JP4317008B2 - 無線ネットワークにおけるｍｉｍｏ送信システム、送信装置、受信装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明が関連する送信システムは、送信機から受信機に複数のサブチャネルを通じて情報信号を送信し、前記送信機は、情報信号を複数の情報サブ信号に多重化するデマルチプレクサより成り、前記送信機は、更に、情報サブ信号をエンコードされた情報サブ信号にエンコードするチャネルエンコーダより成り、各々のエンコードされた情報サブ信号は、サブチャネルの１つを通じて前記受信機に送信され、前記受信機は、受信したエンコードされた情報サブ信号を連続的にデコードするチャネルデコーダより成る。

更に、本発明は、複数のサブチャネルを通じて受信機に情報信号を送信する送信機、複数のサブチャネルを通じて送信機からのエンコードされた情報サブ信号（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｓｕｂｓｉｇｎａｌ）を受信する受信機、複数のサブチャネルを通じて受信機に情報信号を送信する方法、及び複数のサブチャネルを通じて送信機からのエンコードされた情報サブ信号を受信する方法に関連する。

このような送信システムは、欧州特許出願ＥＰ０９５１０９１Ａ２（特許文献１）に開示されている。このような既知の送信システムでは、同一のデータソースから発する符号化されたシンボルのストリーム（即ち、情報信号）を送信するために、複数の送信アンテナが使用される。受信機では、これら複数のストリームは、複数の受信アンテナにより受信され、且つ前段でデコードされたデータストリームを除去し、空間的（空間−時間、又は空間−周波数）干渉キャンセル法により、複数の受信アンテナに起因する残余のデータストリームをキャンセルすることで、連続的にデコードされる。そのような手法は、しばしば整列順干渉キャンセル（ＯＳＩＣ：ｏｒｄｅｒｅｄ ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）法と言及される。

既存の送信システムの容量（スループット）には限りがある。
欧州特許出願公開ＥＰ０９５１０９１号明細書

本発明は、既存の送信システムより多くの伝送容量を有するプリアンブルを利用する送信システムを提供することを目的とする。

この目的は、本発明による送信システムにて解決され、当該送信システムでは、前記デマルチプレクサが、情報信号を、共用される及び許容されない情報要素を含む複数の部分的に重複する情報サブ信号を抽出するよう形成され、各サブ信号に対して、共用される情報要素の分布は、受信機により要請されるサブチャネルのスループットに適合しており、前記チャネルデコーダは、既にデコードした情報サブ信号の共用される情報要素を組み込むことで、受信したエンコードされた情報サブ信号をデコードするよう形成される。仮に、既知の送信システムが２つのサブチャネルを備えるとする。２つのデータストリームが、それぞれ容量Ｃ_１，Ｃ_２（チャネル利用に対するユーザビット又は情報ビットで測定される）を有する２つのサブチャネルを通じて送信され、これらの容量Ｃ_１，Ｃ_２は送信機に既知であるものとする。但し、送信されるストリームとサブチャネルの間の関連性は送信機には未知であるものとする。受信機では、データストリームが、任意的な順序ではあるが同時的ではなく連続的にデコードされる。明らかに、既知のシステムの最大利用可能容量は、（Ｃ_１＋Ｃ_２）を上限とする。直接的な手法は、双方のデータストリームをエンコードするためにユーザビットの独立した２つのセット又は集合（ｓｅｔ）を利用することである。データストリームとサブチャネルとの間の対応関係は送信機には未知であるので、各データストリームのビットレートは、ｍｉｎ（Ｃ_１，Ｃ_２）である容量の最小値により制限される。仮に、より高いビットレートが使用されたならば、データを失う危険性がある。従って、２つのサブチャネルにわたる最大の累積的ビットレートは、２ｍｉｎ（Ｃ_１，Ｃ_２）である。このレートは、｜Ｃ_１−Ｃ_２｜の分だけ上限値（Ｃ_１＋Ｃ_２）より小さい。

一般性を失うこと無く、Ｃ_１≧Ｃ_２であることを想定する。本発明は、同じ大きさのユーザビットの２つの交わる集合（ｉｎｔｅｒｓｅｃｔｉｎｇ ｓｅｔ）を用いてデータストリームをエンコードすることで、全容量（Ｃ_１＋Ｃ_２）が達成され得る、との認識に準拠している。具体的には、各ストリーム内で、独立ビット（共有されない情報要素）及び共通ビット（共有される情報要素）の数が選択され、両ストリームが等しいビットレートＣ_１を有するが、第２ストリームを考慮した第１ストリームの条件付ビットレート（即ち、第１ストリームの独立／未知ビットのみ）は、Ｃ_２に等しい。言い換えれば、各ストリームについてのデータブロックをエンコードするユーザビットの総数はＮＣ_１であり、２つのブロック内での共通ビット数はＮ（Ｃ_１−Ｃ_２）であり、ここでＮは包含されるチャネルユーザ数（又は信号次元）である。この原理は図１に図示されており、２つのデータストリームをエンコードするユーザビットの集合が、２つの楕円で図示されている。ユーザビットの各集合は、チャネル特性に合致するコードによる、Ｎチャネルシンボルのコード語を定める。例えば、（理想的には）ガウシアンコードが、加法性ガウス雑音（ＡＷＧＮ）に使用される。２つのサブチャネル上で伝送されるユーザビット総数は、Ｎ（Ｃ_１＋Ｃ_２）であり、ここで、ビットレート全体は（Ｃ_１＋Ｃ_２）であることに留意を要する。

受信機では、これらのデータは、目下の例では容量Ｃ_１のサブチャネルであるところの最良のサブチャネルから始まり、連続的にデコードされる。明らかに、最良のサブチャネルのデコード処理は、ＮＣ_１ユーザビット総てを生成する。ユーザビットの２つの集合の間の共通部分に起因して、残りの第２の（最悪の）サブチャネルの未知ユーザビット数は、ＮＣ_２である。第２サブチャネルに関する条件付ビットレートは、第１チャネルのデコード後にＣ_２になる。このレートは第２サブチャネルの容量に等しいので、第２データストリームの残余のＮＣ_２ユーザビットはデコードされ得る。

本発明による送信システムの一態様では、前記デマルチプレクサが、情報信号を、ユーザビット区分化アルゴリズムに従って複数の一部が重複する情報サブ信号に分離するよう形成される。このアルゴリズムは、以前にデコードしたサブ信号を考慮した、以後にデコードされるサブ信号の条件付レートが、受信機により要請されるサブチャネルのスループットに適合することを保証する。

本発明による送信システムの一態様では、前記送信機が、更に、デマルチプレクサ及びチャネルデコーダの間に接続されたインターリーバより成り、前記インターリーバは情報サブ信号をインターリーブするように形成され、前記チャネルデコーダは、インターリーブされた情報信号を、エンコードされた情報サブ信号にエンコードするように形成される。このインターリーバは、共用される情報要素を、総ての入力情報要素のストリームの中で一様に拡散し、現在のストリームをデコードするために、以前にデコードしたストリームから知り得た共用される情報要素を効率的に使用するようにする。

