ES2221025T3

ES2221025T3 - Procedimiento de desmodulacion digital.

Info

Publication number: ES2221025T3
Application number: ES97401753T
Authority: ES
Inventors: Fabrice Belveze; Xavier Lasne; Albert Roseiro
Original assignee: Nortel Networks France SAS
Current assignee: Nortel Networks France SAS
Priority date: 1996-07-24
Filing date: 1997-07-21
Publication date: 2004-12-16
Anticipated expiration: 2017-07-21
Also published as: CA2211246C; US5917861A; FR2751811B1; CA2211246A1; AU718488B2; FR2751811A1; AU3017597A; ATE266916T1; TW327712B; SG67409A1; DE69729033T2; EP0821501B1; EP0821501A1; DE69729033D1

Abstract

UN DISPOSITIVO RECEPTOR (120) EFECTUA N DESMODULACIONES DISTINTAS (N 2) QUE PROPORCIONAN CADA UNA ESTIMACIONES RESPECTIVAS DE SIMBOLOS BINARIOS SUCESIVOS QUE RESULTAN DE UNA CODIFICACION DIFERENCIAL DE UNA SECUENCIA DE BITS TRANSMITIDOS POR UN DISPOSITIVO EMISOR, TENIENDO DICHA CODIFICACION DIFERENCIAL LA FORMA DE A SUB,K} = C SUB,K} A SUB,F(K)}, DONDE A SUB,K} Y C SUB,K} REPRESENTAN EL SIMBOLO BINARIO DE RANGO K Y EL BIT DE RANGO K, F SUB,K} REPRESENTA UN NUMERO ENTERO A LO SUMO IGUAL A K-1 Y REPRESENTA LA OPERACION O EXCLUYENTE. CADA ESTIMACION DE UN SIMBOLO BINARIO DE RANGO K ES UN NUMERO REAL S SUB,K} SUP,(I)} (1 I N) CUYO SIGNO REPRESENTA EL VALOR MAS PROBABLE DE DICHO SIMBOLO Y CUYO MODULO MIDE LA VEROSIMILITUD DE DICHO VALOR MAS PROBABLE. EL VALOR DE UN BIT DE RANGO K DE LA SECUENCIA SE ESTIMA SOBRE LA BASE DEL NUMERO:

Description

Procedimiento de desmodulación digital.

La presente invención se refiere a un procedimiento de desmodulación digital.

La misma se aplica en particular a un dispositivo receptor que utiliza una técnica de diversidad de recepción.

Las técnicas de diversidad son bien conocidas en el campo de la transmisión digital. Entre estas técnicas, se pueden citar:

-: la diversidad espacial, utilizable en particular en transmisión radio cuando varios sensores de recepción están dispuestos en unos emplazamientos diferentes;

-: la diversidad de frecuencia cuando la misma información es transmitida simultáneamente sobre unas frecuencias diferentes;

-: la diversidad temporal en caso de repetición de la misma información.

Estas diferentes técnicas de diversidad pueden también ser combinadas entre sí. El interés de estas técnicas es que permiten mejorar el porcentaje de error binario en las estimaciones producidas por el dispositivo receptor. En contrapartida, adolecen generalmente del inconveniente de requerir unos recursos suplementarios, en términos de banda pasante y/o de complejidad de los dispositivos emisor y receptor.

Para combinar las estimaciones múltiples obtenidas por el receptor de diversidad, existen numerosos procedimientos, entre los cuales se pueden citar:

-: el procedimiento de selección que consiste simplemente en elegir la observación que presenta la mejor relación señal/ruido;

-: el procedimiento denominado "equal gain combining", en el cual se toma una decisión a partir de la suma de las observaciones después de puesta en fase;

-: el procedimiento denominado "maximun ratio combining", en el cual se toma una decisión a partir de la suma de los cuadrados de las observaciones puestas en fase y divididas por la potencia estimada de los ruidos por los cuales están afectadas. Este último procedimiento proporciona una relación señal/ruido máxima después de la combinación.

Puede que las observaciones disponibles no estén sujetas a perturbaciones (ruido, canal) completamente descorrelacionadas (sobre todo en lo que concierne al canal).

En este caso, los procedimientos clásicos de recombinación no obtienen los resultados esperados. Por otra parte, en transmisiones digitales, solamente cuentan las verosimilitudes de las observaciones y la toma de decisión que de ello resulta, en el sentido del máximo de verosimilitud; este aspecto no aparece explícitamente en los procedimientos clásicos.

