KR20030025298A - 라디오 통신 네트워크에서의 복수 입력 복수 출력 송신시스템 - Google Patents

Abstract

송신기(12)로부터 수신기(16)로 복수의 서브채널들을 통해 정보신호(21)를 송신하는 송신 시스템이 개시된다. 송신기(12)는 정보신호(21)를 복수의 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하는 디멀티플렉서(20)를 포함한다. 송신기(12)는 정보 서브신호들(23)을 인코딩된 정보 서브신호들(25)로 인코딩하는 채널 인코더(8)를 또한 포함한다. 각각의 인코딩된 정보 서브신호(25)는 서브채널들 중 하나를 통해 수신기(16)로 송신된다. 수신기(16)는 수신된 인코딩된 정보 서브신호들을 연속적으로 디코딩하는 채널 디코더를 포함한다. 송신 시스템(10)은, 디멀티플렉서(20)가 정보 신호(21)를, 공유 및 비공유 정보 엘리먼트들을 포함하는 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하도록 배열된다. 각각의 서브신호(23)에 대해서, 공유 정보 엘리먼트들의 분배는 수신기(16)에 의해 오더링된 바와 같이 서브채널들의 스루풋에 적응된다. 채널 디코더는 이미 디코딩된 정보 서브신호들의 공유 정보 엘리먼트들을 포함시킴으로써 수신된 인코딩된 정보 서브신호를 디코딩하도록 배열된다. 이와 같이 하여, 송신 시스템은 최대 스루풋을 달성할 수 있다.

Description

라디오 통신 네트워크에서의 복수 입력 복수 출력 송신 시스템{MIMO transmission system in a radio communications network}

이러한 송신 시스템은 유럽 특허출원 EP 0 951 091 A2로부터 알려져 있다. 이 공지의 송신 시스템에서는 동일 데이터원(즉, 정보 신호)으로부터 발원한 코딩된 심볼들(즉, 인코딩된 정보 서브신호들)의 스트림들을 송신하기 위해 복수의 송신 안테나들을 사용한다. 수신기에선 이들 복수의 스트림들을 복수의 수신 안테나들로 수신하고, 앞 단(stage)들에서 디코딩된 데이터 스트림들은 제거하고 복수의 수신 안테나들에 기인하여 잔존한 데이터 스트림들을 공간(공간 시간 혹은 공간 주파수) 상호간섭 소거를 통해 소거시킴으로써 연속적으로 디코딩한다. 이러한 방식을 오더링된 연속 상호간섭 소거(ordered successive interference canceller; OSIC) 방식이라 한다.

공지의 송신 시스템의 용량(스루풋)은 유한하다.

본 발명은, 송신기가 정보 신호를 복수의 정보 서브신호들로 디멀티플렉싱하기 위한 디멀티플렉서를 포함하고, 송신기가 정보 서브신호들을 인코딩된 정보 서브신호들로 인코딩하기 위한 채널 인코더를 더 포함하는, 송신기로부터 복수의 서브채널들을 통해 정보 신호를 수신기에 송신하기 위한 송신 시스템에 관한 것으로, 각각의 인코딩된 정보 서브신호는 서브채널들 중 하나를 통해 수신기로 송신되며, 수신기는 수신된 인코딩된 정보 서브신호들을 연속적으로 디코딩하는 채널 디코더를 포함한다.

본 발명은 또한 복수의 서브채널들을 통해 정보 신호를 수신기에 송신하는 송신기, 송신기로부터 복수의 서브채널들을 통해 인코딩된 정보 서브신호들을 수신하는 수신기, 정보 신호를 복수의 서브채널들을 통해 수신기에 송신하는 방법, 및 인코딩된 정보 서브신호들을 송신기로부터 복수의 서브채널들을 통해 수신하는 방법에 관한 것이다.

도 1은 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들(23)의 개념을 도시한 사용자 비트들의 두 개의 교집합도를 도시한 것이다.

도 2는 본 발명에 따른 송신 시스템(10)의 블록도를 도시한 것이다.

도 3 및 도 5는 본 발명에 따른 송신기(12)의 실시예들의 블록도들이다.

도 4는 종래 기술의 송신기(12)의 블록도이다.

도 6은 종래 기술의 무선 수신기(16)의 블록도이다.

도 7은 본 발명에 따른 수신기(16)의 실시예의 블록도이다.

도 8 내지 도 13은 본 발명에 따른 송신 시스템(10)의 성능을 도시한 몇몇의 그래프들을 도시한 것이다.

본 발명의 목적은 공지의 송신 시스템보다는 높은 송신 용량을 갖는 프리앰블에 따라 송신 시스템을 제공하는 것이다. 이 목적은 본 발명에 따른 송신 시스템에서 달성되며, 상기 송신 시스템은 상기 디멀티플렉서가 상기 정보 신호를, 공유 및 비공유 정보 엘리먼트들을 포함하는 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들로 디멀티플렉싱하도록 배열되고, 각각의 서브신호에 대해서, 상기 공유 정보 엘리먼트들의 분배는 상기 수신기에 의해 오더링된 바와 같이 상기 서브채널들의 스루풋에 적응되며, 상기 채널 디코더는 이미 디코딩된 정보 서브신호들의 공유 정보 엘리먼트들을 포함시킴으로써 수신된 인코딩된 정보 서브신호를 디코딩하도록배열된 것을 특징으로 한다. 두 개의 서브채널들을 구비한 공지의 송신 시스템의 셋업을 고찰한다. 각각의 용량들(C₁, C₂)(채널 사용 당 사용자 비트들 혹은 정보 비트들로 측정된 것)을 가진 두 개의 서브채널들을 통해 두 개의 데이터 스트림들이 송신되고, 이들 용량들(C₁, C₂)은 송신기에 알려지는 것으로 가정한다. 그러나, 송신되는 스트림들과 서브채널 간 연관은 송신기엔 알려지지 않는 것으로 가정한다. 수신기에서, 데이터 스트림들은 임의의 순서로 연속적으로 디코딩될 수 있는데, 그러나, 동시에는 디코딩되지는 않는다. 명백히, 이러한 공지의 시스템의 최대 달성 가능한 용량은 상한이 (C₁+ C₂)로 제한된다. 간단한 방법은 두 개의 독립된 사용자 비트들의 집합들을 사용하여 이들 두 데이터 스트림들을 인코딩하는 것이다. 데이터 스트림들과 서브채널 간 연관이 송신기에 알려지지 않기 때문에, 각 데이터 스트림의 비트 레이트는 용량들의 최소값인 min(C₁, C₂)으로 제한된다. 보다 높은 비트 레이트가 사용되었다면, 데이터 손실을 감수해야 할 것이다. 그러므로, 두 서브채널들에 대한 최대 누적 비트 레이트는 2 min(C₁, C₂)이다. 이 레이트는 상한 (C₁, C₂)보다는 |C₁-C₂|의 팩터만큼 작다.

일반성을 잃지 않는다면 C₁≥C₂라 가정한다. 본 발명은 데이터 스트림들을 동일 크기의 사용자 비트들의 두 개의 교집합들을 사용해서 인코딩함으로써 최대 용량(C₁+ C₂)에 도달할 수 있다는 인식에 기초한다. 구체적으로, 양 스트림들이동일 비트 레이트(C₁)를 갖게 하는 한편 제2 스트림이 주어졌을 때에 제1 스트림의 조건부 비트 레이트(즉, 제1 스트림의 독립적인/미지의 비트들만)가 C₂가 되도록, 각 스트림 내 독립적인 비트들(비-공유의 정보 엘리먼트들)의 수와 공통의 비트들(공유 정보 엘리먼트들)의 수가 선택될 수 있다. 즉, 각 스트림에 있어서 데이터 블록을 인코딩하는 사용자 비트들의 총 수는 NC₁이 되고 두 개의 블록들 내의 공통 비트들의 수는 N(C₁-C₂)이 되며, 여기서 N은 연루된 채널 사용의 수(혹은 신호의 크기)이다. 이 원리를 도 1에 도시하였으며 두 데이터 스트림들을 인코딩하는 사용자 비트들의 집합들을 두 개의 타원들로 도시하였다. 각 집합의 사용자 비트들은 채널 특성들과 일치하는 코드로부터, N 채널 심볼들의 코드워드를 정의한다. 예를 들면, 부가성 가우시안 백색 잡음(AWGN) 채널에 대해선 가우시안 코드가 (이상적으로는) 사용될 것이다. 두 개의 서브채널들로 송신되는 사용자 비트들의 총 수는 N(C₁+C₂)이므로 총 비트 레이트는(C₁+C₂)인 것에 유의한다.

