcan una parte sustancial de los bits codificados. Por
lo tanto, se espera que todos los bits conocidos en la entrada de
los codificadores 24 tengan un efecto de corrección de errores
global sobre todo el código (a diferencia de un efecto local en el
caso de códigos convolucionales). Por lo tanto, se espera que el
uso de turbocódigos, códigos LDPC o similares códigos FEC será
particularmente beneficioso para el esquema de codificación MIMO
general dado a conocer en este documento. Para tales códigos FEC,
aquellos bits de usuario en la entrada del enésimo codificador 24
que también contribuyen a las entradas de algunos otros
codificadores 24, pueden distribuirse homogéneamente dentro del
flujo de bits de usuario en la entrada del n- codificador 24, 1
\leq n \leq m. Tal distribución puede conseguirse mediante un
intercalador (no mostrado) acoplado entre el demultiplexor 20 y el
codificador 8 de canal, intercalador que realiza una intercalación
pseudoaleatoria (uniforme) o equidistante de cada flujo de bits 23
de usuario en la salida del demultiplexor 20, antes de la
codificación FEC (por ejemplo mediante códigos LDPC o
turbocódigos), véase la figura 3. El intercalador puede optimizarse
adicionalmente sometido a un código FEC elegido.
El esquema de codificación general está
ilustrado en el receptor 16 de la figura 2. Implica que en la
enésima fase de descodificación, el enésimo descodificador 18 hace
uso de los bits de entrada conocidos que se comparten con códigos
descodificados en las (n-1) fases previas. Una
implementación práctica de esta idea depende del tipo de código y
el procedimiento de descodificación correspondiente. En este caso
se distingue entre descodificadores de decisión soft y
hard. En descodificación de decisión hard, un
descodificador FEC genera decisiones binarias sobre los bits de
usuario de entrada. Estas decisiones sobre bits (elementos de
información) compartidos se utilizan, en las fases de
descodificación posteriores, para limitar la elección de posibles
palabras clave.
Ejemplo: para códigos convolucionales, las
decisiones binarias sobre los bits de entrada normalmente resultan
de una detección de secuencia ML mediante el algoritmo de Viterbi.
Las decisiones sobre los bits compartidos se incorporan entonces en
el algoritmo de Viterbi de las sucesivas fases de descodificación
de tal modo que, en todas las secciones de entramado
(trellis) asociadas al bit compartido descodificado
previamente, sólo se consideran aquéllas transiciones de estado que
corresponden al valor binario descodificado (reduciéndose de ese
modo el número total de posibles transiciones por 2 si se aplica el
algoritmo de Viterbi convencional).
En descodificación de decisión soft, un
descodificador FEC genera métricas de valor real (soft) que
representan medidas de fiabilidad de los bits de entrada.
Normalmente, cada métrica soft es una relación (aproximada)
de log-verosimilitud, es decir el logaritmo de la
relación de una probabilidad a posteriori de que un bit de
entrada sea 0 frente a una probabilidad a posteriori de que
este bit sea 1, dada la señal observada. Las métricas soft
se ven implicadas a menudo en procedimientos de descodificación de
códigos concatenados y algoritmos de descodificación iterativos. La
decisión final sobre el bit de entrada se toma según el signo de
tales métricas soft. Siempre que estén disponibles
decisiones soft sobre los bits de entrada, el uso de
métricas soft sobre los bits compartidos en las fases de
descodificación posteriores, en lugar de decisiones binarias (o de
manera equivalente, valores soft muy grandes) garantiza
generalmente un mejor rendimiento.
Ejemplo: la descodificación de decisión
soft se utiliza comúnmente para descodificar iterativamente
turbocódigos y códigos LDPC. Para turbocódigos, las métricas soft
de los bits de entrada se producen mediante descodificadores de
entrada soft y salida soft (SISO, soft input soft
output) de códigos de componentes. Para códigos LDPC, las
métricas soft resultan del denominado algoritmo de descodificación
de paso de mensajes. Siempre que se utilizan tales códigos FEC
dentro del esquema de codificación MIMO dado a conocer en este
documento, las métricas soft de los bits compartidos,
obtenidas en la última iteración de la fase actual, se transfieren
a las fases de descodificación posteriores. En las fases
posteriores, deberían utilizarse las métricas soft así
obtenidas como métricas a priori sobre los bits compartidos
o añadirse a las métricas a priori existentes si estas
últimas estuvieran disponibles en estas fases de
descodificación.
Finalmente, en todas las fases de
descodificación, siempre que se comparta un bit de entrada dado con
más de una de las fases previas, el descodificador hace uso
preferiblemente de decisiones (o bien hard o bien
soft), decisiones que proceden de la descodificación previa
más reciente, es decir el descodificador de canal se dispone
preferiblemente para descodificar una subseñal de información
codificada recibida incorporando elementos de información
compartidos de la subseñal de información descodificada más
recientemente.