Un procedimiento clásico está descrito, por ejemplo, en el documento US 4.328.582.

Un objetivo de la presente invención es proporcionar una alternativa, basada en el máximo de verosimilitud, a los procedimientos clásicos de recombinaciones de estimaciones afectadas por perturbaciones diferentes.

La invención propone así un procedimiento de desmodulación digital, en el cual un dispositivo receptor efectúa N desmodulaciones distintas (N\geq2) proveyendo a cada una de las estimaciones respectivas de símbolos binarios sucesivos a_{k} que resultan de una codificación diferencial de una secuencia de bits c_{k} transmitidos por un dispositivo emisor, siendo dicha codificación diferencial de la forma a_{k}=c_{k} \oplus a_{f(k)} en la que a_{k} y c_{k} designan el símbolo binario de rango k y el bit de rango k, f(k) designa un entero como máximo igual a k-1 y \oplus designa la operación O exclusiva, estando cada estimación de un símbolo binario a_{k} de rango k en forma de un número real s^{(i)}_{k} (1\leqi\leqN) cuyo signo representa el valor más probable de dicho símbolo y cuyo módulo mide la verosimilitud de dicho valor más probable. Según la invención, el dispositivo receptor estima el valor de un bit c_{k} de rango k de la secuencia utilizando un número de la forma X_{k}-Y_{k} en la que:

1

Se demuestra que, desde que el nivel de la señal útil es suficientemente grande con respecto al del ruido de observación, la estimación X_{k}-Y_{k} anterior es proporcional a la verosimilitud del bit c_{k}, es decir al logaritmo de la relación de las densidades de probabilidades de la o de las señales recibidas condicionalmente en el bit c_{k} y condicionalmente en el complemento lógico del bit c_{k}.

La desmodulación global obedece por tanto a la regla del máximo de verosimilitud a posteriori, incluso en presencia de errores correlacionados en las diferentes estimaciones de los símbolos a_{k}.

La invención se aplica no solamente a las recombinaciones de estimaciones múltiples obtenidas por una técnica de diversidad, sino también al caso en que dos por lo menos de los N juegos de estimaciones de los símbolos a_{k} se obtienen desmodulando un mismo segmento de señal recibido por unos procedimientos diferentes (un caso de figura en el que, típicamente, los errores de estimación serán a menudo correlacionados).

En una realización particular, por lo menos dos de las N desmodulaciones distintas se efectúan sobre un mismo segmento de señal que corresponde a una trama de símbolos de una señal digital modulada por el dispositivo emisor, siendo dicho segmento de señal recibido por el dispositivo receptor después de la transmisión de la señal digital modulada por medio de un canal de transmisión, comprendiendo la primera de estas dos desmodulaciones las etapas siguientes:

-: la estimación de primeros parámetros de desmodulación en un primer extremo del segmento; y

-: el cálculo de primeras estimaciones de símbolos de la trama utilizando unos primeros parámetros de desmodulación estimados y del segmento de señal recorrido desde el primer extremo hacia un segundo extremo,

y comprendiendo la segunda de estas dos desmodulaciones las etapas siguientes:

-: la estimación de segundos parámetros de desmodulación en el segundo extremo del segmento; y

-: el cálculo de segundas estimaciones de símbolos de la trama utilizando unos segundos parámetros de desmodulación estimados y del segmento de señal recorrido desde el segundo extremo hacia el primer extremo.

Esta manera de proceder conduce a unas ganancias apreciables en el porcentaje de error binario, a partir de una sola observación de la señal.

Otras particularidades y ventajas de la presente invención se pondrán de manifiesto a partir de la descripción siguiente de ejemplos de realización no limitativos, con referencia a los planos anexos, en los que:

- la figura 1 es un esquema sinóptico que muestra un dispositivo emisor y un dispositivo receptor que utiliza la presente invención;

- la figura 2 es un diagrama que muestra la estructura de tramas de señal en un ejemplo de realización de la presente invención;

- las figuras 3 y 4 son unos organigramas de procedimientos de desmodulación aplicados por el dispositivo receptor en los dos sentidos de desmodulación;

- la figura 5 es un gráfico que muestra unos ejemplos de verosimilitudes obtenidas en cada sentido de desmodulación;

- la figura 6 es un organigrama que muestra una forma de combinar las estimaciones de ida y vuelta según la invención; y

- la figura 7 muestra otro modo de realización de un dispositivo receptor según la invención.

