ES2221025T3 - Procedimiento de desmodulacion digital. - Google Patents
Procedimiento de desmodulacion digital.Info
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Abstract
UN DISPOSITIVO RECEPTOR (120) EFECTUA N DESMODULACIONES DISTINTAS (N 2) QUE PROPORCIONAN CADA UNA ESTIMACIONES RESPECTIVAS DE SIMBOLOS BINARIOS SUCESIVOS QUE RESULTAN DE UNA CODIFICACION DIFERENCIAL DE UNA SECUENCIA DE BITS TRANSMITIDOS POR UN DISPOSITIVO EMISOR, TENIENDO DICHA CODIFICACION DIFERENCIAL LA FORMA DE A SUB,K} = C SUB,K} A SUB,F(K)}, DONDE A SUB,K} Y C SUB,K} REPRESENTAN EL SIMBOLO BINARIO DE RANGO K Y EL BIT DE RANGO K, F SUB,K} REPRESENTA UN NUMERO ENTERO A LO SUMO IGUAL A K-1 Y REPRESENTA LA OPERACION O EXCLUYENTE. CADA ESTIMACION DE UN SIMBOLO BINARIO DE RANGO K ES UN NUMERO REAL S SUB,K} SUP,(I)} (1 I N) CUYO SIGNO REPRESENTA EL VALOR MAS PROBABLE DE DICHO SIMBOLO Y CUYO MODULO MIDE LA VEROSIMILITUD DE DICHO VALOR MAS PROBABLE. EL VALOR DE UN BIT DE RANGO K DE LA SECUENCIA SE ESTIMA SOBRE LA BASE DEL NUMERO:
Description
Procedimiento de desmodulación digital.
La presente invención se refiere a un
procedimiento de desmodulación digital.
La misma se aplica en particular a un dispositivo
receptor que utiliza una técnica de diversidad de recepción.
Las técnicas de diversidad son bien conocidas en
el campo de la transmisión digital. Entre estas técnicas, se pueden
citar:
- -
- la diversidad espacial, utilizable en particular en transmisión radio cuando varios sensores de recepción están dispuestos en unos emplazamientos diferentes;
- -
- la diversidad de frecuencia cuando la misma información es transmitida simultáneamente sobre unas frecuencias diferentes;
- -
- la diversidad temporal en caso de repetición de la misma información.
Estas diferentes técnicas de diversidad pueden
también ser combinadas entre sí. El interés de estas técnicas es
que permiten mejorar el porcentaje de error binario en las
estimaciones producidas por el dispositivo receptor. En
contrapartida, adolecen generalmente del inconveniente de requerir
unos recursos suplementarios, en términos de banda pasante y/o de
complejidad de los dispositivos emisor y receptor.
Para combinar las estimaciones múltiples
obtenidas por el receptor de diversidad, existen numerosos
procedimientos, entre los cuales se pueden citar:
- -
- el procedimiento de selección que consiste simplemente en elegir la observación que presenta la mejor relación señal/ruido;
- -
- el procedimiento denominado "equal gain combining", en el cual se toma una decisión a partir de la suma de las observaciones después de puesta en fase;
- -
- el procedimiento denominado "maximun ratio combining", en el cual se toma una decisión a partir de la suma de los cuadrados de las observaciones puestas en fase y divididas por la potencia estimada de los ruidos por los cuales están afectadas. Este último procedimiento proporciona una relación señal/ruido máxima después de la combinación.
Puede que las observaciones disponibles no estén
sujetas a perturbaciones (ruido, canal) completamente
descorrelacionadas (sobre todo en lo que concierne al canal).
En este caso, los procedimientos clásicos de
recombinación no obtienen los resultados esperados. Por otra parte,
en transmisiones digitales, solamente cuentan las verosimilitudes
de las observaciones y la toma de decisión que de ello resulta, en
el sentido del máximo de verosimilitud; este aspecto no aparece
explícitamente en los procedimientos clásicos.
Un procedimiento clásico está descrito, por
ejemplo, en el documento US 4.328.582.
Un objetivo de la presente invención es
proporcionar una alternativa, basada en el máximo de verosimilitud,
a los procedimientos clásicos de recombinaciones de estimaciones
afectadas por perturbaciones diferentes.