Puede aplicarse descodificación iterativa para
mejorar el rendimiento del esquema MIMO propuesto. La
descodificación iterativa del esquema de la figura 2 significa
repetir todo o alguna parte del ciclo de descodificación completo
que consiste en la sucesiva descodificación de m subcanales tal
como se describió anteriormente. En este caso, las fases de
descodificación tempranas pueden hacer uso de información
hard/soft sobre los bits compartidos obtenida en las fases
posteriores durante las iteraciones previas. En el caso de
descodificación de decisión soft, los valores de fiabilidad
que van a utilizarse en otras fases deberían calcularse según las
reglas estándar para información extrínseca, de manera similar a la
turbodescodificación, con el fin de evitar un doble recuento de la
misma información.
El mismo principio de codificación de canal
puede aplicarse a un canal de transmisión MIMO binario. Un posible
escenario es la transmisión de mensajes binarios (paquetes de
datos) en una red desde un transmisor a un receptor a través de
múltiples rutas (subcanales). Supóngase que las fiabilidades
exactas de diferentes trayectorias (probabilidades cruzadas de los
canales simétricos binarios equivalentes) no son conocidas para el
transmisor pero las propiedades estadísticas (una ley de
distribución de la probabilidad cruzada) son conocidas, por ejemplo
a partir de resultados de modelado. Una manera de abordar la
incertidumbre de fiabilidades por subcanal es descodificar estos
flujos en un orden tal que las fiabilidades de los subcanales
ordenados formen una secuencia no creciente. En realidad, las
variaciones de cada elemento de una secuencia ordenada de valores
aleatorios distribuidos de manera idéntica independientes tienden a
cero cuando la longitud de la secuencia tiende a infinito. Por
tanto, se pueden adaptar con precisión tasas de transmisión a las
capacidades de tratamiento (cuasi- deterministas) de los subcanales
ordenados siempre que su número sea lo suficientemente grande.
Aunque las capacidades de tratamiento de los subcanales ordenados
pueden suponerse que son conocidas con precisión en el transmisor,
el orden de la extracción de los flujos transmitidos es desconocido
(a menos que se utilice un canal de retroalimentación entre el
transmisor y el receptor para transportar información de canal). En
tal caso, el canal MIMO global entra dentro del alcance del esquema
general de la figura 2. Implementaciones adicionales pueden
basarse en los esquemas FEC disponibles para canales simétricos
binarios (es decir con códigos MDS). Sin embargo, es deseable
adaptar los esquemas de codificación existentes para recalcar el
beneficio de un conocimiento parcial de los bits de entrada, según
la estrategia de codificación de canal propuesta en este
documento.
La estrategia de codificación de canal descrita
anteriormente también puede aplicarse para aumentar la capacidad de
tratamiento de sistemas de comunicación inalámbrica que aprovechan
múltiples antenas de transmisión y recepción. En tales sistemas, se
utilizan múltiples antenas 28 de transmisión para transmitir flujos
de símbolos codificados que proceden de la misma fuente de datos.
En el lado del receptor, estos múltiples flujos se recuperan y
descodifican o bien simultánea o bien sucesivamente. La
descodificación simultánea de diferentes flujos proporciona una
carga computacional muy alta que crece exponencialmente en el
número total de bits por uso de canal transmitidos por todas las
antenas 28. Por lo tanto, la descodificación simultánea sólo es
viable para pequeñas tasas de datos en comparación con la capacidad
de tratamiento teórica. En este caso, nos centramos en los esquemas
de descodificación sucesiva en los que cada flujo de datos se
recupera eliminando los flujos de datos que se han recuperado en
fases anteriores y cancelando los flujos de datos restantes, debido
a múltiples antenas 40 de recepción, mediante cancelación de
interferencia espacial (espacio-tiempo o
espacio-frecuencia). Específicamente, se consideran
esquemas con cancelación ordenada y sucesiva de interferencia
(OSIC).
Un sistema de base que hace uso del principio
OSIC se da a conocer en la publicación de patente europea EP 0 951
091 A2. Según este sistema conocido, el número total de bits 21 de
usuario se demultiplexa en m flujos 23 simétricos. Cada flujo 23 se
somete a idéntica codificación (mediante los codificadores 24),
modulación (mediante los moduladores 26) y se transmite mediante
una de las m antenas 28 de transmisión. Un diagrama de bloques de
un transmisor 12 de este tipo se muestra en la figura 4. El
receptor 16 aprovecha M antenas 40 que producen M salidas de señal.
