DE60037759T2

DE60037759T2 - Verfahren zur Raum-Zeit-Kodierung sowie entsprechender Sender

Info

Publication number: DE60037759T2
Application number: DE60037759T
Authority: DE
Inventors: Wen Ottawa Tong; Mikhail G. Moskovskaya obl. BAKULIN; Vitaly B. Moscow KREYNDELIN; Alexander M. Moskovskaya obl. SHLOMA; Yuriy S. Moscow SHINAKOV
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: BlackBerry Ltd
Priority date: 2000-10-27
Filing date: 2000-10-27
Publication date: 2009-01-15
Anticipated expiration: 2020-10-28
Also published as: KR100751601B1; CN100350759C; KR20030044057A; EP1330888B1; WO2002035762A1; EP1330888A1; DE60037759D1; US7529305B1; AU2001230641A1; CN1515095A

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf Systeme und Verfahren zur Durchführung einer Raum-Zeit-Codierung für drahtlose Kanäle.
Hintergrund der Erfindung
Aufgrund der Explosion der Nachfrage nach drahtlosen Internet-Diensten wurde eine Anzahl von miteinander im Wettbewerb stehenden Lösungen entwickelt. Die UMTS-(universeller mobiler terrestrischer Dienst-)Normung hat zu der 3Gpp-Norm geführt, die eine Datenrate von 2 Mbps pro Sektor bietet. Arbeiten an HSPDA (Hochgeschwindigkeits-Datenzugang), eine eine höhere Geschwindigkeit aufweisende Paketdaten-Zugangsvariation, sind im Gange. IS-2000, eine Weiterentwicklung der IS-95 ergibt eine HDR (Hochgeschwindigkeits-Datenrate) und 1XEV (1XEntwicklung) ergibt ein drahtloses Internet-Browsen mit einer Rate von 7,2 Mbps pro Sektor. Trotz dieser Lösungen besteht immer noch eine Forderung, die Raten höher zu treiben.
In letzterer Zeit wurde vorgeschlagen, die BLAST-Lösung (Bell Labs-geschichtete Raum-Zeit-Lösung), die eine geschichtete Raum-Zeit-Codierungslösung ist, als eine drahtlose Datenlösung zu verwenden. Gemäß 1 beinhaltet das grundlegende Konzept hinter dieser geschichteten Raum-Zeit-Codierungslösung auf der Sendeseite einen Demultiplexer 10, der einen primären Datenstrom 11 in M Daten-Teilströmen mit gleicher Rate demultiplexiert. Jeder der M Datenströme wird dann getrennt in jeweiligen Codierungs-/Modulationsblöcken 12 (12A, 12B,..., 12M) codiert und moduliert, um jeweilige codierte und modulierte Ströme 13 (13A, 13B, 13M) zu erzeugen. Es gibt M Sende-Antennen 14 (14A, 14B,..., 14M). Ein Schalter 16 führt eine periodische Umschaltung der Zuordnung zwischen den modulierten Strömen 13A, 13B,..., 13M und den Antennen 14A, 14B,..., 14M aus. Auf der Empfangsseite gibt es M Antennen 18 (18A, 18B,..., 18M) die ihre Signale in einen Strahlformungs-/räumliche Trennungs-/Substruktions-Block 20 einspeisen, der einen räumlichen Strahlformungs-/Nullsetz-(Null-Erzwingungs-)Prozess ausführt, um die einzelnen codierten Ströme zu trennen und diese in jeweilige einzelne Decodierer 22 (22A, 22B,..., 22M) einspeist. Die Ausgänge der Decodierer 22A, 22B,..., 22M werden einem Multiplexer 24 zugeführt, der die Signale multiplexiert, um einen Ausgang 25 zu erzeugen, der eine Abschätzung des primären Datenstroms 11 ist.