本発明による送信システムの更なる一態様では、前記チャネルデコーダが、最新のデコード済み情報サブ信号の共用される情報要素を組み込むことで、受信されたエンコードされた情報サブ信号をデコードするよう形成される。このような場合は、共用される情報要素についての最新の更新内容は、以前にデコードされたサブストリームを通じて共用される情報要素について利用可能な推定値（信頼度測定値）総てを組み込み、それにより、これら情報要素の最高の信頼度を与える。

本発明に関する上記目的及び特徴は、図面を参照する好適実施例の以下の説明により一層明瞭になるであろう。

図中、同一の部分には同一の参照番号が与えられる。

本発明は、図２に示されるような送信システム１０に関連し、送信システム１０は、送信機１２から受信機１６に情報を配信するために複数のサブチャネルを利用する。様々なサブチャネルからの信号は連続的にデコードされる。デコードの順序は受信機１６にて決定され、送信機１２には知らされない。送信機１２は、順序づけること（ｏｒｄｅｒｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）を把握しており、整列したサブチャネルの容量（最大スループット）の統計値（例えば、レイリーフェージング）のようなサブチャネルの順序シーケンスについてのいくつかの性質を把握しているものとする。或いは、送信機１２は順序づけられたサブチャネルの信号対雑音（及び干渉）比（ＳＮＲ／ＳＩＮＲ）を把握し得る。しかしながら、サブチャネルの各々の解釈に対するデコードの順序は、送信機１２から見てランダムである。本発明は、そのような複数チャネル送信システム１０の実効性を増進させるために、サブチャネルに関する既知の特性を利用するチャネル符号化法に関連する。このチャネル符号化法は、エンコーダ及びデコーダアーキテクチャを利用する。一般的な符号化は、更に、無線送信システムの実効性を増進させるために適用され、そのシステムは、複数の並列的なデータストリームを送信するための複数の送信アンテナと、整列順干渉相殺（ＯＳＩＣ）と言及される、送信されたストリームの順次的抽出に関する受信機における複数の受信アンテナとを利用する。

先ず、提案されるチャネル符号化法の基本概念を説明する。このため、２つのサブチャネルを想定する。２つのデータストリームが、それぞれ容量Ｃ_１，Ｃ_２（チャネル利用当たりのユーザビット又は情報ビットで測定される）を有する２つのサブチャネルを介して送信され、これらの容量Ｃ_１，Ｃ_２は送信機に既知であるものとする。但し、送信されたストリームとサブチャネルとの間の関連性は送信機１２には未知であるとする。受信機１６では、データストリームが、任意的な順序ではあるが同時的ではなく連続的にデコードされる。明らかに、そのようなシステムの最大利用可能容量は、（Ｃ_１＋Ｃ_２）を上限とする。直接的な手法は、双方のデータストリームをエンコードするためにユーザビットの独立した２つの集合を利用することである。データストリームとサブチャネルとの間の対応関係は送信機１２には未知であるので、各データストリームのビットレートは、ｍｉｎ（Ｃ_１，Ｃ_２）である容量の最小値により制限される。仮に、より高いビットレートが使用されるならば、データを失う危険性がある。従って、２つのサブチャネルにわたる最大の累積的ビットレートは、２ｍｉｎ（Ｃ_１，Ｃ_２）である。このレートは、｜Ｃ_１−Ｃ_２｜の分だけ上限値（Ｃ_１＋Ｃ_２）より小さい。以下に説明されるチャネル符号化法は、全容量（Ｃ_１＋Ｃ_２）を利用可能にする。

一般性を失うことなく、Ｃ_１≧Ｃ_２であるとすることができる。データストリームは、同じ大きさのユーザビットの２つの交わる集合を用いてエンコードされる。具体的には、各ストリーム内で、独立ビット（共有されない情報要素）及び共通ビット（共有される情報要素）の数が選択され、両ストリームが等しいビットレートＣ_１を有するが、第２ストリームを考慮した第１ストリームの条件付ビットレート（即ち、第１ストリームの独立／未知ビットのみ）は、Ｃ_２に等しい。言い換えれば、各ストリームについてのデータブロックをエンコードするユーザビットの総数はＮＣ_１であり、２つのブロック内での共通ビット数はＮ（Ｃ_１−Ｃ_２）であり、ここでＮは包含されるチャネルユーザ数（又は信号次元）である。この原理は図１に図示されており、２つのデータストリームをエンコードするユーザビットの集合が、２つの楕円で図示されている。ユーザビットの各集合は、チャネル特性に合致するコードによる、Ｎチャネルシンボルのコードワード又は符号語を定める。例えば、（理想的には）ガウシアンコードが、加法性ガウス雑音（ＡＷＧＮ）に使用される。２つのサブチャネル上で伝送されるユーザビット総数は、Ｎ（Ｃ_１＋Ｃ_２）であり、ここで、ビットレート全体は（Ｃ_１＋Ｃ_２）であることに留意を要する。

受信機では、これらのデータストリームは、目下の例では容量Ｃ_１のサブチャネルであるところの最良のサブチャネルから始まり、連続的にデコードされる。明らかに、最良のサブチャネルのデコード処理は、ＮＣ_１ユーザビット総てを生成する。ユーザビットの２つの集合の間の共通部分又は交差部に起因して、残りの第２の（最悪の）サブチャネルの未知ユーザビット数は、ＮＣ_２である。第２サブチャネルに関する条件付ビットレートは、第１チャネルのデコード後にＣ_２になる。このレートは第２サブチャネルの容量に等しいので、第２データストリームの残余のＮＣ_２ユーザビットはデコードされ得る。

図２のブロック図には、任意のサブチャネル数ｍを有し、受信機１６にて対応するデータストリーム及び順序付けられた容量の既知シーケンスに関する整列順デコードを行なう送信システム１０の概要が図示されている。図２によれば、ユーザビットの集合は、チャネルエンコーダ８によって、ｍ入力ｍ出力チャネル１４上を伝搬するｍ個の並列的ストリームにエンコードされる。このチャネル１４は、各々の容量Ｃ_１，．．．，Ｃ_ｍと共にｍ個の並列的サブチャネルが続くｍ個の送信ストリームに関する置換又は順列π（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）によって表現される。容量の集合は、受信機１６にとって及び送信機１２にとって既知であるが、その順列πは受信機１６に対してのみ既知である。送信機１２は、πをランダム的順列として取り扱う（特に、πは、ｍ個の可能な置換の集合にて一様に分布していることが想定される）。一般性を失うことなく、受信ストリームは、Ｃ_１≧．．．≧Ｃ_ｍのように並べられるものとする。受信機１６において、これらのストリームは、ｍ個のデコーダ１８によって連続的にデコードされ、ｎ番目のデコーダ１８は、先行する（ｎ−１）個のデコーダ１８（１＜ｎ≦ｍ）によって復元されたユーザビットに関する知識を利用する。ｍ個のデコーダ１８及びそれらの相互接続は、チャネルデコーダを形成する。

以下、図２の多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャネル１４に対するエンコード／デコードを説明し、この手法により達成可能な最大スループットを示す。このチャネル１４の容量を指定するために、０≦ｎ＜ｍの大きさで、実数値のシーケンス｛Ｓ_ｋ｝_{１≦ｋ≦ｍ}に適用される有限差分演算子（ｆｉｎｉｔｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ ｏｐｅｒａｔｏｒ）