La invención se describe a continuación en su aplicación a las radiocomunicaciones digitales entre un dispositivo emisor 10 y un dispositivo receptor 2C. el dispositivo emisor 10 comprende un codificador fuente 12 (un codificador de voz en el caso de un sistema de telefonía) que suministra un flujo de datos digitales x_{k} organizados en tramas sucesivas. En el ejemplo de realización ilustrado en la figura 2, la señal x_{k} está organizada en tramas de 126 bits con un caudal 1/T=8 kbit/s.

Un codificador canal 14 trata los bits suministrados por el codificador fuente para mejorar la robustez en los errores de transmisión. En el ejemplo de la figura 2, el codificador canal 14 aplica un código convolutivo CC (2,1,3) de rendimiento 1/2 a los 26 primeros bits de la trama x_{k}. Los 52+100=152 bits resultantes e_{k} son a continuación sometidos a un entrelazado destinado a romper los paquetes de errores que puede producir el fenómeno de fading de Rayleigh. Una palabra de sincronización de 8 bits es insertada después de cada trama de 152 bits de información entrelazados para formar la señal c_{k} que el codificador 14 dirige al modulador 16. Éste último forma la señal radio s(t) que es amplificada y después aplicada a la antena 18 del dispositivo emisor 10. En el ejemplo considerado, los símbolos c_{k} son binarios (c_{k}=0 ó 1).

La modulación empleada es por ejemplo la modulación GMSK con un parámetro BT=0,25 (ver K. MUROTA et al: "GMSK modulation for digital mobile radio telephony", IEEE Trans. On Communications, Vol. COM-29, nº 7, julio 1981, páginas 1044-1050).

El dispositivo receptor 20 comprende un desmodulador 24 que recibe la señal captada por la antena 22 y amplificada. El desmodulador 24 suministra unas estimaciones de los símbolos emitidos c_{k}. Estas estimaciones son anotadas S_{k} en el caso de decisiones suaves, y d_{k} en el caso de decisiones duras. Si los símbolos c_{k} son M-arios y están comprendidos entre 0 y M-1, una elección de representación posible para la estimación suave S_{k} está en forma:

S_{k} = p_{k}. exp \ (2j\pi d_{k}/M),

Es decir que, en este caso, su argumento 2\pid_{k}/M representa el valor más probable d_{k} del símbolo d_{k}, mientras que su módulo p_{k} es una medida de la verosimilitud de este valor d_{k}. En el caso de símbolos binarios (M=2), el número S_{k} es real y se denomina "softbit", y su signo 2d_{k}-1 da directamente el valor más probable del símbolo designado 2c_{k}-1.

El dispositivo receptor 20 comprende un descodificador canal 26 dual del codificador canal 14 del emisor. En el ejemplo considerado anteriormente, el descodificador canal 26 opera trama por trama la permutación de los bits inversa de la correspondiente al entrelazado aplicado por el emisor, y descodifica los 52 bits redundantes utilizando el enrejado de Viterbi que corresponde al código convolutivo empleado. Como es usual en transmisiones digitales, el descodificado de Viterbi puede ser de decisiones duras cuando el desmodulador 24 proporciona solamente las d_{k}, o de decisiones suaves cuando el desmodulador 24 proporciona las S_{k}.

El descodificador canal 26 restituye las estimaciones y_{k} de los bits x_{k}, y las suministra a un descodificador fuente 28 que pone de nuevo en forma la información transmitida.

Como muestra la figura 1, el desmodulador 24 comprende un nivel radio 30 que asegura la conversión en banda de base de la señal recibida. Por medio de dos mezcladores 32, 34, la señal radio recibida es mezclada con dos ondas de radio en cuadratura con la frecuencia portadora suministradas por un oscilador local 36, y las señales resultantes son sometidas a unos filtros paso-bajo 38, 40 para obtener una componente en fase y una componente en cuadratura. Estos dos componentes son muestreados y cuantificados por unos convertidores análogico-digital 42, 44 a una frecuencia por lo menos igual a la frecuencia de los bits transmitidos. Se anotarán R_{n} las muestras complejas de la señal digital en banda de base suministradas por los convertidores 42, 44.

En el ejemplo representado en la figura 1, el desmodulador 24 opera según un algoritmo secuencial para desmodular unos símbolos binarios. En el caso de la modulación GMSK, se puede realizar una desmodulación secuencial utilizando la aproximación siguiente para la señal modulada en banda de base s(t).

