DE69027018T2

DE69027018T2 - Maximalwahrscheinlichkeitsdekodierung mit Störungsdetektion für Frequenzsprungsysteme mit kodierter Modulation

Info

Publication number: DE69027018T2
Application number: DE69027018T
Authority: DE
Inventors: Adel Abdel Moneim Saleh; Lee-Fang Wei
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1990-01-02
Filing date: 1990-11-28
Publication date: 1996-11-21
Anticipated expiration: 2010-11-29
Also published as: DE69027018D1; US5048057A; EP0439925B1; EP0439925A2; JP2862682B2; EP0439925A3; JPH04211527A

Description

Stand der Technik

Die vorliegende Erfindung betrifft Ortsnetze (LAN - local area networks) und insbesondere drahtlose LAN.
Von Ingenieuren ist schon mehrere Jahre lang die Möglichkeit der Schaffung eines LANS auf anderer Grundlage als festverdrahteter Übertragung zwischen den Stationen untersucht worden. Gewisse vorgeschlagene Systeme beruhten auf der Verwendung infraroter Übertragung. Obwohl dies in manchen Verwendungen nützlich ist, müssen die miteinander verkehrenden Stationen auf Sichtlinie zueinander liegen, was in anderen Anwendungen nachteilig sein kann. Dementsprechend ist auch vorgeschlagen worden, in diesen Systemen Funkübertragung zu verwenden. Hier ist keine Sichtlinie erforderlich. Ungleich dem Infrarotfall bewirkt jedoch Mehrwegeschwund (hiernach "Schwund") eine bedeutsame Übertragungsbeeinträchtigung, insbesondere in Innenraumumgebungen. Ein weiteres bedeutsames Problem ist mögliche Störung von anderen Funksystemen, die in denselben Frequenzbändern arbeiten. Diese Beeinträchtigungen können den Verlust der übertragenen Informationen ergeben und hiernach wird das Wort "Verlust" zur Bezeichnung derartiger Informationsverluste benutzt, ob sie aus Schwund, Störungen oder irgendeiner Verbindung der beiden entstehen.
Um den Schwund- und Störungsproblemen entgegenzuwirken, sind verschiedene Verfahren vorgeschlagen worden. Beispielsweise ist Antennendiversity zur Bekämpfung von Schwund vorgeschlagen worden. Zusätzlich ist zur Bekämpfung von sowohl Schwund als auch Störung die Anwendung einer DSSS(direct sequence spread spectrum)-Übertragung bzw. von Frequenzsprung - möglicherweise in Kombination mit irgendeiner Form herkömmlicher Kanalcodierung - vorgeschlagen worden. Die vorliegende Erfin dung betrifft den letzteren Ansatz, der beispielsweise bei A.A.M. Saleh und L.J. Cimini, Jr., "Indoor Radio Communications Using Time-Division Multiple Access with Cyclical Slow Frequency Hopping and Coding" (Funkkommunikation in Gebäuden mit Vielfachzugriff im Zeitmultiplex mit zyklischem langsamen Frequenzsprung und Codierung), IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band 7, Nr. 1, Januar 1989, Seiten 59-70 und bei A.A.M. Saleh et al., "A TDMA Indoor Radio Communications System Using Cyclical Slow Frequency Hopping and Coding - Experimental Results and Implementation Issues" (Ein TDMA-Funkkommunikationssystem in Gebäuden mit zyklischem langsamen Frequenzsprung und Codierung - Untersuchungsergebnisse und Realisierungsfragen), Conference Record of the IEEE Global Telecommunications Conference & Exhibition, Band 3, 28. November - 1. Dezember 1988, Seiten 1337-1342 beschrieben ist.
Insbesondere ist Freqiienzsprung ein Verfahren, bei dem die zu übermittelnden Informationen über eine Folge von vordefinierten "Sprung"-Frequenzen in vordefinierter Reihenfolge übertragen werden. Die zugrundeliegende Theorie dieses Ansatzes ist, daß es nicht wahrscheinlich ist, daß Verlust und Schwund zur gleichen Zeit über alle Frequenzen hinweg auftreten. Durch "Springen" über mehrere Frequenzen werden daher mindestens einige der Informationen unversehrt an ihrem beabsichtigten Ziel ankommen. Vorteilhafterweise kann in Verbindung mit dem Frequenzsprung Kanalcodierung so angewandt werden, daß die verlorengegangenen Informationen mit hoher Wahrscheinlichkeit wiedergewonnen werden können. Insbesondere werden die Informationen in einer Folge von Codeworten codiert, wobei jedes Codewort aus einer Folge von Signalpunkten besteht. Die Anzahl von Signalpunkten in jedem Codewort ist typischerweise dieselbe wie die Anzahl von Sprungfrequenzen und die Signalpunkte werden so für die übertragung umgeordnet, daß jeder Signalpunkt von jedem Codewort auf einer entsprechenden anderen Sprungfrequenz übertragen wird. So ist, selbst wenn gewisse der Signalpunkte verlorengehen, die der Decodierung eigene Redundanz derart, daß, wie oben bemerkt, die verlorengegangenen Informationen mit hoher Wahrscheinlichkeit wiedergewonnen werden können. In bevorzugten Systemen mit diesem Ansatz nach der Beschreibung in der oben erwähnten Arbeit von Saleh/Cimini kann ein Verschachtelungsansatz Verwendung finden, bei dem Datensignalpunkte von einer Anzahl aufeinanderfolgender Codeworte auf einer einzigen Sprungfrequenz übertragen werden, ehe die Übertragung zur nächsten Sprungfrequenz fortschreitet. Damit wird vorteilhaf terweise die Rate verringert, mit der das System von einer Sprungfrequenz zur anderen umschalten muß.
In IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMUUNICA- TION, Band SAC-3, Nr. 5, September 1985, NEW-YORK US, Seiten 644-651, werden in MILSTEIN et al. "Coding and Modulation Techniques for Frequency-Hopped Spread-Spectrum Communications Over a Pulse-Burst Jammed Rayleigh Fading Channel" (Codier- und Modulationsverfahren für Frequenzsprung- Spreizbandkommunikationen über einen durch Impulsbündel gestörten Rayleigh-Schwundkanal) Codier- und Modulationsverfahren zur Verwendung in einem Frequenzsprung-Spreizbandkommunikationssystem, das über einen Rayleigh-Schwundkanal in der Gegenwart von Impulsbündelstörung mit sehr hohem Pegel arbeitet, offenbart. Eines dieser Codier- und Modulationsverfahren betrifft die Verwendung verketteter Code in einer Fehlerkorrektur- und Fehlerlösch-Betriebsart. In der Löschbetriebsart löscht ein Empfänger ein empfangenes Zeichen, wenn das Zeichen Störung unterlag. Vom Empfänger wird bestimmt, welche empfangenen Zeichen zu lschen sind, indem er den Kanal überwacht, um festzustellen, welche Zeichen gestört worden sind, und angenommen, daß diese Nebeninformationen vollständig zuverlässig, d.h. fehlerfrei sind.
In IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, Band COM33, Nr. 10 Oktober 1985, NEW-YORK US, Seiten 1045-1057 ist in WAYNE "Coding for Frequency-Hopped Spread-Spectrum Communication with Partial-Band-Interference - Part ii: Coded Performance" (Codierung für Frequenzsprung-Spreizbandkommunikation mit Teilbandstörung - Teil ii: Codiertes Verhalten) das Verhalten verschiedener Code offenbart, wenn Nebeninformationen über das Vorhandensein eines Teilbandstörsignals einem weichen oder harten Decodierer zur Verfügungs stehen. Wenn das Störsignal erkannt wird, behandelt der harte bzw. weiche Decodierer alle während der Störung empfangenen Zeichen mit geringerer Gewichtung als die Zeichen, die empfangen wurden, als kein Störsignal erkannt wurde.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Vorrichtung nach Anspruch 1 vorgesehen.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren nach Anspruch 7 vorgesehen.
Zur vorliegenden Erfindung gehört ein Frequenzsprung-Übertragungsverfahren, das besonders nützlich ist in Umgebungen, in denen starke Störungen erwartet werden, wie beispielsweise dem von der United States Federal Communications Commission zugeteilten sogenannten ISM- Band. Es hat sich herausgestellt, daß durch die Kombination der Anwendung eines Verfahrens zur Erkennung starker Störungen in Verbindung mit a) codierter Modulation mit eingebauter Diversity und b) Decodierung mit weicher Entscheidung in der Tat ein System bereitgestellt werden kann, das sowohl Schwund als auch starke Störungen in einem bislang nicht erreichten Ausmaß bekämpft. Insbesondere bietet die Diversity-codierte Modulation Schutz gegen Schwund. Die Wirksamkeit von Codierverfahren wird jedoch in der Gegenwart starker Störungen verringert. Das Störungserkennungsverfahren bietet jedoch vorteilhafterweise die benötigte Störungsfestigkeit und überwindet damit diese Begrenzung der Code selbst.
Allgemein gesagt besteht der bevorzugte Weg zur Erkennung der Möglichkeit starker Störungen darin, das nodulierte Signal auf solche Weise zu übertragen, daß die Störungen bewirken, daß das Empfangssignal eine bestimmte Eigenschaft aufweist, die erkannt werden kann. Insbesondere wird in bevorzugten Ausführungsformen eine vorbestimmte Störungserkennungsfolge von Signalpunkten, die sowohl am Sender als auch am Empfänger bekannt ist, zusammen mit der Folge Diversity-codierter Datensignalpunkte über jede Sprungfrequenz übertragen, und die Fehlerrate der empfangenen Störungserkennungs-Signalpunkte ist die oben erwähnte besondere Eigenschaft. Wenn die Anzahl solcher Fehler unterhalb eines gewissen Schwellwertes liegt, ist keine starke Störung eingetreten und die Decodierung schaltet normal fort. Wenn andererseits die Störungserkennungs-Signalpunkte im wesentlichen fehlerhaft sind, wird angenommen, daß starke Störungen eingetreten sind. In diesem Fall schreitet der Decodier vorgang selbst normal fort, aber die Werte der an den Decodierer angelegten empfangenen Signalpunkte werden auf null gesetzt (oder werden einfach ignoriert, was dasselbe bedeutet).
Verschiedene Merkmale der Erfindung werden unten besonders hervorgehoben.

