DE69937268T2 - Funkkommunikationssystem mit einer Raum-Zeit-Architektur unter Verwendung von Multielementantennen sowohl beim Sender als auch beim Empfänger - Google Patents

Funkkommunikationssystem mit einer Raum-Zeit-Architektur unter Verwendung von Multielementantennen sowohl beim Sender als auch beim Empfänger Download PDF

Info

Publication number
DE69937268T2
DE69937268T2 DE69937268T DE69937268T DE69937268T2 DE 69937268 T2 DE69937268 T2 DE 69937268T2 DE 69937268 T DE69937268 T DE 69937268T DE 69937268 T DE69937268 T DE 69937268T DE 69937268 T2 DE69937268 T2 DE 69937268T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
vector
transmitter
transmit
receiver
antennas
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE69937268T
Other languages
English (en)
Other versions
DE69937268D1 (de
Inventor
Gerard Joseph South Amboy Foschini
Glenn David Boulder GOLDEN
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nokia of America Corp
Original Assignee
Lucent Technologies Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Lucent Technologies Inc filed Critical Lucent Technologies Inc
Publication of DE69937268D1 publication Critical patent/DE69937268D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE69937268T2 publication Critical patent/DE69937268T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/204—Multiple access
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
    • H01Q3/2611—Means for null steering; Adaptive interference nulling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die Erfindung betrifft ein Funkkommunikationssystem, das sowohl beim Sender als auch beim Empfänger Multielementantennen (MEAs) einsetzt.
  • ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
  • Die Übertragungskapazität (die äußerste Bitrate) eines digitalen Funkkommunikationssystems beruht auf einer Anzahl von verschiedenen Parametern einschließlich (a) der gesamten ausgestrahlten Leistung am Sender, (b) der Anzahl der Antennenelemente beim Sender und beim Empfänger und der Bandbreite, (c) der Rauschleistung am Empfänger, (d) Eigenschaften der Ausbreitungsumgebung, usw. Für ein Funkkommunikationssystem, das sowohl beim Sender als auch beim Empfänger eine nennenswerte Anzahl von Antennen einsetzt und sogar ohne Codierung in einer sogenannten Rayleigh-Fading-Umgebung tätig ist, könnte die Bitrate sehr groß, z. B. 36 Bits pro Sekunde pro Hz mit einem annehmbaren Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) von 18 dB, sein. Bisher war es für ein Kommunikationssystem schwierig, Daten mit einem Bruchteil einer derartigen Rate auszutauschen. Der Hauptgrund dafür ist, dass sich der Stand der Technik der Probleme, die gelöst werden mussten, um ein System mit großer Bitrate zu bauen, nicht bewusst war.
  • EP-A-0 817 401 offenbart das Zerlegen eines n-dimensionalen Systems in n eindimensionale Systeme mit gleicher Kapazität, wenn die Übertragungs(H-Matrix)eigenschaften des Funkkanals dem Sender unbekannt sind. Genauer werden Signalkomponenten, die während jeweiliger Zeiträume über mehrere Antennen, die einem Funkempfänger zugehörig sind, empfangen werden, zu jeweiligen Raum- und Zeitbeziehungen ausgeformt, in denen der Raum mit jeweiligen Senderantennenelementen verbunden ist, und wiederum derart vorverarbeitet, dass eine Sammlung von Signalkomponenten, die die gleiche Raum/Zeit-Beziehung aufweisen, einen Signalvektor bildet, so dass bestimmte decodierte Signalbeiträge vom Signalvektor subtrahiert werden können, während bestimmte nichtdecodierte Beiträge aus dem Signalvektor ausgenullt werden können. Der sich ergebende Vektor wird dann zur Decodierung zu einem Decoder geliefert, um einen Grunddatenstrom zu erkennen.
  • EP-A-0 905 920 offenbart ein System mit mehreren Antennen, das aus einem tatsächlichen Kommunikationskanal virtuelle Subkanäle erzeugt, indem es Ausbreitungsinformationen verwendet, die den tatsächlichen Kommunikationskanal an einer ersten und einer zweiten Einheit kennzeichnen. Für Übertragungen von der ersten Einheit zur zweiten Einheit sendet die erste Einheit unter Verwendung mindestens eines Teils der Ausbreitungsinformationen ein virtuelles gesendetes Signal über mindestens eine Teilmenge der virtuellen Subkanäle. Die zweite Einheit gewinnt unter Verwendung mindestens eines anderen Teils der Ausbreitungsinformationen ein entsprechendes virtuelles empfangenes Signal aus dem gleichen Satz von virtuellen Subkanälen.
  • KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
  • Wir haben erkannt, dass ein Funkkommunikationssystem, das mit einer wesentlichen Bitrate sendet, nach einem Gesichtspunkt der Erfindung erzielt werden kann, indem ein m-dimensionales System in m eindimensionale Systeme (mit möglicherweise unterschiedlicher Kapazität) zerlegt wird, wenn die Übertragungs(H-Matrix)eigenschaften des Funkkanals dem Sender unbekannt sind. Genauer, und nach den Grundsätzen der Erfindung wird ein Burst von Signalvektoren aus unterschiedlichen Datensymbolen gebildet und dann durch einen Sender über eine Multielementantennenanordnung gesendet. Die gesendeten Vektorsymbole werden durch mehrere unterschiedliche Antennen, die einem Funkempfänger zugehörig sind, als Signalvektoren empfangen. Die Symbolkomponenten des gesendeten Vektorsymbols weisen eine (willkürliche) Reihenfolge auf, und der Empfänger bestimmt die beste Neuanordnung dieser gesendeten Komponenten und verarbeitet dann den empfangenen Vektor, um die neuangeordneten gesendeten Symbolkomponenten zu bestimmen. Diese Verarbeitung beginnt mit der niedrigsten (z. B. ersten) Ebene der neuangeordneten Komponenten, und löscht für jede derartige Ebene jegliche vorhandenen interferierenden Beiträge von niedrigeren Ebenen aus und nullt jegliche vorhandenen interferierenden Beiträge von höheren Ebenen aus.
  • Diese Empfängerverarbeitung beinhaltet nach einer Ausführungsform der Erfindung das Ausgleichen der schwächeren der empfangenen gesendeten Signalkomponenten, indem zuerst die Interferenzen von den stärkeren der empfangenen gesendeten Komponenten beseitigt werden und dann das Ergebnis verarbeitet wird, um die Bitentscheidungen zu bilden.
  • Diese und andere Gesichtspunkte der Erfindung können aus der folgenden ausführlichen Beschreibung, den beiliegenden Zeichnungen und den beiliegenden Ansprüchen erkannt werden.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • In den Zeichnungen
  • veranschaulicht 1 einen Funksender und einen Funkempfänger, die die Grundsätze der Erfindung verkörpern, in Form eines Blockdiagramms;
  • veranschaulicht 2 ein ausführlicheres Blockdiagramm des Funkempfängers von 1;
  • veranschaulicht 3 die neuangeordneten Sendekomponenten und die entsprechenden Entscheidungsstatistiken für einen der n-dimensionalen komplexen Signalvektoren eines empfangenen Bursts von K Vektoren;
  • veranschaulicht 4 die Weise, auf die eine derartige Verarbeitung erreicht wird, um interferierende Signale aus einem Signalvektor, der durch den Empfänger von 2 verarbeitet wird, zu beseitigen, graphisch;
  • veranschaulichen 5 und 6 das Programm, das diese Neuanordnung im Prozessor 60 von 2 ausführt, in Form eines Ablaufdiagramms; und
  • veranschaulichen 7 und 8 das Prozessorprogramm, das jedes empfangene Vektorsignal verarbeitet, um die entsprechenden Sendesymbole zu bestimmen, in Form eines Ablaufdiagramms.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
  • Die folgende erläuternde Ausführungsform der Erfindung wird im Kontext einer Punkt-zu-Punkt-Kommunikationsarchitektur beschrieben, die einen Sender mit einer Anordnung von k Antennenelementen und einen Empfänger mit einer Anordnung von n Antennenelementen einsetzt, wobei in einer erläuternden Ausführungsform der Erfindung k ≤ n ist und beide Werte > 1 sind. Zum Beispiel ist für Übertragungen mit 1,9 GHz k ≤ 16 und n = 16. Überdies ist, wie nachstehend ersichtlich werden wird, die Bitrate/Bandbreite im Sinne von Bits/Zyklus, die unter Verwendung der erfinderischen Architektur erreicht werden kann, tatsächlich hoch.