Es gibt eine Anzahl von Variationen dieser Architektur. Eine besteht darin, die Empfängerantennen-Vorverarbeitung zu modifizieren, um eine MMSE-(minimale mittlere quadratische Fehler-)Strahlformung anstelle der Nullsetzung durchzuführen, um das gewünschte Signal-SNR (Signal-zu-Rausch-Verhältnis) auf Kosten einer geringfügig vergrößerten ISI (Zwischenzeichen-Störung) zu verbessern. Sowohl die MMSE- als auch die Nullsetz-Lösungen haben normalerweise den Nachteil, dass irgendeine Art der Diversity der Empfänger-Antennenanordnung notwendigerweise bei dem Strahlformungs-Prozess aufgegeben wird. Um dieses Problem zu überwinden, kann eine Schichtung der Empfänger-Verarbeitung derart verwendet werden, dass nachdem das stärkste Signal decodiert wurde (typischerweise unter Verwendung des Viterbi-MLSE-(Abschätzung der maximalen Wahrscheinlichkeits-Folge-)Algorithmus), dieses Signal von den empfangenen Antennensignalen subtrahiert wird, um das stärkste Signal zu entfernen. Dieser Prozess wird so weit herunter wiederholt, bis die Detektion des schwächsten Signals überhaupt kein Nullsetzen erforderlich macht, so dass die Diversity-Betriebsleistung daher zu einem Maximum gemacht wird. Der Nachteil bei dieser geschichteten Lösung ist der gleiche wie bei allen subtraktiven Mehrbenutzer-Detektionsschemas, nämlich dass eine falsche Subtraktion eine Fehlerfortpflanzung hervorrufen kann.
Es gibt verschiedene Arten von geschichteten Raum-Zeit-Codierstrukturen, unter Einschluss von horizontalen BLAST (H-BLAST), diagonalen BLAST (D-BLAST) und vertikalen BLAST. Sie haben identische Betriebsleistung sowohl für optimale lineare und nicht lineare Empfänger, unter der Annahme, dass keine Fehler-Kontrollcodierung in derartigen Systemen verwendet wird. Für einen optimalen linearen Empfang (lineare maximale Wahrscheinlichkeit) haben diese Strukturen die gleichen SMR-Betriebsleistungen wie diejenigen mit lediglich einer einzigen Sende- Antenne und einer einzigen Empfangs-Antenne, bieten jedoch den Vorteil einer verbesserten spektralen Effizienz.
Um diese verbesserte spektrale Effizienz zu erzielen, würde es bei derartigen Systemen vorteilhaft sein, eine große Anzahl von Sende- und Empfangs-Antennen zu haben, beispielsweise vier von jeder. Obwohl dies für größere drahtlose Geräte, wie z. B. Laptop-Computer, praktisch sein könnte, ist es für kleinere handgehaltene Geräte unpraktisch, weil es nicht möglich ist, die Antennen weit genug voneinander anzuordnen, um ihre Unabhängigkeit sicherzustellen. Aufgrund dieser Tatsache könnte für handgehaltene Geräte eine praktische Grenze zwei Sende- und zwei Empfangs-Antennen sein. Ein weiterer Faktor, der die praktisch verwendbare Anzahl von Antennen begrenzt, sind die Kosten. Typischerweise bestehen ungefähr zwei Drittel der Kosten eines Basisstations-Sendeempfängers in dem Leistungsverstärker plus den Antennen, und dies vergrößert sich, wenn mehr Antennen hinzugefügt werden. Diese Faktoren machen lediglich ein 2×2-System kommerziell praktisch ausführbar.
Es sei als Beispiel ein System mit M Sende- und M Empfangs-Antennen in einem nicht-frequenzselektiven, einen langsamen Schwund aufweisenden Kanal betrachtet. Das abgetastete Basisband-äquivalente Kanalmodell ist durch Folgendes gegeben: Y = HS + ηworin H ∊ C^N×M die die komplexe Kanalmatrix ist, wobei das (i, j)-te Element ein zufälliger Schwund zwischen der i-ten Empfangs- und der j-ten Sende-Antenne ist. η ∊ C^N ist die additive Rauschquelle und sie wird als ein einen Null-Mittelwert aufweisender symmetrischer komplexer Gauß'scher Zufallsvektor mit statistisch unabhängigen Elementen modelliert, das heißt η – C × (0,26σ 2 / η I_N). Das i-te Element von S ∊ C^M ist das Symbol, das an der i-ten Sende-Antenne ausgesandt wird, und das von Y ∊ C^N ist das Symbol, das an der i-ten Empfangs-Antenne empfangen wird. Das Modell ist in 2 gezeigt.
