DE69736504T2

DE69736504T2 - Drahtloses Kommunikationssystem mit Zeit und Raum Schichtarchitektur unter Verwendung von Multi-Elementen Antennen

Info

Publication number: DE69736504T2
Application number: DE69736504T
Authority: DE
Inventors: Gerard Joseph South Amboy Foschini
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1996-07-01
Filing date: 1997-06-23
Publication date: 2007-01-18
Anticipated expiration: 2017-06-24
Also published as: JP4044500B2; EP0817401B1; KR980013075A; JP2008048433A; EP0817401A2; JP2004007842A; JPH1084324A; KR100626099B1; DE69736504D1; JP4272681B2; EP0817401A3; US6097771A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft drahtlose Kommunikationssysteme.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Die ultimative Bitrate, mit der ein digitales drahtloses Kommunikationssystem Daten übermitteln kann, kann unter Benutzung des gut bekannten Ansatzes von Shannon zur Informationstheorie (im Allgemeinen als Shannon-Grenze bezeichnet) ermittelt werden. Die ultimative Bitrate basiert auf einer Anzahl unterschiedlicher Parameter, nämlich (a) der insgesamt am Sender abgestrahlten Leistung, (b) der Anzahl von Antennenelementen auf jeder Stelle, Bandbreite, (c) der Rauschleistung an dem Empfänger, (d) den Kennlinien der Ausbreitungsumgebung, usw. Für die Funkübertragung in einer so genannten Rayleigh-Signalauslöschungsumgebung kann die ultimative Bitrate enorm sein, z.B. hunderte von Bit pro Sekunde pro Hz für ein System, das 30 Antennen sowohl am Sender als auch am Empfänger benutzt, und das ein mittleres Signal/Rausch-Verhältnis von 24 dB aufweist. Bisher näherten sich Systeme, die mit dem Ziel des Erreichens von hohen Bitraten gebaut wurden, nicht der ultimativen Bitrate von Shannon an. Die mit solchen Systemen assoziierten Bitraten lagen zumeist ein bis zwei Größenordnungen unterhalb der Shannon-Grenze. Der Hauptgrund dafür ist, dass Entwickler des Stands der Technik nicht die Probleme berücksichtigten, die gelöst werden mussten, um ein System zu erstellen, das mit einer Rate kommuniziert, die sich um einen wahrnehmbaren Anteil der Shannon-Grenze annähert.
Ein Versuch des Stands der Technik, die Rate zu verbessern, mit der drahtlose Systeme kommunizieren können, wurde beschrieben in der veröffentlichen internationalen Patentanmeldung WO 96/08908A namens Wireless Telephone Distribution System With Time and Space Diversity, ausgestellt am 21. März 1996 an R.D. Bolgiano, und erteilt an Interdigital Technology Corporation. Diese Anwendung offenbart ein drahtloses Kommunikationssystem, das Zeit- und Raumdiversität kombiniert, um die Signalauslöschung zu reduzieren. Ein Datenpaket, das digitalen Telefonverkehr trägt, wird zu drei verschiedenen Zeitpunkten von drei verschiedenen Antennen übertragen, und der Empfänger des Mobilteilnehmers empfängt dieses Paket zu drei verschiedenen Zeitpunkten von drei verschiedenen Antennen. Der Mobilempfänger benutzt das beste Datenpaket oder die beste Kombination von Datenpaketen, um die Auswirkungen der Signalauslöschung zu reduzieren. Das beschriebene System sieht vor, dass Zeitmultiplexsignale auf Raumdiversitätsantennen Code-(Spreizspektrum)-multiplexiert werden, um ein drahtloses Kommunikationssystem bereitzustellen.
Ein anderer Versuch des Stands der Technik, die drahtlose Kommunikation zu verbessern, ist beschrieben in der US-Patentschrift 5,329,548 namens Base Station for a Frequency Hopping TDMA Radio Communication System, ausgestellt am 12. Juli 1994 an L.U. Borg, erteilt an Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson. In dieser Beschreibung weist eine Basisstation für ein mobiles Frequenzsprung-TDMA-Funkkommunikationssystem wenigstens zwei Sendergruppen auf, wobei jede wenigstens einen Sender aufweist, der mit einzelnen Antennen in einer Antennengruppe einer Funkzelle verbunden ist. Das System weist Mittel zum gesteuerten Frequenzspringen in wenigstens einem TDMA-Kanal auf, derart, dass seine Signalfolgen auf verschiedene Antennen in der Antennengruppe verteilt werden.
Kurzdarstellung der Erfindung
Ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung sind in den unabhängigen Ansprüchen aufgeführt, auf die der Leser hiermit verwiesen wird. Bevorzugte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen aufgeführt.
Die relevante Technik der Funkübertragung und des Funkempfangs wird vorangebracht, indem die Probleme erkannt wurden, die gelöst werden müssen, um ein System zu erstellen, das sich der ultimativen Shannon-Bitrate annähert. Dies wird gemäß einem Aspekt der Erfindung erreicht, indem ein n-dimensionales System in n-eindimensionale Systeme gleicher Kapazität unterteilt wird, wenn die Übertragungs-(H-Matrix)-Kennlinien des Funkkanals dem Sender unbekannt sind. Genauer ausgedrückt, und gemäß den Grundgedanken der Erfindung, werden Signalkomponenten, die während jeweiliger Zeitspannen über mehrere Antennen empfangen werden, die einem drahtlosen Empfänger zugeordnet sind, zu jeweiligen Raum-Zeit-Verhältnissen geformt, wobei Raum jeweiligen Senderantennenelementen zugeordnet ist, und vorverarbeitet, so dass eine Zusammenstellung von Signalkomponenten mit demselben Raum-Zeit-Verhältnis einen Signalvektor bildet, so dass bestimmte decodierte Signalbeiträge von dem Signalvektor abgezogen werden können, während bestimmte nicht decodierte Beiträge aus dem Signalvektor ausgenullt werden können. Der resultierende Vektor wird dann an einen decodierten zum Decodieren bereitgestellt, um einen primitiven Datenstrom zu bilden.
Dieser und weitere Aspekte der Erfindung sind in der folgenden genauen Beschreibung und den Figuren beschrieben und dargestellt.
Kurze Beschreibung der Figuren
In den Figuren zeigt:
1 in Blockdiagrammform einen drahtlosen Sender und Empfänger, die die Grundgedanken der Erfindung verkörpern;
2 in einem genaueren Blockdiagramm den drahtlosen Empfänger aus 1;
3 ein Zeit-Raum-Verhältnis zwischen einer Anzahl von n-dimensionalen komplexen Signalvektoren, die am Empfänger aus 1 während eines jeweiligen Zeitintervalls empfangen werden können;
4 und 5 die Reihenfolge, in der eine Abfolge empfangener Signalvektoren vorverarbeitet wird;
6 in Form eines Flussdiagramms das Programm, das die Grundgedanken der Erfindung in dem System aus 1 implementiert; und
7 einen graphischen Vergleich verschiedener Kapazitäten in Bits pro Sekunde pro Hz, die gemäß den Grundgedanken der Erfindung erreicht werden können, mit ihren jeweiligen Shannon-Grenzen.