수신기에서, 이들 데이터 스트림들은 최상의 서브채널, 본 예에선 용량(C₁)을 가진 서브채널부터 시작하여, 연속적으로 디코딩된다. 명백히, 최상의 서브채널을 디코딩함으로써 모든 NC₁사용자 비트들이 나온다. 사용자 비트들의 두 집합들 간에 교집합으로 인해서, 제2 (최악의) 서브채널의 나머지 미지의 사용자 비트들의 수는 NC₂가 된다. 그러므로, 제1 서브채널을 디코딩 한 후에, 제2 서브채널에대한 조건부 비트 레이트는 C₂가 된다. 이 레이트는 제2 서브채널의 용량과 동일하므로, 제2 데이터 스트림의 나머지 NC₂의 사용자 비트들이 디코딩될 수 있다.

본 발명에 따른 송신 시스템의 실시예에서, 상기 디멀티플렉서는 상기 사용자 비트 분할 알고리즘에 따라 상기 정보신호를 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들로 디멀티플렉싱하도록 배열된다. 이 알고리즘은 이전에 디코딩된 서브신호들이 있을 때 후속하여 디코딩되는 서브신호들의 조건부 레이트들이 수신기에 의해 정해진 순서로 서브채널들의 스루풋들에 일치될 수 있게 한다.

본 발명에 따른 송신 시스템의 또 다른 실시예에서, 상기 송신기는 상기 디멀티플렉서와 상기 채널 인코더 간에 결합된 인터리버를 더 포함하고, 상기 인터리버는 상기 정보 서브신호들을 인터리빙하도록 배열되고, 상기 채널 인코더는 상기 인터리빙된 정보 서브신호들을 상기 인코딩된 정보 서브신호들로 인코딩하도록 배열된다. 이 인터리버는 현 스트림의 디코딩을 위해 이전에 디코딩된 스트림들로부터 알려진 공유 정보 엘리먼트들을 효율적으로 사용하기 위해서, 모든 입력 정보 엘리먼트들의 스트림 내 공유 정보 엘리먼트들을 균등하게 확산하도록 된 것이다.

본 발명에 따른 송신 시스템의 또 다른 실시예에서, 상기 채널 디코더는 가장 최근에 디코딩된 정보 서브신호의 공유 정보 엘리먼트들을 포함시킴으로써 수신된 인코딩된 정보 서브신호를 디코딩하도록 배열된다. 이러한 경우에, 공유 정보 엘리먼트에 대한 가장 최근의 갱신은 이전에 디코딩된 서브스트림들을 통해 공유된 정보 엘리먼트들에 모든 사용 가능한 추정치들(신뢰도 측정들)을 포함시킬 수 있으므로 이들 정보 엘리먼트들의 가장 높은 신뢰도들이 제공된다.

본 발명의 상기 목적 및 특징들은 도면을 참조한 다음의 바람직한 실시예들의 설명으로부터 더욱 명백할 것이다.

도면들에서 동일 부분엔 동일 참조부호를 사용하였다.

본 발명은 송신기(12)에서 수신기(16)로 정보를 전달하게 위해서 송신 시스템(10)이 복수의 서브채널들을 이용하는 도 2에 도시한 바와 같은 송신 시스템(10)에 관한 것이다. 서로 상이한 서브채널들로부터의 신호들은 연속적으로 디코딩된다. 디코딩 순서는 수신기(16)에서 정해지고 송신기(12)에는 알려지지 않는다.송신기(12)는 오더링 원리와 오더링된 서브채널들의 용량들(최대 스루풋들)의 통계(예를 들면, 레일레이 페이딩)와 같은 서브채널들의 오더링된 시퀀스의 어떤 특징들을 알고 있는 것으로 가정한다. 대안으로, 송신기(12)는 오더링된 서브채널들의 신호 대 잡음(및 상호간섭) 비(SNR/SNIR)를 알고 있을 수도 있다. 그러나, 송신기(12)로 알 수 있는 바와 같이, 서브채널들의 각 실현을 위한 디코딩 순서는 랜덤하다. 본 발명은 이러한 복수 채널 송신 시스템(10)의 성능을 향상시키기 위해서 서브채널들의 기지의 특성들을 이용하는 채널 코딩 방법에 관련한다. 이 채널 코딩 방법은 인코더 및 디코더 구조를 포함한다. 송신된 스트림들을 수신기에서 순서에 의한 추출은 오더링된 연속 상호간섭 소거(OSIC)로서 알려진 것으로 복수의 병렬 스트림들을 송신하기 위해 복수의 송신 안테나들과 복수 수신기 안테나들을 이용하는 무선 송신 시스템들의 성능을 향상시키기 위해서 일반적인 코딩 방법이 또한 적용된다.

먼저, 제안된 채널 코딩 방법의 기본적인 아이디어를 설명한다. 이를 위해서, 두 개의 서브채널들을 구비한 구성을 고찰한다. 각각의 용량들(C₁, C₂)(채널 사용 당 사용자 비트들 혹은 정보 비트들로 측정된 것)을 가진 두 개의 서브채널들을 통해 두 개의 데이터 스트림들이 송신되고, 이들 용량들(C₁, C₂)은 송신기(12)에 알려지는 것으로 가정한다. 그러나, 송신되는 스트림들과 서브채널 간 연관은 송신기(12)에는 알려지지 않는 것으로 가정한다. 수신기(16)에서, 데이터 스트림들은 임의의 순서로 연속적으로 디코딩될 수 있는데, 그러나 동시에는 디코딩되지 않는다. 명백히, 이러한 시스템의 최대 달성 가능한 용량은 상한이 (C₁+ C₂)로 제한된다. 간단한 방법은 두 개의 독립된 사용자 비트들의 집합들을 사용하여 이들 두 데이터 스트림들을 인코딩하는 것이다. 데이터 스트림들과 서브채널 간 연관은 송신기(12)에 알려지지 않기 때문에, 각 데이터 스트림의 비트 레이트는 용량들의 최소값인 min(C₁, C₂)으로 제한된다. 보다 높은 비트 레이트가 사용되었다면, 데이터 손실을 감수해야 할 것이다. 그러므로, 두 서브채널들에 대한 최대 누적 비트 레이트는 2 min(C₁, C₂)이다. 이 레이트는 상한 (C₁, C₂)보다는 |C₁-C₂|의 팩터만큼 작다. 후술하는 채널 코딩 방법은 최대 용량 (C₁+C₂)을 이용할 수 있게 하여 준다.

일반성을 잃지 않는다면 C₁≥C₂라 가정한다. 데이터 스트림들은 동일 크기의 사용자 비트들의 두 개의 교집합들을 사용해서 인코딩될 수 있다. 구체적으로, 양 스트림들이 동일 비트 레이트(C₁)를 갖게 하는 한편 제2 스트림이 주어졌을 때에 제1 스트림의 조건부 비트 레이트(즉, 제1 스트림의 독립적인/미지의 비트들만)가 C₂가 되도록, 각 스트림 내 독립적인 비트들(비-공유의 정보 엘리먼트들)의 수와 공통의 비트들(공유 정보 엘리먼트들)의 수를 선택한다. 즉, 각 스트림에 있어서 데이터 블록을 인코딩하는 사용자 비트들의 총 수는 NC₁이 되고 두 개의 블록들 내의 공통 비트들의 수는 N(C₁-C₂)이 되며, 여기서 N은 연루된 채널 사용의 수(혹은 신호의 크기)이다. 이 원리를 도 1에 도시하였으며 두 데이터 스트림들을 인코딩하는사용자 비트들의 집합들을 두 개의 타원들로 도시하였다. 각 집합의 사용자 비트들은 채널 특성들과 일치하는 코드로부터, N 채널 심볼들의 코드워드를 정의한다. 예를 들면, 부가성 가우시안 백색 잡음(AWGN) 채널에 대해선 가우시안 코드가 (이상적으로는) 사용될 것이다. 두 개의 서브채널들로 송신되는 사용자 비트들의 총 수는 N(C₁+C₂)이므로 총 비트 레이트는(C₁+C₂)인 것에 유의한다.