を規定する必要がある：

提案されるチャネル符号化法に関して達成可能な容量Ｃ_Σは、正の値Ｃ _１．．．Ｃ _ｍの合計の最大値に等しく、これらは、

の２つの条件を満足する。言い換えれば、

である。

ｍ＝２に関して上述したチャネル符号化法は、任意のｍに拡張される。第１段階として、集合Ｃ _１．．．Ｃ _ｍを定める必要があり、この集合は、可能な最大の総和（Ｃ _１＋・・・＋Ｃ _ｍ）に関して上記２つの条件を満足するものである。この要請又は問題は、標準的な線形プログラミングによって解決され得る。所与の容量の集合Ｃ _１．．．Ｃ _ｍ及びチャネルユーザ数Ｎに関し、以下に説明されるユーザビット区分化（ＵＢＰ：ｕｓｅｒ ｂｉｔ ｐａｒｔｉｔｉｏｎｉｎｇ）アルゴリズムに従って、ｍ個のサブチャネル上で伝送される情報ビットＩ_１．．．Ｉ_ｍに関するｍ個の交差する集合を指定する。このアルゴリズム及び以後の本明細書の記載において使用する表記法を列挙する：

ユーザビット区分化アルゴリズム
各集合Ｉ_ｋは、データブロック内のユーザビットの指標又はインデックスの集合として解釈され、それはｋ番目（１≦ｋ≦ｍ）のサブチャネル上で伝送される。従って、ＭＩＭＯチャネルを特徴付ける容量Ｃ_１．．．Ｃ_ｍの集合を考慮して、集合Ｉ_１．．．Ｉ_ｍがオフラインで指定される。図３に、送信機１２の一般的なブロック図が示されている。先ず、送信されるデータブロック（即ち、情報信号２１のユーザビット）は、ＵＢＰアルゴリズム２２に従って、デマルチプレクサ２０によって、ｍ個のストリーム／情報サブ信号２３に区分化／分離される。実際には、これらのストリーム２３の各々はＤ_１ユーザビットを含み、任意のｎストリームはＤ_ｎユーザビットを共用する（１＜ｎ≦ｍ）。これらｍ個のストリーム２３は、更に、ｍ個のエンコーダ２４により同一コード（ｉｄｅｎｔｉｃａｌ ｃｏｄｅ）と共にチャネルシンボル２５のシーケンスにエンコードされ；これらのコードは、そのチャネル属性に適合されるべきである。ｍ個のエンコーダ２４はチャネルエンコーダ８を形成する。受信機１６では、シンボル２５に関してエンコードされたシーケンス（又はエンコードされた情報サブ信号２５）は、容量Ｃ_１．．．Ｃ_ｍに従って順序付けられ、図２に示されるように、以後デコードされる。ここで、総てのｍ個のデコーダ１８が同一構造を有する。更に、ｎ番目のストリームのデコーダ１８は、ｎ番目の入力ストリームから既知のＤ_ｎユーザビットを利用し、そのユーザビットは先行する（ｎ−１）ストリーム（１＜ｎ≦ｍ）を共用する。

最適に選択されたコード及び適切なデコードアルゴリズムを利用するこのような手法は、上記（２）式に示される容量Ｃ_Σに到達する可能性を有することが立証され得る。各データストリームについてエンコーダ／デコーダを選択することには、特に注意を払う価値がある。受信機における最尤（ＭＬ：ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）デコードに関するランダムコードは、最大スループットを示唆する。しかしながら、エンコード及びデコードはこれらのコードに適切ではない。コード及び対応するデコードアルゴリズムの実際の選択は、望まれるパフォーマンス特性（ビット及びフレームエラーレート）及び複雑さ／格納容量の制限に依存する。多くの場合に、各サブチャネルは、充分に把握された性質を有するスカラーチャネルであり、これにより標準的なチャネルコードを生じさせる。実際に有益ないくつかの例が以下に説明される。

先ず、加法性ガウス雑音の影響を受けるＭＩＭＯフェージングチャネルを有する送信システムが説明される。この場合において、各サブチャネルの出力における信号は、総てのサブチャネルで伝送されるシンボル及び加法性ガウス雑音の線形結合で与えられる。このような場合における受信機１６での適切な処理に関し、各サブチャネルは、残留サブチャネル間干渉及び加法性ガウス雑音によって劣化したスカラーチャネルとして取り扱われる。共通に使用される符号化手法は、ビット空間エンコードすること（ＦＥＣエンコーダ）、符号化ビットをチャネルシンボルにマッピングすること、及びこれらのシンボルをチャネルに配置すること（復調）より成る。最後のステップは、チャネルの特性に依存する。通常的には、復調は時間領域（単一キャリアシステム）又は周波数領域（複数キャリアシステム）で実行される。何れの場合も、拡散が適用され、いくつかのチャネルシンボルが時間又は周波数領域でいくつかのチャネルを共用するようにすることが可能である（それぞれ直接シーケンス又はマルチキャリア拡散スペクトル伝送となる）。チャネルシンボルアルファベット（ａｌｐｈａｂｅｔ）（信号送信）の選択は、所望のスペクトル効率及びＦＥＣレートに依存する。共通に使用される信号化法は：ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８−ＰＳＫ及び２^ｋ−ＱＡＭ（ｋ≧２）である。提案されるエンコード手法は、そのようなＭＩＭＯフェージングチャネルに適用され得ることに留意を要する。このため、容量Ｃ_１．．．Ｃ_ｍを指定する必要があり、これらは、各サブチャネルにおける信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）によって特徴付けられる。フェージングチャネルの場合には、ＳＩＮＲは送信機１２には未知である。標準的な手法は、アウテージ（ｏｕｔａｇｅ）チャネルに関する小さな部分集合を除く総てについて、実際の未知のＳＩＮＲに準拠する下限値のように、フェージングに関する予測される統計的性質に従って、選択されるＳＩＮＲのアウテージ値を利用することである。ＳＩＮＲ／容量／等のアウテージ値は、アウテージレートが、システムの実際のＳＩＮＲ／容量／等がそのアウテージ値より悪化した場合の状況／時間の所定の割合に等しいところのＳＩＮＲ／容量／等の値であることに留意を要する。

ガウス雑音を有するチャネルに一般的に使用されるＦＥＣ符号化は、標準的な畳込み符号であり、最近では、並列的及び直列的に連結されたインターリーブされる（ターボ）符号や、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コードである。これら総てのコードは図３のエンコーダ２４内に組み込まれ得るが、その手法の効率は選択されるＦＥＣコードの特性に依存する。実際、ＦＥＣ２４の入力における既知ユーザの誤り訂正能力は、既知ビットを包含する典型的なエラーパターンの間隔又はスパンに依存する。ＬＤＰＣ及びターボ符号のようなランダム状のコードの場合には、典型的なエラーパターンは、符号ビットの大部分にわたる。従って、エンコーダ２４の入力における既知ビット全体は、（畳込み符号の場合のローカルな又は局所的な効果とは異なり）コード全体にわたってグローバルな又は全体的な誤り訂正効果を備えるように期待される。従って、本件で説明される一般的なＭＩＭＯエンコード法にとって、ターボ符号、ＬＤＰＣ又は同様な符号ＦＥＣコードを利用することは特に有利であることが期待される。そのようなＦＥＣコードに関し、他のエンコーダ２４の入力にも寄与するｎ番目のエンコーダ２４の入力におけるこれらユーザビットは、ｎエンコーダ２４（１≦ｎ≦ｍ）の入力におけるユーザビットのストリーム内で一様に分布し得る。そのような分布は、マルチプレクサ２０及びチャネルエンコーダ８の間に接続されたインターリーバ（図示せず）によってなされ、インターリーバは、図３に示されるように、（例えば、ターボ又はＬＤＰＣコードによって）ＦＥＣエンコード化に先立って、デマルチプレクサ２０の出力にてユーザビット２３の各ストリームについて疑似ランダム（一様）又は等距離インターリーブを実行する。インターリーバは選択されるＦＥＣコードに更に最適化され得る。