(4)s(t) = \sum\limits^{+ \infty}_{k = \propto} j^{k}\cdot a_{k}\cdot h(t-kT)

Esta expresión corresponde a una aproximación a la primera orden de la descomposición propuesta por P.A. LAURENT en su artículo "Exact an Approximate Construction of Digital Phase Modulations by Superposition of Amplitude Modulated Pulses (AMP)", IEEE Trans. On Communications, Vol. COM-34, nº 2, febrero 1986, páginas 150-160. Este artículo explica también el procedimiento de cálculo de la función h(t), que, en el caso de la modulación GMSK con BT=0,25, corresponde a un impulso de anchura 2T aproximadamente centrado sobre t=0. En la expresión (4), los símbolos binarios a_{k}, de valor \pm1, corresponden a los bits c_{k} codificados diferencialmente: a_{k}=a_{k-1}.(2c_{k}-1).

El canal radio está afectado por desvanecimientos que corresponden a la suma en oposición de fase de trayectos múltiples provocados por diferentes reflexiones de la señal emitida sobre unos obstáculos próximos o lejanos. Siendo la dispersión temporal de estos trayectos usualmente del orden de 12 \mus, duración pequeña frente a la duración de un bit (T=125 \mus en el ejemplo digital considerado), se representa el canal de propagación por una variable compleja A(t) que corresponde a una atenuación de Rayleigh y un defasaje con un único trayecto. La frecuencia de los desvanecimientos es de 2f_{d}, siendo f_{d} la frecuencia Doppler asociada a la variación de la distancia entre el emisor y el receptor: f_{d}=f_{0}.v/c, si f_{0} es la frecuencia central del canal, v es la velocidad relativa del emisor y del receptor y c es la velocidad de la luz. Se encuentra entonces para una velocidad de 100 km/h una frecuencia Doppler del orden de 41,67 Hz en el caso en que f_{0} es aproximadamente igual a 450 MHz, de lo que resulta un desvanecimiento (83,33 Hz), cada 12 ms. Esto permite por tanto más de un desvanecimiento por trama, y sobre todo una frecuencia de desvanecimiento superior a la frecuencia de las palabras de sincronización (50 Hz).

La presencia de estos desvanecimientos rápidos, y más generalmente la variación rápida del canal frente a la duración de la trama, imponen una estimación frecuente del canal, y por tanto un riesgo importante de propagación de errores debidos a la retroacción del bucle de decisión. En efecto, en caso de errores en los símbolos binarios decididos cuando tiene lugar la desmodulación, estos errores conducirán a unas estimaciones erróneas del canal, que a su vez producirán nuevos errores de desmodulación.

Se anotarán A_{k}=A(kT) (k=0 a 167) los valores complejos del canal de propagación muestreados a 8 kHz en banda de base. El canal está además afectado por el ruido blanco aditivo gausiano B(t) de varianza N0/2, anotado B_{k} después de muestreo y filtrado adaptado. La señal recibida, después de fltrado adaptado de la señal por el filtro 46 de respuesta h(t), presenta entonces la forma:

r_{k} = A(kT) \sum\limits^{+ \infty}_{k = \propto} j^{n}a_{n} H((n-k)T) + B(kT) = A_{k}[j^{k-1}a_{k-1}H(-T_{b})+ j^{k}a_{k}H(0)+j^{k+1}a_{k+1}H(+T)]+B_{k}

en la que H(t) es la función de autocorrelación conocida de la función h(t). En esta expresión, se ha realizado la aproximación que consiste en despreciar H(t) para ItI\geq2T, lo que simplifica los cálculos.

Las muestras de salida r_{k} del filtro adaptado 36 son almacenadas en una memoria 48 para ser tratadas por el controlador 50 del desmodulador 24.

El controlador 50 trata la señal filtrada r_{k} por segmentos que corresponden cada uno a una trama de 168 símbolos binarios emitidos a_{k} (0\leqk<168). Como muestra la figura 2, esta trama corresponde, después del codificado diferencial ímplicito de los bits c_{k}, a los 152 bits de información de una trama enmarcados por los 8 bits de la palabra de sincronización precedente y por los 8 bits de la palabra de sincronización siguiente.

El controlador 50 efectúa la desmodulación según un algoritmo secuencial, del que una primera fase está representada en el organigrama de la figura 3. En esta primera fase, se empieza por estimar la respuesta compleja del canal al inicio del segmento, y después se desmodula este segmento del inicio hacia el final actualizando en cada tiempo-bit la estimación de la respuesta compleja del canal.