La invención propone así un procedimiento de
desmodulación digital, en el cual un dispositivo receptor efectúa N
desmodulaciones distintas (N\geq2) proveyendo a cada una de las
estimaciones respectivas de símbolos binarios sucesivos a_{k} que
resultan de una codificación diferencial de una secuencia de bits
c_{k} transmitidos por un dispositivo emisor, siendo dicha
codificación diferencial de la forma a_{k}=c_{k} \oplus
a_{f(k)} en la que a_{k} y c_{k} designan el símbolo
binario de rango k y el bit de rango k, f(k) designa un
entero como máximo igual a k-1 y \oplus designa la
operación O exclusiva, estando cada estimación de un símbolo
binario a_{k} de rango k en forma de un número real
s^{(i)}_{k} (1\leqi\leqN) cuyo signo representa el valor más
probable de dicho símbolo y cuyo módulo mide la verosimilitud de
dicho valor más probable. Según la invención, el dispositivo
receptor estima el valor de un bit c_{k} de rango k de la
secuencia utilizando un número de la forma
X_{k}-Y_{k} en la que:
Se demuestra que, desde que el nivel de la señal
útil es suficientemente grande con respecto al del ruido de
observación, la estimación X_{k}-Y_{k} anterior
es proporcional a la verosimilitud del bit c_{k}, es decir al
logaritmo de la relación de las densidades de probabilidades de la
o de las señales recibidas condicionalmente en el bit c_{k} y
condicionalmente en el complemento lógico del bit c_{k}.
La desmodulación global obedece por tanto a la
regla del máximo de verosimilitud a posteriori, incluso en
presencia de errores correlacionados en las diferentes estimaciones
de los símbolos a_{k}.
La invención se aplica no solamente a las
recombinaciones de estimaciones múltiples obtenidas por una técnica
de diversidad, sino también al caso en que dos por lo menos de los
N juegos de estimaciones de los símbolos a_{k} se obtienen
desmodulando un mismo segmento de señal recibido por unos
procedimientos diferentes (un caso de figura en el que, típicamente,
los errores de estimación serán a menudo correlacionados).
En una realización particular, por lo menos dos
de las N desmodulaciones distintas se efectúan sobre un mismo
segmento de señal que corresponde a una trama de símbolos de una
señal digital modulada por el dispositivo emisor, siendo dicho
segmento de señal recibido por el dispositivo receptor después de
la transmisión de la señal digital modulada por medio de un canal de
transmisión, comprendiendo la primera de estas dos desmodulaciones
las etapas siguientes:
- -
- la estimación de primeros parámetros de desmodulación en un primer extremo del segmento; y
- -
- el cálculo de primeras estimaciones de símbolos de la trama utilizando unos primeros parámetros de desmodulación estimados y del segmento de señal recorrido desde el primer extremo hacia un segundo extremo,
y comprendiendo la segunda de estas dos
desmodulaciones las etapas siguientes:
- -
- la estimación de segundos parámetros de desmodulación en el segundo extremo del segmento; y
- -
- el cálculo de segundas estimaciones de símbolos de la trama utilizando unos segundos parámetros de desmodulación estimados y del segmento de señal recorrido desde el segundo extremo hacia el primer extremo.
Esta manera de proceder conduce a unas ganancias
apreciables en el porcentaje de error binario, a partir de una sola
observación de la señal.
Otras particularidades y ventajas de la presente
invención se pondrán de manifiesto a partir de la descripción
siguiente de ejemplos de realización no limitativos, con referencia
a los planos anexos, en los que:
- la figura 1 es un esquema sinóptico que muestra
un dispositivo emisor y un dispositivo receptor que utiliza la
presente invención;
- la figura 2 es un diagrama que muestra la
estructura de tramas de señal en un ejemplo de realización de la
presente invención;
- las figuras 3 y 4 son unos organigramas de
procedimientos de desmodulación aplicados por el dispositivo
receptor en los dos sentidos de desmodulación;
- la figura 5 es un gráfico que muestra unos
ejemplos de verosimilitudes obtenidas en cada sentido de
desmodulación;
- la figura 6 es un organigrama que muestra una
forma de combinar las estimaciones de ida y vuelta según la
invención; y
- la figura 7 muestra otro modo de realización de
un dispositivo receptor según la invención.
La invención se describe a continuación en su
aplicación a las radiocomunicaciones digitales entre un dispositivo
emisor 10 y un dispositivo receptor 2C. el dispositivo emisor 10
comprende un codificador fuente 12 (un codificador de voz en el
caso de un sistema de telefonía) que suministra un flujo de datos
digitales x_{k} organizados en tramas sucesivas. En el ejemplo de
realización ilustrado en la figura 2, la señal x_{k} está
organizada en tramas de 126 bits con un caudal 1/T=8 kbit/s.
Un codificador canal 14 trata los bits
suministrados por el codificador fuente para mejorar la robustez en
los errores de transmisión. En el ejemplo de la figura 2, el
codificador canal 14 aplica un código convolutivo CC (2,1,3) de
rendimiento 1/2 a los 26 primeros bits de la trama x_{k}. Los
52+100=152 bits resultantes e_{k} son a continuación sometidos a
un entrelazado destinado a romper los paquetes de errores que puede
producir el fenómeno de fading de Rayleigh. Una palabra de
sincronización de 8 bits es insertada después de cada trama de 152
bits de información entrelazados para formar la señal c_{k} que
el codificador 14 dirige al modulador 16. Éste último forma la señal
radio s(t) que es amplificada y después aplicada a la antena
18 del dispositivo emisor 10. En el ejemplo considerado, los
símbolos c_{k} son binarios (c_{k}=0 ó 1).