Dass ein derartiges System keine Verbesserung der SNR-Betriebsleistung hat, kann durch die Feststellung erklärt werden, dass das Datensymbol s_m lediglich von einer Antenne ausgesandt wird, und im Fall einer vollständigen Kompensation von anderen Sende-Antennen ist das Modell eines derartigen Systems in 3 gezeigt. In diesem Fall gibt es eine Sende-Antenne und N Empfangs-Antennen. Daher ergibt sich für das Symbol s_m kein Codierungs-Gewinn.
Die EP 0905920 beschreibt ein Kommunikationssystem, das hohe Bitraten über einen aktuellen Kommunikationskanal zwischen M Sende-Antennen einer ersten Einheit und N Empfänger-Antennen einer zweiten Einheit durch Erzeugen virtueller Teilkanäle von dem aktuellen Kommunikationskanal erzielt. Das mehrfache Antennensystem erzeugt die virtuellen Teilkanäle aus dem aktuellen Kommunikationskanal durch Verwendung von Ausbreitungs-Information, die den aktuellen Kommunikationskanal an den ersten und zweiten Einheiten charakterisiert.
Die EP 0993130 beschreibt ein Mobilkommunikationssystem, das mit einer Eingangsschaltung konstruiert ist, die zum Empfang einer ersten Anzahl von Signalen während einer ersten Zeit von einer externen Quelle angeschaltet ist, und die zum Empfang einer zweiten Anzahl von Signalen während einer zweiten Zeit von der externen Quelle angeschaltet ist. Die Eingangsschaltung empfängt jede der ersten und zweiten Anzahlen von Signalen entlang jeweiliger erster und zweiter Pfade.
Die Veröffentlichung von Lu, Ben; Wang, Xiaodong; "Iterative Receivers for Multiuser Space-Time Coding Systems" bildet Analogien zwischen einem synchronen CDMA-System und einem STC-Multi-Benutzersystem. Die Anwendungen einiger Multibenutzer-Detektionsverfahren auf STC-Multi-Benutzersysteme werden studiert. Speziell wird gezeigt, dass die sogenannte "Turbo-Multi-Benutzer-Detektionstechnik", die eine weiche Störkompensation und Decodierung iterativ ausführt, auf STC-Multi-Benutzersysteme in einen ebenen Rayleigh-Schwund aufweisenden Kanälen angewandt werden kann. Iterative Multi-Benutzer-Empfänger werden sowohl für das Raum-Zeit-Blockcodierungs-(STBC-)System als auch das Raum-Zeit-Trellis-Codierungs-(STTC-)System entwickelt.
Es würde vorteilhaft sein, eine Raum-Zeit-Codierungsstruktur zu haben, die die verbesserte spektrale Effizienz ergibt, die jedoch außerdem eine verbesserte SNR-Betriebsleistung ergibt.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der Erfindung wird ein Sender geschaffen, wie er in Anspruch 1 beansprucht ist, sowie ein Codierverfahren, wie es im Anspruch 9 beansprucht ist.
Die Erfindung ergibt Codierungs-Gewinn-Systeme und Verfahren, die eine kombinierte Raum-Zeit-Codierung und räumliche Multiplexierung aufweisen, sowie Sender, die zum Einschluss einer derartigen Funktionalität ausgebildet sind. Die Raum-Zeit-Codierung führt einen Codierungs-Gewinn ein und macht Symbole stärker immun gegen einen Schwund, weil jede Informationskomponente in irgendeiner Weise in jedem räumlichen Ausgang dargestellt ist. Bei manchen Ausführungsformen umfasst die Raum-Zeit-Codierung eine geschichtete Raum-Zeit-Architektur. In vorteilhafter Weise sind diese Lösungen für eine Implementierung mit zwei Sende-Antennen und zwei Empfangs-Antennen geeignet, eine Konfiguration, die für handgehaltene Geräte geeignet ist.
In einem breiten Gesichtspunkt ergibt die Erfindung ein Codierungs-Gewinn-System, das zur Aussendung einer Anzahl M von Symbol-Teilströmen ausgebildet ist. Das Codierungs-Gewinn-System hat eine Raum-Zeit-Codierfunktion, die zur Erzeugung von M Raum-Zeit-codierten Strömen ausgebildet ist, wobei jedes Symbol der M Symbol-Teilströme in allen M Raum-Zeit-codierten Strömen und zu unterschiedlichen Zeiten dargestellt ist. Bei manchen Ausführungsformen kann das durch die Erfindung geschaffene Codierungs-Gewinn-System so betrachtet werden, als ob es M Sende-Antennen, die jeweils zum Senden eines jeweiligen einen der M Raum-Zeit-codierten Ströme ausgebildet ist, und/oder die Multiplexierungs- und Codierungs-Funktionalität einschließt, um die M Symbol-Teilströme aus einem primären Eingangsstrom zu erzeugen.