Genaue Beschreibung
Die folgende erläuternde Ausführungsform der Erfindung ist im Zusammenhang mit einer Punkt-zu-Punkt-Kommunikationsarchitektur beschrieben, die eine gleiche Anzahl von Antennenbündeln sowohl am Sender als auch am Empfänger benutzt. Außerdem ist, wie weiter unten deutlich werden wird, die Kapazität (oder Bandbreite), die durch Benutzung der erfindungsgemäßen Architektur erreicht werden kann, tatsächlich enorm. Sie kann sogar als zu hoch erscheinen (hinsichtlich der Anzahl von Bits/Zyklus), um bedeutungsvoll zu sein. Allerdings bewegt sich die erreichbare Kapazität im Bereich von n gleichen Kapazitäten untergeordneter Komponenten, eine für jede der Antennen an dem Empfänger (oder Sender). An einer unteren Grenze entspricht die Kapazität der erfindungsgemäßen Architektur derjenigen, die erreicht wird, wenn Multielement-Bündel benutzt werden, die eine gleiche Anzahl von Antennenelementen an beiden Enden der Verbindung, d.h. am Sender und am Empfänger, aufweisen.
Aus Gründen der Klarheit bei der Beschreibung der erfindungsgemäßen Architektur sind die verschiedenen Schreibweisen und Annahmen, auf die die Beschreibung Bezug nehmen wird, aus der Perspektive eines komplexen Basisbandes definiert, wobei die Übertragungsumgebung über einen festen Linearmatrixkanal mit additivem weißem Gaußschen Rauschen (AWGN) erfolgt. In diesem Fall ist Zeit als in diskreten Schritten fortlaufend definiert, so dass t = 0, 1, 2...
Insbesondere bezeichnen n_t und n_r die Anzahl der Antennenelemente in dem Multielement-Bündel (MEB) an dem Sender bzw. dem Empfänger. Das übertragene Signal ist als s_t dargestellt, wobei, für eine feste enge Bandbreite, die Gesamtleistung unabhängig von dem wert von n_t beschränkt sein kann. Die Rauschpegel an dem Empfänger sind durch den n_R-dimensionalen Vektor v(t) dargestellt, dessen Komponenten statistisch unabhängig sind. Sie könne auch identische Leistungspegel N aufweisen. Das empfangene Signal ist als r(t) dargestellt, so dass für ein empfangenes Signal von n_R Dimensionen eine komplexe Vektorkomponente für jede Empfängerantenne zu jedem Zeitpunkt vorgesehen ist. Für eine Senderantenne, die bei einem Leistungspegel P sendet, ist der gemittelte ausgegebene Leistungspegel einer Empfängerantenne als P dargestellt, wobei gemittelt sich auf das räumliche Mittel bezieht. Das mittlere Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) ist als ρ dargestellt, was P/N unabhängig von n_t entspricht. Die so genannte Kanalimpulsantwortmatrix ist als g(t) dargestellt, wobei die Matrix n_T und n_R Zeilen aufweist. Die normierte Form von g(t) ist als h(t) dargestellt, wobei die Normierung jedes Elements h(t) ein räumliches Mittel von Einheits-„Leistungsverlust" aufweist. Außerdem ist der Basisvektor, der den mit einem Signal operierenden Kanal beschreibt, wie folgt definiert: r = g*s + v (1)wobei * Faltung bedeutet. Die drei Vektoren g, s und v sind komplexe n_R-dimesionale Vektoren (d.h. 2 n_R reale Dimensionen). Da von einer engen Bandbreite ausgegangen wird, kann die Kanal-Fouriertransformation G als eine Matrixkonstante über die relevante Bandbreite definiert werden. Für diesen Fall kann also der Nicht-Nullwert der Kanalimpulsantwort als g dargestellt werden, was die Zeitabhängigkeit von g(t) unterdrückt. Die Zeitabhängigkeit kann ebenso für h und seine Fouriertransformation H unterdrückt werden. So kann Gleichung (1) in normierter Form wie folgt ausgedrückt werden: r = √ρ/n T × h × s + ν (2)
Es wird auch angenommen, dass ein Kanal z.B. als ein Rayleigh-Kanal modelliert ist, und dass die MEB-Elemente an jedem Ende der Kommunikationsverbindung durch etwa eine halbe Wellenlänge separiert sind. Beispielsweise beträgt bei 5 GHz eine halbe Wellenlänge etwa 3 cm. Vorteilhafterweise können dann der Sender und der Empfänger konfiguriert werden, um jeweils eine grobe Anzahl von Antennenelementen aufzuweisen. (Man beachte nebenbei, dass jede „Antenne" zwei Polarisierungszustände einnehmen kann.) Für eine Separation von einer halben Wellenlänge ist das Rayleigh-Modell für die r_Rxn_T-Matrix H, die den Kanal in der Frequenzdomäne darstellt, eine Matrix mit unabhängigen, identisch verteilten (u.i.v.) komplexen, Nullmittel-Einheitsvarianzeinträgen, wie durch den folgenden Ausdruck gezeigt: Hij = Normal(0,1√2) + √–1 × Normal(0,1√2) (3)wobei |H_ij|² eine χ²-Zufallsvariable mit zwei Freiheitsgraden ist, dargestellt als χ² ₂, aber normiert, so dass E |H_ij|² = 1.
Auf der Grundlage der vorangegangenen Ausführungen kann nun die Kapazität der erfindungsgemäßen Architektur definiert werden, beginnend mit einer so genannten Lange-Signalfolge-Perspektive, wobei „lange Signal folge" eine Signalfolge bezeichnet, die eine große Anzahl von Symbolen enthält. Die Dauer der Signalfolge wird als ausreichend kurz angenommen, dass der Kanal während einer Signalfolge unverändert bleibt.
Es wird außerdem angenommen, dass die Kennlinien des Kanals dem Sender unbekannt sind, aber von dem Empfänger ermittelt (verfolgt) werden können. Auch können sich solche Kennlinien von einer Signalfolge zur nächsten stark verändern. Der Begriff „unbekannt" soll bedeuten, dass die Realisierung von H während einer Signalfolge unbekannt ist, dass aber von dem Sender angenommen wird, dass er den Wert n_R kennt. Auch kann es sein, dass der Sender in der Praxis nicht den mittleren SNR-Wert kennt, doch wird hier angenommen, dass der Wert von ρ bekannt ist. Außerdem wird angenommen, dass wenigstens ein bestimmtes mittleres SNR verfügbar ist, wenn der Sender mit einem Nutzer kommuniziert, wobei der bekannte Wert von ρ als der Minimalwert für dieses SNR betrachtet werden kann.
Wie im Stand der Technik bekannt ist, kann ein Sender einen einzelnen Code benutzen, auch wenn der spezifische Wert der H-Matrix unbekannt ist. Unter diesen Umständen kann die Systemkapazität als eine Zufallsvariable betrachtet werden, deren Verteilung von einer Zusammenstellung statistisch unabhängiger Gaußscher n_Rxn_TH-Matrizes (d.h. dem zuvor genannten Rayleigh-Modell) hergeleitet wird. Für jede Realisierung von H ist das System AUS – was bedeutet, dass eine bestimmte Systemkapazität X nicht erfüllt werden kann – oder NICHT AUS – was bedeutet, dass die Systemkapazität erfüllt werden kann. Darüber hinaus muss beim Spezifizieren der Bitrate das Niveau des so genannten Ausfalls (d.h. wenn das zufällige H die Bitrate nicht unterstützt) ebenfalls berücksichtigt werden. Üblicherweise muss der wert des Ausfalls klein gehalten werden, z.B. 1 % bis 5 %, um sicherzustellen, dass die gewünschte Bitrate erfüllt werden kann. Der Wert eines Ausfalls (Wahrscheinlichkeit) kann mit Hilfe von MEBs wesentlich verbessert werden, wie im Folgenden gezeigt werden soll.
Wie ebenfalls im Stand der Technik bekannt ist, kann die Systemkapazität für den verallgemeinerten Fall von (n_T, n_R) wie folgt ausgedrückt werden: C = log2det [InR + (ρ/nT) × HH&] bps/Hz (4)wobei det Determinante bedeutet, I_nR die (n_T × n_R)-Identitätsmatrix ist und & transponiert konjugiert bedeutet.