La modulación empleada es por ejemplo la
modulación GMSK con un parámetro BT=0,25 (ver K. MUROTA et
al: "GMSK modulation for digital mobile radio telephony",
IEEE Trans. On Communications, Vol. COM-29, nº 7,
julio 1981, páginas 1044-1050).
El dispositivo receptor 20 comprende un
desmodulador 24 que recibe la señal captada por la antena 22 y
amplificada. El desmodulador 24 suministra unas estimaciones de los
símbolos emitidos c_{k}. Estas estimaciones son anotadas S_{k}
en el caso de decisiones suaves, y d_{k} en el caso de decisiones
duras. Si los símbolos c_{k} son M-arios y están
comprendidos entre 0 y M-1, una elección de
representación posible para la estimación suave S_{k} está en
forma:
S_{k} = p_{k}.
exp \ (2j\pi
d_{k}/M),
Es decir que, en este caso, su argumento
2\pid_{k}/M representa el valor más probable d_{k} del
símbolo d_{k}, mientras que su módulo p_{k} es una medida de la
verosimilitud de este valor d_{k}. En el caso de símbolos
binarios (M=2), el número S_{k} es real y se denomina
"softbit", y su signo 2d_{k}-1 da
directamente el valor más probable del símbolo designado
2c_{k}-1.
El dispositivo receptor 20 comprende un
descodificador canal 26 dual del codificador canal 14 del emisor. En
el ejemplo considerado anteriormente, el descodificador canal 26
opera trama por trama la permutación de los bits inversa de la
correspondiente al entrelazado aplicado por el emisor, y descodifica
los 52 bits redundantes utilizando el enrejado de Viterbi que
corresponde al código convolutivo empleado. Como es usual en
transmisiones digitales, el descodificado de Viterbi puede ser de
decisiones duras cuando el desmodulador 24 proporciona solamente
las d_{k}, o de decisiones suaves cuando el desmodulador 24
proporciona las S_{k}.
El descodificador canal 26 restituye las
estimaciones y_{k} de los bits x_{k}, y las suministra a un
descodificador fuente 28 que pone de nuevo en forma la información
transmitida.
Como muestra la figura 1, el desmodulador 24
comprende un nivel radio 30 que asegura la conversión en banda de
base de la señal recibida. Por medio de dos mezcladores 32, 34, la
señal radio recibida es mezclada con dos ondas de radio en
cuadratura con la frecuencia portadora suministradas por un
oscilador local 36, y las señales resultantes son sometidas a unos
filtros paso-bajo 38, 40 para obtener una
componente en fase y una componente en cuadratura. Estos dos
componentes son muestreados y cuantificados por unos convertidores
análogico-digital 42, 44 a una frecuencia por lo
menos igual a la frecuencia de los bits transmitidos. Se anotarán
R_{n} las muestras complejas de la señal digital en banda de base
suministradas por los convertidores 42, 44.
En el ejemplo representado en la figura 1, el
desmodulador 24 opera según un algoritmo secuencial para desmodular
unos símbolos binarios. En el caso de la modulación GMSK, se puede
realizar una desmodulación secuencial utilizando la aproximación
siguiente para la señal modulada en banda de base s(t).
(4)s(t)
= \sum\limits^{+ \infty}_{k = \propto} j^{k}\cdot a_{k}\cdot
h(t-kT)
Esta expresión corresponde a una aproximación a
la primera orden de la descomposición propuesta por P.A. LAURENT en
su artículo "Exact an Approximate Construction of Digital Phase
Modulations by Superposition of Amplitude Modulated Pulses
(AMP)", IEEE Trans. On Communications, Vol.
COM-34, nº 2, febrero 1986, páginas
150-160. Este artículo explica también el
procedimiento de cálculo de la función h(t), que, en el caso
de la modulación GMSK con BT=0,25, corresponde a un impulso de
anchura 2T aproximadamente centrado sobre t=0. En la expresión (4),
los símbolos binarios a_{k}, de valor \pm1, corresponden a los
bits c_{k} codificados diferencialmente:
a_{k}=a_{k-1}.(2c_{k}-1).