一般的なデコード法は、図２の受信機１６に示される。ｎ番目のデコード段において、ｎ番目のデコーダ１８が、先行する（ｎ−１）段にてデコードされた符号と共に共用される既知入力ビットを利用することを図は示す。この概念の実際的な実現化は、コード種別及び対応するデコード手順に依存する。我々は、ソフト及びハード判定デコーダを区別する。ハード判定デコードでは、ＦＥＣデコーダはその入力ユーザビットにて２進判定内容を生成する。共用ビットにおけるこれらの判定内容（情報要素）は、以後のデコード段階で、可能なコードワードの選択肢を限定するために使用される。

具体例：畳込み符号化に関し、入力ビットにおける２進判定内容は、通常的には、ビタビアルゴリズムによるＭＬシーケンス検出から得られる。共用ビットにおける判定内容は、一連のデコード段のビタビアルゴリズムに導入され、以前にデコードされた共用ビットに関連するトレリスセクション全体において、デコードされた２進値に対応するこれらの状態遷移のみが考慮されるようにする（通常のビタビアルゴリズムが適用される場合に、可能な遷移総数を２だけ減少させる。）。

ソフト判定でコードでは、ＦＥＣデコーダは、入力ビットの信頼性尺度を表現する（ソフト）実数値メトリックを生成する。通常的には、各ソフトメトリックは、（近似的な）対数尤度比（ｌｏｇ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｒａｔｉｏ）であり、即ち、観測される信号に対して、０になる入力ビットの経験的確率とこのビットが１である経験的確率との比率の対数である。ソフトメトリックは、しばしば連結された符号のデコード手順及び反復的デコードアルゴリズム内に含まれる。入力ビットに関する最終的な判定は、そのようなソフトメトリックの符号に従ってなされる。入力ビットに関するソフト判定が可能な場合は常に、２進判定内容（又は等価的に、非常に大きなソフト的値）の代りに、以後のデコード段で共用されるビットについてのソフトメトリックを利用することは、一般に良好な特性を保証する。

具体例：ソフト判定デコードは、ターボ符号及びＬＤＰＣ符号を反復的にデコードするために一般的に使用される。ターボ符号の場合には、入力ビットのソフトメトリックは、組成符号に関するソフト入力ソフト出力（ＳＩＳＯ）デコーダによって生成される。ＬＤＰＣコードの場合は、そのソフトメトリックは、いわゆるメッセージ伝送デコードアルゴリズムから生じる。そのようなＦＥＣコードが、本明細書に説明されるＭＩＭＯ符号化法の中で使用される場合はいつでも、現段階での最終的反復にて得られた、共用されるビットのソフトメトリックは、以後のデコード段に伝達される。以後の段階では、いわゆるソフトメトリックは、共用ビットに関する経験的なメトリックとして移用され、又はこれらのデコード段にて利用可能ならば、現存する経験的メトリックに加えられる。

最後に、デコード段全体において、所与の入力ビットが１以上の先行する段で共用される場合はいつでも、デコーダは、最も最新のデコード内容から得られる（ハード又はソフト）判定を利用することが望ましく、即ち、チャネルデコーダは、最も最近デコードされた情報サブ信号中の共用される情報要素を組み込むことで、受信したエンコード済み情報サブ信号をデコードするよう構成されることが望ましい。

反復的なデコードは、提案されるＭＩＭＯ技法の実効性を改善するよう適用され得る。図２の手法に関する反復的デコードは、全デコードサイクルの全部又は一部を反復することを意味し、そのサイクルは上述したようなｍ個のサブチャネルを連続的にデコードすることから成る。この場合に、初期のデコード段は、先行する反復中に以後の段で取得した共用ビットについてのハード／ソフト情報を利用することができる。ソフト判定デコードの場合は、同様な情報に関する二重の演算を回避するために、他の段にて使用される信頼性値が、ターボデコードと同様に、外部情報（ｅｘｔｒｉｎｓｉｃ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に関する標準的な規則に従って算出されるべきである。

２進ＭＩＭＯ伝送チャネルに同一のチャネル符号化法が適用され得る。可能な手法は、複数の経路（サブチャネル）を通じて送信機から受信機にネットワーク内で２進メッセージ（データパケット）を伝送することである。様々な経路の正確な信頼度（等価的２進対称チャネルの重複する又はクロスオーバする確率）は、送信機に知られていないが、統計的特性（クロスオーバ確率の分布測）は、例えばモデリング結果から既知であるものとする。サブチャネル毎の信頼度の不定性を取り扱う１つの手法は、並べられたサブチャネルの信頼度が非増加的（ｎｏｎ−ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇ）シーケンスを形成するような順序で、これらのストリームをデコードすることである。実際には、独立に等しく分布したランダム値の順序シーケンスに関する各要素の変動は、そのシーケンス長が無限大向かうにつれてゼロに向かう。従って、それらの数が充分に大きいことを条件に、順序付けられたサブチャネルの（準決定性の）スループットに対する伝送レートを正確に採用することが可能になる。順序付けられたサブチャネルのスループットは、送信機にて正確に知られるものと想定され得るが、（チャネル情報を伝搬するために送信機と受信機の間にフィードバックチャネルが使用されていない限り）送信されるストリームの抽出の順序は未知である。そのような場合には、全体的なＭＩＭＯチャネルは、図２の一般的手法の範疇に収まる。更なる実施例は、２進対称チャネルに対する（即ち、ＭＤＳコードと共に）利用可能なＦＥＣ手法に準拠することが可能である。本明細書で説明されるチャネル符号化法に従って、入力ビットに関する部分的知識の恩恵を強調するように、既存の符号化法を採用することが望ましい。

また、上述したチャネル符号化法は、複数の送信及び受信アンテナを利用する無線通信システムのスループットを増進するようにも適用され得る。そのようなシステムでは、複数の送信アンテナ２８は、同一のデータソースから発する符号化シンボルのストリームを送信するために使用される。受信機側では、これら複数のストリームが抽出され、同時に又は連続的にデコードされる。異なるストリームの同時デコードは、非常に大きな演算負担を要し、その演算労力は、総てのアンテナ２８で送信されるチャネル利用毎の全ビット数に関して指数関数的に増加する。従って、同時デコードは、理論的スループットに比較して小さなデータレートに対してのみ適切である。ここでは、連続的デコード法に着目し、各データストリームは、先行段で復元されたデータストリームを除去すること、空間的な（空間−時間、又は空間−周波数）干渉相殺による、複数受信アンテナ４０による、残余データストリームをキャンセルすることによって復元される。特に、連続的干渉相殺（ＯＳＩＣ）を利用する手法を考察する。