Kurze Bescbreibung der Zeichnung

In der Zeichung zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltbild eines Senders;
Figur 2 ein Blockschaltbild eines Empfängers;
Figur 3 einen Weg der Verschachtelung von Signalpunkten codierter Daten und des Kombinierens derselben mit Störungserkennungs-Signalpunkten;
Figur 4 einen zweiten Weg der Verschachtelung von Signalpunkten codierter Daten und des Kombinierens derselben mit Störungserkennungs-Signalpunkten;
Figur 5 das vom Sender der Figur 1 durchgeführte sequentielle Frequenzspringen;
Figur 6 die Auswirkungen von Schwund und Störungen auf die vom Sender der Figur 1 übertragenen Signalpunkte;
Figur 7 ein Diagramm, das die Erläuterung gewisser Begriffe und Konzepte unterstützt;
Figur 8 eine 4-PSK-Signalkonstellation, die die Grundlage der beispielhaften modulierten Code bildet, die zur Realisierung der Erfindung benutzt werden können;
Figuren 9-11 eine graphische Darstellung dieser Code.

Ausführliche Beschreibung

Figur 1 ist ein Blockschaltbild eines Senders.
Der Sender ist beispielhaf terweise ein Teil eines drahtlosen Ortsnetzes (LAN - local area network), das beispielsweise zur Zusammenschaltung einer Sammlung von Endgeräten wie beispielsweise PC, Druckern, Dateiservern und dergleichen benutzt werden kann, die sich innerhalb einer ortsgebundenen Umgebung wie beispielsweise einem Bürogebäude befinden. Als Alternative könnte das LAN als der Zusammenschaltungsmechanismus für ein drahtloses Koxnmunikationssystem wie beispielsweise eine PBX benutzt werden. Vom Sender erzeugte Funksignale werden von einem in Figur 2 gezeigten Empfänger empfangen, der sich innerhalb des vom LAN abgedeckten geographischen Bereichs befindet.
In dem Sender der Figur 1 werden Daten von einer binären Datenquelle 11 mit einer Rate von m Bit pro T-Sekunden-Signalisierungsperiode an den 2N-dimensionalen Blockcodierer/Umsetzer 13 angelegt. Der Blockcodierer/Um- Setzer 13 sammelt einen Block von Eingangsdaten, der aus den Bit für N Signalisierungsperioden besteht, und benutzt dann einen bestimmten 2N-dimensionalen Blockcode zur Codierung der angesammelten N x m Bit in N Gruppen von (m + r) codierten Bit, wobei diese Gruppen nacheinander auf Leitungen 15 bereitgestellt werden. Der Parameter r it hier die Durchschnittszahl von redundanten Bit pro Signalisierungsperiode, die vom Blockcodierer/Umsetzer 13 eingeführt werden. Jedes zulässige Bitmuster der (m+r)- Bit-Gruppe wird mit einem bestimmten Signalpunkt einer zweidimensionalen (2D-) M(≤2m+r) -PSK-Konstellation in Verbindung gebracht. Der Blockcode wird als "2N-dimensional" bezeichnet, da jeder Signalpunkt 2 Dimensionen aufweist und jedes vom Blockcodierer/Umsetzer 13 ausgegebene "Codewort" durch N Signalpunkte dargestellt wird.
Die Aufmerksamkeit wird kurz auf Figur 7 gelenkt, die beim Verständnis gewisser hier angewandter Begriffe und Konzepte behilflich sein kann. Der 2N-dimensionale Blockcodierer/Umsetzer erzeugt 2N-dimensionale "Codeworte". Jedes Codewort besteht aus einem Block von N "Signalpunkten" codierter Modulation. Jeder Signalpunkt ist ein Punkt in einer vorbestimmten zweidimensionalen "Konstellation" - die beispielhafterweise in der Figur 7 als eine Phasenumtastungskonstellation mit vier Signalpunkten bzw. 4-PSK dargestellt ist. Dieses 2N-dimensionale Codewort wird während N "Signalisierungsperioden" abgegeben, jeweils ein Signalpunkt in jeder Signalisierungsperiode. Die Gesamtheit aller 2N-dimensionalen Codeworte wird als die "2N-dimensionale Konstellation" bezeichnet, wobei jedes Codewort ein "Glied" der 2N- dimensionalen Konstellation ist. Die 2N-dimensionale Konstellation wird auch als eine Codetabelle oder als ein Alphabet bezeichnet.
Der Code ist wie unten beschrieben so aufgebaut, daß er sogenannte eingebaute Diversity aufweist. Wie unten beschrieben wird diese Diversity durch die Verwen dung von Frequenzsprungübertragung ausgenutzt, bei der zumindest bestimmte Signalpunkte eines Codewortes - nämlich diejenigen, die die Diversity aufweisen - unter Verwendung verschiedener Übertragungsfrequenzen übertragen werden. Diese Frequenzen sind genügend beabstandet, um sicherzustellen, daß sie unabhängig schwinden, wodurch aus der in den Code eingebauten Diversity Nutzen geschlagen wird.
Die vom Codierer/Umsetzer 13 ausgegebenen Signalpunkte werden danach vom Verschachteler 16 umgeordnet, um die Rate zu reduzieren, mit der das System von einer Sprungfrequenz zur anderen umschalten muß, was ebenfalls noch beschrieben wird.
Die verschachtelten Signalpunkte werden danach durch die Störungserkennungsfolgeneinfügeschaltung 19 bearbeitet, die, wie ihr Name andeutet, eine vorbestimmte Folge von Störungserkennungs-Signalpunkten auf deterministische Weise mit den verschachtelten Signalpunkten von Daten kombiniert. Diese Folge von Störungserkennungs- Signalpunkten wird später im Empfänger dazu benutzt, das mögliche Vorkommnis von Störungen zu kennzeichnen, dessen Stärke mit dem übertragenen Signal vergleichbar oder noch stärker als dieses ist. Der sich ergebende kombinierte Signalpunktstrom am Ausgang der Einfügeschaltung 19 wird dann zum Frequenzsprungmodulator 21 weitergegeben, der die Signalpunkte - beispielhafterweise unter Verwendung von M-facher PSK - moduliert und das sich ergebende Funksignal an die Antenne 23 anlegt.
In der Figur 3 ist ein möglicher Weg dargestellt, wie die Signalpunkte codierter Daten verschachtelt werden und die Störungserkennungsfolge damit kombiniert wird. Die N Signalpunkte des i-ten Codewortes sind mit S , S ,..., S bezeichnet. Es werden Q solche Codeworte in den Verschachteler 16 eingelesen und man kann sich vorstellen, daß sie in Zeilen gespeichert sind. Zusätzlich sind von der Einfügeschaltung 19 N Störungserkennungsfolgen von jeweils K Signalpunkten darin gespeichert worden, wobei der j-te von diesen mit P , P ,..., P , j = 1, 2, ..., N bezeichnet ist. Jede der N Störungserk ennungsfolgen kann mit allen anderen identisch sein. Beispielhafterweise ist N = 8. Q ist beispielhafterweise von der Größenordnung von wenigen Hundert und K ist von der Größenordnung von 10-30.