In Anbetracht der vorangegangenen Ausführungen kann eine untere Grenze für die gewünschte Systemkapazität für den Fall (n, n) (d. h., n_T = n_R = n) wie folgt ausgedrückt werden:
Die rechte Seite von Gleichung (5) benutzt eine nicht standardgemäße Schreibweise, beispielsweise wird der Ausdruck χ² _2k benutzt, um eine chi²-Zufallsvariable mit 2k Freiheitsgraden darzustellen. Da die Einträge von H komplexe Gaußsche mit Nullmittel und Einheitsvarianz sind, ist das Mittel dieser Zufallsvariable k. wie im Folgenden gezeigt werden soll, wird die Grenze für bestimmte hohe Wert von ρ und n in einem bestimmten asymptotischen Sinn erzielt. Wie ebenfalls im Folgenden gezeigt werden soll, erreicht die Kapazität des erfindungsgemäßen Kommunikationssystems diese untere Grenze.
Eine erläuternde Ausführungsform der Erfindung soll nun im Zusammenhang mit einem System dargestellt werden, das sechs Antennen an einem Sender und eine gleiche Anzahl von Antenne am Empfänger aufweist. Allerdings versteht sich, dass diese Anzahl nicht als Beschränkung zu verstehen ist, da die beanspruchte Erfindung mit einer größeren (oder beliebigen) Anzahl von Antennen an dem Sender und dem Empfänger implementierbar ist, wie aus der folgenden Beschreibung hervorgehen wird.
In einem allgemeinen Fall kann ein Sender in einem drahtlosen Kommunikationssystem, der gemäß den Grundgedanken meiner Erfindung implementiert wird, wie z.B. der Sender aus 1, n Antennen aufweisen. Insbesondere demultiplexiert Demultiplexer 20 einen primitiven Datenstrom, der von einer Datenquelle 10 empfangen wird, in n Datenströme gleicher Rate, die an jeweilige Modulatoren/Codierer 30-1 bis 30-N bereitgestellt werden, die unabhängig ihren jeweiligen Datenstrom codieren und danach modulieren können. Beispielsweise wird ein erster Datenstrom an den Schicht-1-Modulator/Codierer 30-1 bereitgestellt, ein zweiter Datenstrom wird an den Schicht-2-Modulator/Codierer 30-2 bereitgestellt, usw. Jeder solche Strom kann mit Hilfe verschiedener Verfahren an dem jeweiligen Codierer 30 codiert werden. Eine solche Codierung ist nicht Teil der beanspruchten Erfindung und soll deshalb hier nicht erläutert werden. Der Vollständigkeit halber kann der Datenstrom jedoch unter Benutzung beispielsweise eines Blockcodes codiert werden. Sobald die Daten eines jeweiligen Stroms codiert und moduliert sind, werden sie an Kommutator 40 geleitet.
Genauer ausgedrückt zykliert Kommutator 40 Segmente des modulierten codierten Stroms, der von jeweils einem der Codierer 30i empfangen wird, an jede der Antennen 45-1 bis 45-n, damit sie an Empfänger 50 übertragen werden. Das heißt, ein Modulator/Codierer 30i, z.B. 30-1, ist seinerseits jeder der Antennen 45i zugeordnet. So wird die Zuordnung zwischen einem Bitstrom (d.h. Modulator/Codierer 30i) und einer Antenne 45-i regelmäßig zykliert. Die Dauer einer solchen Zuordnung beträgt τ Sekunden, so dass ein voller Zyklus n mal τ Sekunden dauert. Auf diese Weise wird der Ausgang von einem Mo dulator/Codierer 30-1, z.B. der Datenstrom, der über Weg 31-1 bereitgestellt wird, zuerst unter Benutzung von Antenne 40-1 während der ersten τ Sekunden übertragen, und der Datenstrom, der über Weg 31-1 während der zweiten τ Sekunden bereitgestellt wird, wird dann unter Benutzung von Antenne 40-2 übertragen, usw. Die n codierten Bitströme teilen auf diese Weise eine ausgeglichene Präsenz auf allen n Übertragungswegen an Empfänger 50, und deshalb ist keiner der einzelnen Bitströme fortlaufend dem schlechtesten der n Wege ausgesetzt. Die codierten Übertragungen werden dann von jeder der Antennen 55-1 bis 55-n empfangen und zur weiteren Verarbeitung an Empfänger 50 übermittelt.
Empfänger 50, 2, weist u. a. eine Bank üblicher RF-Empfängerabschnitte (nicht dargestellt) auf, die jeweils Schnittstellen zu Antennen 55i aufweisen. Er weist außerdem einen Vorverarbeiter 60, Decodierer 65 und Multipelxer 70 auf. Der Vorverarbeiter 60 empfängt die Signale als jeweilige Signalvektoren von den n Antennen 55-i, und nimmt eine Vorverarbeitung der empfangenen Signalvektoren vor, um Interferenzen zwischen den Signalkomponenten zu eliminieren, die die Vektoren bilden, indem (a) Ausnullierung und (b) Subtraktion zuvor erfasster Symbole benutzt wird, wie im Folgenden genau erläutert werden soll. Ein empfangener Vektor weist n komplexe Komponenten auf, die jeweils von den Antennen 55-1 bis 55-n empfangen werden. Der Decodierer 65 verarbeitet die vorverarbeiteten Signalvektoren weiter, um die n einzelnen Datenunterströme zu erfassen, und so die Symbole, die die codierten Unterströme darstellen. Der Decodierer 65 stellt dann die Symbole zum Speichern in Speicher 61 an Vorverarbeiter 60 bereit, so dass Interferenz von bereits erfassten Signalen von dem empfangenen Signalvektor subtrahiert werden kann. Multiplexer 70 multiplexiert dann die Unterströme, um den ursprünglichen Datenstrom zu bilden, der von Quelle 10 ausgegeben wurde.
Genauer ausgedrückt, kann angenommen werden, dass sowohl der Sender 25 als auch der Empfänger 50 jeweils sechs Antennen 45-1 bis 45-6 bzw. 55-1 bis 55-6 aufweisen. Auch kann angenommen werden, dass eine Trainingsphase, die es dem Empfänger 50 erlaubt, die Ausbreitungskennlinien zu bestimmen, die jedem Sender zugeordnet sind, bereits abgeschlossen ist. Diese Ausbreitungskennlinien sind durch eine n × n komplexe Matrix H dargestellt, wie im Folgenden genauer beschrieben werden soll. Während dieser Trainings-(Start)-Phase werden bekannte Signale von jeder der Antennen 45-1 bis 45-6 übertragen und am Empfänger verarbeitet, um genaue Schätzungen für die Einträge in der H-Matrix an dem Empfänger bereitzustellen. (Es ist zu beachten, dass der Sender diese Kanalkennlinien nicht kennen/bestimmen muss.)
Wie oben erwähnt, weist ein empfangener Vektor n komplexe Komponenten auf, die jeweils von Antennen 55-1 bis 55-n empfangen werden. Das heißt, eine Empfangsantenne, Antenne 55-1, empfängt eine Kombination aller n gesendeten Signale sowie zusätzliches Rauschen. Antenne 55-2 andererseits empfängt eine unterschiedliche Kombination von allen n gesendeten Signalen (sowie zusätzliches Rauschen), usw. 3 zeigt eine Anzahl n-dimensionaler komplexer Signalvektoren, die während einer jeweiligen Zeitspanne von τ Sekunden in Raum und Zeit empfangen wurden. Insbesondere stellt jeder Punkt in jedem der vertikalen Abschnitte 56-1 bis 56-6 (Kreise) eine Komponente eines komplexen Signalvektors für ein jeweiliges Zeitsegment während eines Intervalls von τ Sekunden dar. So wird ein unterschiedlicher Vektor, der sich aus sechs solchen Komponenten zusammensetzt, von Antennen 55-1 bis 55-6 für jedes der Segmente 57-1 bis 57-m empfangen, wobei m ≥ 1 ist.