El receptor 16 aplica el principio OSIC que se muestra
esquemáticamente en la figura 6. Se supone que la función de
transferencia del canal. MIMO es conocida o está estimada con
precisión en el receptor (por ejemplo, debido al procedimiento de
entrenamiento estándar, basado en las señales de referencia
enviadas por el transmisor). Esta función de transferencia MIMO se
describirá esquemáticamente mediante una matriz H Mxm cuya entrada
H_{q,p} representa la función de transferencia entre la p-ésima
antena 28 de transmisión y la q-ésima antena 40 de recepción. En
desvanecimiento selectivo en frecuencia, las entradas de H son
funciones que representan caracterización del canal en el dominio o
bien del tiempo o bien de la frecuencia. En entornos de
desvanecimiento no selectivo (plano), H tiene entradas de valor
complejo.
Las subseñales de información codificadas
recibidas se demodulan en los demoduladores 42. Basándose en la H
conocida, el receptor 16 extrae los m flujos (subseñales de
información) sucesivamente a partir de los flujos 41 modulados. En
la primera capa o fase (más a la izquierda) (constituida por un
cancelador 44 MMSE, un descodificador 46, un codificador 48,
multiplicadores 56 y restadores 60), se extrae uno de los flujos
41, cancelando las contribuciones de los otros (m-1)
flujos 41. Sin pérdida de generalidad, supóngase que el índice del
flujo extraído en la primera capa es \pi[1]. En el sistema
conocido, se consigue una cancelación perfecta de estos flujos
debido a la proyección del vector H_{\pi [1]} =
[H_{1,\pi[1]},..., H_{M,\pi[1]}]^{T} (el
superíndice (T) representa una matriz traspuesta) de funciones de
transferencia de canal asociadas a este flujo sobre la parte del
espacio de señal M-dimensional que es ortogonal a
las columnas de la matriz M \times (m-1)
[H_{1:M,\pi [2]},..., H_{1:M,\pi [m]}] que representan las
funciones de transferencia de los otros flujos. El
\pi[1]-ésimo flujo es un resultado de una combinación
lineal de señales desde M antenas 40 con pesos que se definen por
las entradas del vector proyectado. Este tipo de cancelación de
interferencia, conocida como forzado a cero, sigue sin ser óptima
en presencia de ruido. Puede conseguirse un rendimiento mejor con
cancelación de mínimo error cuadrático medio (MMSE, minimum mean
square error) (en el cancelador 44 MMSE), lo que maximiza la
SINR. Para aplicar extracción MMSE al \pi[1]-ésimo flujo,
se calcula el vector m\timesM
donde el superíndice (*) representa
una matriz traspuesta conjugada, I_{M} es la matriz de identidad
M\timesM, \sigma^{2}_{s}, es la potencia (media) de todas las
señales transmitidas y \sigma^{2}_{n} es la potencia de ruido
ambiente. El \pi[1]-ésimo flujo es un resultado de una
combinación lineal de señales de las M antenas 40 con pesos que se
definen por las entradas respectivas de W^{(1)}_{\pi [1]}. Siempre
que el ruido ambiente en diferentes antenas esté descorrelacionado,
la cancelación MMSE da como resultado el mayor SINR
posible:
El \pi[1]-ésimo flujo 45 extraído se
reenvía mediante el cancelador 44 MMSE 44 al descodificador 46 que
recupera el flujo de bits 47 de usuario correspondiente. Estos bits
47 de usuario se codifican de nuevo mediante un codificador 48 para
dar la secuencia de símbolos 49 de canal que se ajusta a escala
mediante las entradas respectivas de la función de transferencia
H_{\pi [1]} (por medio de los multiplicadores 56) para producir
las contribuciones del \pi[1]-ésimo flujo para todas las M
ramas del receptor. Estas contribuciones se extraen de las señales
recibidas correspondientes por medio de restadores 60 tal como se
indica en la figura 6. Las M señales 55 resultantes están libres de
las contribuciones del \pi[1]-ésimo flujo 45. El
procedimiento descrito se aplica de manera recursiva de tal modo
que, en la enésima capa/fase, se extrae un \pi[n]-ésimo
flujo con determinada SINR^{(n)}_{\pi [n]}, después de la
cancelación MMSE de los (n-1) flujos que
interfieren restantes por medio del filtro W^{(n)}_{\pi [n]}, su
contribución se reconstruye y se elimina de las señales recibidas,
1 \leq n \leq m (excepto para la última capa en la que la
eliminación no es necesaria). En la figura 6 también se muestran la
segunda capa/fase y la m-ésima capa/fase. Esta segunda fase está
constituida por el cancelador 50 MMSE, el descodificador 52, el
codificador 54, los multiplicadores 64 y los restadores 68. La
m-ésima fase está constituida sólo por el cancelador 74 MMSE y el
descodificador 76. El receptor 16 comprende además un multiplexor
72 que multiplexa las subseñales 47 de información descodificadas
de las m capas/fases en una señal de información 77 que comprende
bits de usuario.