Einfügeschaltung 19 funktioniert auf solche Weise, daß sie dem Modulator 21 eine erste Folge mit Störungserkennungs-Signalpunkten und unter Verwendung der Frequenz f&sub1; zu übertragenden Signalpunkten codierter Daten, eine weitere solche unter Verwendung der Frequenz f&sub2; zu übertragende Folge usw. für jede der N Frequenzen bereitstellt. Diesen Vorgang kann man sich wie in Figur 3 gezeigt als Auslesen der Spalten von Signalpunkten und Übertragen der Signalpunkte aus jeder Spalte unter Verwendung einer entsprechenden Frequenz vorstellen. So gibt beispielsweise die Einfügeschaltung 19 zur Übertragung unter Verwendung der Frequenz f&sub1; die Folge von K Störungserkennungs-Signalpunkten P , P , ..., P zum Modulator 21 aus. Danach liest sie die Q Signalpunkte codierter Daten S , S , ..., S aus dem Verschachteler 16 ein und gibt sie weiter zum Modulator 21. Danach wiederholt sie den Vorgang für jede der anderen N-1 Frequenzen und beginnt dann von neuem für die Frequenz f&sub1;. Auf diese Weise wird auf jeder der Sprungfrequenzen folgendes übertragen: a) eine Präambelfolge von K Störungserkennungs-Signalpunkten und b) eine Folge von Q Signalpunkten codierter Daten jeweils von einem anderen Codewort. Dies ist graphisch in der Figur 5 dargestellt, die zeigt, daß der Sender der Reihe nach unter der N Sprungfrequenzen fortspringt, und die weiterhin die unter Verwendung jeder Frequenz übertragenen Störungser-
TEXT FEHLT Konstellation wählt und mit dem übertragenen derartigen Signalpunkt vergleicht, der a priori am Empfänger bekannt ist. Die Anzahl fehlerhafter Störungserkennungs-Signalpunkte wird für jede Folge gezählt und die Zählung wird als Mechanismus zur Kennzeichnung von Signalpunkten benutzt, die möglicherweise einer starken Störung unterworfen waren. Wenn die Fehlerzahl über einem vorbestimmten Schwellwert liegt, wird angenommen, daß das übertragene Signal einer starken Störung unterworfen war, und in diesem Fall wird das Auftreten starker Störung erklärt, indem auf Leitung 57 ein Löschungszeichen gesetzt wird - wobei dieses Zeichen wie noch zu beschreiben vom Decodierer 61 zu benutzen ist. Wenn die Fehlerzahl nicht über dem vorbestimmten Schweliwert liegt, wird angenommen, daß keine starke Störung aufgetreten ist, und das Löschungszeichen wird nicht gesetzt. Zusammenfassend ist so das Löschungszeichen ein das Vorhandensein starker Störung in dem Block von über eine gegebene Frequenz übertragenen Signalpunkten codierter Modulation anzeigendes Zeichen, das als Funktion der Fehlerrate der zugehörigen empfangenen Störungserkennungs-Signalpunkte erzeugt wird.
Damit kann der Hauptgrund für die vorzugsweise Verteilung der Störungserkennungs-Signalpunkte unter den auf jeder Frequenz übertragenen Signalpunkten codierter Daten verstanden werden. Würde man den Präambelansatz anwenden und nach der Übertragung der Präambel ein Störungsereignis eintreten, dann würde das Löschungszeichen nicht gesetzt werden, obwohl ein die Signalpunkte codierter Daten beeinflussendes Störungsereignis eingetreten war. Im Gegensatz dazu erlaubt der Verteilungsansatz dem Empfänger, das Löschungszeichen an jeder Stelle während der auf einer gegebenen Frequenz empfangenen Signalpunktfolge zu setzen - wodurch das Verhalten des Verfahrens insgesamt verbessert wird.
Von der Prüf-/Entfernungsschaltung 56 werden daraufhin die den Störungserkennungs-Signalpunkten entsprechenden Informationen entfernt und es wird der übrige Teil - der den Signalpunkten codierter Daten entspricht - zum Entschachteler 58 weitergegeben. Der letztere führt die umgekehrte Funktion des Verschachtelers 16 durch, um dem Decodierer 61 die den übertragenen Signalpunkten codierter Daten entsprechenden Signalpunkte in der Reihenfolge zu übergeben, in der diese Signalpunkte vom Codierer 13 erzeugt wurden, d.h. in Folgen von N-Signalpunkt-Codeworten. Der Decodierer 61 wiederum versucht die von der Datenquelle 11 bereitgestellten ursprünglichen binären Daten wiederherzustellen, die er dann der Datensenke 71 zuführt.
Wie oben bemerkt, kann ein in einem Diversitycodierten Modulationssystem benutzter Decodierer - im vorliegenden Beispiel der Decodierer 61 - ein besseres Fehlerverhalten in der Gegenwart starker Störung aufweisen, wenn ihm das Auftreten dieser Störung bekannt gemacht wird - im vorliegenden Beispiel über das Löschungszeichen auf Leitung 57. Dies wird bei Bezugnahme auf Figur 6 verständlich. Es wird ein 4-stufiges PSK(4-PSK)-Modulationsverfahren angenommen, bei dem die nominellen empfangenen Signalpunkte die Punkte A, B, C und D sind. Angenommen, daß nun der Punkt A übertragen wurde, aber aufgrund eines Schwundes im Übertragungskanal das Empfangssignal gedämpft ist, so daß der empfangene Punkt der Punkt F ist. Man beachte, daß, obwohl die Amplitude des Signalpunktes wesentlich verringert ist, die Phaseninformationen nicht beeinflußt sind. Bei dieser Tatsache ist es vorteilhaft, die Stellung des Punktes F als Eingabe in den Decodiervorgang zu benutzen, da immer noch einige Korrelation zwischen den Signalpunktstellen der übertragenen und empfangenen Signalpunkte besteht.
Man nehme andererseits an, daß aufgrund einer starken Störung im Übertragungskanal der empfangene Signalpunkt nunmehr der Punkt E ist, dessen Stellung nur wenige Informationen, wenn überhaupt, über den übertragenen Punkt beinhaltet. In diesem Fall wäre es besser, wenn der Decodierer eine neutrale Lage einnimmt und der Möglichkeit Rechnung trägt, daß irgendeiner der vier Punkte A, B, C oder D übertragen worden ist, anstatt mit völlig fehlerhaften Informationen voreingestellt zu sein, wodurch im vorliegenden Fall der Decodierer in Richtung des Punktes B voreingestellt sein würde.
Das Löschungszeichen auf der Leitung 57 wird mit genau solchen Betrachtungen im Sinn erzeugt. Man beachte, daß, solange wie ein Schwund nicht sehr tief ist (d.h. der empfangene Signalpunkt dem Ursprung in der Figur 6 nicht sehr nahe liegt), additives Rauschen den komplexen Signalebenenquadranten von sehr vielen der übertragenen Punkte nicht verändern wird. Dementsprechend wird die Prüf-/Entfernungsschaltung 56 wenige Störungserkennungs- Signalpunktfehler (bei harten Entscheidungen) machen. Wunschentsprechend ist es daher nicht wahrscheinlich, daß ein Schwundereignis das Setzen des Löschungszeichens verursachen wird, und der Decodierer 61 wird weiterhin die eigentlichen empfangenen Signalpunkte in seinem normalen Decodiervorgang benutzen.