El canal radio está afectado por desvanecimientos
que corresponden a la suma en oposición de fase de trayectos
múltiples provocados por diferentes reflexiones de la señal emitida
sobre unos obstáculos próximos o lejanos. Siendo la dispersión
temporal de estos trayectos usualmente del orden de 12 \mus,
duración pequeña frente a la duración de un bit (T=125 \mus en el
ejemplo digital considerado), se representa el canal de propagación
por una variable compleja A(t) que corresponde a una
atenuación de Rayleigh y un defasaje con un único trayecto. La
frecuencia de los desvanecimientos es de 2f_{d}, siendo f_{d}
la frecuencia Doppler asociada a la variación de la distancia entre
el emisor y el receptor: f_{d}=f_{0}.v/c, si f_{0} es la
frecuencia central del canal, v es la velocidad relativa del emisor
y del receptor y c es la velocidad de la luz. Se encuentra entonces
para una velocidad de 100 km/h una frecuencia Doppler del orden de
41,67 Hz en el caso en que f_{0} es aproximadamente igual a 450
MHz, de lo que resulta un desvanecimiento (83,33 Hz), cada 12 ms.
Esto permite por tanto más de un desvanecimiento por trama, y sobre
todo una frecuencia de desvanecimiento superior a la frecuencia de
las palabras de sincronización (50 Hz).
La presencia de estos desvanecimientos rápidos, y
más generalmente la variación rápida del canal frente a la duración
de la trama, imponen una estimación frecuente del canal, y por
tanto un riesgo importante de propagación de errores debidos a la
retroacción del bucle de decisión. En efecto, en caso de errores en
los símbolos binarios decididos cuando tiene lugar la desmodulación,
estos errores conducirán a unas estimaciones erróneas del canal,
que a su vez producirán nuevos errores de desmodulación.
Se anotarán A_{k}=A(kT) (k=0 a 167) los
valores complejos del canal de propagación muestreados a 8 kHz en
banda de base. El canal está además afectado por el ruido blanco
aditivo gausiano B(t) de varianza N0/2, anotado B_{k}
después de muestreo y filtrado adaptado. La señal recibida, después
de fltrado adaptado de la señal por el filtro 46 de respuesta
h(t), presenta entonces la forma:
r_{k} =
A(kT) \sum\limits^{+ \infty}_{k = \propto} j^{n}a_{n}
H((n-k)T) + B(kT) =
A_{k}[j^{k-1}a_{k-1}H(-T_{b})+
j^{k}a_{k}H(0)+j^{k+1}a_{k+1}H(+T)]+B_{k}
en la que H(t) es la función
de autocorrelación conocida de la función h(t). En esta
expresión, se ha realizado la aproximación que consiste en
despreciar H(t) para ItI\geq2T, lo que simplifica los
cálculos.
Las muestras de salida r_{k} del filtro
adaptado 36 son almacenadas en una memoria 48 para ser tratadas por
el controlador 50 del desmodulador 24.
El controlador 50 trata la señal filtrada r_{k}
por segmentos que corresponden cada uno a una trama de 168 símbolos
binarios emitidos a_{k} (0\leqk<168). Como muestra la figura
2, esta trama corresponde, después del codificado diferencial
ímplicito de los bits c_{k}, a los 152 bits de información de una
trama enmarcados por los 8 bits de la palabra de sincronización
precedente y por los 8 bits de la palabra de sincronización
siguiente.
El controlador 50 efectúa la desmodulación según
un algoritmo secuencial, del que una primera fase está representada
en el organigrama de la figura 3. En esta primera fase, se empieza
por estimar la respuesta compleja del canal al inicio del segmento,
y después se desmodula este segmento del inicio hacia el final
actualizando en cada tiempo-bit la estimación de la
respuesta compleja del canal.
En la inicialización 60 de esta primera fase, los
bits b_{0}^{A} y b_{1}^{A} son respectivamente tomados
iguales a los símbolos binarios conocidos a_{0} y a_{1}, y el
índice k es iniciallizado en 2. En la etapa 62, el índice k es
comparado con 8, es decir a la longitud de la palabra de
sincronización. Si k<8, el bit b^{A}_{k} es tomado igual al
bit conocido a_{k} de la palabra de sincronización en la etapa
64, y después se procede, en la etapa 66, a una estimación
instantánea V_{K-1}^{A} del canal de
propagación, efectuando la división compleja:
(5)V_{k-1}^{A} =
\frac{r_{k-1}}{j^{k-2}b^{A}_{k-2}H(-T)+j^{k-1}b^{A}_{k-1}H(0)+j^{k}b_{k}^{A}H(+T)}
Un filtrado de las estimaciones instantáneas
V_{m}^{A} permite lisar los efectos del ruido gausiano para
proporcionar la estimación A^{A}_{k-1} que
sirve para la desmodulación de los bits. En el ejemplo representado
en la figura 3, este filtrado es simplemente el cálculo de la media
aritmética de las seis últimas estimaciones instantáneas
V_{m}^{A}. También se podrían emplear otros tipos de filtrado.
Después de la etapa 66, el índice k es comprado con 167 (la
longitud de la trama en la etapa 68. En tanto que k<167, el
índice k es incrementado en una unidad en la etapa 60 antes de
volver a la etapa 62.