수신기(16)에서, 이들 데이터 스트림들은 최상의 서브채널, 본 예에선 용량(C₁)을 가진 서브채널부터 시작하여, 연속적으로 디코딩된다. 명백히, 최상의 서브채널을 디코딩함으로써 모든 NC₁사용자 비트들이 나온다. 사용자 비트들이 두 집합들 간에 교집합으로 인해서, 제2 (최악의) 서브채널의 나머지 미지의 사용자 비트들의 수는 NC₂가 된다. 그러므로, 제1 서브채널을 디코딩 한 후에, 제2 서브채널에 대한 조건부 비트 레이트는 C₂가 된다. 이 레이트는 제2 서브채널의 용량과 동일하므로, 제2 데이터 스트림의 나머지 NC₂의 사용자 비트들이 디코딩될 수 있다.

임의의 수 m의 서브채널들을 갖고 있고, 수신기(16)에서 대응하는 데이터 스트림들을 순서대로 연속적으로 디코딩하며 오더링된 용량들의 기지의 시퀀스의 송신 시스템(10)의 일반적인 경우를 도 2에 블록도로 도시하였다. 이 도 2에 따라서, 사용자 비트들의 집합은 채널 인코더(8)에 의해서, m 입력 m 출력 채널(14)로 송신되는 m개의 병렬 스트림들로 인코딩된다. 이 채널(14)은 m개의 송신된 스트림들의 순열 π와 이에 이은 각각의 용량들(C₁...C_m)을 갖는 m개의 병렬 서브채널들로나타내었다. 한 세트의 용량들은 수신기(16)와 송신기(12)에 알려지는 반면 순열 π는 수신기(16)에만 알려진다. 송신기(12)는 π를 랜덤 순열(구체적으로, π는 한 세트의 m개의 가능한 순열들에 대해 균일하게 분포된 것으로 가정된다)로서 취급한다. 일반성을 잃지 않는다면, 수신된 스트림들은 C₁≥...≥C_m이도록 순서로 된다고 가정할 수도 있다. 수신기(16)에서, 이들 스트림들은 n번째의 디코더(18)가 이전의 (n-1), 1<n≤m, 디코더들(18)에 의해 복구된 사용자 비트들에 대한 정보를 이용하도록 m개의 디코더들(18)에 의해 연속적으로 디코딩된다. m개의 디코더들(18) 및 이들의 상호접속들은 채널 디코더를 형성한다.

다음에, 도 2에서 복수 입력 복수 출력(MIMO) 채널(14)에 대한 인코딩/디코딩 방법을 기술하며, 이 방법으로 달성할 수 있는 최대 스루풋을 명시한다. 이 채널(14)의 용량을 명시하기 위해서, 실수값들의 시퀀스 {S_k}_1≤k≤m에 적용되는 0≤n≤m 순서의 유한 차 연산자 ▽({S_k}_1≤k≤m, n)를 정의할 필요가 있다.

(1)

제안된 채널 코딩 방법으로 달성할 수 있는 용량(C_Σ)은 두 가지 조건들, 즉및을 만족하는 양의 값들의 합의 최대값과 같다. 즉,

(2)

이다.

m=2에 대해 위에 설명된 채널 코딩 방법은 임의의 m으로 확장된다. 제1 단계로서, 최대 가능한 합으로 위의 두 조건들을 만족시키는 집합을 명시한다. 이 문제는 표준 선형 프로그래밍에 의해 풀 수 있다. 용량들의 주어진 집합 및 채널 사용 수 N에 대해서, 이하 명시되는 사용자 비트 분할(UBP) 알고리즘에 따라, m개의 서브채널들로 송신될 정보 비트들의 m개의 교집합들(I₁...I_m)을 명시한다. 이 알고리즘을 기술함에 있어서 그리고 본 문서 전체를 통해 이하, 다음의 표기들을 사용하도록 하겠다.

- 집합의 크기(집합 내 비트들의 수);

- 음이 아닌 값의 정수의 하한;

∩ - 교집합;

∪ - 합집합;

⊂ - 포함관계;

- 집합의 여집합, 예를 들면에 없는 원소들;

- {1,...,n}에 대해 부분집합의 {l₁,...,l_p} ⊂{1,...,n}의 보

사용자 비트 분할 알고리즘

. 음이 아닌 정수들의 집합 D₁...D_m을 계산한다.

I₁을 크기 |I₁| = D₁의 사용자 비트들의 임의의 집합으로서 선택한다.

각각의 집합 I_k는 k번째, 1≤k≤m, 서브채널들로 송신되는 데이터 블록 내 사용자 비트들의 인덱스들의 집합으로서 해석될 수도 있다. 그러므로, 집합들(I₁,...I_m)은 MIMO 채널(14)을 특징짓는 용량들(C₁,...,C_m)의 집합이 주어졌을 때, 명시된 오프-라인일 수도 있다. 송신기(12)의 일반적인 블록도를 도 3에 도시하였다. 먼저, 송신될 데이터 블록(즉, 정보 신호(21)의 사용자 비트들)은 UBP 알고리즘(22)에 따라서, 디멀티플렉서(20)에 의해 m개의 스트림들/정보 서브신호들(23)로 분할/디멀티플렉스된다. 사실, 이들 스트림들(23) 각각은 D₁사용자 비트들을 포함하며, 임의의 n개의 스트림들은 D_n, 1<n≤m, 사용자 비트들을 공유한다. 이들 m개의 스트림들(23)은 m개의 인코더들(24)에 의해 동일한 코드들로 채널 심볼들의 시퀀스들(25)로 인코딩되는데, 이들 코드들은 채널 특성들에 맞게 해야 한다. m개의 인코더들(24)은 채널 인코더(8)를 형성한다. 수신기(16)에서, 심볼들의 인코딩된 시퀀스들(25)(혹은 인코딩된 정보 서브신호들(25))은 용량들(C₁...C_m)에 따라 오더링되고 이어서 도 2에 나타낸 바와 같이 디코딩된다. 여기서 모든 m개의 디코더들(18)은 동일한 구성을 가질 수 있다. 또한, n번째 스트림의 디코더(18)는 이전의 (n-1), 1<n≤m, 스트림들과 공유되는 n번째 입력 스트림으로부터 기지의 D_n사용자 비트들을 이용한다.

최적으로 선택된 코드들 및 적합한 디코딩 알고리즘을 사용하는 이러한 방식은 (2)에서 명시된 용량(C_Σ)에 도달할 가능성 갖고 있음이 입증될 수 있다. 각각의 데이터 스트림에 대한 인코더/디코더의 선택은 주목할 만하다. 수신기에서 최대 가능성(ML) 디코딩에 의한 랜덤 코드들은 최대 스루풋을 수반한다. 그러나, 인코딩 및 디코딩은 이들 코드들에 대해선 실행이 가능하지 않다. 코드들 및 대응하는 디코딩 알고리즘들의 실제적인 선택은 바람직한 성능 특징들(비트 및 프레임 에러 레이트들) 및 복잡성/저장 한계들에 달려있다. 많은 경우, 각각의 서브채널은 잘 알고있는 특성들을 가진 스칼라 채널인 것으로 나타나므로, 표준 채널 코드들을 발생시킨다. 실제 관련된 몇몇의 예들을 논하도록 하겠다.

먼저, 부가성 가우시안 잡음을 가진 MIMO 페이딩 채널들을 가진 송신 시스템을 논하도록 하겠다. 이러한 맥락에서 각 서브채널의 출력에서의 신호는 모든 서브채널들로 송신되는 심볼들과 부가성 가우시안 잡음과의 선형 결합에 의해 주어지는 것으로 가정한다. 이러한 시나리오에서, 수신기(16)에서의 적합한 처리에 의해, 각각의 서브채널은 잔여 서브채널간 상호간섭 및 부가성 가우시안 잡음에 의해 오변질된 스칼라 채널로서 간주될 수 있다. 공통으로 사용되는 코딩 방법은 비트-공간 인코딩(FEC 인코더)하는 것과, 코딩된 비트들을 채널 심볼들에 매핑하는 것과, 이들 심볼들을 채널에 보내는 것(변조)으로 구성된다. 마지막 단계는 채널 특성들에 따른다. 통상, 변조는 시간 영역(단일 캐리어 시스템들) 혹은 주파수 영역(복수 캐리어 시스템들)에서 달성된다. 두 경우, 몇몇의 채널 심볼들이 시간 혹은 주파수 영역에서(각각, 다이렉트 시퀀스 혹은 복수 캐리어 확산 스펙트럼 송신을 발생시킨다) 몇몇의 채널 사용들을 공유하도록 확산이 적용될 수도 있다. 채널 심볼 알파벳(시그널링)의 선택은 원하는 스펙트럼 효율 및 FEC 레이트에 따른다. 공통으로 사용되는 시그널링 방법들은 BPSK, QPSK, 8-PSK 및 k≥2인 2^k-QAM이다. 본 제안된 인코딩 방법이 이러한 MIMO 페이딩 채널들에 적용될 수 있음에 유의한다. 이를 위해서, 각각의 서브채널들 내에서의 신호 대 상호간섭 비와 이에 더하여 신호 대 잡음 비(SINR)로 특징지어지는 한 집합의 용량들(C₁...C_m)을 명시해야 한다. 페이딩 채널들의 경우에, SINR은 송신기(12)에는 알려지지 않을 수도 있다. 표준 방법은 페이딩에 대해 예상되는 통계적인 특성들에 따라서, 선택되는 SINR의 감손 값들을, 감손 채널들의 거의 대부분의 소 부분집합에 대해 실제 미지의 SINR에 대한 하한으로서 사용하는 것이다. SINR/용량/등의 감손 값은, 시스템의 실제 SINR/용량/등이 감손 값보다 더 안 좋을 때 감손 레이트가 경우들/시간의 어떤 백분율과 동일한 SINR/용량/등의 값인 것에 유의한다.