Andererseits ist es wahrscheinlich, daß ein starkes Störungsereignis viele Störungserkennungs-Signalpunktfehler in der Prüf-/Entfernungsschaltung 56 bewirken wird, und das Löschungszeichen wird daher wie gewünscht gesetzt. Auf das Zeichen reagierend wird der Decodierer 61 die in zeitlicher Nähe des Störungsereignisses empfangenen Signalpunkte ignorieren. Das heißt, er wird seine Entscheidungen betreffs der Werte der übertragenen Signalpunkte codierter Modulation unabhängig von den Empfangswerten derjenigen Signalpunkte, die der starken Störung unterworfen waren, treffen.
Nunmehr werden verschiedene Blockcode, die in der vorliegenden beispielhaften Ausführungsform benutzt werden können, beschrieben:
Insbesondere wird eine 4-PSK-Signalkonstellation nach Figur 8 beispielhafterweise bei der Realisierung eines 8-dimensionalen (8D-) Codes benutzt, was bedeutet, daß jedes durch den Code erzeugte Codewort aus vier 2D- Punkten der 4-PSK-Konstellation besteht. Dieser Code wird hier als "Code 1" bezeichnet. Diese Punkte werden in entsprechenden Signalisierungsperioden übertragen. Die vier Punkte der Konstellation werden 0 bis 3 benannt. Im vorliegenden Fall weisen die Parameter m, r und N die Werte 11/2, V2 bzw. 4 auf. So erzeugt der Blockcodierer/Umsetzer 13 in jeder von vier aufeinanderfolgenden Signalisierungsperioden ein 2-Bit-Paar, das jeweils durch seine Bitwerte einen bestimmten der Signalpunkte 0 bis 3 kennzeichnet.
Eine graphische Darstellung des Codes ist in Figuren 9 und 10 dargestellt. Zu Beginn wird als erstes eine einzelne 4D-4-PSK-Konstellation definiert, die durch Verkettung eines Paares von 2D-4-PSK-Konstellationen der in Figur 8 gezeigten Art gebildet wird. Dann wird eine 8D-Konstellation durch Auswahl bestimmter Glieder aus einem verketteten Paar der 4D-Konstellationen gebildet. Jedes Glied der 8D-Konstellation ist eine Folge von vier 2D-Signalpunkten und ist ein Codewort des 8D-Codes.
Insbesondere werden alle der 4 x 4 = 16 möglichen 4D-Glieder für den Einschluß in die 4D-Konstellation ausgewählt. Nach Figur 9 werden die 16 Glieder der 4D-Konstellation in vier Teilmengen S&sub0;, ..., S&sub3; unterteilt.
Abschließend wird ein Viertel der 16 x 16 = 256 mglichen 8D-Glieder für den Einschluß in die 8D-Konstellation ausgewählt. Diese 256 Glieder sind die Glieder in den in der Tabelle der Figur 10 gezeigten vier 4D-Teilmengenpaaren. Insbesondere ist die Verkettung eines bestimmten Paares von 4D-Gliedern ein Glied der 8D-Konstellation, wenn das Paar von 4D-Teilmengen, zu dem die ersten und zweiten 4D-Glieder jeweils gehören, eines der vier in der Figur 10 gezeigten Muster ist, und nur dann. So ist beispielsweise (0,1,1,2) ein Codewort des 8D- Codes, weil a) (0,1) und (1,2) Glieder von 4D-Teilmengen S&sub1; bzw. S&sub2; sind und b) das Muster (S&sub1;,S&sub2;) eines von vier zulässigen Mustern von 4D-Teilmengenpaaren ist. Andererseits ist (0,1,0,1) kein Codewort des 8D-Codes, weil a) (0,1) ein Glied der Teilmenge S&sub1; ist und b) das Muster (S&sub1;,S&sub2;) nicht eines der vier zulässigen Muster von 4D-- Teilmengenpaaren ist.
Da der 8D-Code 64 Codeworte aufweist, ist dieser Code in der Lage, sechs Informationsbit pro Codewort zu übermitteln. Im allgemeinen könnte zur Zuweisung der Bitmuster zu bestimmten Codeworten ein beliebiges Verfahren benutzt werden. Figuren 9-10 zeigen einen möglichen Weg, wie zwei der sechs Bit zuerst zur Auswahl eines von vier 4D-Teilmengenpaaren aus der Figur 10 und dann zwei Bit zur Auswahl eines der vier Paare von 2D-Signalpunkten aus einer der ausgewählten 4D-Teilmengen und gleichermaßen für die andere ausgewählte 4D-Teilmenge für insgesamt sechs Bit benutzt werden.
An dieser Stelle ist die eingebaute Diversity des Codes ersichtlich. Insbesondere ist zu beobachten, daß jedes der 8D-Codeworte sich von jedem anderen 8D-Codewort an mindestens zwei Signalpunktstellen unterscheidet. So unterscheiden sich beispielsweise die beiden 8D-Codeworte (0,1,1,2) und (0,1,2,0) an den dritten und vierten Signalpunktstellen. Die Bedeutung dieser Eigenschaft wird verständlich, wenn man den Fall betrachtet, wenn eine der vier Signalpunktkomponenten bei der Übertragung verlorengeht. Es ist trotzdem möglich, diese Information wiederzugewinnen, solange die anderen drei Signalpunktkomponenten des 8D-Codewortes genau wiedergewonnen worden sind. Insbesondere kann, wenn der vierte Signalpunkt des Codewortes (0,1,1,2) verlorengegangen ist, solange die ersten drei Signalpunkte richtig empfangen worden sind, trotzdem bestimmt werden, daß dieses Codewort (0,1,1,2) gewesen ist, da kein anderes Codewort 0, 1 und 1 als seine ersten, zweiten bzw. dritten Signalpunkte aufweist. (Diese Auswertung ist zwar eine grobe Vereinfachung der bevorzugten Ausführungsweise des Decodiervorgangs, ist jedoch für Erklärungszwecke nützlich.) Es ist daher ersichtlich, daß dieser Code über den Mechanismus der eingebauten Diversity eingebaute verbesserte Festigkeit gegen Übertragungsfehler bietet. Das heißt, Informationen erscheinen redundant innerhalb des codierten Signals.
Im allgemeinen sagt man, daß ein Code X-fache Diversity aufweist, wobei X eine Ganzzahl größer eins ist, wenn jedes Codewort, das aus einer geordneten Folge von Signalpunkten besteht, sich von jedem anderen Codewort an mindestens x Signalpunktstellen unterscheidet. Man wird daher erkennen, daß der oben beschriebene Code eine 2-fache eingebaute Diversity aufweist. Je größer der Wert von X, desto größer ist vorteilhafterweise der sogenannte Codiergewinn, der durch die Ersparnisse an Signalleistung gegenüber einem Verfahren mit uncodierter Modulation gemessen wird.