Die Zeitsequenz, die benutzt wird, um eine Abfolge von Vektoren vorzuverarbeiten, die während einer Serie von τ Intervallen empfangen werden, ist in 4 gezeigt.
Insbesondere ist eine Sequenz von acht τ Intervallen (als Quadrate dargestellt) in 4 oben gezeigt. Jedes der Quadrate in der Sequenz stellt alle der sechsdimensionalen komplexen Vektoren (z.B. 3) dar, die während eines dieser Intervalle empfangen werden.
Die Zusammensetzung von Signalen (Vektoren), die während eines bestimmten τ Intervalls empfangen werden, wird dann sechs Mal repliziert, um eine Spalte aus Quadraten zu bilden, wie in 4 gezeigt. Beispielsweise werden die sechsdimensionalen Vektoren, die während des ersten τ Intervalls empfangen werden, sechs Mal repliziert (und bilden so Quadrate 4.1 bis 4.6), und jeweils Senderantennen 45-1 bis 45-6 (in der Figur jeweils als 1 bis 6 gekennzeichnet) zugeordnet. (Es ist zu beachten, dass der Stapel aus Quadraten, der in 4 dargestellt ist, nur zu Zwecken der Beschreibung der Vorverarbeitung der empfangenen Signale benutzt wird und nicht als Begrenzung der beanspruchten Erfindung zu verstehen ist.) Anschließend wird ein räumliches Element, nämlich eine Senderantenne, jedem Quadrat in dieser „Wand" aus Quadraten zugeordnet, wie in 4 durch die Bezugszeichen 1 bis 6 entlang der „Raum"-Ordinate gezeigt. Die Einteilung der Quadrate führt zu einer Einteilung der „Raum-Zeit". Es ist außerdem zu beachten, dass jeder Zeitintervall von τ eine beliebige Anzahl von Zeiteinheiten umspannen kann, und, wie bereits erwähnt, jedes räumliche Element einem jeweiligen Sendeelement 45i zugeordnet ist.
Die durchgezogenen Pfeile in 4 zeigen die Reihenfolge, in der eine Abfolge empfangener Vektoren vorverarbeitet wird, und die punktierten Pfeile zeigen die Sequenz einer solchen Vorverarbeitung, beginnend mit dem Quadrat in der unteren linken Ecke, nämlich Quadrat 4.1. Eine solche Vorverarbeitung schreitet dann nach oben zu Block 4.2 fort, und diagonal abwärts zu Quadrat/Block 4.7. Wenn die Vektoren, die dem letztgenann ten Quadrat zugeordnet sind, vorverarbeitet worden sind, schreitet der Prozess in der gezeigten Art und Weise nach oben fort, um die nächste Sequenz von Blöcken vorzuverarbeiten, beginnend mit dem Block 4.3 und dann schräg nach unten durch die Blöcke 4.8 und 4.9. Der Prozess schreitet dann entlang einer Abfolge von konsekutiven Raum-Zeit-Schichten (Diagonalen) fort und bewegt sich von links nach rechts, wie in 4 durch den dünnen gerichteten „Pfeil" dargestellt (der in Wirklichkeit eine geordnete Sequenz gerichteter Linien ist).
Das Ziel der Vorverarbeitung von Vektoren, die einem Quadrat zugeordnet sind, ist es, Interferenz zu vermeiden, die auftritt, indem Signalkomponenten einander störend beeinflussen. Eine solche Interferenz wird von einem Block von Signalvektoren eliminiert, indem die Interferenz entweder ausgenullt oder subtrahiert wird. Wie unten dargestellt, wird auf den höheren Ebenen/Quadraten in der diagonalen Schicht weniger Interferenz ausgenullt, da der Großteil der Interferenz als Ergebnis der Vorverarbeitung ausgenullt wird, die für diese Quadrate stattfindet. Wie im Folgenden erläutert werden soll, kann anstelle einer Ausnullierung das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) maximiert werden, wobei der Begriff „Rauschen" nicht nur additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN), sondern alle Interferenzen enthalten kann, die noch nicht aussubtrahiert wurden. (Im Folgenden nimmt ρ die Bedeutung SNR an, und stellt das räumliche Mittel von jeder der Empfängerantennen dar. Auch versteht sich, dass die abgestrahlte Leistung, für alle Senderantennen summiert, konstant gehalten wird, unabhängig von der Anzahl dieser Senderantennen.)
Im Folgenden ist die Vorverarbeitung der Signale durch 5 genauer dargestellt, wobei die Vorverarbeitungsschritte in der oben angegebenen Art und Weise entlang zusammengehöriger diagonaler Schichten fortschreiten, von denen eine durch die punktierte Linie dargestellt ist. In der Figur entspricht jeder der Buchstaben a, b, c, d, e und f einem jeweiligen Unterstrom codierter Information, und ist einem jeweiligen Senderantennenelement und Zeitintervall zugeordnet, wie oben erwähnt. Aus Gründen der Klarheit und Einfachheit beziehen sich die folgenden Erläuterungen auf die erste vollständige diagonale „a"-Schicht, die durch die gestrichelte diagonale Linie begrenzt ist. Es ist zu beachten, dass andere Schichten, einschließlich der Grenzschichten, d.h. solcher Schichten, wo eine vollständige Signalabfolge von codierten Daten beginnt oder endet und weniger als sechs Quadrate umfasst, ebenso bearbeitet wird. Beispielsweise werden die zwei Quadrate/Blöcke, die mit „b" bezeichnet sind, und die während der ersten zwei Zeitintervalle auftreten und jeweils der Senderantenne 45-1 bzw. 45-2 zugeordnet sind, in ähnlicher Weise vorverarbeitet wie die Diagonale von „a" Quadraten/Blöcken.
(Es ist zu beachten, dass die Schichten links und unterhalb der „a"-Schicht (der punktierten Linie aus 5) einen Teil der Trainingssitzung bilden können, die der Empfänger benutzt, um bestimmte Kennlinien zu bestimmen, die einem bestimmten Kanal zugeordnet sind. Zu diesen Kennlinien gehören die Elemente der zuvor genannten H-Matrix, und es können auch beispielsweise (a) Trägerfrequenz, (b) optimale Erfassungszeit, (c) die Dauer zwischen konsekutiv empfangenen Symbolen, usw. dazugehören.)
Insbesondere geht aus 5 hervor, dass die erste vollständige „a"-Schicht sechs Zeitintervalle mit jeweils einer Dauer τ umspannt, was als a_jτ(t) ausgedrückt werden kann, wobei (j = 1, 2, ...6), und wobei der tief gestellte Index anzeigt, wann ein Zeitintervall beginnt. Es wird angenommen, dass die codierten Symbole, die jeweils den diagonalen Schichten unter der diagonalen „a"-Schicht zugeordnet sind, durch die Prozesse der Vorverarbeitung und Decodierung erfolgreich erfasst wurden. Dagegen müssen die Symbole, die den Schichten zugeordnet sind, die über der „a"-Schicht angeordnet sind und die Vorverarbeitung der „a"-Schicht beeinflussen, müssen jedoch noch erfasst werden. Da diese Symbole noch nicht erfasst wurden und deshalb noch nicht aussubtrahiert worden sein können, wird ihr Effekt (ihre Interferenz) auf die „a"-Schicht dann ausgenullt. Es ist zu beachten, dass die Interferenz, die ausgenullt werden muss, für jeden der sechs Zeitintervalle verschieden sein wird, die der „a"-Schicht zugeordnet sind. Der Grund dafür ist einfach der, dass in jedem τ Intervall eine unterschiedliche Zahl von nicht erfassten Quadratschichten vorliegt.