  • Zur Klarheit nimmt die ausführliche Beschreibung die folgenden Bedingungen an. Insbesondere wird angenommen, dass der Sender und der Empfänger, 1, sehr weit voneinander beabstandet sind, zum Beispiel 100 λ. Außerdem ist das Volumen dieser Sende- und Empfangsräume ausreichend, um eine oder mehrere Signaldekorrelationen unterzubringen. Außerdem können die Standorte des Senders und des Empfängers umgekehrt werden, und es würden immer noch mehrere Antennen am Empfänger verfügbar sein, um im Wesentlichen räumlich dekorrelierte elektromagnetische Feldabtastungen zu empfangen, die von elektromagnetischen Wellen ausgehen, welche durch den Sender abgesendet werden. Es wird angenommen, dass diese zufällig gefadete Matrixkanaleigenschaft dem Sender nicht bekannt ist, aber unter Verwendung bestimmter Kanalmessungen durch den Empfänger „erlernt" werden kann. Dieses Training kann zum Beispiel unter Verwendung von m Anwendungen einer Standard-n-fach-Empfangsdiversity, bei einer derartigen Anwendung pro Sendeantenne, erfolgen. Ein Beispiel für diesen Vorgang ist im Artikel mit dem Titel „Signal Acquisition and Tracking with Adaptive Arrays in the Digital Mobile Radio System IS-54 with Flat Fading" von J. H. Winters offenbart und in IEEE Transactions an Vehicular Technologe, November 1993 veröffentlicht.
  • Die folgende Beschreibung wird ebenfalls im Kontext von Burstmoduskommunikationen besprochen, wobei zeitliche Änderungen im Kanal als über die Dauer eines Bursts von Daten hinweg vernachlässigbar angesehen werden, und wobei sich die Eigenschaften (d. h., die Übertragungsumgebung) des Kanals von Burst zu Burst verändern kann. Deswegen wird die Kanalbitrate, die erreicht werden kann, als eine zufällige Variable behandelt. Zusammen mit (m, n) ist das räumliche durchschnittliche Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) ρ, wie es unter Verwendung eines „Sonden"antennenelements am Senderende und am Empfängerende der Übertragungsvolumina gemessen würde, ein Schlüsselsystemparameter. Die gesamte ausgestrahlte Leistung wird als beschränkt betrachtet, so dass zum Beispiel bei einer Erhöhung von m proportional weniger Leistung pro Sendeantenne vorhanden ist (es ist zu beachten, dass ρ in einer Rayleigh-Ausbreitungsumgebung von der Anzahl der Sendeantennen unabhängig ist).
  • Wie oben erwähnt wird die Übertragungsumgebung eines Kanals als zufällig angenommen, und wird die Zeit als diskret angenommen. Außerdem soll die folgende Bezeichnung angenommen werden: Das gesendete Signal wird als s(t) bezeichnet, und die gesamte Leistung wird ungeachtet des Werts von m (der Dimension von s(t)) auf Po (nachstehend definiert) beschränkt. Zur Einfachheit nimmt die folgende Besprechung an, dass die Bandbreite ausreichend schmal ist, so dass das Ansprechen des Kanals über das Kanalfrequenzband als flach betrachtet werden kann.
  • Das Rauschsignal am Empfänger ist als v(t) bezeichnet und ist ein komplexer n-D(dimensionaler) additiver weißer gaußscher Rausch(AWGN)vorgang mit statistisch unabhängigen Komponenten von identischer Leistung N (eine Komponente für jede der n Empfängerantennen).
  • Das empfangene Signal wird als r(t) bezeichnet, und an einem bestimmten Punkt in der Zeit beinhaltet ein empfangenes n-D-Signal eine komplexe Komponente pro Empfangsantenne. Falls es nur eine Sendeantenne gibt, strahlt der Sender eine Leistung Po aus, und wird die sich ergebende (räumliche) durchschnittliche Leistung am Ausgang einer beliebigen der empfangenden Antennen durch P bezeichnet.
  • Das räumliche durchschnittliche SNR ρ an jeder Empfängerantenne wird im Rayleigh-Ausbreitungsfall als gleich P/N und von m unabhängig betrachtet.
  • Die Dauer eines Bursts von Daten ist K Vektorsymbole, und es wird angenommen, dass sie der Anzahl von Intervallen („Ticks") eines diskreten Zeittakts, der in einem derartigen Burst auftritt, gleich ist.