Bei manchen Ausführungsformen hat die Raum-Zeit-Codierfunktion eine orthogonale Transformation, die zur Erzeugung von M orthogonalen Ausgängen ausgebildet ist, von denen jeder eine Funktion der M Teilströme ist, und sie hat Verzögerungselemente, die zur Einfügung von Verzögerungen in die M orthogonalen Ausgänge ausgebildet sind, um M verzögerte orthogonale Ausgänge derart zu erzeugen, dass jeder der verzögerten M orthogonalen Ausgänge eine Funktion eines vorgegebenen Elementes jedes der M Teilströme zu einer unterschiedlichen Zeit ist. Beispielsweise können die Verzögerungselemente so ausgebildet sein, dass sie eine Verzögerung von m – 1 Symbolperioden in den m-ten orthogonalen Ausgang einführen, wobei m = 1,..., M ist.
In einer anderen Ausführungsform hat die Raum-Zeit-Codierfunktion Verzögerungselemente, die zur Einfügung einer Verzögerung von M – 1 Symbolperioden in jeden der M Teilströme ausgebildet sind, und eine orthogonale Transformation, die zur Erzeugung von M orthogonalen Ausgängen ausgebildet ist, wobei der m-te orthogonale Ausgang eine Funktion der M Teilströme ist, die in den Verzögerungselementen um m – 1 Symbolperioden verzögert wurden.
Bei manchen Ausführungsformen sind die M Teilströme nicht-binäre Symbole. In anderen Ausführungsformen sind die M Teilströme Bit-Ströme. Bei diesen Ausführungsformen umfasst die orthogonale Transformation orthogonale Symbol-Umsetzungen, beispielsweise M 2^M QAM- oder MPSK-Umsetzungsfunktionen, die jeweils zur Erzeugung einer jeweiligen Folge von M-ären Symbolen ausgebildet sind, wobei jedes M-äre Symbol der m-ten 2^M-QAM-Umsetzungsfunktion eine Funktion der M Teilströme ist, die in den Verzögerungselementen um m – 1 Bit-Perioden verzögert wurden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nunmehr unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 ein Blockschaltbild eines bekannten Raum-Zeit-Codiersystems ist;
2 ein Kanalmodell für das System nach 1 ist;
3 ein Kanalmodell für einen Einzel-Antennen-Ausgang des Systems nach 1 ist;
4 ein Blockschaltbild eines Senders ist, der ein Codierungs-Gewinn-System aufweist, das durch eine Ausführungsform der Erfindung geschaffen wird;
5 ein Blockschaltbild eines Senders ist, der ein Codierungs-Gewinn-System aufweist, das von einer anderen Ausführungsform der Erfindung geschaffen wird;
6 ein Blockschaltbild eines Senders ist, der ein Codierungs-Gewinn-System aufweist, das durch eine andere Ausführungsform der Erfindung geschaffen wird;
7 ein Blockschaltbild eines Senders ist, der ein Codierungs-Gewinn-System aufweist, das von der anderen Ausführungsform der Erfindung geschaffen wird; und
8 ein Konstellations-Diagramm für die 16 QAM-Gray-Umsetzungen nach 7 ist.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ergeben eine geschichtete Raum-Zeit-Architektur, wobei ein zusätzlicher Gewinn durch die Raum-Zeit-Codierung geschaffen wird. Um dies zu erzielen, wird jedes Informationssymbol s_m so angeordnet, dass es an allen M Sende-Antennen dargestellt wird. Ein Algorithmus der Raum-Zeit-Codierung wird für einen Sender entwickelt und mit Algorithmen für M Sender aggregiert, so dass die spektrale Effizienz, die für eine konventionelle BLAST-Architektur erwartet wird, beibehalten wird.