Genauer bezugnehmend auf das System der Figuren 1-2, ist dann ersichtlich, daß die Signalpunkte, die die X-fache Diversity liefern, mit mindestens zwei - und vorzugsweise X - verschiedenen Frequenz, die ausreichend beabstandet sind, so daß sie wahrscheinlich unabhängig voneinander schwinden, übertragen werden sollten. Im obigen Code kann beispielsweise die 2-fache Diversity des Codes an einem beliebigen Paar von Signalpunktstellen auftreten. Das heißt, für jedes Paar von Signalpunktstel len gibt es ein Paar Codeworte, die sich an genau diesem Paar von Signalpunktstellen unterscheiden. Um daher die 2-fache Diversity dieses Codes auszunutzen, sollten die vier Signalpunkte eines Codewortes mit vier unabhängig schwindenden Frequenzen übertragen werden.
Ein weiterer Parameter, der zur Charakterisierung und zum Vergleichen verschiedener Code nützlich ist, wird hier als die "quadrierte Euklidische Mindestentfernung bei X-facher Zeitdiversity" bzw. MDX genannt, die als die quadrierte Euklidische Mindestentfernung zwischen zwei beliebigen Codeworten, die sich voneinander an genau X Signalpunktstellen unterscheiden, definiert ist. Je größer diese Entfernung, desto größer ist allgemein der Codiergewinn. Die MDX dieses Codes ist 4 - bei Annahme eines Radius eins für die Konstellation von Figur 8.
Anstelle des Codes 1 kann eine Anzahl von auf einer 4-PSK-Konstellation basierenden und dieselbe 2-fache Diversity aufweisenden anderen 8D-Code benutzt werden. Solche Code können beispielsweise durch Aufteilen der 16-Glieder-4D-Konstellation in verschiedene unter schiedliche Gruppen von vier Teilmengen gebildet werden; durch Bilden der 8D-Konstellation durch Wahl verschiedener unterschiedlicher 4D-Teilmengenpaare. Alle derartigen Code werden vorzugsweise unter Berücksichtigung des Wunsches nach einfacher Decodierbarkeit unter Verwendung von beispielsweise dem unten beschriebenen Decodierverfahren mit weichen Entscheidungen aufgebaut.
Man kann davon ausgehen, daß 2-fache eingebaute Diversity, so wie sie von dem eben beschriebenen Code bereitgestellt wird, in besonders unfreundlichen Signalisierungsumgebungen nicht dazu ausreicht, ein gegebenes Niveau des Fehlerverhaltens zu bieten. In solchen Anwendungen kann es wünschenswert sein, die Fehlerfestigkeit des Systems durch Verwendung eines Codes mit 3-facher, 4- facher oder größerer eingebauter Diversity zu verbessern.
Ein vorteilhafter Weg, einen solchen Code zu erreichen, ist, auf dem BD-Code aufzubauen - insbesondere durch Verwendung eines (als Code II bezeichneten) 16D- Codes - bei dem jedes der Codeworte von einem entsprechenden "Basis"-Codewort des BD-Codes abgeleitet wird, indem einfach jeder Signalpunkt des 8D-Codewortes wiederholt wird - was hier als "Codewortwiederholung" bezeichnet wird. So ist beispielsweise ein Codewort des 16D-Codes (0,1,1,2,0,1,1,2), das durch Wiederholen des Codewortes (0,1,1,2) des 8D-Codes gebildet wird. Es läßt sich zeigen, daß dieser 16D-Code mit Codewortwiederholung vierfache eingebaute Diversity (X = 4) aufweist, da sich jedes Paar von 16D-Codeworten an mindestens vier Signalpunktstellen unterscheidet. Für diesen bestimmten Code ist m = 3/4, r = 11/4 und N = 8 (und die Coderate ist Y2 die des Codes I). Zusätzlich ist seine MDX 8.
Als Alternative kann ein Code mit Codewortwiederholung aufgebaut werden, bei dem die Signalpunkte des wiederholten Codewortes nicht genau dieselben wie das Basiscodewort sind, sondern stattdessen jeder Signalpunkt des wiederholten Codewortes in einen bestimmten anderen Signalpunkt umgesetzt wird. So können im obigen Beispiel die Signalpunkte 0, 1, 2 und 3 in Signalpunkte 0, 2, 1 bzw. 3 umgesetzt werden, so daß das 16D-Codewort (0,1,1,2,0,2,2,1) wird. Ein Vorteil dieses Ansatzes besteht darin, daß die Euklidische Entfernung zwischen den Codeworten des 16D-Codes gegenüber der durch genaue Wiederholung des Basiscodewortes erreichten vergrößert werden kann. Ein zusätzlicher alternativer Weg zum Aufbauen eines Codewortwiederholungscodes besteht in der Verkettung jedes Basiscodewortes mit einem anderen Basiscodeswort auf zufallsmäßige Weise. Dieser Ansatz wird jedoch allgemein einen Code ergeben, dessen Decodie rung komplex ist.
Dieser Ansatz ist nicht optimal; vom Standpunkt der Codierungstheorie aus können andere 16D-Code entwickelt werden, die eine höhere Datenrate (höheres m) und/oder besseres Verhalten (größeres X und/oder größere MDX) erreichen. Solche Verbesserungen können jedoch nur auf Kosten eines wesentlich höheren Systemaufwandes - insbesondere im Decodierer - erreicht werden. Im Gegensatz dazu ist der Aufwand bei Verwendung des codewortwiederholenden 16D-Codes nur geringfügig größer als der für den BD-Code und dieser Ansatz wird daher unter Umständen in vielen Anwendungen bevorzugt. (Dieselben Betrachtungen gelten auch für den unten beschriebenen Code IV).
Ein weiterer - als Code III bezeichneter- möglicher Code ist der in der Tabelle der Figur 11 gezeigte. Dies ist ein weiterer, auf der 4-PSK-Konstellation der Figur 8 basierender BD-Code. Bei diesem Code ist m = 1, r = 1, N = 4, er weist 3-fache Diversity (X = 3) auf und hat eine MDX von 8 - die maximal für einen Code mit diesen Eigenschaften erreichbare MDX. Dieser Code weist aufgrund seines größeren Diversitygrades und der größeren MDX eine größere Fehlerfestigkeit als der Code I auf, aber auf Kosten einer Verringerung der Datenrate, z.B. zwei Drittel der Rate des Codes II.
Der Code der Figur 11 besteht aus 16 Codeworten, die zusammen mit den damit verbundenen 4-Bit-Eingangsmustern dargestellt sind. Jedes Codewort besteht aus einer Folge von vier 2D-Signalpunkten aus der 4-PSK- Konstellation, wobei diese Punkte wiederum als Punkte 0, 1, 2 und 3 gekennzeichnet sind.
Der BD-Code der Figur 11 wurde aufgebaut, indem zuerst die aus allen 16 möglichen Paaren der 2D-Signalpunkte der 2D-Konstellation der Figur B bestehende 4D-Konstellation aufgebaut wurde. Wie zuvor wird die 4D-Konstellation dann in Teilmengen unterteilt. Im vorliegenden Fall gibt es 16 Teilmengen jeweils mit einem einzigen 4D-Glied. Jede dieser 16 Teilmengen kann daher durch ihr 4D-Glied, nämlich (0,0), (0,1), ..., (3,3) gekennzeichnet werden. Die 8D-Konstellation wird dann durch Auswählen von 16 der 256 möglichen 4D-Teilmengenpaare gebildet. So ist beispielsweise (0,2,3,1) ein durch Verketten der beiden 4D-Teilmengen (0,2) und (3,1) gebildetes 8D-Codewort. Andererseits ist das 8D-Glied (0,1,3,1) - eine Verkettung der beiden 4D-Teilmengen (0,1) und (3,1) - keines der ausgewählten 16 Codeworte.