  • Eine sogenannte Matrixkanalimpulsantwort g(t) weist m Spalten und n Zeilen auf. G(f) wird für die Fourier-Transformation von g(t) verwendet. Um mit der Schmal bandannahme im Einklang zu stehen, wird diese Matrix/Transformation als über das Band von Interesse hinweg konstant betrachtet, wobei die Bezeichnung G angibt, dass die Frequenzabhängigkeit unterdrückt ist. Daher ist g(t) außer für G(0) die Nullmatrix. Wie ersichtlich sein wird, kann es bequem sein, das Ansprechen des Matrixkanals in einer normalisierten Form h(t) darzustellen. Außerdem definiert die Gleichung P1/2·G = Po 1/2·H in Bezug auf G und für eine Matrix H die Beziehung zwischen G und H, was g(t) = (Po/P)1/2·h(t) bereitstellt.
  • Ferner können Ausführungen einer Form von H für eine ideale Rayleigh-Ausbreitungsumgebung so modelliert werden, dass die Einträge der m×n-Matrix das Ergebnis unabhängiger identisch verteilter komplexer gaußscher Variabler der Einheitsvarianz sind.
  • Mit dem obigen im Gedächtnis und unter Verwendung von „*", um eine Faltung zu bezeichnen, kann die grundlegende Vektorgleichung, die die Kanalumgebung beschreibt, welche ein gesendetes Signal beeinflusst, wie folgt dargestellt werden: r(t) = g(t)*s(t) + v(t) (1)
  • Die beiden Vektoren, die an der rechten Seite von Gleichung (1) addiert werden, sind komplexe n-D(dimensionale) Vektoren (d. h., 2n echte Dimensionen). Für die obige Schmalbandannahme kann Gleichung 1 durch Ersetzen der Faltung unter Verwendung eines Matrix-Vektor-Produkts wie folgt vereinfacht werden: r(t) = (Po/(P·m))1/2·h(t)·s(t) + v(t) (2)
  • Ein grobes Blockdiagramm, das eine verallgemeinerte Version eines Kommunikationssystems veranschaulicht, welches das durch Gleichung 2 beschriebene empfangene Vektorsignal verarbeitet, ist in 1 gezeigt. Im Besonderen liefert eine Quelle 50 ein m-dimensionales Signal zum Sendeprozessor 100, der dann ein m-dimensionales Symbol, das als Ergebnis von m Instanzen einer bestimmten Modulationstechnik, z. B. der Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM), erzeugt wird, wobei jede Symbolkomponente einer Gruppe von sequentiellen Bits entspricht, über gewählte der Antennen 110-1 bis 110-k sendet. In einer erläuternden Ausführungsform der Erfindung kann die Wahl der m Sendeantennen willkürlich sein. Doch die Wahl könnte sich als minderwertig herausstellen. Anstatt auf einer derartigen Wahl „sitzen zu bleiben", ist der Sendeprozessor 100 dazu eingerichtet, die Wahl der Antennen systematisch (oder zufällig) zu ändern, um zu vermeiden, dass für jegliches nennenswerte Zeitausmaß auf einer „minderwertigen" Wahl „sitzengeblieben wird" (es wird bemerkt, dass in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein sogenannter Rückkopplungskanal vom Empfänger 200 zum Sender 100 bereitgestellt ist. Die Auswahl der Senderantennen wird dann auf Basis von Informationen, die dem Sender 100 über den Rückkopplungskanal (in 1 gestrichelt dargestellt) vom Empfänger 200 bereitgestellt werden, etwas optimiert. Genauer kann der Sendeprozessor 100 dazu eingerichtet sein, die sequentielle Reihenfolge, in der Symbole erzeugt werden, anfänglich an die Reihenfolge der Antennen 110-1 bis 110-k anzupassen, wobei das erste dieser Symbole über die Antenne 110-1 gesendet wird, das zweite Symbol dann über die Antenne 110-2 gesendet wird, und so weiter. Wenn sich diese Wahl auf Basis der Empfängerrückkopplungsinformationen als minderwertig herausstellt, kann der Sendeprozessor 100 die Wahl ändern oder eine Teilmenge der Sendeantennen 110-1 verwenden, was alles einem Gesichtspunkt der Erfindung entspricht. Wenn der Sender zum Beispiel als Ergebnis einer derartigen Rückkopplung „lernt", dass die Umgebung des Kanals, über den die Antennen 110-k-1 und 110-k senden, (fehlender Satzteil), kann der Prozessor 100 nur eine Teilmenge der Antennen, z. B. 110-1 bis 110-k-2, verwenden und jene Antennen wählen, die möglicherweise zu dem wie durch den Rückkopplungskanal gemeldeten besten Empfang am Empfänger 200 führen).