ＯＳＩＣ法を利用するベースラインシステムは、欧州特許出願ＥＰ０９５１０９１Ａ２に開示されている。公知のこのシステムによると、ユーザビット２１の合計が、ｍ個の対称的なストリーム２３に分離される。各ストリーム２３は、（エンコーダ２４による）等しいエンコード及び（変調器２６による）変調に委ねられ、ｍ個のアンテナ２８の内の１つによって送信される。そのような送信機１２のブロック図が、図４に示される。受信機１６は、Ｍ個の信号出力を生成するＭ個のアンテナ４０を使用する。受信機１６は、図６に概略的に示されるようなＯＳＩＣ法を利用する。ＭＩＭＯチャネルの伝達関数は受信機にて既知であり又は正確に推定されるものとする（例えば、送信機から送信された基準信号に基づく、標準的なトレーニングシーケンスによって推定される。）。このＭＩＭＯ伝達関数は、概してＭ×ｍ型の行列Ｈによって記述され、行列要素又は項目Ｈ_ｑ，ｐは、ｐ番目の送信アンテナ２８とｑ番目の受信アンテナとの間の伝達関数を表す。周波数選択性フェージングの場合は、Ｈの行列要素は、そのチャネルの時間領域又は周波数領域の特性を表す関数である。非選択性（平坦な又はフラットな）フェージング環境では、Ｈは複素行列要素値を有する。

受信したエンコード済み情報サブ信号は、復調器４２にて復調される。既知のＨに基づいて、受信機１６は、変調されたストリーム４１から連続的にｍ個のストリーム（情報サブ信号）を抽出する。第１（最も左側）の階層又は段階（ＭＭＳＥキャンセラ４４、デコーダ４６、エンコーダ４８、乗算器５６及び減算器６０より成る）では、ストリーム４１の１つが、他の（ｍ−１）ストリーム４１からの寄与をキャンセルすることによって、抽出される。一般性を失うことなしに、第１階層で抽出されたストリームのインデックス又は指標は、π［１］であるとする。既知のシステムでは、これらのストリームの完全な相殺は、このストリームに関連付けられるチャネル伝達関数のベクトル

（添え字Ｔは、行列の転置を表す）を、Ｍ次元信号空間の一部に射影することによって達成され、そのＭ次元信号空間は、他のストリームの伝達関数を表すＭ×（ｍ−１）型の行列

の列と直交する。π［１］番目のストリームは、射影されたベクトルの行列要素により規定されるウエイト又は重みと共に、Ｍ個のアンテナ４０からの信号の線形結合の結果である。ゼロフォーシング（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）と呼ばれるこの種の干渉キャンセルは、最適でないノイズの存在を残す。より良好なパフォーマンス又は実効性は、ＳＩＮＲを最大化する最小二乗エラー（ＭＭＳＥ）キャンセル法（ＭＭＳＥキャンセラ４４）によって達成される。π［１］番目のストリームにＭＭＳＥ抽出法を適用するために、ｍ×Ｍ型ベクトル

を算出し、ここで、添え字「＊」は行列の共役転置を示し、Ｉ_ＭはＭ×Ｍ型の恒等行列であり、σ_Ｓ ^２は送信信号全体の（平均）電力であり、σ_ｎ ^２は周囲雑音電力である。π［１］番目のストリームは、ウエイトと共にＭ個のアンテナ４０からの信号の線形結合の結果であり、そのウエイトはＷ_π［１］ ^（１）の各自の項目によって定義される。異なるアンテナにおける周囲雑音が非相関性であるときはいつでも、ＭＭＳＥ相殺法は、可能な最高のＳＩＮＲをもたらす：

抽出されたπ［１］番目のストリーム４５は、ＭＭＳＥキャンセラ４４によってデコーダ４６に伝送され、そのデコーダはユーザビット４７の対応するストリームを復元する。これらのユーザビット４７はエンコーダ４８によってチャネルシンボルシーケンス４９に再びエンコードされ、そのシーケンスは（乗算器５６を利用して）伝達関数Ｈ_π［１］の各自の要素によってスケーリング又は尺度変更され、Ｍ個の受信ブランチ総てに対するπ［１］番目のストリームの寄与を生成する。これらの寄与は、図６に示されるような減算器６０を用いて、対応する受信信号から抽出される。その結果のＭ個の信号５５は、π［１］番目のストリーム４５の寄与の影響を受けない。上述の手法は再帰的に適用され、ｎ番目の階層／段にて、フィルタＷ_π［ｎ］ ^（ｎ）を用いた残余の（ｎ−１）干渉ストリームのＭＭＳＥ相殺後に、π［ｎ］番目のストリームが所定のＳＩＮＲ_π［１］ ^（ｎ）で抽出され、その寄与が再構成され、受信信号から除去されるようにすることができる（１≦ｍ≦ｎ，除去が不要な最終段を除く）。また、図６では、第２の階層／段及びｍ番目の階層／段が示されている。この第２の段は、ＭＭＳＥキャンセラ５０、デコーダ５２、エンコーダ５４、乗算器６４及び減算器６８より成る。ｍ番目の段は、ＭＭＳＥキャンセラ７４及びデコーダ７６のみから成る。受信機１６は更にマルチプレクサ７２より成り、そのマルチプレクサは、ｍ階層／段のデコードされた情報サブ信号４７を、ユーザビットより成る情報信号７７に多重化する。

ＭＩＭＯ送信システムのスループット又は処理能力は、ＳＩＮＲ値

の集合に依存する。ここで、ｍストリームの処理の順序π＝｛π［ｎ］，１≦ｎ≦ｍ｝が重要である。システムスループットに対する処理順序の影響に着目するために、様々なサブチャネルの対称性及び送信機におけるチャネル知識の不足は、総てのサブチャネルについて使用される等しい送信レート（スループット）を与えることに留意する。そのようなシステムの全体的スループットは、１つのサブチャネルのスループットのｍ倍に等しい。最後に、サブチャネル当たりのスループットは、