Da die fünf Schichten unterhalb der „a"-Schicht, die in dem Zeitintervall angeordnet sind, der sich von τ zu 2τ erstreckt, bereits erfasst wurden, und die gesamte Interferenz von den Signalkomponenten, die von den Antennen gesendet wurden, die mit 1 bis 5 gekennzeichnet sind, aussubtrahiert wurde, gibt es keine Interferenz. Auf diese Weise liegt für den ersten „a"-Intervall effektiv eine sechsfache Diversität vor, d.h., dass sechs Signalkomponenten, die frei von Rauschinterferez sind, zur weiteren Verarbeitung optimal linear kombiniert sind. Während des nächsten Zeitintervalls von 2τ bis 3τ gibt es nur einen „Interferenten", der aus dem „a"-Schichtsignal ausgenullt werden muss, das der Senderantenne 45-5 zugeordnet ist, nämlich das darüber angeordnete „b"-Schichtsignal, da der Senderantenne 45-6 zugeordnet ist. Die Beiträge, die den anderen vier Senderantennen zugeordnet sind (45-1 bis 45-4) sind aussubtrahiert worden. Der Prozess des Ausnullens eines „Interferenten" reduziert die Anzahl der Dimensionen, die das empfangene Vektorsignal kennzeichnen, um eins. Ebenso reduziert das Ausnullen von zwei solchen Interferenten die Anzahl der Dimensionen, die das empfangene Vektorsignal kennzeichnen, um zwei, usw. Dieser Prozess wird für die Segmente der Block-„a"-Schicht wiederholt, die den verbleibenden Zeitintervallen bis 6τ zugeordnet sind. Für den nächsten Intervall (6τ bis 7τ) stören alle fünf Signale, die den Sendeantenne 45-2 bis 45-6 zugeordnet sind, und müssen deshalb aus dem „a"-Schichtsignal ausgenullt werden, das der Senderantenne 45-1 zugeordnet ist. Das durch das Vorverarbeiten der „a"-Schicht erzielte Ergebnis wird an Decodierer 65 weitergeleitet, der die empfangenen Symbole erzeugt, und also die Daten, die von diesen Symbolen dargestellt werden. Daraufhin nimmt der Empfänger 50 eine Vorverarbeitung der nächsten (folgenden) Schicht aus Quadraten („b"-Schicht) usw. in ähnlicher Weise vor, und leitet das Ergebnis an den Multiplexer 70 (2) weiter, der den primitiven Datenstrom aus den erfassten Unterströmen rekonstruiert.
Der genannte Prozess ist in Form eines Flussdiagramms in 6 dargestellt. Insbesondere geht der Prozess nach Eingabe in Block 600, welcher auf den Empfang gesendeter Signale von Sender 100 reagiert, zu Block 601 über, wo er die Werte initialisiert, die den drei Variablen λ, J und j zugeordnet sind. Die Variable λ wird benutzt, um die zuvor genannten Schichten zu indizieren, J wird benutzt, um die Startadresse der Schicht zu indizieren, und j wird benutzt, um eine Startzeit eines Quadrats/Blocks innerhalb einer bestimmten Schicht zu indizieren. Der Prozess geht dann zu Schritt 602 über, wo er aus dem Speicher die empfangenen Vektoren entlädt, die einem Quadrat entsprechen, das durch die Werte von j und τ indiziert sind, wobei τ die Zeitdauer eines Quadrats ist, wie oben erläutert. Der Prozess geht dann zu Schritt 603 über, wo er die Interferenz von zuvor erfassten Symbolen (falls vorhanden) von den Vektoren subtrahiert, die er aus dem Speicher in der oben erläuterten Weise entladen hat. Der Prozess (Schritt 604) nullt dann die Interferenz aus, die durch Symbole verursacht wird, die empfangen wurden, aber noch nicht erfasst wurden (d.h. undecodierte Symbole). (Es ist zu beachten, dass, wie oben erläutert, ein Ansatz des Typs maximales Signal/Rausch-Verhältnis anstelle des Ausnullens benutzt werden kann. Es ist auch zu beachten, dass die Reihenfolge der Schritte 603 und 604 umgekehrt werden kann.)
Anschließend bestimmt der Prozess (605), ob das Verarbeiten der aktuellen Schicht abgeschlossen ist. Wenn beispielsweise eine Schicht aus sechs Quadraten zusammengesetzt ist, überprüft der Prozess den Wert von j, um festzustellen, ob das Verarbeiten von sechs Quadraten abgeschlossen wurde, d.h. j entspricht J + 5. wenn nicht, erhöht der Prozess (Schritt 610) den Wert von j, um das nächste Quadrat zu verarbeiten, und kehrt zu Schritt 602 zurück. Wenn ja, initiiert der Prozess die Decodierung des vorverarbeiteten Signals innerhalb der aktuellen Schicht. Zusätzlich nimmt der Prozess eine Überprüfung vor (Schritt 606), um festzustellen, ob die Vorverarbeitung aller vorzuverarbeitenden Schichten abgeschlossen ist. Das heißt, der Prozess vergleicht den Wert von J mit einer Variable „Final", die die Startzeit der letzten Schicht markiert, die vorverarbeitet werden muss. Wenn nicht, erhöht der Prozess (Schritt 611) λ, um auf die nächste Quadratschicht hinzuweisen, die vorverarbeitet werden muss. Der Prozess (Schritt 609) stellt den Wert von J ein, um auf die Startzeit des ersten Quadrats (z.B. „a"-Quadrat 5.1, 5) in dieser Schicht hinzuweisen. Der Prozess stellt außerdem den Wert von j ein, um durch die Quadrate zu zylieren, die die Schicht bilden, die durch den neuen Wert von J identifiziert ist. Der Prozess kehrt dann zu Schritt 602 zurück, um mit dem Vorverarbeiten des ersten Quadrats in dieser Schicht zu beginnen.
Der durch Schritt 607 dargestellte Prozess decodiert die Inhalte der vorverarbeiteten Schicht, die von der Vorverarbeitungsstufe erhalten wurde, und speichert die decodierten Symbole im Speicher, damit sie von der Vorverarbeitungsfunktion (Schritt 603) benutzt werden können. Die decodierten Resultate werden auch einem Multiplexierungsprozess unterzogen (Schritt 608), der die decodierten Bits von einer Anzahl decodierter Schichten benutzt, um den zuvor erwähnten primitiven Datenstrom zu bilden (es ist zu beachten, dass Schritt 607 parallel zu der Vorverarbeitungsfunktion ablaufen kann). Es ist zu beachten, dass, wenn der Vergleich, der in Schritt 606 durchgeführt wird, wahr ist – was bedeutet, dass die finale (letzte) Schicht abgeschlossen ist – die Vorverarbeitung beendet wird, bis der nächste Signalstrom von Sender 100 empfangen wird.
Obwohl die oben beschriebene Schichtarchitektur zerbrechlich erscheinen mag, ist sie doch recht robust. Das heißt, das erfolgreiche Erfassen jeder Schicht hängt von dem erfolgreichen Erfassen der darunter liegenden Schichten ab, und jeder Fehler in einer Schicht außer der letzten wird dazu führen, dass das Erfassen aller folgenden Schichten misslingt. Allerdings zeigt die folgende quantitative Erläuterung, dass Zerbrechlichkeit im Allgemeinen kein signifikantes Problem ist, insbesondere, wenn riesige Kapazitäten verfügbar sind.