가우시안 잡음을 가진 채널들에 대해 공통으로 사용되는 FEC 코딩 방법들은 표준 콘볼루선 코드들 및, 최근엔, 병렬 및 직렬로 이어진 인터리빙된(터보) 코드들 및 저밀도 패리티 체크(LDPC) 코드들이다. 비록 모든 이들 코드들이 도 3에서 인코더들(24) 내에서 포함이 될 수 있을지라도, 본 방법의 효율은 선택된 FEC 코드의 특성들에 달려있을 수 있다. 사실, FEC 인코더들(24)의 입력에서의 기지의 사용자 비트들의 에러 정정 능력은 기지의 비트들을 포함하는 전형적인 에러 패턴들의 길이에 달려있다. 이를테면 LDPC 및 터보 코드들과 같이, 랜덤한 코드들의 경우에, 전형적인 에러 패턴들은 코딩된 비트들의 상당 부분에 걸쳐 있다. 그러므로, 인코더들(24)의 입력에서의 모든 기지의 비트는 전체 코드에 대해 전역의 에러 정정 효과(콘볼루션 코드들의 경우에 국부적인 효과와는 달리)를 가질 것으로 기대된다. 그러므로, 터보 코드들, LDPC 혹은 유사 코드들의 FEC 코드들의 사용은 본 문서에서 개시된 일반적인 MIMO 인코딩 방식에 대해 특히 이점이 있을 것으로 보인다. 이러한 FEC 코드들에 있어서, 어떤 다른 인코더들(24)의 입력들에도 보내지는 n번째 인코더(24)의 입력에서의 이들 사용자 비트들은 1≤n≤m인 n-인코더(24)의 입력에서 사용자 비트들의 스트림 내에 균등하게 분포될 수 있다. 이러한 분포는 디멀티플렉서(20)와 채널 인코더(8) 사이에 결합되고 FEC 인코딩에 앞서 디멀티플렉서(20)의 출력에서 사용자 비트들(23)의 각각의 스트림의 의사-랜덤 (균일) 혹은 등거리 인터리빙(예를 들면, 터보 혹은 LDPC 코드들에 의한)을 수행하는(도 3 참조) 인터리버(도시 없음)에 의해 달성될 수 있다. 인터리버는 또한 선택된 FEC 코드를 최적화할 수도 있다.

일반적인 디코딩 방법이 도 2의 수신기(16)에 도시되었다. 이것은 n번째 디코딩단에서, n번째 디코더(18)는 이전의 (n-1)단들에서 디코딩된 코드들과 공유되는 기지의 입력을 이용함을 의미한다. 이러한 아이디어의 실제 구현은 코드의 유형 및 대응하는 디코딩 과정에 달려있다. 여기서는 소프트 판정 디코더와 하드 판정 디코더를 구별한다. 하드 판정 디코딩에서, FEC 디코더는 입력 사용자 비트들에 대해 2진 판정들을 발생한다. 가능한 코드워드들의 선택을 제한하기 위해서, 후속의 디코딩단들에서는, 공유 비트들(정보 엘리먼트들)에 관한 이들 판정들을 사용한다.

예: 콘볼루션 코드들의 경우, 입력 비트들에 대한 2진 판정들은 통상 비터비 알고리즘에 의한 ML 시퀀스 검출로부터 온다. 이어서 공유 비트들에 관한 판정들은 연속한 디코딩단들의 비터비 알고리즘에서 사용되므로, 이전에 디코딩된 공유 비트에 연관된 모든 트렐리스부에서는 디코딩된 2진 값에 대응하는 상태천이들만이 고려된다(그럼으로써 통상의 비터비 알고리즘이 적용될 경우 가능한 천이들의 총 수가 2만큼 줄어들게 된다).

소프트 판정 디코딩에서, FEC 디코더는 입력 비트들의 신뢰성 측정들을 나타내는 (소프트) 실수 값의 메트릭들을 발생한다. 통상, 각각의 소프트 메트릭은 (근사한) 로그-유사 비, 즉, 관찰된 신호가 주어졌을 때, 입력 비트의 0인 사후 확률 대 이 비트의 1인 사후 확률과의 비의 대수(logarithm)이다. 소프트 메트릭들은 흔히 연쇄 코드들의 디코딩 과정과 반복 디코딩 알고리즘들에 연루된다. 입력 비트에 관한 최종의 판정은 이러한 소프트 메트릭들의 부호에 따라 취해진다. 입력 비트들에 관한 소프트 판정들이 가능할 때마다, 2진 판정들(혹은 등가적으로, 매우 큰 소프트 값들) 대신에, 후속의 디코딩단들에서의 공유 비트들에 관한 소프트 메트릭들의 사용으로 일반적으로 보다 나은 성능이 보장된다.

예: 소프트 판정 디코딩은 터보 코드들 및 LDPC 코드들을 반복하여 디코딩하는 데에 공통적으로 사용된다. 터보 코드들에 대해서, 입력 비트들의 소프트 메트릭들은 성분 코드들의 소프트 입력 소프트 출력(SISO) 디코더들에 의해 생성된다. LDPC 코드들의 경우에, 소프트 메트릭들은 소위 메시지 전달 디코딩 알고리즘으로부터 나온다. 이러한 FEC 코드들이 이 문서에 개시된 MIMO 인코딩 방식 내에서 사용될 때는 항시, 현재의 단(stage)의 마지막 반복에서 얻어진 공유 비트들의 소프트 메트릭들은 후속의 디코딩단들로 보내진다. 후속되는 단들에서, 이와 같이 얻어진 소프트 메트릭들은 공유 비트들에 관한 선험적 메트릭들로서 사용되거나 현존의 선험적 메트릭들이 이들 디코딩단들에서 사용이 가능하다면 이들 메트릭들에 더해질 것이다.

마지막으로, 모든 디코딩단에서, 소정의 입력 비트가 하나 이상의 이전의 단들과 공유될 때마다, 바람직하게 디코더는 가장 최근의 이전의 디코딩으로부터 오는 판정들(하드 혹은 소프트)을 이용한다. 즉, 바람직하게 채널 디코더는 가장 최근에 디코딩된 정보 서브신호의 공유된 정보 엘리먼트들을 포함시킴으로써 수신된 인코딩된 정보 서브신호를 디코딩하도록 배열된다.

본 제안된 MIMO 방법의 성능을 향상시키기 위해서 반복 디코딩이 적용될 수 있다. 도 2에 방법의 반복 디코딩은 전술한 바와 같은 m개의 서브채널들의 연속적인 디코딩으로 구성된 디코딩 전체 사이클의 전부 혹은 임의의 일부분을 반복하는 것을 의미한다. 이 경우에, 초기 디코딩단들은 이전의 반복들 동안에 후속 단들에서 얻어지는 공유 비트들에 관한 하드/소프트 정보를 이용할 수 있다. 소프트 판정 디코딩의 경우에, 다른 단들에서 사용될 신뢰도 값들은 동일한 정보를 이중으로 카운트하는 것을 회피하기 위해서, 터보 디코딩과 유사하게, 외래 정보에 대한 표준 규칙들에 따라 계산되어야 한다.