により定められるそれら各自のスループットの最小値によって制限される。従って、最大スループットは、

の最大に対応し、最適な処理順序は、

を最大化するようなπによって定められる。上述した欧州特許出願に示されるように、その最適な処理順序πは、各段にて、ローカルＳＩＮＲ：

を最大化するサブチャネルが選択される場合に達成される。

図４，図６各々における送信機１２及び受信機１６、（３）により指定されるようなＭＭＳＥ相殺フィルタ、（４）により規定されるような統計的判定、及び（５）により規定されるような処理順序と共に上述したようなＭＩＭＯ送信システムは、本明細書ではベースラインシステムとして取り扱われる。そのようなシステムの理論的に達成可能なスループットを分析する。充分に非相関性の送信／受信アンテナで狭帯域（非選択性）レイリーフェージングを想定する。これは、チャネル行列の要素が、複素次元に関してゼロ平均及び分散（１／２）の統計的に独立な複素ガウス型変数であることを意味する。先ず、２つの送信／受信アンテナのシステムを考察する：Ｍ＝ｍ＝２。この形態では、双方のレイヤについてのアウテージ比率ＳＩＮＲ_π［１］ ^（１）及びＳＩＮＲ_π［２］ ^（２）は、受信アンテナ当たりの全体的ＳＮＲの広い範囲に対する１０００００回の独立モンテカルロ試行によって推定された（即ち、全送信アンテナからの平均的全信号電力と任意の受信アンテナでのノイズ電力との比率）。１０％及び１％のアウテージレートについての経験的なＳＩＮＲ値は、図８にプロットされている（アウテージレート１０％（上図）及び１％（下図）、送信アンテナ２つ、受信アンテナ２つ、非相関性レイリーフェージングの場合の、レイヤ／段毎のアウテージＳＩＮＲと受信アンテナ当たりの全体的ＳＮＲとの関係を示す。）。標準的な関係式
Ｃ＝ｌｏｇ_２（１＋ＳＩＮＲ）［ビット／チャネル利用］ （６）
に従って算出された容量（最大スループット）の対応するアウテージ値は、図９にプロットされている（アウテージレート１０％（上図）及び１％（下図）、送信アンテナ２つ、受信アンテナ２つ、非相関性レイリーフェージングの場合の、レイヤ／段毎のアウテージスループットと受信アンテナ当たりの全体的ＳＮＲとの関係を示す。）。小さなほどほどのＳＮＲでは、第１の（最も左側の）レイヤが、より大きなスループットを有することが見受けられる。このような挙動は、低いＳＮＲでは、加法性のノイズ寄与がノイズ及び残留する干渉の中で支配的であり、それ故に、第１レイヤで利用可能な最良のサブチャネルの選択は、このレイヤのより良い容量になることに起因する。残留干渉はＳＮＲの増加と共により重要化し、このことは、高いＳＮＲでは第１レイヤが第２レイヤに比べて劣化していることを説明する。また、第２レイヤと比較した第１レイヤの利点も、設定されるアウテージレートに依存する。第１レイヤの最大スループットは、実際のある場面では第２レイヤのスループットの近似的に２倍程度の大きさである。即ち、アウテージ１０％及び劣化の６−８ｄＢ程度のＳＮＲの領域は、ＣＤＭＡのような干渉の抑制された環境でのセルラ通信に適切であり得る。

このセクションで上述したように、ベースラインシステムでの各サブチャネルのスループットは、別のレイヤで観測されるスループットの最小値を超えない。従って、ベースラインシステムの最大の全体的スループットは、これらのスループットの最小値の２倍である。図１０の「菱形」でプロットした曲線は、アウテージレート１０％（上図）及び１％（下図）のアウテージレートの場合の、ベースライン（標準的）システムの全体的スループットと全体的ＳＮＲとの関係を示す。

この場合において、全体的スループットは、ＳＮＲ及びアウテージレートの領域における２つのレイヤのスループットＣ_１，Ｃ_２の総和を上限に増加することに留意を要する（但し、Ｃ_１≧Ｃ_２である）。実際、図４の送信機１４及び図６の受信機１６を備えた送信システムは、図２の一般的送信手法の特殊な場合であり、容量Ｃ_１．．．Ｃ_ｍは、レイヤ１乃至ｍにて達成可能なアウテージスループットを表し、置換πは送信されたストリームの処理する順序を定めることに留意を要する。アウテージスループットＣ_１．．．Ｃ_ｍの集合は、想定される伝搬環境の統計的記述によって定められる（目下の例では、非相関性レイリーフェージング）。通常的には、これらのスループットはオフラインで測定され、送信機１２にとって及び受信機１６にとって既知であることが想定される。置換πはチャネル具現化（ｒｅａｌｉｓａｔｉｏｎ）に依存する。この置換は、受信機１６にて定められ、推定されるチャネル行列に委ねられ、それ故に送信機１２には未知である。従って、ベースライン送信システムは、図２で説明したような一般的手法に該当し、それ故に上述した一般的チャネル符号化がこの場合に適用される。２つの送信／受信アンテナの場合には、エンコードは上述したように実行される。８ｄＢ及び１０％アウテージレートのＳＮＲにて非相関性レイリーフェージングの存在する中で動作しなければならないエンコーダを設計することを考察する。この場合に、レイヤ１及び２で達成可能なスループットは、図９にそれぞれ示されるように、チャネル利用当たりＣ_１≒１．２７及びＣ_２≒０．８１ユーザビットである。従って、これらのレイヤに関する実際に達成可能なスループットは、Ｃ_１及びＣ_２による上限に制限される。エラーレートの観点からのＱｏＳ要請を満足するために、スペクトル効率の（僅かな）一部が犠牲になるので、その上限値は現実には決して達成されない。その一部分は、ＦＥＣ及びＱｏＳ要請に関する所望の属性に依存する。実際のスループットの決定は、本明細書では特別には意図されていないＦＥＣ設計内容に関連する。従って、目下の例では、最大スループットが達成され得るような理想的なＦＥＣを想定する。送信されるデータのブロックがＮ＝１００チャネルを利用するものと仮定する。これは、例えばそのチャネルに対して所定のアルファベット順に送信される１００シンボルのブロックに対応する。セクション１での説明によれば、ＮＣ_１≒１２７の等しいサイズのユーザビットの２つの集合を形成する必要があり、これらの集合は、Ｎ（Ｃ_１−Ｃ_２）≒１２７−８１＝４６ユーザビットを共用する。これら２つの集合は、独立してエンコードされ、変調され、別々のアンテナを通じて送信される。受信機１６では、このセクションにて上述したように、データストリームの標準的なＯＳＩＣ抽出が実行される。（５）式によって受信機にて決定される処理順序πに従って、ストリームπ［１］が第１の（最左の）レイヤで抽出される。このレイヤのアウテージスループットはＣ_１であるので、対応するＮＣ_１≒１２７ユーザビットが連続的にデコードされる。これらユーザビットの内４６は、ストリームπ［２］と共用されることを想起されたい。第２レイヤでは、π［２］が抽出される。このストリームのデコーダは、全１２７ビットの内４６ユーザビットの知識による恩恵を受ける。残りのＮＣ_２＝８１ユーザビットは、第２レイヤのスループットがＣ_２≒８１であるので、連続的に復元され得る。

本願にて提案されるチャネル符号化法は、チャネル利用当たりの全体的スループット（Ｃ_１＋Ｃ_２）≒２．０８ビットを達成し、これはチャネル利用当たりの全体的スループット２Ｃ_２≒１．６２を有するベースラインシステムと比較して２８％の改善である。ベースラインシステムのスループット及び後者の提案される修正内容は、様々なＳＮＲ並びに１０％及び１％のアウテージレートに関して図１０にプロットされている。修正された送信システムのベースラインシステムと比較した改善効果は、低くほどほどのＳＮＲでは、１０％乃至１００％高く変化する。