La estimación del canal al inicio de la trama se
termina cuando k=8 en el test 62. Se dispone entonces de la
estimación A^{A}_{6} obtenida gracias al conocimiento de la
palabra de sincronización. Para cada valor de k\geq8, el softbit
s_{k}^{A} es estimado en la etapa 72 según:
y la estimación b_{k}^{a} del
bit a_{k} se obtiene por el signo del softbit s_{k}^{A}.
Habiendo obtenido este bit b_{k}^{A}, el controlador 50 estima
de nuevo el canal en la etapa 66 como se ha expuesto anteriormente.
La desmodulación en el sentido ida está terminada cuando k=167
cuando tiene lugar el test
68.
Se observa en la figura 3 que un error realizado
sobre un bit b_{k}^{A} en la etapa 72, debido por ejemplo a un
desvanecimiento del canal o a un ruido impulsivo, provoca unas
distorsiones en las estimaciones instantáneas
V_{k-1}^{A}, V_{k}^{A} y
V_{k-1}^{A} realizadas en las tres etapas 66
siguientes, y conduce así a unos errores de estimación del canal
que se propagan durante un cierto tiempo debido al filtro de lisado.
Estos errores en los A_{k}^{A} pueden a su vez generar otros
errores de estimación de los bits.
La figura 5 muestra así, en el caso en que la
señal recibida tiene una energía que evoluciona según la curva E a
trazos mixtos (con un desvanecimiento de canal que se produce en el
instante k_{0}), que la verosimilitud s|_{k}^{A}| de las
estimaciones (curva a trazos discontinuos) es buena antes del
desvanecimiento, pero emplea a continuación un cierto tiempo en
encontrar de nuevo unos valores en relación con la energía E de la
señal recibida.
Para mejorar las características en el periodo
siguiente al desvanecimiento, el controlador 50 procede a otra
desmodulación del segmento de señal que corresponde a la trama de
168 bits desde el final del segmento hacia el inicio. Esto permite
obtener unas verosimilitudes |s_{k}^{R}| tales como las
representadas por la curva a trazos seguidos en la figura 5. Se
aprecia que las características del desmodulador se mejorarán si se
privilegian los softbits s_{k}^{A} antes del desvanecimiento y
los softbits s_{k}^{R} después del desvanecimiento.
La desmodulación de vuelta se efectúa en una
segunda fase parecida a la primera, cuyo organigrama está
representado en la figura 4.
En esta segunda fase, se empieza por estimar la
respuesta compleja del canal al final del segmento, y después se
desmodula este segmento del final hacia el inicio actualizando en
cada tiempo-bit la estimación de la respuesta
compleja del canal.
En la inicialización 160 de esta segunda fase,
los bits b_{167}^{R} y b_{167}^{R} son respectivamente
tomados iguales a los símbolos binarios conocidos a_{7} y
a_{6}, y el índice k es inicializado en 165. En la etapa 162, el
índice k es comparado con 159. Si k>159, el bit b_{k}^{R} es
tomado igual al bit conocido a_{k-160} de la
palabra de sincronización en la etapa 164, y después se procede, en
la etapa 166, a una estimación instantánea V_{k+1}^{R} del
canal de propagación, efectuando la división compleja siguiente:
(7)V_{k+1}^{R}
=
\frac{r_{k+1}}{j^{k+2}b_{k+2}^{R}H(+T)+j^{k+1}b_{k+1}^{R}H(0)+j^{k}b_{k}^{R}
H(-T)}
Un filtrado de las estimaciones instantáneas
V_{m}^{R} permite lisar los efectos del ruido gausiano para
proporcionar la estimación A_{k+1}^{R} que sirve para la
desmodulación de los bits. En el ejemplo representado en la figura
3, este filtrado es simplemente el cálculo de la media aritmética de
las seis últimas estimaciones instantáneas V_{m}^{R}. Después
de la etapa 166, el índice k es comparado a 0 en la etapa 168. En
tanto que k>0, el índice k es reducido en una unidad en la etapa
170 antes de volver a la etapa 162.
La estimación del canal al final de la trama se
termina cuando k=159 en el test 162. Se dispone entonces de la
estimación A_{161}^{R} obtenida gracias al conocimiento de la
palabra de sincronización. Para cada valor de k\leq159, el
softbit s_{k}^{R} es estimado en la etapa 172 según:
y la estimación b_{k}^{R} del
bit a_{k} se obtiene por el signo del softbit s_{k}^{R}.
Habiendo obtenido este bit b_{k}^{R}, el controlador 50 estima
de nuevo el canal en la etapa 166 como se ha expuesto anteriormente.
La desmodulación en el sentido de vuelta se termina cuando k=0
cuando tiene lugar el test
168.