Ich habe erkannt, dass, da die beanspruchte Erfindung, wie oben erläutert und wie aus 7 deutlich werden wird, eine riesige Kapazität erzielt, diese Kapazität benutzt werden kann, um eine sehr geringe Wahrscheinlichkeit sicherzustellen, dass ein Fehler in einem System auftritt, das eine Signalabfolge-Datenübertragungsmodus anwendet. Die Zerbrechlichkeit der beanspruchten Erfindung stellt also kein Problem dar. Genau ausgedrückt, soll FEHLER den Fall bezeichnen, dass ein Paket (= lange Signalabfolge) aus einem beliebigen Grund wenigstens einen Fehler enthält. Wenn ein FEHLER-Vorfall auftritt, wird er in zwei entkoppelte Vorfälle FEHLER = FEHLER_nichtunterst ⋂ FEHLER_unterst unterteilt. Der Ausdruck FEHLER_nichtunterst bedeutet, dass die Kanalrealisierung schlicht die benötigte Bitfehlerrate (BFR) nicht unterstützt, auch wenn ein so genannter „Fla schengeist" verfügbar wäre, um die Empfängerverarbeitung zu verstärken, um die Interferenz aus allen darunter liegenden Schichten vollkommen zu entfernen. Der Ausdruck FEHLER_unterst bezeichnet die übrigen FEHLER-Vorfälle. Wenn der erwünschte Systemausfall 1 % und die Paketgröße (Nutzlast) 10.000 Bits beträgt, kann die BFR nicht größer als 10^–7 sein. Es kann jedoch eine niedrigere BFR erreicht werden, indem ein Teil der riesigen Übertragungskapazität benutzt wird, die von der vorliegenden Erfindung erzielt wird (d.h. überschüssige Kapazität), z.B. eine BFR, die wenigstens um eine Größenordnung niedriger liegt. Da 10⁴ mal 10^–8 = 10_unterst ^–4 ist, enthält etwa ein Paket in 10⁴ Paketen einen Fehler. Diese Anzahl von Bitfehlern kann überhöht werden, indem alle Bits in einem solchen Paket als fehlerhaft bezeichnet werden. Allerdings ist eine solche Übertreibung harmlos, da das Verbinden eines solchen Pakets mit Fehlern mit Ausfällen zu einer insignifikanten Wahrscheinlichkeit führt, verglichen mit der Wahrscheinlichkeit des Auftretens von FEHLER_nichtunterst. Außerdem bietet eine solche riesige Kapazität den Luxus, zu dem Schluss zu kommen, dass, wenn ein Fehler auftritt, das System als Ausfall betrachtet werden kann. Wenn umgekehrt kein Ausfall auftritt, stellt das System eine fehlerfreie Übertragung bereit.
Die Tatsache, dass die Kanalkapazitäten, die durch die beanspruchte Erfindung mit Hilfe der eindimensionalen Codierung/Decodierung von n-dimensionalen Signalen erzielt werden, kommt den zuvor genannten Shannon-Kapazitäten sehr nah und soll nun mit Hilfe der linearen Algebra und der Wahrscheinlichkeitstheorie demonstriert werden. Genau ausgedrückt, soll H._j mit 1 ≤ j ≤ n die n Spalten der H-Matrix bezeichnen, die von links nach rechts geordnet sind, so dass H = (H_.1, H_.2, .... H_.n). Für jedes k, so dass 1 ≤ k ≤ n + 1, bezeichnet H_.[k,n] den Vektorraum, der von den Spaltenvektoren H_.j umspannt wird, die k ≤ j ≤ n erfüllen. Da solche Spaltenvektoren nicht existieren, wenn k = n + 1, ist der Raum H_.[n+1,n] einfach der Nullraum.
Es ist zu beachten, dass die gemeinsame Dichte der Einträge von H eine sphärische symmetrische (komplexe) n²-dimensionale Gaußsche ist. In diesem Fall also, und mit einer Wahrscheinlichkeit eins, weist H_,[k,n] die Dimension n – k + 1 auf. Außerdem ist mit einer Wahrscheinlichkeit von eins der Raum von Vektoren, der zu H_.[k,n] senkrecht ist, und bezeichnet ist als H_.[k,n] k – 1-dimensional. Für j = 1, 2, ...n definieren wir η_j als die Projektion von H_.j auf den Unterraum H^⊥ _.[j+1,n]. Wie im Folgenden erläutert werden soll, ist mit der Wahrscheinlichkeit eins jedes η_j im Wesentlichen ein komplexer j-dimensionaler Vektor mit iid N(0, 1) Komponenten (η_n ist nur H_.n). Streng genommen ein η_j n-dimensionaler, aber η_j in einer orthonormalen Basis, wobei die ersten Basisvektoren diejenigen sind, die H^⊥ _.[j+1,n] umspannen, und die übrigen diejenigen, die H_.[j+1,n] umspannen. So sind die ersten j Komponenten von η_j iid-komplexe Gaußsche, während die übrigen Komponenten alle null sind. Mit einer Anordnung solcher Projektionen in der Reihenfolge η_n, η_n–1 ... η₁ wird deutlich, dass die Gesamtheit der n × (n + 1)/2 Nichtnull-Komponenten alle komplexe iid-Standard-Gaußsche sind. Daraus folgt, dass die geordnete Sequenz von Quadratlängen statistisch unabhängige chi²-Zufallsvariablen mit jeweils 2n, 2(n – 1), ... 2 Freiheitsgraden sind. Mit der von uns gewählten Normierung ist das Mittel der Quadratlänge η_j von j.
Unter Bezugnahme auf 5 ist zu beachten, dass an jedem der sechs Zeitintervalle für die „a"-Schicht eine unterschiedliche Anzahl von Interferenten ausgenullt werden muss. Für jedes der sechs Intervalle, die wir ausdrücken, ist die Kapazität eines entsprechenden hypothetischen Systems so, als ob die additive Interferenzsituation ständig anhalten würde. Bezüglich des ersten Zeitintervalls gibt es keine Interferenten, da die fünf darunter liegenden Schichten bereits erfasst wurden, und alle Interferenzen von den Signalkomponen ten, die von den mit 1 bis 5 bezeichneten Antennen übertragen wurden, bereits aussubtrahiert wurden. Aus diesem Grund liegt effektiv eine sechsfache Empfangsdiversität für das erste Zeitintervall vor. Wenn die Interferenz nie vorhanden ist, wäre die Kapazität C = log₂[1 + (ρ/6) × χ₁₂ ²] bps/Hz. Während des nächsten Intervalls gibt es einen Interferenten, da die anderen vier, d.h. die Signale von den mit 1 bis 4 bezeichneten Senderantenne, aussubtrahiert wurden. Für ein System, in dem diese Interferenzstufe vorherrscht, wäre die Kapazität C = log₂[1 + (ρ/6) × χ₁₀ ²] bps/Hz.