La capacidad de tratamiento de este sistema de
transmisión MIMO depende del conjunto de valores SINR^{(1)}_{\pi
[1]}, ..., SINR^{(m)}_{\pi [m]}. Por tanto, el orden
\pi={\pi[n], 1 \leq n \leq m} del procesamiento de m
flujos puede ser crítico. Para resaltar el impacto del orden de
procesamiento sobre la capacidad de tratamiento del sistema,
obsérvese que la simetría de diferentes subcanales y la ausencia de
conocimiento de canal en el transmisor, dan lugar a que se utilicen
tasas de transmisión (capacidades de tratamiento) iguales para
todos los subcanales. La capacidad de tratamiento global de un
sistema de este tipo es igual a m veces la capacidad de tratamiento
de un subcanal. Finalmente, la capacidad de tratamiento por
subcanal está limitada por el mínimo de sus capacidades de
tratamiento respectivas que se define por min{SINR^{(1)}_{\pi
[1]},..., SINR^{(m)}_{\pi [m]}}. Por lo tanto, la capacidad de
tratamiento máxima, corresponde al máximo de min{SINR^{(1)}_{\pi
[1]},...,SINR^{(m)}_{\pi [m]}} mientras que el orden de
procesamiento óptimo se define por tal \pi que maximiza
min{SINR^{(1)}_{\pi [1]},... ,SINR^{(m)}_{\pi[m]}}. Tal
como se muestra en la publicación de patente europea mencionada
anteriormente, el orden \pi de procesamiento óptimo se consigue
cuando, en todas las etapas, se selecciona el subcanal que maximiza
la SINR local:
Un sistema de transmisión MIMO tal como se
describió anteriormente, con el transmisor 12 y el receptor 16 tal
como en la figura 4 y la figura 6 respectivamente, filtros de
cancelación MMSE tal como se especifica por (3), estadísticas de
decisión tal como se define por (4) y un orden de procesamiento tal
como se define en (5), se considera en este documento como un
sistema de base. Analicemos una capacidad de tratamiento alcanzable
teóricamente de un sistema de este tipo. Se supondrá un canal de
desvanecimiento de Rayleigh (no selectivo) de banda estrecha con
antenas de transmisión/recepción completamente descorrelacionadas.
Esto significa que las entradas de la matriz de canal son variables
gaussianas complejas estadísticamente independientes con media cero
y varianza (1/2) por dimensión compleja. Considérese primero un
sistema con dos antenas de transmisión/recepción: M=m=2. Para esta
configuración, las relaciones SINR^{(1)}_{\pi [1]} y
SINR^{(2)}_{\pi [2]} de indisponibilidad para ambas capas se han
estimado a partir de 100000 pruebas de Monte Carlo independientes
para un amplio rango de la SNR global por antena de recepción (es
decir relación de la potencia de señal total media de todas las
antenas de transmisión con respecto a la potencia de ruido en
cualquier antena de recepción). Los valores SINR empíricos para las
tasas de indisponibilidad del 10% y del 1% se representan en la
figura 8 (que muestra la SINR de indisponibilidad por capa/fase
frente a la SNR global por antena de recepción para tasas de
indisponibilidad del 10% (imagen superior) y del 1% (imagen
inferior), 2 antenas de transmisión, 2 antenas de recepción,
desvanecimiento de Rayleigh descorrelacionado). Los valores de
indisponibilidad correspondientes de capacidades (capacidades de
tratamiento máximas), calculados según la relación estándar,
se representan en la figura 9 (que
muestra la capacidad de tratamiento de indisponibilidad por
capa/fase frente a la SNR global por antena de recepción para tasas
de indisponibilidad del 10% (imagen superior) y del 1% (imagen
inferior), 2 antenas de transmisión, 2 antenas de recepción,
desvanecimiento de Rayleigh descorrelacionado). Puede observarse
que con SNR pequeño y moderado, la primera capa (más a la
izquierda) tiene una capacidad de tratamiento mayor. Tal
comportamiento viene del hecho de que con SNR baja, la contribución
de ruido aditivo es dominante dentro de la mezcla de interferencia
residual y ruido y por lo tanto la selección del mejor subcanal,
disponible en la primera capa, da como resultado una mejor
capacidad de esta capa. La interferencia residual se vuelve más
importante con el aumento de SNR lo que explica la degradación de
la primera capa en comparación con la segunda capa con alta SNR. La
ventaja de la primera capa sobre la segunda capa depende también de
la tasa de indisponibilidad diseñada. Obsérvese que la capacidad de
tratamiento máxima de la primera capa es casi 2 veces más grande
que la capacidad de tratamiento de la segunda capa en algunos casos
de interés práctico. Concretamente, la región de SNR alrededor de 6
a 8 dB, la tasa de indisponibilidad del 10% y menor puede ser
importante para comunicaciones celulares en entornos con
interferencia limitada, por ejemplo
CDMA.