En el ejemplo considerado más arriba, los
parámetros de desmodulación reestimados cuando tiene lugar el
recorrido del segmento desmodulado en cada sentido se limitan a la
respuesta compleja A_{k} del canal de propagación. Se comprenderá
que podrían incluir otros parámetros tales como unos parámetros
representativos del ruido observado sobre el canal de transmisión.
Se puede así calcular para cada sentido de desmodulación una media
cuadrática de las diferencias V_{k-1}^{A}
-A_{k-1}^{A} (etapa 66) o
V_{k+1}^{R}-A_{k+1}^{R} (etapa 166), para
estimar la potencia instantánea del ruido N0_{k}^{A},
N0_{k}^{R} en cada sentido de desmodulación. Se puede entonces
normalizar el valor del softbit s_{k}^{A} o s_{k}^{R}
dividiéndolo por esta media cuadrática. Las estimaciones de
potencia N0_{k}^{A}, N0_{k}^{R} pueden ser constantes sobre
la trama considerada; son entonces, por ejemplo unas medias de los
|A_{k-1}^{A}-V_{k-1}^{A}|^{2}
y de los |A_{k+1}^{R}-V_{k+1}^{R}|^{2}
calculadas sobre el conjunto de la trama. Si estas medias se
obtienen sobre unas ventanas deslizantes o por filtrado, las
estimaciones de la potencia del ruido pueden ser instantáneas, es
decir depender del índice k.
La figura 6 muestra una forma de explotar las
estimaciones de ida y vuelta de los símbolos transmitidos, buscando
el máximo de verosimilitud a posteriori del valor de los
bits emitidos.
El valor del softbit S_{k} obtenido después de
la descodificación diferencial es entonces:
(9)S_{k} =
X_{k} -
Y_{k}
en el
que:
(10)X_{k} =máx
\left\{ \left| s_{k-1}^{A}+s_{k}^{A} \right| ,
\left| s_{k-1}^{R} + s_{k}^{R} \right|
\right\}
(11)Y_{k} =máx
\left\{ \left| s_{k-1}^{A}-s_{k}^{A} \right|, \left|
s_{k-1}^{R}- s_{k}^{R} \right|
\right\}
tal como ilustran las etapas 90 y
92 en la figura 6. La estimación dura d_{k} del bit c_{k} es
tomada igual a [1 + sgn(S_{k})]/2 en la etapa 88. Estas
etapas 90, 92, 98 se ejecutan para cada valor de k comprendido entre
8 y 159 (para el cálculo de S_{8}, se toma s_{7}^{A} =
Re(r_{7}.A_{6}^{A}*.j^{-7})).
Unas simulaciones han permitido observar que, con
respecto a una desmodulación en un sólo sentido, una desmodulación
de ida y vuelta combinada con una explotación de los resultados
según el máximo de verosimilitud (figura 6) conduce a una mejora de
1,5 a 2 dB sobre el porcentaje de error binario, con unas señales
construidas de forma análoga a lo que se ha descrito con referencia
a la figura 2 y unos valores corrientes de la relación frecuencia
Doppler/frecuencia bit.
Se observará que las estimaciones S_{k}
calculadas en las etapas 90 y 92 de la figura 6 corresponden a un
máximo de verosimilitud en el caso en que se puede considerar que
el ruido de observación es de la misma potencia en los dos sentidos
de desmodulación, lo que, en la práctica, constituye generalmente
una aproximación satisfactoria. Si no se realiza esta aproximación,
conviene normalizar los softbits s_{k}^{A}, s_{k}^{R} con
relación a la potencia del ruido, como se ha expuesto
anteriormente, antes de calcular los máximos según las relaciones
(10) y (11).
En el ejemplo considerado anteriormente, los
símbolos a_{k} dependen de los bits c_{k} por un codificado
diferencial de la forma a_{k}=c_{k} \oplus a_{f(k)},
en la que f(k)=k-1 y e designa la operación O
exclusiva que, en el caso en que los a_{k} presentan valores
\pm1 y los c_{k} presentan valores 0 ó 1, equivale a
a_{k}=(2c_{k}-1).a_{f(k)}. En el caso
general, es suficiente que la función entera f verifique
f(k)\leqk-1, siendo las cantidades
K_{k} y Y_{k}:
(12)X_{k} =máx
\left\{ \left| s_{k}^{A}+s_{f(k)}^{A} \right|, \left|
s_{k}^{R}+s_{f(k)}^{R} \right|
\right\}
(13)Y_{k}=máx
\left\{ \left| s_{k}^{A}-s_{f(k)}^{A} \right|, \left|
s_{k}^{R}-s_{f(k)}^{R} \right|
\right\}
Cuando f(k)=k-1, las
relaciones (12) y (13) corresponden a (10) y (11). Un ejemplo de
aplicación del codificado diferencial en el que f(k) no es
siempre igual a k-1 puede ser encontrado en la
solicitud de patente europea 0 774 840.