Es wird ein Bereich von Codierungs-Gewinn-Verfahren/Systemen und Sendern bereitgestellt, die eine Raum-Zeit-Codierung und eine räumliche Multiplexierung kombinieren. Es wird zunächst auf 4 Bezug genommen, in der ein Raum-Zeit-Codierer-/Multiplexer-Codierungs-Gewinn-System gezeigt ist, das aus einem 1:M Demultiplexer 29 mit einem einzigen primären Eingang 27 und M Ausgängen besteht, die jeweils in jeweiligen Codierer-/Modulator-Blöcken 31A,..., 31M codiert und moduliert werden, um codierte Teilströme s₁, s₂,..., s_M zu erzeugen. Es gibt einen orthogonalen Transformations-Block 30 und eine Anzahl von Verzögerungs-Blöcken 32 (lediglich zwei sind gezeigt, 32m-1, 32M-1), deren Ausgänge mit jeweiligen Sende-Antennen 34A,..., 34M verbunden sind. Der orthogonale Transformations-Block 30 hat als seine Eingänge die M codierten und modulierten Teilströme s₁, s₂, s_M. Der orthogonale Transformations-Block 30 führt die folgende Matrix-Transformation an den Eingangs-Teilströmen bei jedem Symbolintervall aus: X = FS, worin S = (s₁, s₂,..., s_M) zu einem vorgegebenen Zeitpunkt ist, X = x₁, x₂,..., x_M) ∊ C^M der Ausgang des orthogonalen Transformations-Blockes 30 ist, und F ∊ C^M×M eine komplexe Matrix ist, die die orthogonale Transformation definiert. Bei einer Ausführungsform ist das (i, m)-te Element von F wie folgt definiert: fim = (Had(i ,m)·ej(π(m1))/(2M))/(√M)worin Had(i, m) ∊ (1; –1) das (i, m)-te Element der Hadamard-Matrix ist. Für M = 2 ist diese Matrix wie folgt:
Diese Transformations-Matrix ist nicht einzigartig, sondern sie ist lediglich ein Beispiel einer geeigneten orthogonalen Transformation. Die Optimierung und/oder Suche für die beste Transformations-Matrix hängt von der Modulation für Anfangssymbole s_m und der Anzahl von Antennen M ab. Es ist wichtig, dass jeder Ausgang der orthogonalen Transformation eine Funktion aller Momentaneingänge ist. Dies heißt mit anderen Worten, dass: X1 = f1 (s1, s2,..., sM),..., Xm = fm (s1, s2,..., sM) ,..., XM = fM (s1, s2,..., sM)ist.
Um die Trennung in der Zeit zu erzielen, wird der m-te orthogonale Transformations-Ausgang xm über eine Zeitperiode gleich (m – 1)T verzögert, worin T die Symboldauer ist, derart, dass der erste Ausgang x₁ keine Verzögerung erfährt, und der M-te Ausgang x_M eine Verzögerung von (M – 1)T erfährt. Der Ausgang der Verzögerungs-Blöcke 32 besteht aus den Symbolen z₁,..., z_M, die von den Antennen 34 auszusenden sind. Der Effekt der orthogonalen Transformation 30 plus der Verzögerungs-Blöcke 32 besteht darin, dass das m-te Eingangssymbol s_m in allen m Ausgangsströmen, jedoch zu unterschiedlichen Zeiten dargestellt ist.
Es wird nunmehr auf 5 Bezug genommen, in der eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt ist, bei der die codierten und modulierten Symbole s_m durch jeweilige Verzögerungsbänke 40 (40A,..., 40M) geleitet werden, die jeweils M – 1 Verzögerungselemente enthalten. Jedes Symbol mit einer gleichen Verzögerung wird einem gemeinsamen Skalierungs-Block 42 zugeführt. Somit werden alle unverzögerten Symbole s₁,..., s_M einem ersten Skalierungs-Block 42a zugeführt, die um (m – 1)T verzögerten Symbole s₁,..., s_M werden einem m-ten Skalierungs-Block 42m zugeführt, usw. Jeder Skalierungs-Block 42m multipliziert jeden seiner Eingänge mit einem jeweiligen komplexen Multiplizierer, und die Ergebnisse werden in einem jeweiligen Summierer 44m summiert, dessen Ausgang das m-te ausgesandte Symbol z_m ist. Dies ist tatsächlich mathematisch äquivalent zu der Ausführungsform nach 4 insoweit, als jedes Ausgangssymbol z_m wiederum eine Funktion aller der Eingangssymbole zu einem vorgegebenen Zeitpunkt, jedoch zu unterschiedlichen Zeiten ist. Effektiv wurden der Verzögerungs-Block und die orthogonale Transformationsfunktionen in umgekehrter Reihenfolge ausgeführt.