Tal como se explicó anteriormente en esta
sección, la capacidad de tratamiento de cada subcanal dentro del
sistema de base puede no superar el mínimo de capacidades de
tratamiento observadas en diferentes capas. Por lo tanto, la
capacidad de tratamiento total máxima del sistema de base es dos
veces el mínimo de estas capacidades de tratamiento. Una curva de
"diamante" de la figura 10 muestra la capacidad de tratamiento
global del sistema de base (estándar) frente a la SNR global para
las tasas de indisponibilidad del 10% (imagen superior) y del 1%
(imagen inferior).
En este punto, se observa que la capacidad de
tratamiento global puede aumentarse hasta la suma de las
capacidades de tratamiento C_{1} y C_{2} de las dos capas en la
región de SNR y tasas de indisponibilidad, donde C_{1} \geq
C_{2}. De hecho, puede observarse que el sistema de transmisión
con un transmisor 12 tal como en la figura 4 y un receptor 16 tal
como en la figura 6 es un caso particular del esquema de
transmisión general de la figura 2 en el que las capacidades
C_{1} ... C_{m} representan las capacidades de tratamiento de
indisponibilidad alcanzables en las capas 1 a m respectivamente
mientas que la permutación ir define el orden de procesamiento de
los flujos transmitidos. El conjunto de capacidades de tratamiento
C_{1}... C_{m} de indisponibilidad se define por la descripción
estadística del entorno de propagación supuesto (en nuestro
ejemplo, desvanecimiento de Rayleigh descorrelacionado).
Normalmente, estas capacidades de tratamiento se miden fuera de
línea y pueden suponerse conocidas para el transmisor 12 y para el
receptor 16. La permutación ir depende de la realización de canal.
Esta permutación está definida en el receptor 16, está sujeta a la
matriz de canal estimada, y por lo tanto es desconocida para el
transmisor 12. Por tanto, el sistema de transmisión de base entra
dentro del esquema general tal como se ilustra en la figura 2 y por
lo tanto el principio de codificación del canal general descrito
anteriormente se aplica en este caso. En un caso de dos antenas de
transmisión/recepción, la codificación puede realizarse tal como se
explicó anteriormente. Se va a diseñar el codificador que tiene que
operar en presencia de desvanecimiento de Rayleigh
descorrelacionado con SNR de 8 dB y tasa de indisponibilidad del
10%. En este caso, las capacidades de tratamiento alcanzables en
las capas 1 y 2 son C_{1} \approx 1,27 y C_{2} \approx 0,81
bits de usuario por uso de canal respectivamente, véase la figura
9. Por lo tanto, las capacidades de tratamiento alcanzables en la
práctica de esta capa tienen un límite superior de C_{1} y
C_{2}. Estos límites superiores nunca se consiguen en la práctica
puesto que tiene que sacrificarse una (pequeña) fracción de la
eficacia espectral con el fin de satisfacer los requisitos de QoS
en cuanto a tasas de error. Esta fracción depende de las
características deseadas de requisitos de QoS y FEC. La definición
de capacidad de tratamiento práctica se refiere al diseño FEC, que
no se aborda específicamente en este documento. Por lo tanto, se
supondrá en este ejemplo un FEC ideal de tal modo que las
capacidades de tratamiento máximas sean alcanzables. Supóngase que
un bloque de datos que va a transmitirse hace uso de N=100 usos de
canal. Esto puede corresponder a por ejemplo un bloque de 100
símbolos de un determinado alfabeto enviado en serie sobre el
canal. Según la descripción en la sección 1, se tienen que formar
dos conjuntos de bits de usuario de tamaños iguales
NC_{1}\approx127 de tal modo que estos conjuntos compartan
N(C_{1} - C_{2})\approx127 - 81=46 bits de
usuario. Estos dos conjuntos se codifican, modulan y transmiten de
manera independiente a través de diferentes antenas. En el receptor
16 se realiza la extracción OSIC estándar de los flujos de datos,
tal como se describió anteriormente en esta sección. Según el orden
\pi de procesamiento que se determina en el receptor mediante (5),
el flujo \pi[1] se extrae en la primera capa (más a la
izquierda). Puesto que la capacidad de tratamiento de
indisponibilidad de esta capa es C_{1}, pueden descodificarse
satisfactoriamente los NC_{1}\approx127 bits de usuario
correspondientes. Recuérdese que 46 de estos bits de usuario se
comparten con el flujo \pi[2]. En la segunda capa, se
extrae el flujo \pi[2]. El descodificador de este flujo se
beneficia del conocimiento de 46 bits de usuario de los 127 bits
totales. Los NC_{2}=81 bits de usuario restantes pueden
recuperarse satisfactoriamente ya que la capacidad de tratamiento
de la segunda capa es C_{2}\approx0,81.