La figura 7 muestra otro ejemplo de dispositivo
receptor apropiado para realizar la presente invención. Este
dispositivo 120 recurre a una diversidad en recepción que, en el
ejemplo considerado, es una diversidad espacial, comprendiendo el
dispositivo n antenas 22_{1}, ..., 22_{n} y n desmoduladores
asociados 24_{1},..., 24_{n}. Cada desmodulador 24_{i} opera
en un sólo sentido sobre un segmento de señal respectivo
proporcionado por su antena 22_{i}, y suministra unos softbits
respectivos s_{k}^{(i)} (normalizados o no) para cada símbolo
a_{k} antes del descodificado diferencial. El dispositivo 120
dispone así de N=n estimaciones por símbolo que provienen de
segmentos de señal diferentes, en lugar de N=2 estimaciones
extraídas del mismo segmento de señal en el ejemplo de realización
de las figuras 1 a 6.
Un módulo 25 combina estos diferentes softbits
para proporcionar las estimaciones suaves S_{k} (y/o duras
d_{k}) de los bits descodificados c_{k} al descodificador canal
26. Estas combinaciones son realizadas según la relación (9):
La desmodulación realizada por cada desmodulador
24_{i} está por ejemplo de acuerdo con el organigrama de la
figura 3, difiriendo las señales recibidas de un desmodulador al
otro y siendo anotadas r_{k}^{(i)} después de filtrado
adaptado, y pudiendo las estimaciones b_{k}^{A} de los bits
a_{k} en el sentido de ida ser reemplazadas por las estimaciones
b_{k} de estos mismos bits después de recombinación. Después de
haber obtenido los softbits respectivos s_{k}^{(i)} en la etapa
72, los desmoduladores 24_{i} proporcionan estos softbits al
módulo de combinación 25 que calcula las estimaciones S_{k} y
d_{k}, y después el bit b_{k} por codificado diferencial de las
estimaciones duras d_{k}, es decir b_{k}=d_{k} \oplus
b_{f(k)}. El bit b_{k} así obtenido es devuelto a los
desmoduladores 24_{i} que pueden entonces calcular las
estimaciones V_{k-1}^{(i)} de las respuestas de
los canales en la etapa 72 según:
V_{k-1}^{(i)} =
\frac{r_{k-1}^{(i)}
}{j^{k-2}b_{k-2}H(-T)+
j^{k-1}b_{k- 1}H(0)
+j^{k}b_{k}H(+T)}
Evidentemente, la invención se puede aplicar a
otras técnicas de diversidad, o a unos receptores que combinan una
técnica de diversidad con un procedimiento de desmodulaciones
múltiples tal como el descrito anteriormente.
Claims (9)
1. Procedimiento de desmodulación digital, en el
cual un dispositivo receptor (20; 120) efectúa N desmodulaciones
distintas (N\geq2) proporcionando cada una unas estimaciones
respectivas de símbolos binarios sucesivos (a_{k}) que resultan
de una codificación diferencial de una secuencia de bits (c_{k})
transmitidos por un dispositivo emisor (10), siendo dicho codificado
diferencial de la forma a_{k}=c_{k} \oplus a_{f(k)}
en la que a_{k} y c_{k} designan el símbolo binario de rango k
y el bit de rango k, f(k) designa un entero como máximo
igual a k-1 y \oplus designa la operación O
exclusiva,
estando cada estimación de un símbolo binario
(a_{k}) de rango k en forma de un número real s_{k}^{(i)}
(1\leqi\leqN) cuyo signo representa el valor más probable de
dicho símbolo y cuyo módulo mide la verosimilitud de dicho valor
más probable,
caracterizado porque el dispositivo
receptor (10; 120) estima el valor de un bit (c_{k}) de rango k
de la secuencia utilizando un número de la forma
X_{k}-Y_{k} en la que:
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque el dispositivo receptor (20) produce
una estimación dura de cada bit (c_{k}) de rango k utilizando el
signo del número X_{k}-Y_{k}.
3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2,
caracterizado porque por lo menos dos de las N
desmodulaciones distintas se efectúan sobre un mismo segmento de
señal que corresponde a una trama de símbolos (a_{k}) de una
señal digital modulada por el dispositivo emisor (10), siendo dicho
segmento de señal (r(t)) recibido por el dispositivo
receptor (20) después de la transmisión de la señal digital
modulada (s(t)) por medio de un canal de transmisión, porque
la primera de estas dos desmodulaciones comprende las etapas
siguientes:
- -
- la estimación de primeros parámetros de desmodulación (A_{k}^{A}) en un primer extremo del segmento; y
- -
- el cálculo de primeras estimaciones (s_{k}^{R}, b_{k}^{R}) de símbolos de la trama utilizando unos primeros parámetros de desmodulación estimados y del segmento de señal recorrido desde el primer extremo hacia un segundo extremo,
y porque la segunda de estas dos desmodulaciones
comprende las etapas siguientes:
- -
- la estimación de segundos parámetros de desmodulación (A_{k}^{R}) en el segundo extremo del segmento;
- -
- el cálculo de segundas estimaciones (s_{k}^{R}, b_{k}^{R}) de símbolos de la trama utilizando unos segundos parámetros de desmodulación estimados y del segmento de señal recorrido desde el segundo extremo hacia el primer extremo.