동일 채널 코딩 원리가 2진 MIMO 송신 채널에 적용될 수도 있다. 가능한 시나리오는 복수의 루트들(서브채널들)을 통해 송신기에서 수신기로 네트워크에서 2진 메시지들(데이터 패킷들)의 송신이다. 서로 상이한 경로들의 정확한 신뢰도들(등가 2진 대칭 채널들의 교차 확률)은 송신기에는 알려지지 않지만 통계적 특성들(교차확률의 분포 법칙)은 예를 들면 모델링 결과들로부터 알려지는 것으로 가정한다. 서브채널당 신뢰도들의 불확실성을 처리하는 한 방법은 오더링된 서브채널들의 신뢰도들이 비-증가 시퀀스를 형성하도록 이들 스트림들을 디코딩하는 것이다. 사실, 독립적인 동등하게 분포된 랜덤한 값들의 오더링된 시퀀스의 각 엘리먼트의 변동들은 시퀀스 길이가 무한대로 갈 때 제로가 된다. 그러므로, 오더링된 서브채널들의 수가 충분히 크다면 이들 서브채널들의 (준-결정적) 스루풋들에 송신 레이트들을 정확하게 맞출 수 있다. 비록 오더링된 서브채널들의 스루풋들이 송신기에서 정확하게 아는 것으로 가정될 수 있을 지라도, 송신된 스트림들의 추출 순서는모른다(송신기와 수신기 간 피드백 채널을 채널 정보를 전하는데 사용하지 않는다면). 이러한 경우에, 전체 MIMO 채널은 도 2의 일반적인 방법의 범위 내에 든다. 다른 구현들은 2진 대칭 채널들(즉, MDS 코드들에 의한)에 대해 사용 가능한 FEC 방법들에 근거할 수 있다. 그러나, 이 문서에서 제안된 채널 코딩 방법에 따라, 입력 비트들에 대한 부분적인 정보의 이점을 강조하기 위해서 현존의 코딩 방법들을 개조하는 것이 바람직하다.

전술한 채널 코딩 방법은 복수 송신 및 수신 안테나들을 활용하는 무선 통신 시스템들의 스루풋을 증대시키기 위해서 적용될 수도 있다. 이러한 시스템들에서, 복수의 송신 안테나들(28)은 동일 데이터원으로부터 발원하는 코딩된 심볼들의 스트림들을 송신하는데 사용된다. 수신기 측에서, 이들 복수의 스트림들이 검색되어 동시에 혹은 연속적으로 디코딩된다. 서로 상이한 스트림들의 동시 디코딩은 모든 안테나들(28)에 의해 송신되는 채널 사용 당 총 비트 수가 지수함수적으로 늘어나는 매우 큰 계산상의 부담을 초래한다. 그러므로, 동시 디코딩은 이론적인 스루풋과 비교해 볼 때 작은 데이터 레이트들에 대해서만 가능하다. 여기서는 앞 단들에서 복구가 된 데이터 스트림들을 제거하고 복수 수신 안테나들(40)에 기인한 잔류한 데이터 스트림들을 공간(공간-시간 혹은 공간-주파수) 상호간섭 소거를 통해 소거시킴으로써 각각의 데이터 스트림이 복구되는 연속적인 디코딩 방법들에 중점을 둔다. 특히, 오더링된 연속 상호간섭 소거(OSIC)를 갖는 방식들을 고려한다.

OSIC 원리를 이용하는 기준이 되는 시스템은 유럽 특허출원 EP 0 951 091 A2에 개시되어 있다. 이 공지의 시스템에 따라, 총 사용자 비트(21) 수는 m개의 대칭 스트림들(23)로 디멀티플렉스된다. 각각의 스트림(23)은 동일하게 인코딩(인코더들(24)에 의해서), 변조(변조기들(26)에 의해서)되어 m개의 송신 안테나들(28) 중 하나에 의해 송신된다. 이러한 송신기(12)의 블록도를 도 4에 도시하였다. 수신기(16)는 M개의 신호 출력들을 생성하는 M개의 안테나들(40)을 이용한다. 수신기(16)는 도 6에 개략적으로 도시한 OSIC 원리를 적용한다. MIMO 채널의 전달함수는 알고 있거나, 혹은 수신기에서 정확하게 추정되는 것으로(예를 들면, 송신기에 의해 보내진 기준 신호들에 근거하여, 표준 훈련 과정에 기인하여) 가정한다. 이 MIMO 전달함수는 엔트리 H_q,p가 p번째 송신 안테나(29)와 q번째 수신 안테나(40) 간 전달함수를 나타내는 것인 M x m 행렬 H로 개략적으로 기술하도록 하겠다. 주파수 선택성 페이딩에서, H의 엔트리들은 채널의 시간 영역 혹은 주파수 영역의 특징을 나타내는 함수들이다. 비-선택적(균일한) 페이딩 환경들에선, H는 복소수 값의 엔트리들을 갖는다.

수신된 인코딩된 정보 서브신호들은 복조기들(42)에서 복조된다. 알려진 H에 의거하여, 수신기(16)는 복조된 스트림들(41)로부터 연속적으로 m개의 스트림들(정보 서브신호들)을 추출한다. 제1 (맨 좌측의) 층 또는 단(MMSE 소거기(44), 디코더(46), 인코더(48), 곱셈기들(56) 및 감산기들(60)로 구성됨)에서, 다른 (m-1) 스트림들(41)로부터의 기여들을 소거시킴으로써, 스트림들(41) 중 하나가 추출된다. 일반성을 잃지 않는다면, 제1 층에서 추출된 스트림의 인덱스는 π[1]인 것으로 가정한다. 공지의 시스템에서, 이들 스트림들의 완벽한 소거는 이스트림에 연관된 채널 전달함수들의 벡터(위첨자(T)는 행렬 전치를 나타낸다)를 다른 스트림들의 전달함수들을 나타내는 M x (m-1) 매트릭스 [H_1:M,π[2],..., H_1:M,π[M]]의 칼럼들에 직교하는 M차원 신호 공간의 부분에 투영시키는 것에 의해 달성된다. π[1]번째 스트림은 투영된 벡터의 엔트리들에 의해 정해지는 가중치들에 M 안테나들(40)로부터의 신호들의 선형 결합의 결과이다. 제로-강제(zero-forcing)로서 알려진 이러한 유형의 상호간섭 소거는 잡음이 있을 땐 부차적인 최적으로 남는다. 보다 나은 수행은 SINR을 최대화하는 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 소거(MMSE 소거기(44)에서)에 의해 달성될 수도 있다. MMSE 추출을 π[1]번째 스트림에 적용하기 위해서, m x M 벡터,

(3)

을 계산하고,

여기서 위첨자(*)는 행렬 공액 전치를 나타내고, I_M은 M x M 항등 행렬이고, σ² _s는 모든 송신된 신호의 (평균) 파워이고, σ²는 주변 잡음 파워이다. π[1]번째 스트림은 W^(l) _π[1]의 각각의 엔트리들에 의해 정해지는 가중치들에 M 안테나들(40)로부터의 신호들의 선형 결합의 결과이다. 서로 상이한 안테나들에서의 주변 잡음이 서로 상관되지 않을 때는 언제나, MMSE 소거에 의해서 가장 큰 가능한 SINR로 된다.

(4)

추출된 π[1]번째 스트림(45)은 MMSE 소거기(44)에 의해 디코더(46)로 보내지고 디코더(46)는 대응하는 사용자 비트들(47)의 스트림을 복구한다. 이들 사용자 비트들(47)은 다시 인코더(48)에 의해서 채널 심볼들(49)의 시퀀스로 인코딩되며 채널 심볼들(49)의 시퀀스는 π[1]번째 스트림이 모든 M 수신기 브랜치들에 기여될 수 있게 전달함수 Hπ[1]의 각각의 엔트리들에 의해 스케일링된다(곱셈기들(56)에 의해서). 이들 기여들은 도 6에 도시된 바와 같이 감산기들(60)에 의해서 대응하는 수신된 신호들로부터 추출된다. 결과로 나온 M 신호들(55)에는 π[1]번째 스트림(45)이 기여한 것들은 없게 된다. 전술한 과정은 n번째 층/단에서, 남은 (n-1)개의 간섭하는 스트림들을 필터 W⁽ⁿ⁾ _π[n]에 의해 MMSE 소거시킨 후에, π[1]번째 스트림이 어떤 SINR⁽ⁿ⁾ _π[n]을 가지고 추출되고, 이의 기여가 재구성되고 수신된 신호들로부터 제거되도록 재귀적으로 적용되며, 여기서 1≤n≤m(제거가 필요하지 않은 경우엔 마지막 층은 제외함)이다. 도 6에는 또한 제2 층/단 및 m번째 층/단이 도시되었다. 이 제2 단은 MMSE 소거기(50), 디코더(52), 인코더(54), 곱셈기들(64) 및 감산기들(68)로 구성된다. m번째 단은 단지 MMSE 소거기(74) 및 디코더(76)만으로 구성된다. 수신기(16)는 m 층들/단들의 디코딩된 정보 서브신호들(47)을 사용자 비트들을 포함하는 정보 신호(77)로 멀티플렉스하는 멀티플렉서(72)를 또한 포함한다.