Wie zuvor kann aus dem BD-Code der Figur 11 ein - als Code IV bezeichneter - 16D-Code durch Wiederholen der 2D-Signalpunkte der 8D-Codeworte erzeugt werden, um die 16D-Codeworte zu bilden. Bei diesem vierten Code ist m = 1/2, r = 11/2, N = 8, er weist 6-fache Diversity (X = 6) auf und hat eine MDX von 16. Er ist daher der fehlerfesteste der beschriebenen Code, weist aber auch die niedrigste Bitrate auf.
Wir wenden uns nun dem im Decodierer 61 durchgeführten Decodiervorgang - beispielhafterweise ein Decodiervorgang mit weichen Entscheidungen - zu, der für alle der hier beschriebenen Code verwendet werden kann.
Es wird angenommen, daß vor Durchführung der zu beschreibenden Schritte der Decodierer überprüft, ob für irgendeine der Sprungfrequenzen ein Löschungszeichen erzeugt wurde. Wenn ja, dann unternimmt er Schritte, aus solchen ausgelöschten Frequenzen empfangene Signalpunkte so zu behandeln, als wenn diese Signalpunkte im Ursprung liegen würden. Dafür ist der bevorzugte Weg, die ausgelöschten Signalpunkte bei Durchführung der unten beschriebenen Metrikberechnungen einfach zu ignorieren.
Man betrachte als erstes den Fall von Coden, die keine Codewortwiederholung beinhalten, d.h. Code I und III.
Während des Decodiervorgangs wird jeder 2D-Punkt eines bestimmten Empfangssignals, der einem übertragenen 2N-dimensionalem Codewort entspricht, untersucht. Insbesondere werden für jeden empfangenen 2D-Punkt sogenannte "2D-Punktmetriken" durch Messen der quadrierten Euklidischen Entfernung zwischen dem empfangenen Punkt und allen möglichen übertragenen 2D-Punkten berechnet. Bei der Durchführung dieser Berechnung wird ein bestimmter Radius der empfangenen Konstellation angenommen und der Empfänger ist mit einem (nicht gezeigten) Verstärkungsregeler ausgestattet, der so eingestellt ist, daß eine Ausgangskonstellation bereitgestellt wird, deren Durchschnittsradius mindestens annähernd gleich dem bei der Decodierung angenommenen Radius ist. Die Leistung des Decodierers ist nicht für die genaue Einstellung dieses empfangenen Konstellationsradius empfindlich. Um jedoch den Beitrag eines geschwundenen - und daher möglicherweise unzuverlässigen - empfangenen Signalpunktes zum Decodiervorgang herabzusetzen, kann jede der 2D-Punktmetriken um einen zur Amplitude des entsprechenden empfangenen 2D-Punktes proportionalen Faktor gewichtet sein.
Die dem übertragenen Codewort entsprechenden N empfangenen 2D-Signalpunkte werden nacheinander in N/2 4D-Glieder gruppiert, die dann jeweils wie folgt weiter verarbeitet werden: für jede (in dem oben beschriebenen Aufbau des Codes benutzte) 4D-Teilmenge wird das eine 4D-Glied jener Teilmenge gesucht, die dem verarbeiteten empfangenen 4D-Glied "am nächsten" kommt. Dies wird dadurch erreicht, daß man nacheinander jedes Glied der 4D-Teilmenge nimmt und die Summe der beiden diesem Glied entsprechenden 2D-Punktmetriken bildet. Das der kleinsten derartigen Summe - die unten als die "4D-Teilmengenmetrik" bezeichnet wird - entsprechende 4D-Glied wird dann als das "nächste" 4D-Glied gekennzeichnet. Das Ergebnis ist dann bis zu diesem Punkt die Kennzeichnung eines bestimmten 4D-Gliedes für jedes der empfangenen 4D-Glieder und seiner zugehörigen 4D-Teilmengenmetrik für jede 4D-Teilmenge.
Wenn der Code ein 4D-Code ist, dann gibt es nur eine 4D-Teilmenge. So ist nur ein 4D-Glied gekennzeichnet worden und dieses Glied wird als das übertragene Codewort angenommen. Wenn der Code ein BD-Code oder größerer ist, dann wiederholt sich der obige Vorgang für jedes der empfangenen BD-Glieder.
Insbesondere werden die empfangenen N/2 4D-Empfangsglieder nacheinander in N/4 BD-Glieder gruppiert, die dann jeweils auf analoge Weise zum 4D-Fall verarbeitet werden. Insbesondere wird für jede BD-Teilmenge das eine BD-Glied dieser Teilmenge gesucht, die dem verarbeiteten empfangenen BD-Glied "am nächsten" kommt. Dies wird erreicht, indem man jedes 4D-Teilmengenpaar in der BD-Teilmenge nacheinander nimmt und die Summe der diesem Paar entsprechenden beiden 4D-Teilmengenmetriken bildet. Das BD-Glied im 4D-Teilmengenpaar - das das Paar von 4D-Gliedern, bei einem Glied je 4D-Teilmenge ist, das aus dem vorhergehenden Schritt erhalten wurde - das der kleinsten derartigen Summe - die als "BD-Teilmengenmetrik" bezeichnet wird - entspricht, wird dann als das "nächste" BD-Glied gekennzeichnet.
Wenn der Code ein BD-Code ist, dann ist nunmehr ein einzelnes BD-Glied gekennzeichnet worden. Ansonsten wird der Vorgang wieder für 16D wiederholt usw.
Das gekennzeichnete Codewort wird dann auf der Basis des mit dem Code verbundenen Bitzuweisungsschemas in Datenbit umgesetzt.
Der oben beschriebene Vorgang basiert auf sogenannten "weichen" Entscheidungen. Man wird sich erinnern, daß ein Ansatz mit sogenannten "harten" Entscheidungen für die Störungserkennungs-Signalpunkte benutzt wurde, indem jeder empfangene Signalpunkt getrennt verarbeitet wurde. Bei Decodierung mit weicher Entscheidung wird im Gegensatz dazu eine Entscheidung hinsichtlich des Wertes jedes übertragenen Signalpunktes auf der Basis von Euklidischen Entfernungsmetriken getroffen, die hinsichtlich nicht nur eines, sondern stattdessen einer Mehrzahl von Signalpunkten berechnet werden.
Vorteilhafterweise läßt sich der oben beschriebene Decodiervorgang auf hochparallele Weise realisieren, wodurch die Decodierzeit verringert und somit die praktische Realisierung aufwendiger - und daher wirkungsvollerer - blockcodierter Verfahren und/oder höherer Eingangsdatenraten ermöglicht wird. Insbesondere können die 2D-Punktmetriken für jeden der N 2D-Punkte eines empfangenen 2N-dimensionalen Signals alle gleichzeitig berechnet werden, und das gilt auch für die 4D- und BD- Teilmengenmetriken. Darüberhinaus kann, sobald eine Anzahl von 2N-dimensionalen Signalen am Entschachtelerausgang zur Verfügung stehen, jedes dieser Signale unabhängig von den anderen parallel decodiert werden.