En la inicialización 60 de esta primera fase, los bits b_{0}^{A} y b_{1}^{A} son respectivamente tomados iguales a los símbolos binarios conocidos a_{0} y a_{1}, y el índice k es iniciallizado en 2. En la etapa 62, el índice k es comparado con 8, es decir a la longitud de la palabra de sincronización. Si k<8, el bit b^{A}_{k} es tomado igual al bit conocido a_{k} de la palabra de sincronización en la etapa 64, y después se procede, en la etapa 66, a una estimación instantánea V_{K-1}^{A} del canal de propagación, efectuando la división compleja:

(5)V_{k-1}^{A} = \frac{r_{k-1}}{j^{k-2}b^{A}_{k-2}H(-T)+j^{k-1}b^{A}_{k-1}H(0)+j^{k}b_{k}^{A}H(+T)}

Un filtrado de las estimaciones instantáneas V_{m}^{A} permite lisar los efectos del ruido gausiano para proporcionar la estimación A^{A}_{k-1} que sirve para la desmodulación de los bits. En el ejemplo representado en la figura 3, este filtrado es simplemente el cálculo de la media aritmética de las seis últimas estimaciones instantáneas V_{m}^{A}. También se podrían emplear otros tipos de filtrado. Después de la etapa 66, el índice k es comprado con 167 (la longitud de la trama en la etapa 68. En tanto que k<167, el índice k es incrementado en una unidad en la etapa 60 antes de volver a la etapa 62.

La estimación del canal al inicio de la trama se termina cuando k=8 en el test 62. Se dispone entonces de la estimación A^{A}_{6} obtenida gracias al conocimiento de la palabra de sincronización. Para cada valor de k\geq8, el softbit s_{k}^{A} es estimado en la etapa 72 según:

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y la estimación b_{k}^{a} del bit a_{k} se obtiene por el signo del softbit s_{k}^{A}. Habiendo obtenido este bit b_{k}^{A}, el controlador 50 estima de nuevo el canal en la etapa 66 como se ha expuesto anteriormente. La desmodulación en el sentido ida está terminada cuando k=167 cuando tiene lugar el test 68.

Se observa en la figura 3 que un error realizado sobre un bit b_{k}^{A} en la etapa 72, debido por ejemplo a un desvanecimiento del canal o a un ruido impulsivo, provoca unas distorsiones en las estimaciones instantáneas V_{k-1}^{A}, V_{k}^{A} y V_{k-1}^{A} realizadas en las tres etapas 66 siguientes, y conduce así a unos errores de estimación del canal que se propagan durante un cierto tiempo debido al filtro de lisado. Estos errores en los A_{k}^{A} pueden a su vez generar otros errores de estimación de los bits.

La figura 5 muestra así, en el caso en que la señal recibida tiene una energía que evoluciona según la curva E a trazos mixtos (con un desvanecimiento de canal que se produce en el instante k_{0}), que la verosimilitud s|_{k}^{A}| de las estimaciones (curva a trazos discontinuos) es buena antes del desvanecimiento, pero emplea a continuación un cierto tiempo en encontrar de nuevo unos valores en relación con la energía E de la señal recibida.

Para mejorar las características en el periodo siguiente al desvanecimiento, el controlador 50 procede a otra desmodulación del segmento de señal que corresponde a la trama de 168 bits desde el final del segmento hacia el inicio. Esto permite obtener unas verosimilitudes |s_{k}^{R}| tales como las representadas por la curva a trazos seguidos en la figura 5. Se aprecia que las características del desmodulador se mejorarán si se privilegian los softbits s_{k}^{A} antes del desvanecimiento y los softbits s_{k}^{R} después del desvanecimiento.

La desmodulación de vuelta se efectúa en una segunda fase parecida a la primera, cuyo organigrama está representado en la figura 4.

En esta segunda fase, se empieza por estimar la respuesta compleja del canal al final del segmento, y después se desmodula este segmento del final hacia el inicio actualizando en cada tiempo-bit la estimación de la respuesta compleja del canal.