Beide Beispiele nach 4 und 5 führen eine Raum-Zeit-Symbolebenen-Codierung in dem Sinne aus, dass der Eingang an den Raum-Zeit-Codierungs-Prozess aus Symbolen besteht, die von den Codierer/Modulator-Blöcken ausgegeben werden. Es wird nunmehr auf 6 Bezug genommen, in der eine weitere Ausführungsform der Erfindung angegeben ist, bei der eine Raum-Zeit-Codierung auf der Bit-Ebene durchgeführt wird. Bei dieser Ausführungsform erzeugt ein 1:M Demultiplexer 59 aus einem Eingangs-Bitstrom 58 M Bit-Teilströme ..., u_M, die alle Verzögerungselementen 60A,..., 60M-1 zugeführt werden, die jeweils eine weitere Verzögerung um eine Bit-Periode T hinzufügen. Die unverzögerten Bits u₁,..., u_M und die Bits, die von jedem der Verzögerungselemente 60A,..., 60M-1 ausgegeben werden, werden jeweiligen Symbol-Umsetzungsfunktionen 62a,..., 62M zugeführt, die bei der dargestellten Ausführungsform QAM-Funktionen sind. Jede QAM-Umsetzungsfunktion 62A,..., 62M setzt ihre M Eingangs-Bits auf ein entsprechendes Ausgangssymbol zm um, das von entsprechenden Antennen 64A,..., 64M ausgegeben wird. Bei einer Ausführungsform sind die QAM-Umsetzungen derart ausgelegt, dass sie orthogonal zueinander sind.
Es wird nunmehr auf 7 Bezug genommen, in der ein spezielles Beispiel der Ausführungsform nach 6 gezeigt ist, das eine sehr praktische Ausführungsform ist und bei der das gleiche Nummerierungsschema wie in 6 verwendet wird. In diesem Fall wird angenommen, dass der Demultiplexer 59 ein 1:4-Demultiplexer ist, der vier Bit-Teilströme u₁, u₂, u₃, u₄ erzeugt, die alle unverzögert einer ersten 16 QAM-Umsetzung 62A zugeführt werden, und die alle einem Verzögerungselement 60 zugeführt werden, das eine Verzögerung T in die Teilströme einführt und die verzögerten Teilströme in eine zweite 16 QAM-Umsetzung 62B abgibt. Die zwei QAM-Umsetzungen 62A, 62B haben Ausgänge z₁, z₂, die jeweiligen Sendeantennen 64A, 64B zugeführt werden. Es sind Einzelheiten eines Beispiels eines Empfängers gezeigt, bei denen ein 2^M-Zustands-MLSE-Decodierer 80 mit zwei Empfangs-Antennen 82A, 82B verbunden ist. Es ist verständlich, dass viele unterschiedliche Empfänger-Strukturen verwendet werden können, und dass dies für die Erfindung nicht wichtig ist. Diese Implementierung eignet sich als solche für eine effiziente Implementierung in handgehaltenen Geräten, weil es lediglich zwei Sende- und zwei Empfangs-Antennen gibt.
Eine empfohlene Umsetzung für die 16 QAM-Umsetzungsfunktionen 62A, 62B ist in 8 gezeigt. Die erste Umsetzung ist für die erste Antenne 64A gezeigt, die allgemein mit 90 bezeichnet ist. Eine zweite Umsetzung ist für die zweite Antenne 64B gezeigt, die allgemein bei 92 gezeigt ist. Jede Umsetzung zeigt, wie die 16 16QAM-Konstellationspunkte, die durch ihre Position auf den horizontalen (reellen) und vertikalen (imaginären) Achsen definiert sind, auf entsprechende dezimale Versionen (0 bis 15) von Eingangs-Bit-Kombinationen u₁, u₂, u₃, u₄ (0000 bis 1111) umgesetzt werden.
In einem vorstehenden Beispiel ist der Empfänger ein 2^M-Zustands-MLSE-Decodierer. Wie dies weiter oben angegeben wurde, ist die spezielle Empfänger-Konstruktion nicht von Bedeutung. Sie kann ein Viterbi-Decodierer, ein iterativer Decodierer oder irgendeine andere Art von Decodierer sein.