Obsérvese que el esquema de codificación de
canal propuesto da como resultado la capacidad de tratamiento
global (C_{1} + C_{2}) \approx 2,08 bits por uso de canal, lo
que supone una mejora del 28% en comparación con el sistema de base
con la capacidad de tratamiento global de 2C_{2}\approx1.62 bits
por uso de canal. Las capacidades de tratamiento del sistema de
base y la modificación propuesto de este último se representan en
la figura 10 para diversos SNR y tasas de indisponibilidad del 10%
y del 1%. La mejora del sistema de transmisión modificado sobre los
sistemas de base varía del 10% al 100% e incluso más, con SNR baja
y moderada.
En el caso general de M y m, el transmisor del
sistema de base modificado se parece al de la figura 5, en la que
se aplica el Algoritmo 1 para generar conjuntos intersecantes de
bits de usuario. Estos conjuntos se codifican, modulan y transmiten
en paralelo, a través de m antenas de transmisión. El receptor del
sistema de base modificado se presenta en la figura 7. En
comparación con el receptor convencional de la figura 6, el
receptor modificado contiene un bloque 78 de selección que controla
a través de puertas 80 la transferencia de los bits de usuario
compartidos (las correspondientes decisiones hard/soft)
descodificados en capas anteriores a los descodificadores de las
siguientes capas.
En el resto del documento se da un ejemplo
ligeramente más complejo de división de bits de usuario por medio
del algoritmo UBP, para un sistema de transmisión MIMO con M=m=3.
Suponiendo desvanecimiento de Rayleigh descorrelacionado, se
calcula la SINR de indisponibilidad alcanzable en diferentes capas,
las capacidades de tratamiento de indisponibilidad correspondientes
por capa y las capacidades de tratamiento globales de
indisponibilidad de los sistemas de base (estándar) y modificados,
para un amplio rango de SNR y tasas de indisponibilidad del 10% y
del 1%, véanse las figuras 11 a 13. La figura 11 muestra la SINR de
indisponibilidad por capa/fase frente a la SNR global por antena de
recepción para tasas de indisponibilidad del 10% (imagen superior)
y del 1% (imagen inferior), teniendo el sistema de transmisión 3
antenas de transmisión, 3 antenas de recepción y desvanecimiento de
Rayleigh descorrelacionado. La figura 12 muestra la capacidad de
tratamiento de indisponibilidad por capa/fase frente a la SNR
global por antena de recepción para tasas de indisponibilidad del
10% (imagen superior) y del 1% (imagen inferior), teniendo el
sistema de transmisión 3 antenas de transmisión, 3 antenas de
recepción y desvanecimiento de Rayleigh descorrelacionado. La
figura 13 muestra la capacidad de tratamiento total de
indisponibilidad del sistema estándar y el modificado frente a la
SNR global por antena de recepción para tasas de indisponibilidad
del 10% (imagen superior) y del 1% (imagen inferior), teniendo el
sistema de transmisión 3 antenas de transmisión, 3 antenas de
recepción y desvanecimiento de Rayleigh descorrelacionado.