Der Prozess des Ausnullens von Interferenz führt zu einer Senkung des tief gestellten chi²-Index (mit χ₁₀ ² anstelle von χ₁₂ ²). Der Prozess wird wiederholt, bis schließlich das sechste Intervall erreicht ist. Hier stellen alle fünf Signale von den anderen Antennen eine Interferenz dar und müssen deshalb ausgenullt werden, um eine entsprechende Kapazität von C = log₂[1 + (ρ/6) × χ₂ ²] bps/Hz zu erreichen. Da die Signale, die von den sechs Senderelementen abgestrahlt werden, jeweils ein unterschiedliches H_.j multiplizieren, sind die sechs χ.² Zufallsvariablen aus dem oben genannten Grund statistisch voneinander unabhängig. Für ein System, das zwischen diesen sechs Zuständen zykliert, wobei in jedem dieselbe Menge Zeit τ verbracht wird, wäre die Kapazität
Wenn beispielsweise sechs solche Systeme parallel laufen würden, wobei in jedem System dieselbe Realisierung von χ_2k ² (k = 1, 2 ... 6) auftritt, wäre die Kapazität das Sechsfache der durch die zuvor genannte sechsfache Summe angegebenen Kapazität, oder
im Limit einer großen Anzahl von Symbolen in einer Schicht, da jede sechste Schicht eine „a"-Schicht ist (wie in 5 gezeigt). Die oben gezeigte Gleichung stellt so die Kapazität der Schichtarchitektur für ein System bereit, das sechs Senderantennenelemente und sechs Empfangsantennenelemente (6, 6) aufweist. Offensichtlich ist die Kapazität im Limit einer großen Anzahl von Symbolen für ein System (n, n) bereitgestellt durch:
Das Resultat der genannten Ableitungen ist in 7 dargestellt, die eine Systemkapazität zeigt, die der Anzahl von Antennenelementen an jeder Stelle entspricht. In 7 stellen die fett gedruckten Linien (z.B. 7a, 7b, 7c, 7d und 7e) die Shannon-Kapazität für unterschiedliche Signal/Rausch-Verhältnisse dar. Die dünnen Linien (z.B. 8a, 8b, 8c, 8d und 8e), die mit Hilfe der unmittelbar vorangehenden Gleichung erzeugt werden, zeigen die Kapazität, die von einem System erreicht werden kann, das meine erfindungsgemäße Raum-Zeit-Architektur und Ausnullierung anwendet (anstelle des Merkmals maximales Signal/Rausch-Verhältnis). Aus der Figur geht hervor, dass die berechneten Kapazitäten sich bei einem hohen Signal/Rausch-Verhältnis den Shannon-Kapazitäten annähern. Beispielsweise ergibt ein Vergleich zwischen den Kapazitätslinien 8b und 7b für ein mittleres Signal/Rausch-Verhältnis von 18 dB und n = 30. Die vorliegende Erfindung weist eine Kapazität von 135 bps/Hz auf, während die Shannon-Grenze eine Kapazität von 141 bps/Hz erreicht. Die Figur illustriert also die Tatsache, dass die beanspruchte Erfindung sich in vorteilhafter Weise den Shannon-Kapazitäten annähert (und dies unter Benutzung eindimensionaler Codierungs/Decodierungstechnologie tut). Eine Architektur, die die Variation maximales Signal/Rausch-Verhältnis benutzt (anstelle des Ausnullens), erzielt bessere Resultate; dies gilt insbesondere bei einem niedrigen Signal/Rausch-Verhältnis.
Die vorangegangenen Ausführungen sind lediglich als Erläuterung der Grundgedanken der Erfindung zu verstehen. Fachleute werden in der Lage sein, zu verschiedenen Anordnungen zu gelangen, die, obgleich sie hier nicht explizit gezeigt oder beschrieben sind, trotzdem diejenigen Grundgedanken verkörpern, die im Umfang der Erfindung liegen. Beispielsweise kann die erfindungsgemäße Architektur leicht auf so genannte „Strahlungskabel"-Anwendungen angewandt werden. Anders als übliche Strahlungskabel-Senderanlagen, wären die Senderanlagen MEBs, wie oben beschrieben. Auch kann eine parallele Verarbeitung benutzt werden, um die Vorverarbeitung und Decodierung der Vektoren zu verbessern. Ein System, das drei parallele Prozessoren benutzt, kann eine solche Verarbeitung um den Faktor drei weiter verstärken, indem eine diagonale Schicht, z.B. eine diagonale Schicht „a", in drei Unterschichten segmentiert wird. Die drei parallelen Prozessoren wären dann für das Verarbeiten der jeweiligen Unterschicht zuständig. Eine solche Verarbeitung würde sowohl das Vorverarbeiten als auch das Decodieren umfassen. Als ein anderes Beispiel, und wie oben erwähnt, kann das zuvor erwähnte Ausnullen durch gut bekannte Verfahren ersetzt werden, um das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) zu optimieren, wobei „Rauschen" nicht nur additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN), sondern alle Interferenzen umfasst, die noch nicht aus dem empfangenen Signalvektor aussubtrahiert wurden, der verarbeitet wird. Der Begriff „Signal" in SNR bezeichnet das Signal, das von der ge wünschten Antenne während einer bestimmten Vorverarbeitungsstufe gesendet wird. Es ist zu beachten, dass für den Fall, dass das SNR groß ist, z.B. 17 dB, das Ausnullen bevorzugt wird. Wenn das SNR jedoch klein ist, z.B. 3 dB, wird das Maximieren des SNR bevorzugt. Außerdem wird erwartet, dass die oben beschriebene Architektur vorzugsweise einen effizienten 1-D-Code beim Codieren der Bit-Unterströme benutzt. Ein effizienter 1-D-Code könnte beispielsweise ein Blockcode sein, der gut zu der Schichtstruktur passt, die oben erläutert wurde, wobei eine diagonale Schicht aus Quadraten einem codierten Block entspricht. Auf den ersten Blick kann ein Faltungscode als für die Schichtstruktur unakzeptabel erscheinen, doch ist dies nicht der Fall. Tatsächlich passen Faltungscodes gut zu einer parallelen Verarbeitungsarchitektur. Außerdem kann die Kombination aus paralleler Verarbeitung und Faltungscodes benutzt werden, um benachbarte Schichten zeitgleich zu decodieren, solange die erforderliche Bedingung der Entscheidungstiefe erfüllt wird. Das heißt, die Erfassungsprozesse der unterschiedlichen parallelen Prozessoren sollten zeitlich verschoben sein, so dass jede diagonale Schicht erst dann decodiert wird, wenn die Interferenzen, die für die jeweilige Decodierung benötigt werden, erfasst und aussubtrahiert worden sind.
Ein Vorteil, der durch das Benutzen von Faltungscode erzielt wird, ist, dass die regelmäßige Veränderung der Varianz des AWGN auf effektive Weise behandelt werden kann. Gehen wir beispielsweise davon aus, dass fünf Symbole pro Unterblock vorliegen, und dass der Sender 6 Antennen aufweist. Nehmen wir an, die Sequenz der Sendeantennen, die benutzt werden, um die Unterblöcke über eine Anzahl von konsekutiven Zeitintervallen zu übertragen, z.B. 30, ist 666665555544444333332222211111. In den meisten Fällen ist ein Symbol, das von Antenne 6 übertragen wird, der geringsten Menge von Interferenz ausgesetzt, und neigt so dazu, den geringsten Fehlerschutz zu benötigen.
Ein Symbol, das von Sender 5 übertragen wird, ist üblicherweise einer größeren Menge an Interferenz (einer Interferenz) ausgesetzt, und neigt so dazu, mehr Schutz zu benötigen, usw. Dementsprechend ist das Symbol, das von Sender 1 übertragen wird, der größten Menge an Interferenz ausgesetzt (fünf Interferenzen), und neigt deshalb dazu, den größten Fehlerschutz zu benötigen. Es ist zu beachten, dass der Begriff „neigen zu" benutzt wird, weil Rauschen, Interferenzstärke und Kanalrealisierung allesamt Zufallsvariablen sind.
Beim Decodieren von Faltungscodes kann die Erfassung von Symbolen erreicht werden, indem die Symbole, die die geringste Interferenz erfahren („Beschützersymbole"), z.B. die von Sender 6 übertragenen Symbole, mit den Symbolen gepaart werden, die die größte Menge an Interferenz erfahren („beschützte Symbole"), z.B. die von Sender 1 übertragenen Symbole. Beispielsweise könnte eine Verbesserung erzielt werden, indem die oben genannte Sendefrequenz permutiert würde in 616161616152525252524343434343. Das Codieren (Decodieren), das diese Sequenz erzielt, ist eine einfache Permutation (inverse Permutation) im Prozess der Codierung (Decodierung).