이 MIMO 송신 시스템의 스루풋은 한 세트의 SINR 값들인 SINR⁽¹⁾ _π[1],...,SINR^(m) _π[m]에 의존한다. 그러므로, m 스트림들의 처리의 순서 π={π[n], 1≤n≤m}은 중요할 수 있다. 시스템 스루풋에 관한 처리 순서의 영향을 강조하기 위해서, 서로 상이한 서브채널들의 대칭과 송신기에서의 채널에 관한 정보의 부재로 인해 모든 서브채널들에 사용될 송신 레이트들(스루풋들)이 동등하게 됨에 유의한다. 이러한 시스템의 전체 스루풋은 하나의 서브채널의 스루풋의 m배와 같다. 마지막으로, 서브채널 당 스루풋은 min{SINR⁽¹⁾ _π[1],...,SINR^(m) _π[m]}에 의해 정해지는 이들의 각각의 스루풋들에 의해 제한된다. 그러므로 최대 스루풋은 min{SINR⁽¹⁾ _π[1],...,SINR^(m) _π[m]}에 대응하는 반면 최적의 처리 순서는 min{SINR⁽¹⁾ _π[1],...,SINR^(m) _π[m]}을 최대화하는 이러한 π에 의해 정해진다. 위에 언급한 유럽 특허출원에 나타낸 바와 같이, 최적의 처리 순서 π는 모든 단에서, 로컬 SINR을 최대화하는 서브채널이 선택될 때 달성된다.

(5)

각각 도 4 및 도 6과 같이 송신기(12) 및 수신기(16), (3)에 의해 명시된 바와 같은 MMSE 소거 필터들, (4)에 의해 정의된 판정 통계 및 (5)에서 정의된 처리 순서를 가진, 앞서 기술된 바와 같은 MIMO 송신 시스템은 이 문서에서는 기준이 되는 시스템으로서 간주된다. 완전히 무상관의 송신/수신 안테나들에 협대역(비선택적) 레일레이 페이딩 채널을 취하도록 하겠다. 이것은 채널 행렬의 엔트리들이 복소 차원당 제로 평균 및 편차(1/2)를 가진 통계적으로 독립적인 복소 가우시안 변수임을 의미한다. 먼저 M=m=2인 두 개의 송신/수신 안테나들을 구비한 시스템을 고찰한다. 이러한 설정에 있어서, 두 층들에 대한 감손 비들 SINR⁽¹⁾ _π[1]및 SINR⁽²⁾ _π[2]을, 수신 안테나 당 광범위의 전체 SNR(즉, 모든 송신 안테나들로부터의 평균 총 신호 파워 대 임의의 어떤 수신 안테나에서의 잡음 파워와의 비)에 대해 100000번의 독립된 몬테-카를로 시도들로부터 추정되었다. 10% 및 1%의 감손 레이트들에 대한 실험에 의한 SINR 값들을 도 8에 도시하였다(도 8은 감손 레이트들 10%(위쪽의 프레임 및 1%(아래쪽의 프레임)과, 2개의 송신 안테나들, 2개의 수신 안테나들, 무상관의 레일레이 페이딩에 있어서의 수신 안테나 당 전체 SNR에 대한 층/단 당 감손 SINR을 도시한 것이다). 표준 관계식에 따라 계산된 용량들(최대 스루풋들)의 대응하는 감손 값들,

C = log₂(1 + SINR) [비트들/채널 사용] (6)

을 도 9에 도시하였다(도 9는 감손 레이트들 10%(위쪽의 프레임 및 1%(아래쪽의 프레임)과, 2개의 송신 안테나들, 2개의 수신 안테나들, 무상관의 레일레이 페이딩에 있어서의 수신 안테나당 전체 SNR에 대한 층/단 당 감손 스루풋을 도시한 것이다). 작은 보통의 SNR에서는, 제1 (맨 좌측의) 층이 더 큰 스루풋을 갖는다는 것을 알 수 있다. 이러한 행동은 낮은 SNR에서 잡음과 잔류 상호간섭과의 혼합 내에서는 부가성 잡음 기여가 우세하다는 사실로부터 오는 것이며, 따라서 제1 층에서 행해질 수 있는 최상의 서브채널의 선택으로 이 층의 용량이 더 나은 것으로 된다. 잔류 상호간섭은 큰 SNR의 제2 층에 비해 제1 층의 열화를 설명하는 SNR의 증가와 함께 더욱 중요하게 된다. 제2 층에 대한 제1 층의 이점은 설계된 감손 레이트에 달려있다. 제1 층의 최대 스루풋은 실용화의 어떤 경우들에서 제2 층의 스루풋에 거의 2배임에 유의한다. 즉, 상호간섭으로 제한된 환경들, 예를 들면 CDMA에서 셀룰라 통신들에는 대략 6-8dB SNR, 10% 미만의 감손 레이트의 영역이 적절할 수 있다.

본 절의 앞에서 설명한 바와 같이, 기준 시스템 내의 각 서브채널의 스루풋은 서로 다른 층들에서 관찰된 스루풋들의 최소치를 초과하지 않을 수 있다. 그러므로, 기준 시스템의 최대 총 스루풋은 이들 스루풋들의 최소치의 2배이다. 도 10의 '마름모꼴' 곡선은 10%(위쪽의 프레임)과 1%(아래쪽의 프레임)의 감손 레이트들에 있어서의 전체 SNR에 대한 기준(표준) 시스템의 전체 스루풋을 도시한 것이다.

이 때, 전체 스루풋은 C₁≥C₂경우의 SNR 및 감손 레이트들의 영역에서 두 층들의 스루풋들(C₁및 C₂)의 합까지 증가될 수 있음에 유의한다. 사실, 도 4와 같은 송신기(12) 및 도 6과 같은 수신기(16)를 구비한 송신 시스템은, 용량들(C₁...C_m)이 각각 층들(1 내지 m)에서 가능한 감손 스루풋들을 나타내고 순열 π는 송신된 스트림들의 처리 순서를 정하는 도 2의 일반적인 송신 방법의 특별한 경우임을 알 수 있다. 한 세트의 감손 스루풋들(C₁...C_m)은 가정된전파(propagation) 환경의 통계적 서술(본 예에선, 무상관의 레일레이 페이딩)에 의해 정의된다. 통상, 이들 스루풋들은 오프-라인으로 측정되며 송신기(12)와 수신기(16)에 알려지는 것으로 가정될 수 있다. 순열 π는 채널 실현에 따른다. 이 순열은 수신기(16)에서 정해지며, 추정된 채널 행렬에 의하므로 송신기(12)에는 알려지지 않는다. 그러므로, 기준 송신 시스템은 도 2에 도시한 바와 같은 일반적인 방법에 속하므로 이 경우엔 전술한 일반적인 채널 코딩 원리가 적용된다. 2개의 송신/수신 안테나들의 경우에, 인코딩은 위에 설명한 바와 같이 수행될 수도 있다. 8dB의 SNR과 10% 감손 레이트에서 무상관의 레일레이 페이딩의 존재 하에 동작해야 하는 인코더를 설계하도록 한다. 이 경우, 층들(1, 2)에서 달성할 수 있는 스루풋들은 각각 채널 사용 당및사용자 비트들이다(도 9 참조). 그러므로, 이 층들의 실제로 달성 가능한 스루풋들은 C₁과 C₂에 의해 상한이 정해진다. 이들 상한들은, 스펙트럼 효율의 (소) 부분이 에러 레이트들 면에서 QoS 요건을 만족시키기 위해 희생되어야 하기 때문에 실제적으론 결코 달성되지 않는다. 이 부분은 FEC 및 QoS 요건의 원하는 특징들에 달려있다. 실제적인 스루풋의 정의는 이 문서에서 구체적으로 다루지 않은 FEC 설계에 관계된다. 그러므로, 이 예에선 최대 스루풋들이 달성될 수 있게 이상적인 FEC를 취하도록 하겠다. 송신될 데이터 블록은 N = 100 채널 사용들을 이용하는 것을 가정한다. 이것은 채널을 통해 직렬로 보내지는 어떤 알파벳의 예를 들면 100 심볼들의 블록에 해당한다. 제1절에 기재된 바에 따라,의 사용자 비트들을 공유하도록 동일 크기들의 두 집합들의 사용자 비트들을 형성해야 한다. 이들 두 집합들은 독립적으로 인코딩되고, 변조되고 서로 다른 안테나들을 통해 송신된다. 수신기(16)에서, 이 절에서 앞서 기술된 바와 같이, 데이터 스트림의 표준 OSIC 추출이 수행된다. (5)를 통해 수신기에서 결정되는 처리 순서 π에 따라, 제1 (맨 좌측의) 층에서 스트림 π[1]이 추출된다. 이 층의 감손 스루풋은 C₁이기 때문에, 대응하는사용자 비트들이 연속하여 디코딩될 수 있다. 이들 사용자 비트들 중 46은 스트림 π[2]과 공유됨을 상기한다. 제2 층에서, 스트림 π[2]이 추출된다. 이 스트림의 디코더는 총 127비트들 중에서 46개의 사용자 비트들을 알고 있어 이로부터 이점을 얻는다. 나머지 NC₂=81 사용자 비트들은 제2 층의 스루풋이이므로 연속하여 복구될 수 있다.