En primer lugar, es necesario hallar el conjunto
de capacidades de tratamiento máximas C_{1}
C_{2}, C_{3} que proporcionan la capacidad de
tratamiento global C_{\sum} bajo limitaciones de viabilidad, tal
como se indica en (2). Los valores C_{1} C_{2},
C_{3} resultantes se representan en la figura 12 mediante
líneas discontinuas. Obsérvese que C_{1}=C_{1} y
C_{3}=C_{3} en todos los casos mientras que la capacidad
de tratamiento C_{2} de la capa intermedia es a menudo más
pequeña que la C_{2} correspondiente. Como anteriormente, se
selecciona una SNR de 8 dB, tasa de indisponibilidad del 10% y N =
100 usos de canal por bloque. A partir de la figura 12, se hallan
las capacidades de tratamiento máximas por capa
C_{1}\approx1,51, C_{2}\approx1,33, C_{3}\approx0,95 y
las capacidades de tratamiento máximas viables por capa
C_{1}\approx1,51, C_{2}\approx1,23,
C_{3}\approx0,95. A continuación, se aplica el Algoritmo
1 para generar tres conjuntos de bits de usuario. En primer lugar,
se calculan NC_{1}\approx51,
NC_{2}\approx123, NC_{3}\approx95 y los
correspondientes D_{1}=NC_{1}=151, D_{2}=
(NC_{1} - NC_{2})=28, D_{3}=((NC_{1} -
NC_{2}) -
(NC_{2}-NC_{3}))=0. La parte
restante del Algoritmo 1 puede implementarse como sigue:
- elegir I_{1} como un conjunto arbitrario de
D_{1}=151 bits de usuario;
- tomar el primer bloque de D_{2} = 28 bits
(bits 1 a 28) de I_{1}, obtener I_{2} añadiendo (D_{1} -
D_{2})=123 bits de usuario que no están en I_{1};
- tomar el segundo bloque de D_{2}=28 bits
(bits 29 a 56) de I_{1} (sin intersección con I_{2}), añadir el
segundo bloque de D_{2}=28 bits (bits 29 a 56) de I_{2} (sin
intersección con I_{1}), añadir ((D_{1} - D_{2}) - (D_{2} -
D_{3}))=95 bits de usuario que no se comparten con I_{1} e
I_{2}, para obtener I_{3}.
Obsérvese que D_{3}=0 implica que los tres
conjuntos de bits de usuario que van a construirse tienen una
intersección vacía. Hagamos una observación más general. Para
cualquier m \geq 3, siempre que las capacidades de tratamiento
C_{2} ... C_{m-1} se encuentren por encima de
la línea recta entre C_{1} y C_{m}, se obtendrá
C_{1}=C_{1}, C_{m}=C_{m}, y todas las
C_{1}... C_{m} están espaciadas igualmente a lo
largo de la línea recta (imaginaria) que conecta C_{1} y C_{m}.
En este caso, D_{n} = 0 para todo m \geq 3 y por lo tanto
cualesquiera tres (o más) conjuntos de bits de usuario tienen
intersecciones vacías. Esta observación puede utilizarse para
simplificar la versión general del algoritmo UBP, restringiendo el
bucle interno a p\epsilon{(n-3),
(n-2), (n-1)}. Esta simplificación
puede ser valiosa para m moderado y grande.
El alcance de la invención no se limita a las
realizaciones dadas a conocer explícitamente, sino que más bien
está definido por las reivindicaciones adjuntas. Ningún signo de
referencia limita el alcance de las reivindicaciones. La expresión
"que comprende" no excluye la presencia de otros elementos o
etapas distintas a las indicadas en una reivindicación. El uso de
la palabra "uno" o "una" antepuesta a un elemento no
excluye la presencia de una pluralidad de tales elementos.
Claims (14)
1. Transmisor (12) para transmitir una señal
(21) de información a través de una pluralidad de subcanales a un
receptor (16), teniendo al menos un primer subcanal de los
subcanales una capacidad superior a al menos un segundo subcanal de
los subcanales, comprendiendo el transmisor (12) un demultiplexor
(20) para demultiplexar la señal (21) de información en una
pluralidad de subseñales (23) de información, comprendiendo además
el transmisor (12) un codificador (8) de canal para codificar las
subseñales (23) de información en subseñales (25) de información
codificadas, en el que cada subseñal (25) de información codificada
se transmite a través de uno de los subcanales al receptor (16),
caracterizado porque el demultiplexor (20) está dispuesto
para demultiplexar la señal (21) de información en una pluralidad
de subseñales (23) de información que se superponen parcialmente
que comprenden elementos de información compartidos y no
compartidos, en el que para cada subseñal (23) se adapta una
distribución de los elementos de información compartidos a las
capacidades de los subcanales tal como se ordenan por el receptor
(16), siendo el tamaño de los elementos que no se comparten entre
el primero y el segundo de los subcanales igual a la capacidad del
segundo de los subcanales.
2. Transmisor (12) según la reivindicación 1, en
el que el transmisor (12) comprende además un intercalador acoplado
entre el demultiplexor (20) y el codificador (8) de canal, estando
dispuesto el intercalador para intercalar las subseñales (23) de
información, en el que el codificador (8) de canal está dispuesto
para codificar las subseñales de información intercaladas en las
subseñales de información codificadas.
3. Transmisor (12) según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 y 2, en el que el transmisor (12) comprende una
pluralidad de antenas (28) de transmisión, y en el que cada
subseñal (25) de información codificada se transmite a través de
una de las antenas (28) de transmisión al receptor (16).