En la inicialización 160 de esta segunda fase, los bits b_{167}^{R} y b_{167}^{R} son respectivamente tomados iguales a los símbolos binarios conocidos a_{7} y a_{6}, y el índice k es inicializado en 165. En la etapa 162, el índice k es comparado con 159. Si k>159, el bit b_{k}^{R} es tomado igual al bit conocido a_{k-160} de la palabra de sincronización en la etapa 164, y después se procede, en la etapa 166, a una estimación instantánea V_{k+1}^{R} del canal de propagación, efectuando la división compleja siguiente:

(7)V_{k+1}^{R} = \frac{r_{k+1}}{j^{k+2}b_{k+2}^{R}H(+T)+j^{k+1}b_{k+1}^{R}H(0)+j^{k}b_{k}^{R} H(-T)}

Un filtrado de las estimaciones instantáneas V_{m}^{R} permite lisar los efectos del ruido gausiano para proporcionar la estimación A_{k+1}^{R} que sirve para la desmodulación de los bits. En el ejemplo representado en la figura 3, este filtrado es simplemente el cálculo de la media aritmética de las seis últimas estimaciones instantáneas V_{m}^{R}. Después de la etapa 166, el índice k es comparado a 0 en la etapa 168. En tanto que k>0, el índice k es reducido en una unidad en la etapa 170 antes de volver a la etapa 162.

La estimación del canal al final de la trama se termina cuando k=159 en el test 162. Se dispone entonces de la estimación A_{161}^{R} obtenida gracias al conocimiento de la palabra de sincronización. Para cada valor de k\leq159, el softbit s_{k}^{R} es estimado en la etapa 172 según:

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y la estimación b_{k}^{R} del bit a_{k} se obtiene por el signo del softbit s_{k}^{R}. Habiendo obtenido este bit b_{k}^{R}, el controlador 50 estima de nuevo el canal en la etapa 166 como se ha expuesto anteriormente. La desmodulación en el sentido de vuelta se termina cuando k=0 cuando tiene lugar el test 168.

En el ejemplo considerado más arriba, los parámetros de desmodulación reestimados cuando tiene lugar el recorrido del segmento desmodulado en cada sentido se limitan a la respuesta compleja A_{k} del canal de propagación. Se comprenderá que podrían incluir otros parámetros tales como unos parámetros representativos del ruido observado sobre el canal de transmisión. Se puede así calcular para cada sentido de desmodulación una media cuadrática de las diferencias V_{k-1}^{A} -A_{k-1}^{A} (etapa 66) o V_{k+1}^{R}-A_{k+1}^{R} (etapa 166), para estimar la potencia instantánea del ruido N0_{k}^{A}, N0_{k}^{R} en cada sentido de desmodulación. Se puede entonces normalizar el valor del softbit s_{k}^{A} o s_{k}^{R} dividiéndolo por esta media cuadrática. Las estimaciones de potencia N0_{k}^{A}, N0_{k}^{R} pueden ser constantes sobre la trama considerada; son entonces, por ejemplo unas medias de los |A_{k-1}^{A}-V_{k-1}^{A}|^{2} y de los |A_{k+1}^{R}-V_{k+1}^{R}|^{2} calculadas sobre el conjunto de la trama. Si estas medias se obtienen sobre unas ventanas deslizantes o por filtrado, las estimaciones de la potencia del ruido pueden ser instantáneas, es decir depender del índice k.

La figura 6 muestra una forma de explotar las estimaciones de ida y vuelta de los símbolos transmitidos, buscando el máximo de verosimilitud a posteriori del valor de los bits emitidos.

El valor del softbit S_{k} obtenido después de la descodificación diferencial es entonces:

(9)S_{k} = X_{k} - Y_{k}

en el que:

(10)X_{k} =máx \left\{ \left| s_{k-1}^{A}+s_{k}^{A} \right| , \left| s_{k-1}^{R} + s_{k}^{R} \right| \right\}

(11)Y_{k} =máx \left\{ \left| s_{k-1}^{A}-s_{k}^{A} \right|, \left| s_{k-1}^{R}- s_{k}^{R} \right| \right\}

tal como ilustran las etapas 90 y 92 en la figura 6. La estimación dura d_{k} del bit c_{k} es tomada igual a [1 + sgn(S_{k})]/2 en la etapa 88. Estas etapas 90, 92, 98 se ejecutan para cada valor de k comprendido entre 8 y 159 (para el cálculo de S_{8}, se toma s_{7}^{A} = Re(r_{7}.A_{6}^{A}*.j^{-7})).

Unas simulaciones han permitido observar que, con respecto a una desmodulación en un sólo sentido, una desmodulación de ida y vuelta combinada con una explotación de los resultados según el máximo de verosimilitud (figura 6) conduce a una mejora de 1,5 a 2 dB sobre el porcentaje de error binario, con unas señales construidas de forma análoga a lo que se ha descrito con referencia a la figura 2 y unos valores corrientes de la relación frecuencia Doppler/frecuencia bit.