In den vorstehenden Ausführungsformen wird für eine Symbolebenen-Raum-Zeit-Codierung angenommen, dass der Eingang an die Raum-Zeit-Funktionalität aus codierten und modulierten Symbol-Strömen besteht. In einer anderen Ausführungsform ist die Codierung und Modulation in die Raum-Zeit-Codierung integriert.
Vielfältige Modifikationen und Abänderungen der vorliegenden Erfindung sind im Hinblick auf die vorstehenden Lehren möglich. Es sollte daher verständlich sein, dass innerhalb des Schutzumfanges der beigefügten Ansprüche die Erfindung in anderer Weise praktisch ausgeführt werden kann, als dies im Einzelnen vorstehend beschrieben wurde.

Claims

Sender, der zur Verarbeitung einer Vielzahl M von Symbol-Teilströmen ausgebildet ist, wobei der Sender Folgendes umfasst: eine Raum-Zeit-Codierfunktion (30, 32_m-1 ,..., 32_M-1 ), die zur Erzeugung von M Raum-Zeit-codierten Symbolen (Z₁,..., Z_M) pro Eingangssatz von M Symbolen ausgebildet ist, wobei jeder Eingangssatz von M Symbolen ein Symbol pro Symbol-Teilstrom umfasst, wobei jedes der M Raum-Zeit-codierten Symbole in einem jeweiligen eine der M Raum-Zeit-codierten Ströme (Z₁,..., Z_M) enthalten ist, wobei jedes Symbol der M Symbol-Teilströme in allen M Raum-Zeit-codierten Strömen dargestellt ist, wobei der Sender eine Verzögerungsanordnung umfasst, die so angeordnet ist, dass für jedes Symbol die Zeit der Darstellung des Symbols in den M Raum-Zeit-codierten Strömen für jeden der M Raum-Zeit-codierten Ströme verschieden ist, wobei jedes Raum-Zeit-codierte Symbol eine Darstellung eines Symbols jedes der M Symbol-Teilströme umfasst; eine Vielzahl M von Sende-Antennen (34), die jeweils zum Senden eines jeweiligen eine der M Raum-Zeit-codierten Ströme ausgebildet sind.
Sender nach Anspruch 1, der weiterhin die Demultiplexierungs- und Codierungs-Funktionalität umfasst, die einen Demultiplexer (29) mit M Ausgängen und M Codierer/Modulatoren (31) umfasst, jeweils einen jeweiligen eine der M Symbol-Teilströme erzeugen, wobei jeder der M Codierer/Modulatoren (31) zum Empfang eines jeweiligen eine der Demultiplexer-Ausgänge verbunden ist.
Sender nach Anspruch 2, bei dem die Demultiplexierungs- und Codierungs-Funktionalität zur Erzeugung der M Symbol-Teilströme aus einem Eingangsstrom (27) ausgebildet ist.
Sender nach Anspruch 3, bei dem die Raum-Zeit-Codierfunktion Folgendes umfasst: eine orthogonale Transformation (30), die zur Erzeugung von M orthogonalen Ausgängen ausgebildet ist, von denen jeder eine Funktion der M Teilströme ist; Verzögerungselemente (32), die zum Einführen einer jeweiligen unterschiedlichen Verzögerung in M – 1 der M orthogonalen Ausgänge ausgebildet sind, um die M Raum-Zeit-codierten Ströme zu erzeugen.
Sender nach Anspruch 4, bei dem die Verzögerungselemente (32) zur Einführung einer Verzögerung von m – 1 Symbol-Perioden in den m-ten orthogonalen Ausgang ausgebildet sind, worin m = 1,..., M ist.
Sender nach Anspruch 1, bei dem die Raum-Zeit-Codierfunktion Folgendes umfasst: Verzögerungselemente (40), die zur Einführung einer Verzögerung von M Symbol-Perioden in jeden der M Teilströme ausgebildet sind; eine orthogonale Transformation (42), die zur Erzeugung von M orthogonalen Ausgängen ausgebildet ist, wobei der m-te orthogonale Ausgang eine Funktion der M Teilströme ist, die in den Verzögerungselementen um m – 1 Symbol-Perioden verzögert sind.