제안된 채널 코딩 방법에 의해, 채널 사용당의 전체 스루풋을 가진 기준 시스템에 비교해 볼 때 28% 향상된 전체 스루풋로 됨에 유의한다. 기준 시스템 및 이의 제안된 수정된 시스템의 스루풋들을 여러 SNR 및 10% 및 1%의 감손 레이트들에 대해서 도 10에 도시하였다. 기준 시스템들에 비해 수정된 송신 시스템의 향상은 낮은 보통의 SNR에서, 10%에서 100% 및 그 이상으로도 달라진다.

M 및 m의 일반적인 경우에, 수정된 기준 시스템의 송신기는 도 5처럼 나타나고 여기서 알고리즘 1은 사용자 비트들의 m개의 교집합들을 발생시키도록 적용된다. 이들 집합들은 인코딩되고, 변조되고 m개의 송신 안테나들을 통해 병렬로 송신된다. 수정된 기준 시스템의 수신기를 도 7에 나타내었다. 도 6의 통상의 수신기와 비교해 볼 때, 수정된 수신기는 앞 층들에서 디코딩된 공유 사용자 비트들(대응하는 하드/소프트 판정들)을 다음 층들의 디코더들에의 전송을 게이트들(80)을 통해 제어하는 선택 블록(78)을 포함한다.

이하, M=m=3의 MIMO 송신 시스템에 있어서, UBP 알고리즘에 의해 사용자 비트를 분할하는 약간 보다 복잡한 예를 제공한다. 무상관의 레일레이 페이딩의 가정 하에, 광범위의 SNR 및 10%와 1%의 감손 레이트들에 대해서, 서로 상이한 층들에서의 감손 SINR, 층 당 대응하는 감손 스루풋들 및 기준(표준) 및 수정된 시스템들의 감손 총 스루풋들을 계산하였다(도 11 내지 도 13 참조). 도 11은 10%(위쪽의 프레임) 및 1%(아래쪽의 프레임)의 감손 레이트들, 3개의 송신 안테나들, 3개의 수신 안테나들 및 무상관의 레일레이 페이딩을 갖는 송신 시스템에 대해 수신 안테나 당 총 SRN에 대한 층/단 당 감손 SINR을 도시한 것이다. 도 12는 10%(위쪽의 프레임) 및 1%(아래쪽의 프레임)의 감손 레이트들, 3개의 송신 안테나들, 3개의 수신 안테나들 및 무상관의 레일레이 페이딩을 갖는 송신 시스템에 대해 수신 안테나 당 총 SRN에 대한 층/단 당 감손 스루풋을 도시한 것이다. 도 13은 10%(위쪽의 프레임) 및 1%(아래쪽의 프레임)의 감손 레이트들, 3개의 송신 안테나들, 3개의 수신 안테나들 및 무상관의 레일레이 페이딩을 갖는 송신 시스템에 대해 수신 안테나 당 총 SRN에 대한 표준 및 수정된 시스템의 총 스루풋을 도시한 것이다.

우선, (2)에 나타낸 바와 같이, 실행가능성 제약 하에 전체 스루풋(C_Σ)을 전달하는 한 세트의 최대 스루풋들()을 찾아야 한다. 결과적인 값들()을 도 12에 점선들로 도시하였다. 모든 경우들에이고인 반면, 중간 층의 스루풋은 종종 대응하는 C₂보다 작음에 유의한다. 앞에서처럼, 8dB의 SNR, 10%의 감손 레이트 및 블록당 N =100 채널 사용들을 선택한다. 도 12로부터, 층 당 최대 스루풋들이고 층 당 최대 가능한 스루풋들임을 발견한다. 다음에, 3개 집합의 사용자 비트들을 발생시키기 위해서 알고리즘 1을 적용한다. 먼저,과, 대응하는 을 계산한다. 알고리즘 1의 나머지 부분은 다음과 같이 구현될 수 잇다.

- I₁을 D₁=151 사용자 비트들의 임의의 집합으로서 선택한다.

- I₁으로부터 D₂=28(비트들 1 내지 28) 비트들의 제1 블록을 취하고, I₁에 없는 (D₁-D₂)=123 사용자 비트들을 추가함으로써 I₂를 얻는다.

- I₁으로부터 D₂=28(비트들 29 내지 56) 비트들의 제2 블록을 취하고(I₂과 교점이 전혀 없는), I₂로부터 D₂=28 비트들(비트들 29 내지 56)의 제2 블록을 추가하고(I₁과 교점이 전혀 없는), I₁및 I₂과 공유되지 않는 ((D₁-D₂)-(D₂-D₃))=95 사용자 비트들을 추가하여 I3을 얻는다. D₃=0이란 구축될 사용자 비트들의 3개의 집합들이 공백의 교점을 갖는다는 것을 의미함에 유의한다. 보다 일반적인 관찰을 하도록 한다. 임의의 m≥3에 대해서, 스루풋들(C₂...C_m-1)이 C₁과 C_m간 직선 위에 놓일 때는 언제나,이 되고, 모든은 C₁과 C_m을 연결하는 (가공의) 직선을 따라 동등하게 이격되어 있다. 이 경우, 모든 m≥3에 대해서 D_n=0이므로 어떤 3개의(혹은 그 이상의) 집합들의 사용자 비트들은 공백의 교점들을 갖는다. 이러한 관찰은 내 루프를으로 국한시킴으로써, UBP 알고리즘의 일반형태를 단순화시키는 데 사용될 수 있다. 이러한 단순화는 보통의 큰 m에 대해선 매우 유용할 수 있다.

본 발명의 범위는 명료하게 개시된 실시예들로 한정되지 않는다. 본 발명은 각각의 새로운 특징 및 특징들의 각각의 조합으로 실현된다. 어떠한 참조부호든 청구항들의 범위를 제한시키는 것은 아니다. "포함하다" 라는 용어는 청구항에 열거된 엘리먼트들 이외의 엘리먼트들 혹은 단계들의 존재를 배제하는 것은 아니다. 청구범위 구성요소의 단수 표시는 이러한 복수의 구성요소들의 존재를 배제하는 것은 아니다.