4. Procedimiento según la reivindicación 3,
caracterizado porque los primeros parámetros de
desmodulación son estimados de nuevo por lo menos una vez cuando
tiene lugar el recorrido del segmento a partir del primer extremo, y
los segundos parámetros de desmodulación son estimados de nuevo por
lo menos una vez cuando tiene lugar el recorrido del segmento a
partir del segundo extremo.
5. procedimiento según la reivindicación 3 ó 4,
caracterizado porque los primeros y segundos parámetros de
desmodulación comprenden cada uno por lo menos un parámetro
(A_{k}^{A}, A_{k}^{R}) que representa la respuesta del
canal de transmisión.
6. Procedimiento según la reivindicación 5,
caracterizado porque el dispositivo receptor (20) estima
dichos parámetros que representan la respuesta del canal de
transmisión en los extremos del segmento sobre la base de
secuencias de sincronización incluidas en las tramas de señal
digital.
7. Procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 3 a 6, caracterizado porque los primeros y
segundos parámetros de desmodulación comprenden cada uno por lo
menos un parámetro relativo al ruido observado sobre el canal de
transmisión.
8. Procedimiento según la reivindicación 7,
caracterizado porque los primeros parámetros de
desmodulación comprenden la potencia del ruido cuya estimación
(N0_{k}^{A}) es utilizada para normalizar las primeras
estimaciones de los símbolos de la trama, y porque los segundos
parámetros de desmodulación comprenden la potencia del ruido cuya
estimación (N0_{k}^{R}) es utilizada para normalizar las
segundas estimaciones de los símbolos de la trama.
\newpage
9. Procedimiento según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 8, caracterizado porque por lo menos
dos de las N desmodulaciones distintas se efectúan sobre dos
segmentos de señal respectivos, recibidos por el dispositivo
receptor (120) según una técnica de diversidad.
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US5077743A (en) * | 1989-09-20 | 1991-12-31 | Board Of Trustees Of The University Of Illinois | System and method for decoding of convolutionally encoded data |
US5030725A (en) * | 1990-02-06 | 1991-07-09 | Eli Lilly And Company | Method of resolving cis 3-amino-4-[2-(2-furyl)eth-1-yl]-1-methoxycarbonylmethyl-azetidin-2-one using (-)-DAG |
DE4018044A1 (de) * | 1990-06-06 | 1991-12-12 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger mit mindestens zwei empfangszweigen |
GB2247812B (en) * | 1990-09-06 | 1994-08-31 | Motorola Inc | Equalizer for linear modulated signal |
US5151904A (en) * | 1990-09-27 | 1992-09-29 | The Titan Corporation | Reconfigurable, multi-user viterbi decoder |
US5230003A (en) * | 1991-02-08 | 1993-07-20 | Ericsson-Ge Mobile Communications Holding, Inc. | Decoding system for distinguishing different types of convolutionally-encoded signals |
US5263026A (en) * | 1991-06-27 | 1993-11-16 | Hughes Aircraft Company | Maximum likelihood sequence estimation based equalization within a mobile digital cellular receiver |
JP2748743B2 (ja) * | 1991-10-01 | 1998-05-13 | 日本電気株式会社 | データ受信方式 |
US5335250A (en) * | 1992-10-22 | 1994-08-02 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Method and apparatus for bidirectional demodulation of digitally modulated signals |
US5400362A (en) * | 1993-03-29 | 1995-03-21 | General Electric Company | Double sided slot traversing decoding for time division multiple access (TDMA) radio systems |
US5513215A (en) * | 1993-09-20 | 1996-04-30 | Glenayre Electronics, Inc. | High speed simulcast data system using adaptive compensation |
US5467374A (en) * | 1993-10-29 | 1995-11-14 | General Electric Company | Low complexity adaptive equalizer for U.S. digital cellular radio receivers |
EP0668660A1 (en) * | 1994-02-18 | 1995-08-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Maximum likelihood decoder and decoding method |
US5471500A (en) * | 1994-03-08 | 1995-11-28 | At&T Ipm Corp. | Soft symbol decoding |
US5659579A (en) * | 1995-02-01 | 1997-08-19 | Lucent Technologies Inc. | Multilevel coding for fractional bits |
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