Sender nach Anspruch 6, bei dem die M Teilströme Bit-Ströme sind, und bei dem die orthogonale Transformation (42) M M-äre Umsetzungsfunktionen umfasst, die jeweils so ausgebildet sind, dass sie eine jeweilige Sequenz von M-ären Symbolen erzeugen, wobei das M-äre Symbol der m-ten M-ären Umsetzungsfunktion eine Funktion der M Teilströme ist, die in den Verzögerungselementen um m – 1 Perioden verzögert sind.
System nach Anspruch 1, bei dem jedes der M Raum-Zeit-codierten Symbole in einem jeweiligen eine der M Raum-Zeit-codierten Ströme Z₁,..., Z_M zu einer unterschiedlichen Zeit von der Einfügung jedes anderen der M Raum-Zeit-codierten Symbole in ihrem jeweiligen Raum-Zeit-codierten Strom enthalten ist.
Codierverfahren, das Folgendes umfasst: Demultiplexieren eines Eingangs-Symbolstromes in M Symbol-Teilströme; Durchführen einer Codierung und Modulation an jedem der M Symbol-Teilströme; Durchführen einer Raum-Zeit-Codierfunktion (30, 32_m1 ,..., 32_M-1), die zur Erzeugung von M Raum-Zeit-codierten Symbolen (Z₁,..., Z_M) pro Eingangssatz von M Symbolen ausgebildet ist, wobei jeder Eingangssatz von M Symbolen ein Symbol pro Symbol-Teilstrom umfasst, wobei jedes der M Raum-Zeit-codierten Symbole in einem jeweiligen eine der M Raum-Zeit-codierten Ströme (Z₁,..., Z_M) enthalten ist, wobei jedes Symbol der M Symbol-Teilströme in allen M Raum-Zeit-codierten Strömen dargestellt ist, wobei die Durchführung der Raum-Zeit-Codierfunktion die Implementierung einer Verzögerungsfunktion umfasst, die derart angeordnet ist, dass für jedes Symbol die Zeit der Darstellung des Symbols in den M Raum-Zeit-codierten Strömen für jeden der M Raum-Zeit-codierten Ströme unterschiedlich ist, wobei jedes Raum-Zeit-codierte Symbol eine Darstellung eines Symbols jedes der M Symbol-Teilströme umfasst; Senden der M Raum-Zeit-codierten Ströme an jeweilige Antennen.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die Durchführung der Raum-Zeit-Codierungsfunktion Folgendes umfasst: Ausführen einer orthogonalen Transformation zur Erzeugung von M orthogonalen Ausgängen, von denen jeder eine Funktion der M Teilströme ist; Verzögern der M orthogonalen Ausgänge zur Erzeugung von M verzögerten orthogonalen Ausgängen, so dass jeder der M verzögerten orthogonalen Ausgänge eine Funktion eines vorgegebenen Elementes jedes der M Teilströme zu einer unterschiedlichen Zeit ist.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der m-te orthogonale Ausgang um m – 1 Symbol-Perioden verzögert wird, worin m = 1,..., M ist.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die Durchführung der Raum-Zeit-Codierfunktion Folgendes umfasst: Verzögern jedes der M Teilströme um M Symbol-Perioden; Ausführen einer orthogonalen Transformation, die zur Erzeugung von M orthogonalen Ausgängen ausgebildet ist, wobei der m-te orthogonale Ausgang eine Funktion der M Teilströme verzögert und m – 1 Symbol-Perioden ist.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem die M Teilströme Bit-Ströme sind, und bei denen die orthogonale Transformation M M-äre Umsetzungsfunktionen umfasst, die jeweils zur Erzeugung einer jeweiligen Folge von M-ären Symbolen ausgebildet sind, wobei das M-äre Symbol der m-ten M-ären Umsetzungsfunktion eine Funktion der M Teilströme verzögert in den Verzögerungselementen um m + 1 Bit-Perioden ist.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem jedes der M Raum-Zeit-codierten Symbole in einem jeweiligen eine von M Raum-Zeit-codierten Strömen (Z₁,..., Z_M) zu einer unterschiedlichen Zeit gegenüber der Einfügung jedes anderen der M Raum-Zeit-codierten Symbole in ihrem jeweiligen Raum-Zeit-codierten Strom enthalten ist.