Claims (20)

1. 송신기(12)로부터 복수의 서브채널들을 통해 정보 신호(21)를 수신기(16)에 송신하기 위한 송신 시스템(10)으로서,

   상기 송신기(12)는 상기 정보 신호(21)를 복수의 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하기 위한 디멀티플렉서(20)를 포함하고, 상기 송신기(12)는 상기 정보 서브신호들(23)을 인코딩된 정보 서브신호들(25)로 인코딩하기 위한 채널 인코더(8)를 더 포함하고, 각각의 인코딩된 정보 서브신호(25)는 상기 서브채널들 중 하나를 통해 상기 수신기(16)에 송신되며,

   상기 수신기(16)는 상기 수신된 인코딩된 정보 서브신호들을 연속적로 디코딩하기 위한 채널 디코더를 포함하는, 상기 송신 시스템(10)에 있어서,

   상기 디멀티플렉서(20)는 상기 정보 신호(21)를, 공유 및 비공유된 정보 엘리먼트들을 포함하는 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하기 위해 배열되고, 각각의 서브신호(23)에 대해서, 상기 공유된 정보 엘리먼트들의 분배는 상기 수신기(16)에 의해 오더링된 바와 같이 상기 서브채널들의 스루풋에 적응되며, 상기 채널 디코더는 이미 디코딩된 정보 서브신호들의 공유된 정보 엘리먼트들을 통합시킴으로써 수신된 인코딩된 정보 서브신호를 디코딩하기 위해 배열되는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 디멀티플렉서(20)는 상기 사용자 비트 분할 알고리즘에 따라 상기 정보신호(21)를 상기 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하기 위해 배열되는, 송신 시스템.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 송신기(12)는 상기 디멀티플렉서(20)와 상기 채널 인코더(8) 사이에 결합된 인터리버를 더 포함하고, 상기 인터리버는 상기 정보 서브신호들(23)을 인터리빙하기 위해 배열되고, 상기 채널 인코더(8)는 상기 인터리빙된 정보 서브신호들을 상기 인코딩된 정보 서브신호들(25)로 인코딩하기 위해 배열되는, 송신 시스템.
4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 채널 디코더는 가장 최근에 디코딩된 정보 서브신호의 공유된 정보 엘리먼트들을 통합시킴으로써 수신된 인코딩된 정보 서브신호를 디코딩하기 위해 배열되는, 송신 시스템.
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 송신 시스템(10)은 2진 송신 시스템이며, 상기 정보 서브신호들은 서로 상이하게 루팅된 2진 신호들을 포함하는, 송신 시스템.
6. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 송신 시스템(10)은 무선 통신 시스템이고, 상기 송신기(12)는 복수의 송신 안테나들(28)을 포함하고, 각각의 인코딩된 정보 서브신호(25)는 상기 송신 안테나들(28) 중 하나를 통해 상기 수신기(16)에 송신되며, 상기 수신기(16)는 상기 인코딩된 정보 서브신호들을 수신하기 위한 복수의 수신 안테나들(40)을 포함하는, 송신 시스템.
7. 복수의 서브채널들을 통해 정보 신호(21)를 수신기(16)에 송신하기 위한 송신기(12)로서,

   상기 정보 신호(21)를 복수의 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하기 위한 디멀티플렉서(20)를 포함하고, 상기 정보 서브신호들(23)을 인코딩된 정보 서브신호들(25)로 인코딩하기 위한 채널 인코더(8)를 더 포함하며, 각각의 인코딩된 정보 서브신호들(25)은 상기 서브채널들 중 하나를 통해 상기 수신기(16)에 송신되는, 상기 송신기(12)에 있어서,

   상기 디멀티플렉서(20)는 상기 정보 신호(21)를, 공유 및 비공유된 정보 엘리먼트들을 포함하는 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하기 위해 배열되고, 각각의 서브신호(23)에 대해서, 상기 공유된 정보 엘리먼트들의 분배는 상기 수신기(16)에 의해 오더링된 바와 같이 상기 서브채널들의 스루풋에 적응되는 것을 특징으로 하는 송신기.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 디멀티플렉서(20)는 상기 사용자 비트 분할 알고리즘에 따라 상기 정보신호(21)를 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하기 위해 배열되는, 송신기.
9. 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,

   상기 송신기(12)는 상기 디멀티플렉서(20)와 상기 채널 인코더(8) 사이에 결합된 인터리버를 더 포함하고, 상기 인터리버는 상기 정보 서브신호들(23)을 인터리빙하기 위해 배열되고, 상기 채널 인코더(8)는 상기 인터리빙된 정보 서브신호들을 상기 인코딩된 정보 서브신호들로 인코딩하기 위해 배열되는, 송신기.
10. 제 7 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 송신기(12)는 복수의 송신 안테나들(28)을 포함하고, 각각의 인코딩된 정보 서브신호(25)는 상기 송신 안테나들(28) 중 하나를 통해 상기 수신기(16)에 송신되는, 송신기.
11. 송신기(12)로부터 복수의 서브채널들을 통해 인코딩된 정보 서브신호들을 수신하기 위한 수신기(16)로서, 상기 수신된 인코딩된 정보 서브신호들을 연속적으로 디코딩하기 위한 채널 디코더를 포함하는, 상기 수신기(16)에 있어서,

    상기 인코딩된 정보 서브신호들은 공유 및 비공유된 정보 엘리먼트들을 포함하는 부분적으로 중첩하는 인코딩된 정보 서브신호들이고, 각각의 서브신호(23)에대해서, 상기 공유된 정보 엘리먼트들의 분배는 상기 수신기(16)에 의해 오더링된 바와 같이 상기 서브채널들의 스루풋에 적응되고, 상기 채널 디코더는 이미 디코딩된 정보 서브신호들의 공유된 정보 엘리먼트들을 통합시킴으로써 수신된 인코딩된 정보 서브신호를 디코딩하기 위해 배열되는 것을 특징으로 하는 수신기.
12. 제 11 항에 있어서,

    상기 채널 디코더는 가장 최근에 디코딩된 정보 서브신호의 공유된 정보 엘리먼트들을 통합시킴으로써 수신된 인코딩된 정보 서브신호를 디코딩하기 위해 배열되는, 수신기.
13. 제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,

    상기 수신기(16)는 상기 인코딩된 정보 서브신호들을 수신하기 위한 복수의 수신 안테나들(40)을 포함하는, 송신 시스템.
14. 복수의 서브채널들을 통해 정보 신호(21)를 수신기(16)에 송신하는 방법으로서,

    - 상기 정보 신호(21)를 복수의 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱하는 단계;

    - 상기 정보 서브신호들(23)을 인코딩된 정보 서브신호들(25)로 인코딩하는 단계;

    - 상기 서브채널들 중 하나를 통해 각각의 인코딩된 정보 서브신호(25)를 상기 수신기(16)에 송신하는 단계를 포함하는, 상기 정보 신호 송신 방법에 있어서,

    상기 정보 신호(21)는 공유 및 비공유된 정보 엘리먼트들을 포함하는 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들(23)로 디멀티플렉싱되고, 각각의 서브신호(23)에 대해서, 상기 공유된 정보 엘리먼트들의 분배는 상기 수신기(16)에 의해 오더링된 바와 같이 상기 서브채널들의 스루풋에 적응되는 것을 특징으로 하는 정보 신호 송신 방법.
15. 제 14 항에 있어서,

    상기 정보 신호(21)는 사용자 비트 분할 알고리즘에 따라 상기 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들로 디멀티플렉싱되는, 정보 신호 송신 방법.
16. 제 14 항 또는 제 15 항에 있어서,

    상기 정보 서브신호들(23)을 인터리빙하는 단계를 더 포함하고, 상기 인터리빙된 정보 서브신호들은 상기 인코딩된 정보 서브신호들(25)로 인코딩되는, 정보 신호 송신 방법.
17. 제 14 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 인코딩된 정보 서브신호들(25)은 복수의 송신 안테나들을 통해 상기 수신기(16)에 송신되는, 정보 신호 송신 방법.
18. 송신기(12)로부터 복수의 서브채널들을 통해 인코딩된 정보 서브신호들을 수신하는 방법으로서,

    - 상기 수신된 인코딩된 정보 서브신호들을 연속적으로 디코딩하는 단계를 포함하는, 상기 정보 서브신호 수신 방법에 있어서,

    상기 인코딩된 정보 서브신호들은 공유 및 비공유된 정보 엘리먼트들을 포함하는 복수의 부분적으로 중첩하는 정보 서브신호들이고, 수신된 인코딩된 서브신호들은 이미 디코딩된 정보 서브신호들의 공유된 정보 엘리먼트들을 통합시킴으로써 디코딩되며, 각각의 서브신호(23)에 대해서, 상기 공유된 정보 엘리먼트들의 분배는 상기 수신기(16)에 의해 오더링된 바와 같이 상기 서브채널들의 스루풋에 적응되는 것을 특징으로 하는 정보 서브신호 수신 방법.
19. 제 18 항에 있어서,

    수신된 인코딩된 정보 서브신호는 가장 최근에 디코딩된 정보 서브신호의 공유된 정보 엘리먼트들을 통합시킴으로써 인코딩되는, 정보 서브신호 수신 방법.
20. 제 18 항 또는 제 19 항에 있어서,

    상기 인코딩된 정보 서브신호들은 복수의 수신 안테나들(40)을 통해 수신되는, 정보 서브신호 수신 방법.