Man betrachte als nächstes den Fall von Codes, die tätsächlich Codewortwiederholung beinhalten, d.h. Codes II und IV. Der erste Schritt des Decodiervorgangs besteht darin, für jeden der N Signalpunkte eines empfangenen 2N-dimensionalen Signals eine "vorläufige" 2D- Punktmetrik entsprechend jedem Punkt der M-PSK-Konstellation zu berechnen. Danach werden für jeden Signalpunkt der M-PSK-Konstellation die entsprechenden vorläufigen 2D-Punktmetriken für die empfangenen Signalpunkte, die Wiederholungen voneinander sind, kombiniert. So sind beispielsweise im Fall des Codes II die Signalpunkte an den ersten und fünften Signalpunktstellen Wiederholungen voneinander, woran man sich von dem beispielhaften Codewort (0,1,1,2,0,1,1,2) her erinnern wird. Für den ersten empfangenen Signalpunkt werden vier vorläufige 2D- Punktmetriken für jeden der vier Signalpunkte 0, 1, 2 und 3 der 4-PSK-Konstellation berechnet. Dasselbe wird für den Signalpunkt an der fünften Signalpunktstelle durchgeführt. Die zwei vorläufigen 2D-Punktmetriken, die jedem Konstellationssignalpunkt entsprechen, werden dann zusammenaddiert. Die sich ergebende Summe ist eine "abschließende" 2D-Punktmetrik, die dann danach als die 2D-Punktmetrik in dem oben beschriebenen Decodiervorgang benutzt wird.
Mit dem obigen werden nur die Grundsätze der Erfindung erläutert. Obwohl die Erfindung hier grundsätz lich im Zusammenhang mit drahtlosen LAN beschrieben wird, ist sie beispielsweise gleichermaßen auf andere Übertragungsumgebungen anwendbar, bei denen Schwund und Störungen bedeutende Beeinträchtigungen sind.
Es sind andere Variationen möglich. Beispielsweise können verschiedene Werte der Parameter N, M, m, r, X, MDX, Q und K gewählt werden. Es wird jedoch darauf hingewiesen, daß es bei vielen Anwendungen eine Begrenzung der Anzahl unabhängig schwindender Sprungfrequenzen geben wird, die erreicht werden kann und der Wert von N sollte diesbezüglich ausgewählt werden. Darüberhinaus gibt es eine Anzahl von Realisierungsvorteilen, wenn der Wert M 4 ist, wobei sich diese Vorteile auf solche Sender/Empfängerfunktionen wie Filterung, Quantisierung, Decodiereraufwand usw. beziehen. Andererseits kann ein bestimmter Sollwert für die Bit-pro-Signalpunkt-Rate m besonders vorteilhaft erreicht werden, wenn M > 4 ist, z.B. 6 oder 8. Darüberhinaus können, obwohl die Erfindung mit der Verwendung bestimmter Blockcode dargestellt ist, andere Code - einschließlich beispielsweise von Trelliscoden und kombinierten Trellis-/Blockcoden - benutzt werden. Der bestimmte Code, der in einer bestimmten Anwendung angewandt wird, ist eine Funktion der besonderen Erfordernisse und Einschränkungen dieser Anwendung. Man bemerke insbesondere, daß, wenn gewünscht, praktisch jede Höhe eingebauter Diversity erreicht werden kann, indem man Codes mit drei- oder mehrfacher Wiederholung aufbaut.
Nach einer anderen Variation kann dem System Raumdiversity hinzugefügt werden, um noch größere Leistungsverbesserung zu erreichen. Insbesondere kann die Empfangsstation mit zwei oder mehr Empfangsantennen ausgestattet sein. Ein von einer zweiten Antenne empfangener Signalpunkt kann so behandelt werden, als wenn er ein wiederholter Signalpunkt im Code wäre, und kann daher als solcher verarbeitet werden. Die sich ergebende Gesamtheit vorläufiger 2D-Punktmetriken - die aus den mehrfachen Antennen und/oder wirklichen Signalpunktwiederholungen abgeleitet sind - können dann alle kombi niert werden, um die abschließende 2D-Metrik bereitzustellen.
Auch sind alternative Verfahren zur Kennzeichnung des möglichen Auftretens starker Störungen möglich. Zu einem möglichen derartigen Verfahren - ohne Verwendung von Störungserkennungs-Signalpunkten - kann eine gelegentliche gezielte Auslöschung im Sender der über eine bestimmte Sprungfrequenz übertragenen Signalpunkte codierter Daten gehören. Im allgemeinen wird dies nicht die Fehlerrate der übertragenen Daten beeinträchtigen; dies wird durch die eingebaute Diversity des Codes verhindert. Wenn jedoch der Empfänger auf dieser Frequenz Energie zu einer Zeit erkennt, wenn eine solche Auslöschung im Sender ausgeführt worden ist, kann im Empfänger angenommen werden, daß diese Energie durch Störung eingeführt wurde. Als andere Möglichkeit ist es vorstellbar, daß ein Fachmann einen Code und/oder ein Überwachungsverfahren des empfangenen Signalpunktes codierter Daten entwerfen könnte, der/das diese Kennzeichnung durchführen kann, ohne daß vom Sender irgendetwas besonderes getan wird.
Nach einer anderen Variation könnte die vom Modulator 21 durchgeführte Modulation, obwohl sie hier als M-PSK offenbart ist, als Alternative M-DPSK sein (d.h. M-fache Differenzphasenumtastung). Die letztere Modulationsart könnte in der Tat der bevorzugte Weg sein, wenn in einer bestimmten Anwendung eine genaue Trägerphasenwiedergewinnung schwierig ist.
Obwohl zudem für verschiedene Funktionsglieder wie beispielsweise den Verschachteler 16 und die Störungserkennungsfolgeneinfügeschaltung 19 bestimmte Schaltungskonstruktionen dargestellt oder impliziert sind, sind diese nur beispielhaft und dem Fachmann werden verschiedene alternative Konstruktionen zum Erreichen der gewünschten Funktionalitäten offenbar sein. In einer bestimmten derartigen alternativen Konstruktion kann das wie in Figur 2 gezeigt extern zum Decodierer bereitgestellte Löschungszeichen weggelassen werden und die intern auf dieses Zeichen reagierende Prüf-/Entfernungsschaltung kann die beeinflußten empfangenen Signalpunkte auf null rücksetzen.
In demselben Sinne kann man erkennen, daß, obwohl verschiedene diskrete Schaltungsglieder in den Figuren dargestellt sind, die verschiedenen Funktionen derselben ebenso gut durch einen oder mehrere entsprechend programmierte dedizierte oder Universalprozessoren durchgeführt werden könnten.
Es ist daher zu erkennen, daß vom Fachmann verschiedene Anordnungen entworfen werden können, die, obwohl sie hier nicht ausdrücklich gezeigt oder beschrieben sind, die Erfindung verkörpern.