一般的なＭ及びｍの場合には、修正されたベースラインシステムの送信機は図５と同様であり、ユーザビットに関するｍ個の交差する集合を生成するためにアルゴリズム１が適用される。これらの集合は、エンコードされ、変調され、ｍ個の送信アンテナを通じて並列的に送信される。修正されたベースラインシステムの受信機は図７に提示される。図６の従来の受信機と比較するに、修正された受信機は選択ブロック７８を有し、このブロックはゲート８０を通じて先行するレイヤでデコードされた共用されるユーザビット（関連するハード／ソフト判定内容）を、後続のレイヤのデコーダに転送することを制御する。

残りの部分では、Ｍ＝ｍ＝３のＭＩＭＯ送信システムに関し、ＵＢＰアルゴリズムを用いてユーザビット区分化を行なう幾分複雑な例を与える。非相関性レイリーフェージングの想定される状況にて、図１１乃至１３に示されるように、様々なレイヤ、広範囲にわたるＳＮＲ及び１０％，１％のアウテージレートの場合に、レイヤ毎の対応するアウテージスループット、ベースライン（標準）システム及び修正されたシステムに関する全体的アウテージスループットで達成可能なアウテージＳＩＮＲを算出した。図１１は、アウテージレート１０％（上図）及び１％（下図）の場合のレイヤ／段当たりのアウテージＳＮＲと受信アンテナ当たりの全体的ＳＩＮＲとを示し、送信システムは、３つの送信アンテナと３つの受信アンテナを有し且つ非相関性レイリーフェージングに委ねられる。図１２は、アウテージレート１０％（上図）及び１％（下図）の場合のレイヤ／段当たりのアウテージスループットと受信アンテナ当たりの全体的ＳＮＲとを示し、送信システムは、３つの送信アンテナと３つの受信アンテナを有し且つ非相関性レイリーフェージングに委ねられる。図１３は、アウテージレート１０％（上図）及び１％（下図）の場合の標準的な及び修正されたシステムの全体的なアウテージスループットと受信アンテナ当たりの全体的ＳＮＲとを示し、送信システムは、３つの送信アンテナと３つの受信アンテナを有し且つ非相関性レイリーフェージングに委ねられる。

先ず最初に、最大スループットＣ _１，Ｃ _２，Ｃ _３の集合を見出す必要があり、それらは（２）式に示されるような、適切な制約の下に全体的スループットＣ_Σを与える。その結果生じる値Ｃ _１，Ｃ _２，Ｃ _３は、図１２に波線でプロットされる。総ての場合にＣ _１＝Ｃ_１，Ｃ _３＝Ｃ_３であるが、中間レイヤのスループットＣ _２は、対応するＣ_２より小さくなることが間々ある。上述したように、８ｄＢのＳＮＲ、１０％アウテージレート及びブロック当たりＮ＝１００チャネルを選択する。図１２によれば、レイヤ毎の最大スループットは、Ｃ _１≒１．５１，Ｃ _２≒１．３３，Ｃ _３≒０．９５及びレイヤ毎の適切な最大スループットは、Ｃ _１≒１．５１，Ｃ _２≒１．２３，Ｃ _３≒０．９５であることが見出される。次に、ユーザビットの３つの集合を生成するためにアルゴリズム１を適用する。まず最初に、ＮＣ _１＝１５１，ＮＣ _２＝１２３，ＮＣ _３＝９５及び対応するＤ_１＝ＮＣ _１＝１５１，Ｄ_２＝（ＮＣ _１−ＮＣ _２）＝２８，Ｄ_３＝（（ＮＣ _１−ＮＣ _２）−（ＮＣ _２−ＮＣ _３））＝０ を算出する。アルゴリズムの残りの部分は次のようにして実行される：
− Ｄ_１＝１５１ユーザビットの任意的集合としてＩ_１を選択し；
− Ｉ_１からＤ_２＝２８ビットの第１ブロック（ビット１乃至２８）を求め、Ｉ_１に属しない（Ｄ_１−Ｄ_２）＝１２３ユーザビットを加味することでＩ_２＝を取得し；
− Ｉ_１からＤ_２＝２８ビットの第２ブロック（ビット２９乃至５６）を求め、Ｉ_２（Ｉ_１と交わらない）からＤ_２＝２８ビット（ビット２９乃至５６）の第２ブロックを加味し、Ｉ_３を求めるために、Ｉ_１ともＩ_２とも共用されない（（Ｄ_１−Ｄ_２）−（Ｄ_２−Ｄ_３））＝９５ユーザビットを加味する。
Ｄ_３＝０は、形成されるユーザビットの３つの集合が空集合であることを示す。より一般的な考察を行なう。任意のｍ≧３に対して、スループットＣ_１．．．Ｃ_ｍが、Ｃ_１及びＣ_ｍの間で直線的に位置するならば、Ｃ _１＝Ｃ_１，Ｃ _ｍ＝Ｃ_ｍであり、総てのＣ_１．．．Ｃ_ｍが、Ｃ_１及びＣ_ｍを接続する（仮想的な）直線に沿って等しく位置を占める。この場合には、総てのｍ≧３に対してＤ_ｎ＝０であり、従って任意の３つ（又はそれ以上）のユーザビットの集合の交わりは空集合である。この考察は、内部ループをｐ∈｛（ｎ−３），（ｎ−２），（ｎ−１）｝に制限することによって、ＵＢＰアルゴリズムの一般的な形式を簡略化するために使用され得る。この簡略化は適切な大きなｍに対して有意義である。

本発明の範囲は明示的に説明された態様に限定されない。本発明はこれら新規の特徴により及びそれらの特徴の組合せにより具現化される。参照符号は特許請求の範囲を限定するものではない。原文に記載の“ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ”なる語は、特許請求の範囲に列挙されたもの以外の要素又はステップの存在を排除しない。原文に記載の要素に先行する“ａ”又は“ａｎ”なる語は、そのような要素が複数存在することを排除しない。

部分的に重複する情報サブ信号２３の概念を図示する、ユーザビットの２つの交差する集合を示す図である。 本発明による送信システム１０のブロック図を示す。 本発明による送信機１２の実施例を示すブロック図である。 従来の送信機１２のブロック図を示す。 本発明による送信機１２の実施例を示すブロック図である。 従来の無線受信機１６のブロック図を示す。 本発明による受信機１６の実施例を示すブロック図である。 本発明による送信システム１０の特性を示すグラフである。 本発明による送信システム１０の特性を示すグラフである。 本発明による送信システム１０の特性を示すグラフである。 本発明による送信システム１０の特性を示すグラフである。 本発明による送信システム１０の特性を示すグラフである。 本発明による送信システム１０の特性を示すグラフである。

Claims (20)