4. Receptor (16) para recibir subseñales de
información codificadas a través de una pluralidad de subcanales
desde un transmisor (12), teniendo al menos un primer subcanal de
los subcanales una capacidad superior a al menos un segundo
subcanal de los subcanales, comprendiendo el receptor (16) un
descodificador de canal para descodificar sucesivamente las
subseñales de información codificadas recibidas, comprendiendo el
descodificador de canal una pluralidad de descodificadores,
caracterizado porque las subseñales de información
codificadas son subseñales de información codificadas que se
superponen parcialmente que comprenden elementos de información
compartidos y no compartidos, en el que el descodificador de canal
está dispuesto para descodificar una subseñal de información
codificada recibida en el segundo de los subcanales incorporando
elementos de información compartidos de subseñales de información
ya descodificadas, recibiéndose las subseñales de información ya
descodificadas en el al menos un primer subcanal de los subcanales
y siendo el tamaño de los elementos que no se comparten entre el
primero y el segundo de los subcanales igual a la capacidad del
segundo de los subcanales.
5. Receptor (16) según la reivindicación 4, en
el que el descodificador de canal está dispuesto para descodificar
una subseñal de información codificada recibida incorporando
elementos de información compartidos de la subseñal de información
descodificada más recientemente.
6. Receptor (16) según la reivindicación 4 ó 5,
en el que el receptor (16) comprende una pluralidad de antenas (40)
de recepción para recibir las subseñales de información
codificadas.
7. Sistema (10) de transmisión para transmitir
una señal (21) de información a través de una pluralidad de
subcanales desde un transmisor (12) a un receptor (16), que
comprende el transmisor (12) de una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 3 y el receptor (16) de cualquiera de las
reivindicaciones 4 a 6.
8. Sistema (10) de transmisión según la
reivindicación 7, en el que el sistema (10) de transmisión es un
sistema de transmisión binaria y en el que las subseñales de
información comprenden señales binarias encaminadas de manera
diferente.
9. Procedimiento de transmisión de una señal
(21) de información a través de una pluralidad de subcanales a un
receptor (16), teniendo al menos un primer subcanal de los
subcanales una capacidad superior a al menos un segundo subcanal de
los subcanales, comprendiendo el procedimiento:
- demultiplexar la señal (21) de información en
una pluralidad de subseñales (23) de información,
- codificar las subseñales (23) de información
en subseñales (25) de información codificadas,
- transmitir cada subseñal (25) de información
codificada a través de uno de los subcanales al receptor (16),
caracterizado porque la señal (21) de información se
demultiplexa en una pluralidad de subseñales (23) de información
que se superponen parcialmente que comprenden elementos de
información compartidos y no compartidos, en el que para cada
subseñal (23) se adapta una distribución de los elementos de
información compartidos a las capacidades de los subcanales tal
como se ordenan por el receptor (16), siendo el tamaño de los
elementos que no se comparten entre el primero y el segundo de los
subcanales igual a la capacidad del segundo de los subcanales.
\newpage
10. Procedimiento de transmisión según la
reivindicación 9, comprendiendo además el procedimiento intercalar
las subseñales (23) de información, en el que las subseñales de
información intercaladas se codifican en las subseñales (25) de
información codificadas.
11. Procedimiento de transmisión según una
cualquiera de las reivindicaciones 9 y 10, en el que las subseñales
(25) de información codificadas se transmiten a través de una
pluralidad de antenas (28) de transmisión al receptor (16).
12. Procedimiento de recepción de subseñales de
información codificadas a través de una pluralidad de subcanales
desde un transmisor (12), teniendo al menos un primer subcanal de
los subcanales una capacidad superior a al menos un segundo
subcanal de los subcanales, comprendiendo el procedimiento:
- descodificar sucesivamente las subseñales de
información codificadas recibidas, caracterizado porque las
subseñales de información codificadas son subseñales de información
codificadas que se superponen parcialmente que comprenden
elementos de información compartidos y no compartidos y una
subseñal de información codificada recibida en el segundo de los
subcanales se descodifica incorporando elementos de información
compartidos de subseñales de información ya descodificadas,
recibiéndose las subseñales de información ya descodificadas en el
al menos un primer subcanal de los subcanales y siendo el tamaño de
los elementos que no se comparten entre el primero y el segundo de
los subcanales igual a la capacidad del segundo de los
subcanales.
13. Procedimiento de recepción según la
reivindicación 12, en el que una subseñal de información codificada
recibida se codifica incorporando elementos de información
compartidos de la subseñal de información descodificada más
recientemente.
14. Procedimiento de recepción según la
reivindicación 12 ó 13, en el que las subseñales de información
codificadas se reciben a través de una pluralidad de antenas (40)
de recepción.
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