Claims

1. Vorrichtung zur Verwendung in Umgebungen, in denen starke Störungen erwartet werden, mit auf einen Eingangsdatenstrom reagierenden Mitteln (13,16) zum Erzeugen einer Folge von diese Daten darstellenden Signalpunkten codierter Modulation, wobei die besagten Signalpunkte codierter Modulation aus einem Code mit eingebauter Diversity erzeugt werden,

Mitteln (19,21) zum Übertragen der Signalpunkte mit codierter Modulation zu einem Empfänger, wobei mindestens die Signalpunkte codierter Modulation, die die besagte Diversity bereitstellen, unter Verwendung eines Frequenzsprungverfahrens übertragen werden und wobei die besagten Übertragungsmittel dazu geeignet sind, die Signalpunkte codierter Modulation so zu übertragen, daß starke Störungen bewirken, daß ein Empfangssignal eine bestimmte Eigenschaft aufweist,

Mitteln zum (56) Erkennen von jeweiligen der vom Empfänger empfangenen Signalpunkte codierter Modulation, die wahrscheinlich starken Störungen unterworfen worden sind, durch das Erkennen der besagten bestimmten Eigenschaft im Empfangssignal, und

Mitteln (61) zum Durchführen von Decodierung mit weichen Entscheidungen als Reaktion auf die Empfangswerte der besagten jeweiligen der Signalpunkte codierter Modulation, außer den besagten erkannten der Signalpunkte codierter Modulation, die wahrscheinlich starken Störungen unterworfen worden sind, um Entscheidungen hinsichtlich der Werte der übertragenen Signalpunkte codierter Modulation zu treffen.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die besagten Übertragungsmittel Mittel (19) zum übertragen einer Mehrzahl von vorbestimmten Störungserkennungs-Signalpunkten zum Empfänger zusammen mit den besagten Signalpunkten codierter Modulation enthalten.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die besagten Erkennungsmittel zur Erzeugung eines Signals dienen, das das Vorhandensein der besagten starken Störungen als Funktion der Fehlerrate der empfangenen Störungskennungs- Signalpunkte anzeigt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die besagten Übertragungsmittel zur Übertragung, für jeden einer Mehrzahl von Blöcken der besagten Signalpunkte codierter Modulation, einer zugehörigen Mehrzahl von Störungserkennungs-Signalpunkten dienen, wobei die Signalpunkte der jeweiligen besagten Mehrzahl von Störungserkennungs- Signalpunkten nicht zeitlich zusammenhängend übertragen werden.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der besagte jeweilige Block von Signalpunkten codierter Modulation und seine zugehörige Mehrzahl von Störungserkennungs- Signalpunkten über eine bestimmte einzelne der besagten Frequenzen übertragen werden.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die besagten Erkennungsmittel Mittel zum Erzeugen eines Signals enthalten, das das Vorhandensein der besagten starken Störung in jedem besagten Block von Signalpunkten codierter Modulation als Funktion mit der Fehlerrate seiner zugehörigen empfangenen Störungserkennungs- Signalpunkte anzeigt.

7. Verfahren zur Verwendung in Umgebungen, in denen starke Störungen erwartet werden, mit folgenden Schritten:

Erzeugen einer Folge von einen Strom von Eingangsdaten darstellenden Signalpunkten codierter Modulation, wobei die besagten Signalpunkte codierter Modulation aus einem Code mit eingebauter Diversity erzeugt werden,

Übertragen der Signalpunkte codierter Modulation zu einem Empfänger, wobei mindestens die Signalpunkte codierter Modulation, die die besagte Diversity bereitstellen, unter Verwendung eines Frequenzsprungverfahrens übertragen werden, wobei die Signalpunkte codierter Modulation so übertragen werden, daß besagte starke Störungen bewirken, daß ein Empfangssignal eine bestimmte Eigenschaft aufweist,

Erkennen von jeweiligen der vom Empfänger empfangenen Signalpunkte codierter Modulation, die wahrscheinlich starken Störungen unterworfen worden sind, durch das Erkennen der besagten bestimmten Eigenschaft im Empfangssignal, und

Durchführen von Decodierung mit weichen Entscheidungen als Reaktion auf die Empfangswerte der besagten jeweiligen der Signalpunkte codierter Modulation, außer den besagten erkannten der Signalpunkte codierter Modulation, die wahrscheinlich starken Störungen unterworfen waren, um Entscheidungen hinsichtlich der Werte der übertragenen Signalpunkte codierter Modulation zu treffen.

8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei der besagte Übertragungsschritt den Schritt des Übertragens einer Mehrzahl vorbestimmter Störungserkennungs - Signalpunkte zum Empfänger zusammen mit den besagten Signalpunkten codierter Modulation enthält.

9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei der besagte Erkennungsschritt den Schritt des Erzeugens eines Signals enthält, das das Vorhandensein der besagten starken Störungen als Funktion der Fehlerrate der empfangenen Störungserkennungs-Signalpunkte anzeigt.

10. Verfahren nach Anspruch 7, wobei im besagten Übertragungsschritt für jeden einer Mehrzahl von Blöcken der besagten Signalpunkte codierter Modulation eine zugehörige Mehrzahl von Btörungserkennungs-Signalpunkten übertragen wird, wobei Signalpunkte jeder besagten Mehrzahl von Störungserkennungs-Signalpunkten nicht zeitlich zusammenhängend übertragen werden.

11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei jeder Block von Signalpunkten codierter Modulation und seine zugehörige Mehrzahl von Störungserkennungs-Signalpunkten über eine bestimmte einzelne der besagten Frequenzen übertragen werden.

12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei im besagten Erkennungsschritt ein das Vorhandensein der besagten starken Störungen in jedem besagten Block von Signalpunkten codierter Modulation anzeigendes Signal als Funktion der Fehlerrate seiner zugehörigen empfangenen Störungserkennungs-Signalpunkte erzeugt wird.