1. 送信機から受信機に複数のサブチャネルを通じて情報信号を送信する送信システムであって、前記送信機は、前記情報信号を複数の情報サブ信号に分離するデマルチプレクサを有し、前記送信機は、前記デマルチプレクサからの前記情報サブ信号をエンコードされた情報サブ信号にエンコードするチャネルエンコーダを更に有し、エンコードされた情報サブ信号の各々は、前記サブチャネルの１つを通じて前記受信機に送信され、前記受信機は、受信したエンコードされた情報サブ信号を連続的にデコードするチャネルデコーダを有するようにした送信システムであって、前記デマルチプレクサは、前記情報信号を、共用される及び共用されない情報要素を含む複数の部分的に重複する情報サブ信号に分離するよう形成され、各サブ信号についての前記共用される情報要素の配分は、受信機により要請されるサブチャネルのスループットに適合するようになされ、２つの異なる情報サブ信号間で共用される情報要素量は、２つの異なるサブチャネル間のスループット差に依存し、前記チャネルデコーダは、既にデコードした情報サブ信号の共用される情報要素を利用し、受信したエンコードされた情報サブ信号中のエラーを訂正することで、受信したエンコードされた前記情報サブ信号をデコードするよう形成されるようにした送信システム。
2. 前記デマルチプレクサが、前記情報信号を、ユーザビット区分化アルゴリズムに従って複数の部分的に重複する情報サブ信号に分離するよう形成されている請求項１記載の送信システム。
3. 前記送信機が、前記デマルチプレクサ及び前記チャネルデコーダの間に結合されたインターリーバを更に有し、前記インターリーバは情報サブ信号をインターリーブするように形成され、前記チャネルエンコーダは、インターリーブされた情報サブ信号を、エンコードされた情報サブ信号にエンコードするよう形成されている請求項１又は２に記載の送信システム。
4. 前記チャネルデコーダが、最新のデコード済み情報サブ信号の共用される情報要素を利用することで、受信したエンコードされた情報サブ信号をデコードするよう形成されている請求項１乃至３の何れか１項に記載の送信システム。
5. 当該送信システムが２進送信システムであり、前記情報サブ信号が異なって配信される２進信号を有する請求項１乃至４の何れか１項に記載の送信システム。
6. 当該送信システムが無線通信システムであり、前記送信機が複数の送信アンテナを有し、エンコードされた情報サブ信号各々が前記送信アンテナの１つを通じて前記受信機に送信され、前記受信機がエンコードされた前記情報サブ信号を受信するための複数の受信アンテナを有する請求項１乃至４の何れか１項に記載の送信システム。
7. 受信機に複数のサブチャネルを通じて情報信号を送信する送信装置であって、当該送信装置は、前記情報信号を複数の情報サブ信号に分離するデマルチプレクサを有し、当該送信装置は、前記デマルチプレクサからの前記情報サブ信号をエンコードされた情報サブ信号にエンコードするチャネルエンコーダを更に有し、エンコードされた情報サブ信号の各々は、前記サブチャネルの１つを通じて前記受信機に送信されるようにした送信装置であって、前記デマルチプレクサは、前記情報信号を、共用される及び共用されない情報要素を含む複数の部分的に重複する情報サブ信号に分離するよう形成され、各情報サブ信号についての前記共用される情報要素の配分は、受信機により要請される前記サブチャネルのスループットに適合するようになされ、２つの異なる情報サブ信号間で共用される情報要素量は、２つの異なるサブチャネル間のスループット差に依存するようにした送信装置。
8. 前記デマルチプレクサが、前記情報信号を、ユーザビット区分化アルゴリズムに従って複数の部分的に重複する情報サブ信号に分離するよう形成されている請求項７記載の送信装置。
9. 当該送信装置が、前記デマルチプレクサ及び前記チャネルデコーダの間に結合されたインターリーバを更に有し、前記インターリーバは前記情報サブ信号をインターリーブするように形成され、前記チャネルエンコーダは、インターリーブされた情報サブ信号を、エンコードされた情報サブ信号にエンコードするように形成されている請求項７又は８に記載の送信装置。
10. 当該送信装置が複数の送信アンテナを有し、エンコードされた情報サブ信号の各々が、送信アンテナの１つを通じて前記受信機に送信される請求項７乃至９の何れか１項に記載の送信装置。
11. エンコードされた情報サブ信号を複数のサブチャネルを通じて送信機から受信する受信装置であって、当該受信装置は、受信したエンコードされた情報サブ信号を連続的にデコードするチャネルデコーダを有し、前記エンコードされた情報サブ信号は、共用される及び共用されない情報要素を含む部分的に重複するエンコードされた情報サブ信号であり、各サブ信号についての共用される情報要素の配分は、当該受信装置により要請されるサブチャネルのスループットに適合するようになされ、２つの異なる情報サブ信号間で共用される情報要素量は２つの異なるサブチャネル間のスループット差に依存し、前記チャネルデコーダは、既にデコードされた情報サブ信号の共用される情報要素を利用し、受信したエンコードされた情報サブ信号中のエラーを訂正することで、前記受信したエンコードされた情報サブ信号をデコードするようにした受信装置。
12. 前記チャネルデコーダが、最新のデコード済み情報サブ信号の共用される情報要素を利用することで、受信したエンコードされた情報サブ信号をデコードするよう形成されている請求項１１記載の受信装置。
13. 当該受信装置が、エンコードされた情報サブ信号を受信する複数の受信アンテナを有する請求項１１又は１２記載の受信装置。
14. 複数のサブチャネルを通じて情報信号を受信機に送信する方法であって：
    − 前記情報信号を複数の情報サブ信号に分離するステップ；
    − 前記情報サブ信号をエンコードされた情報サブ信号にエンコードするステップ；
    − エンコードされた情報サブ信号の各々を前記サブチャネルの１つを通じて前記受信機に送信するステップ；
    を有し、前記分離するステップは、前記情報信号を、共用される及び共用されない情報要素を有する複数の部分的に重複する情報サブ信号に分離するステップを有し、各サブ信号についての共用される情報要素の配分は、前記受信機により要請されるサブチャネルのスループットに適合するようになされ、２つの異なる情報サブ信号間で共用される情報要素量は２つの異なるサブチャネル間のスループット差に依存するようにした方法。
15. 前記情報信号が、ユーザビット区分化アルゴリズムに従って、複数の部分的に重複する情報サブ信号に分離される請求項１４記載の方法。
16. 前記情報サブ信号をインターリーブするステップを更に有し、前記インターリーブされた情報サブ信号が、エンコードされた情報サブ信号にエンコードされる請求項１４又は１５に記載の方法。
17. 前記エンコードされた情報サブ信号が、複数の送信アンテナを通じて前記受信機に送信される請求項１４乃至１６の何れか１項に記載の方法。
18. エンコードされた情報サブ信号を複数のサブチャネルを通じて送信機から受信する方法であって：
    − 受信したエンコードされた情報サブ信号を連続的にデコードするステップ；
    を有し、前記エンコードされた情報サブ信号は、共用される及び共用されない情報要素を含む部分的に重複するエンコードされた情報サブ信号であり、連続的にデコードするステップは、既にデコードした情報サブ信号の共用される情報要素を利用し、前記受信したエンコードされた情報サブ信号中のエラーを訂正することで、前記受信したエンコードされた情報サブ信号をデコードするステップを有し、各情報サブ信号についての共用される情報要素の配分は、前記受信機により要請されるサブチャネルのスループットに適合するようになされ、２つの異なる情報サブ信号間で共用される情報要素量は２つの異なるサブチャネル間のスループット差に依存するようにした方法。
19. 受信したエンコードされた情報サブ信号は、最新のデコード済み情報サブ信号の共用される情報要素を利用することでエンコードされる請求項１８記載の方法。
20. 前記エンコードされた情報サブ信号が、複数の受信アンテナを通じて受信される請求項１８又は１９に記載の方法。

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