Se observará que las estimaciones S_{k} calculadas en las etapas 90 y 92 de la figura 6 corresponden a un máximo de verosimilitud en el caso en que se puede considerar que el ruido de observación es de la misma potencia en los dos sentidos de desmodulación, lo que, en la práctica, constituye generalmente una aproximación satisfactoria. Si no se realiza esta aproximación, conviene normalizar los softbits s_{k}^{A}, s_{k}^{R} con relación a la potencia del ruido, como se ha expuesto anteriormente, antes de calcular los máximos según las relaciones (10) y (11).

En el ejemplo considerado anteriormente, los símbolos a_{k} dependen de los bits c_{k} por un codificado diferencial de la forma a_{k}=c_{k} \oplus a_{f(k)}, en la que f(k)=k-1 y e designa la operación O exclusiva que, en el caso en que los a_{k} presentan valores \pm1 y los c_{k} presentan valores 0 ó 1, equivale a a_{k}=(2c_{k}-1).a_{f(k)}. En el caso general, es suficiente que la función entera f verifique f(k)\leqk-1, siendo las cantidades K_{k} y Y_{k}:

(12)X_{k} =máx \left\{ \left| s_{k}^{A}+s_{f(k)}^{A} \right|, \left| s_{k}^{R}+s_{f(k)}^{R} \right| \right\}

(13)Y_{k}=máx \left\{ \left| s_{k}^{A}-s_{f(k)}^{A} \right|, \left| s_{k}^{R}-s_{f(k)}^{R} \right| \right\}

Cuando f(k)=k-1, las relaciones (12) y (13) corresponden a (10) y (11). Un ejemplo de aplicación del codificado diferencial en el que f(k) no es siempre igual a k-1 puede ser encontrado en la solicitud de patente europea 0 774 840.

La figura 7 muestra otro ejemplo de dispositivo receptor apropiado para realizar la presente invención. Este dispositivo 120 recurre a una diversidad en recepción que, en el ejemplo considerado, es una diversidad espacial, comprendiendo el dispositivo n antenas 22_{1}, ..., 22_{n} y n desmoduladores asociados 24_{1},..., 24_{n}. Cada desmodulador 24_{i} opera en un sólo sentido sobre un segmento de señal respectivo proporcionado por su antena 22_{i}, y suministra unos softbits respectivos s_{k}^{(i)} (normalizados o no) para cada símbolo a_{k} antes del descodificado diferencial. El dispositivo 120 dispone así de N=n estimaciones por símbolo que provienen de segmentos de señal diferentes, en lugar de N=2 estimaciones extraídas del mismo segmento de señal en el ejemplo de realización de las figuras 1 a 6.

Un módulo 25 combina estos diferentes softbits para proporcionar las estimaciones suaves S_{k} (y/o duras d_{k}) de los bits descodificados c_{k} al descodificador canal 26. Estas combinaciones son realizadas según la relación (9):

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La desmodulación realizada por cada desmodulador 24_{i} está por ejemplo de acuerdo con el organigrama de la figura 3, difiriendo las señales recibidas de un desmodulador al otro y siendo anotadas r_{k}^{(i)} después de filtrado adaptado, y pudiendo las estimaciones b_{k}^{A} de los bits a_{k} en el sentido de ida ser reemplazadas por las estimaciones b_{k} de estos mismos bits después de recombinación. Después de haber obtenido los softbits respectivos s_{k}^{(i)} en la etapa 72, los desmoduladores 24_{i} proporcionan estos softbits al módulo de combinación 25 que calcula las estimaciones S_{k} y d_{k}, y después el bit b_{k} por codificado diferencial de las estimaciones duras d_{k}, es decir b_{k}=d_{k} \oplus b_{f(k)}. El bit b_{k} así obtenido es devuelto a los desmoduladores 24_{i} que pueden entonces calcular las estimaciones V_{k-1}^{(i)} de las respuestas de los canales en la etapa 72 según:

V_{k-1}^{(i)} = \frac{r_{k-1}^{(i)} }{j^{k-2}b_{k-2}H(-T)+ j^{k-1}b_{k- 1}H(0) +j^{k}b_{k}H(+T)}

Evidentemente, la invención se puede aplicar a otras técnicas de diversidad, o a unos receptores que combinan una técnica de diversidad con un procedimiento de desmodulaciones múltiples tal como el descrito anteriormente.