Claims

Empfängerschaltung, die Folgendes aufweist mehrere empfangende Antennenelemente (55-i) zum Empfangen von Signalen jeweils als Signalvektor, die von einem Sender (25) gesendet werden, wobei der Sender ebenfalls mehrere sendende Antennenelemente (45-i) aufweist, eine Signalvorverarbeitungsschaltung (60), eine Decodierungsschaltung (65), wobei die Signalvorverarbeitungsschaltung zum Verarbeiten jedes Signalvektors bedienbar ist, um von einem gegenwärtig verarbeiteten Signalvektor ein decodiertes Ergebnis zu subtrahieren, das von einem zuvor decodierten Signalvektor ermittelt wird, und um aus dem gegenwärtig verarbeiteten Signalvektor Elemente eines nicht verarbeiteten Signalvektors auszunullen, die nach dem gegenwärtig verarbeiteten Signalvektor empfangen wurden, wobei die Decodierungsschaltung bedienbar ist, um das Ergebnis zu decodieren, das durch die Vorverarbeitung des Signalvektors ermittelt wurde.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Signale, die von einem Sender (25) gesendet werden, Signalkomponenten aufweisen, die an den mehreren empfangenden Antennenelementen (55-i) empfangen werden, wobei jedes empfangende Antennenelement während einer jeweiligen Zeitspanne τ eine Folge von komplexen Signalen empfängt, wobei jedes der komplexen Signale aus n verschiedenen zufällig überlagerten Signalkomponenten aufgebaut ist, wobei n > 1 ist, wobei alle Signalkomponenten, die von allen empfangenden Antennen während eines jeweiligen Abschnitts der Zeitspannen empfangen werden, kollektiv einen der Signalvektoren bilden, wobei der Empfänger außerdem Folgendes aufweist, Mittel zum Ausbilden der Signalkomponenten, die während der Zeitspannen empfangen werden, in jeweilige Raum-und-Zeit-Verhältnisse, wobei der Raum jeweiligen Senderantennenelementen zugeordnet ist, wobei die Signalvorverarbeitungsschaltung Mittel zum Vorverarbeiten jeweils derjenigen Signalvektoren aufweist, die in jeweiligen Gruppen entlang einer Raum-Zeit-Diagonale angeordnet sind, wobei die Gruppen den jeweiligen Zeitspannen und den jeweiligen Senderantennenelementen zugeordnet sind.
Empfängerschaltung nach Anspruch 1, die außerdem Folgendes aufweist einen Speicher (61), wobei die Signalvektoren n-dimensional sind, und wobei die Vorverarbeitungsschaltung (60) bedienbar ist, um (a) aus dem Speicher einen der n-dimensionalen Vektoren zu entladen, der während eines jeweiligen Zeitintervalls empfangen wurde, und der einem jeweiligen sendenden Antennenelement zugeordnet ist, um (b) von dem entladenen n-dimensionalen Vektor erfasste Symbole zu subtrahieren, die als ein Ergebnis der Vorverarbeitung n-dimensionaler Vektoren ermittelt wurden, die anderen sendenden Antennenelementen zugeordnet sind und dem jeweiligen Zeitintervall zugeordnet sind, und um (c) aus den entladenen n-dimensionalen Vektoren Symbole auszunullen, die n- dimensionalen Vektoren zugeordnet sind, die noch nicht verarbeitet wurden, und wobei die Vorverarbeitungsschaltung Folgendes aufweist Mittel (60) zum Ausgeben des Ergebnisses der Vorverarbeitung, wenn das Vorverarbeiten einer Schicht von n-dimensionalen Vektoren, die den gegenwärtig verarbeiteten n-dimensionalen Vektor enthält, abgeschlossen ist, und zum Entladen aus dem Speicher, um einen nächsten n-dimensionalen Vektor vorzuverarbeiten, der in der Schicht enthalten ist.
Empfängerschaltung nach Anspruch 1, wobei jeder Signalvektor ein n-dimensionaler komplexer Signalvektor ist, wobei n der Zahl der sendenden Antennenelemente entspricht.
Empfängerschaltung nach Anspruch 4, wobei die Vorverarbeitungsschaltung Mittel aufweist, um jeden Signalvektor n-mal zu replizieren, der während eines vorbestimmten Zeitintervalls empfangen wird, und das replizierte Ergebnis in Zeit und Raum gemäß den sendenden Elementen anzuordnen, und um eine diagonale Schicht replizierter Ergebnisse zum Vorverarbeiten bereitzustellen, die n-dimensionalen Vektoren zugeordnet sind, die jeweiligen sendenden Elementen zugeordnet sind und während eines jeweiligen Zeitintervalls empfangen werden.
Empfängerschaltung nach Anspruch 5, wobei das Vorverarbeiten der diagonalen Schicht mit einem n-dimensionalen Signalvektor beginnt, der während des frühesten Zeitpunkts entlang der diagonalen Schicht empfangen wird, und mit dem Vorverarbeiten eines n-dimensionalen Signalvektors endet, der während des spätesten Zeitpunkts entlang der diagonalen Schicht empfangen wird.
Empfängerschaltung nach Anspruch 6, wobei das Vorverarbeiten mit einer nächsten, folgenden Schicht fortfährt, nachdem der n-dimensionale Signalvektor vorverarbeitet wurde, der während des spätesten Zeitpunkts entlang der diagonalen Schicht empfangen wurde, die gegenwärtig verarbeitet wird.
Empfänger nach Anspruch 1, der außerdem eine Multiplexschaltung (70) zum Multiplexen von Signalen aufweist, die von der Decodiererschaltung ausgegeben werden.
Empfängerschaltung, die Folgendes aufweist: mehrere Antennenelemente (55-i) zum Empfangen als jeweils n-dimensionale Signalvektoren von Signalen, die von einem Sender (25) gesendet werden, wobei der Sender auch n Sendeantennenelemente aufweist, wobei n > 1 ist, eine Signalvorverarbeitungsschaltung (60), eine Decodierungsschaltung (65), wobei die Signalvorverarbeitungsschaltung bedienbar ist, um jeden der n-dimensionalen Signalvektoren zu verarbeiten, um von einem n-dimensionalen Signalvektor, der gegenwärtig verarbeitet wird, ein decodiertes Ergebnis zu subtrahieren, das von einem zuvor decodierten Signalvektor ermittelt wird, und um das Signal/Rausch-Verhältnis des gegenwärtig verarbeiteten n-dimensionalen Signalvektors zu maximieren, wobei die Decodierungsschaltung bedienbar ist, um dann das Ergebnis, das durch das Vorverarbeiten jedes n-dimensionalen Signalvektors durch die Signalvorverarbeitungsschaltung ermittelt wird, zu decodieren.
Sender (25), der Folgendes aufweist: mehrere Antennenelemente (45-i), einen Kommutator (40), mehrere Modulator/Codierungsschaltungen (30-i), einen Demultiplexer (20) zum Demultiplexen eines Stroms von Daten, die von einer Quelle von Daten empfangen werden, in mehrere Unterströme von Daten, und zum Bereitstellen der Unterströme an jeweilige Unterströme der Modulator/Codierungsschaltungen, wobei jede Modulator/Codierungsschaltung die Daten codiert, die sie über die jeweiligen Unterströme empfängt, und die codierten Daten an den Kommutator weiterleitet, wobei der Kommutator jede der Modulator/Codierungsschaltungen wiederum jedem der mehreren Antennenelemente zuordnet, um die codierten Daten zu senden, die von den zugehörigen Modulator/Codierungsschaltungen empfangen werden.
Sender nach Anspruch 10, wobei die Zuordnung für eine vorbestimmte Zeitdauer erfolgt.