Claims

1. Procedimiento de desmodulación digital, en el cual un dispositivo receptor (20; 120) efectúa N desmodulaciones distintas (N\geq2) proporcionando cada una unas estimaciones respectivas de símbolos binarios sucesivos (a_{k}) que resultan de una codificación diferencial de una secuencia de bits (c_{k}) transmitidos por un dispositivo emisor (10), siendo dicho codificado diferencial de la forma a_{k}=c_{k} \oplus a_{f(k)} en la que a_{k} y c_{k} designan el símbolo binario de rango k y el bit de rango k, f(k) designa un entero como máximo igual a k-1 y \oplus designa la operación O exclusiva,

estando cada estimación de un símbolo binario (a_{k}) de rango k en forma de un número real s_{k}^{(i)} (1\leqi\leqN) cuyo signo representa el valor más probable de dicho símbolo y cuyo módulo mide la verosimilitud de dicho valor más probable,

caracterizado porque el dispositivo receptor (10; 120) estima el valor de un bit (c_{k}) de rango k de la secuencia utilizando un número de la forma X_{k}-Y_{k} en la que:

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2. Procedimiento según la reivindicación 1, caracterizado porque el dispositivo receptor (20) produce una estimación dura de cada bit (c_{k}) de rango k utilizando el signo del número X_{k}-Y_{k}.

3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2, caracterizado porque por lo menos dos de las N desmodulaciones distintas se efectúan sobre un mismo segmento de señal que corresponde a una trama de símbolos (a_{k}) de una señal digital modulada por el dispositivo emisor (10), siendo dicho segmento de señal (r(t)) recibido por el dispositivo receptor (20) después de la transmisión de la señal digital modulada (s(t)) por medio de un canal de transmisión, porque la primera de estas dos desmodulaciones comprende las etapas siguientes:

-: la estimación de primeros parámetros de desmodulación (A_{k}^{A}) en un primer extremo del segmento; y

-: el cálculo de primeras estimaciones (s_{k}^{R}, b_{k}^{R}) de símbolos de la trama utilizando unos primeros parámetros de desmodulación estimados y del segmento de señal recorrido desde el primer extremo hacia un segundo extremo,

y porque la segunda de estas dos desmodulaciones comprende las etapas siguientes:

-: la estimación de segundos parámetros de desmodulación (A_{k}^{R}) en el segundo extremo del segmento;

-: el cálculo de segundas estimaciones (s_{k}^{R}, b_{k}^{R}) de símbolos de la trama utilizando unos segundos parámetros de desmodulación estimados y del segmento de señal recorrido desde el segundo extremo hacia el primer extremo.

4. Procedimiento según la reivindicación 3, caracterizado porque los primeros parámetros de desmodulación son estimados de nuevo por lo menos una vez cuando tiene lugar el recorrido del segmento a partir del primer extremo, y los segundos parámetros de desmodulación son estimados de nuevo por lo menos una vez cuando tiene lugar el recorrido del segmento a partir del segundo extremo.

5. procedimiento según la reivindicación 3 ó 4, caracterizado porque los primeros y segundos parámetros de desmodulación comprenden cada uno por lo menos un parámetro (A_{k}^{A}, A_{k}^{R}) que representa la respuesta del canal de transmisión.

6. Procedimiento según la reivindicación 5, caracterizado porque el dispositivo receptor (20) estima dichos parámetros que representan la respuesta del canal de transmisión en los extremos del segmento sobre la base de secuencias de sincronización incluidas en las tramas de señal digital.

7. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones 3 a 6, caracterizado porque los primeros y segundos parámetros de desmodulación comprenden cada uno por lo menos un parámetro relativo al ruido observado sobre el canal de transmisión.

8. Procedimiento según la reivindicación 7, caracterizado porque los primeros parámetros de desmodulación comprenden la potencia del ruido cuya estimación (N0_{k}^{A}) es utilizada para normalizar las primeras estimaciones de los símbolos de la trama, y porque los segundos parámetros de desmodulación comprenden la potencia del ruido cuya estimación (N0_{k}^{R}) es utilizada para normalizar las segundas estimaciones de los símbolos de la trama.

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9. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8, caracterizado porque por lo menos dos de las N desmodulaciones distintas se efectúan sobre dos segmentos de señal respectivos, recibidos por el dispositivo receptor (120) según una técnica de diversidad.