  • Für das System von 1 können m unterschiedliche QAM-Signale als statistisch unabhängig betrachtet werden, sind aber im Übrigen identische Modulationen (obwohl unterschiedliche Modulationen zulässig sind). (Es ist zu beachten, dass jede der QAM-modulierten Komponenten eines empfangenen Vektors hierin auch als ein Nebenstrom bezeichnet werden wird). Außerdem kann q(t) zur Bequemlichkeit der Darlegung wie folgt definiert werden: q(t)Δ(Po/(P·m))1/2·s(t) (3)
  • Unter Verwendung von Gleichung (3) kann Gleichung (2) dann einfach als r(t) = h(t)·q(t) + v(t) (4)ausgedrückt werden.
  • Der empfangene Vektor r(t) wird verwendet, um die m QAM-Komponenten des Vektors q(t) zu schätzen, wobei n Komponenten des Signalvektors r(t) jeweils durch jede der Antennen 120-1 bis 120-n des Empfängers 200 empfangen werden. Die Verarbeitung der empfangenen Signale, um die gesendeten Symbole zu erkennen, ist das Problem, das der Empfänger 200 nach den Grundsätzen der Erfindung lösen muss. Die erkannten Symbole werden dann auf jeweilige Bitsequenzen abgebildet, um den ursprünglichen Bitstrom wiederherzustellen.
  • Es ist zu beachtet, dass die folgende Besprechung im Zusammenhang mit der Verarbeitung eines empfangenen Vektors zur Klarheit und zur Bequemlichkeit das Argument (t) unterdrückt. Daher wird zum Beispiel r(t) einfach als r, q(t) als q, usw. ausgedrückt werden.
  • Der Empfänger 200, 2, beinhaltet genauer unter anderem eine Bank von herkömmlichen HF-Empfängerabschnitten (nicht gezeigt), die jeweils mit Antennen 120-1 bis 120-n gekoppelt sind. Er beinhaltet auch einen Erkennungsprozessor 201, bestehend aus einem Vorprozessor (auch nur „Prozessor") 60, und einem Symbolprozessor 65, und einem Multiplexer 70. Der Vorprozessor 60 empfängt die Signale als jeweilige Signalvektoren von den n Antennen 120-1 bis 120-n und nimmt eine Vorverarbeitung jedes empfangenen Signalvektors vor, um Interferenzen zwischen den Signalkomponenten, die diesen Vektor bilden, zu beseitigen. Diese Verarbeitung beinhaltet ganz nach den Grundsätzen der Erfindung, und wie nachstehend ausführlich besprochen werden wird, (a) das Subtrahieren von Interferenzen, die von vorher erkannten gesendeten Symbolen stammen, vom verarbeiteten Vektor, (b) das Ausnullen von Interferenzen von anderen gesendeten Symbolen, die noch nicht verarbeitet und erkannt wurden, aus dem verarbeiteten Vektor, und (c) das Verwenden der stärkeren Elemente des empfangenen Signals, um die schwächeren Elemente auszugleichen (diese Vorgänge sind in 4 als Vorgänge 401 bis 407 veranschaulicht). Nach einem Gesichtspunkt der Erfindung wird dieser Ausgleich durch Bestimmen der besten Neuanordnung der gesendeten Komponenten für ihre Erkennung und dann Verarbeiten des empfangenen Vektors, um die neuangeordneten gesendeten Symbolkomponenten zu bestimmen, erreicht.
  • Die Neuanordnung der Sendekomponenten kann zum Beispiel erreicht werden, indem der Erkennungsprozess, der die gesendete Signalkomponente schätzen wird, die das größte SNR bietet, am unteren Ende des senkrechten Stapels (Ebene (1)) angeordnet wird, dann der Erkennungsprozess, der die gesendete Signalkomponente schätzen wird, die das nächstgrößte SNR der verbliebenden m-1 gesendeten Komponenten aufweist, als nächstes im senkrechten Stapel (Ebene (2)) angeordnet wird, und so weiter, wie nachstehend ausführlich besprochen werden wird (aus dem Obigen lässt sich verstehen, dass leicht eine alternative Stapelanordnung verwendet werden könnte).
  • Ein empfangener Vektor weist n komplexe Komponenten auf, die jeweils durch Antennen 120-1 bis 120-n empfangen werden. Der Prozessor 60 verarbeitet ferner die vorverarbeiteten Signalvektoren, um die m bildenden Datennebenströme zu erkennen. Der Symbolprozessor 65 verarbeitet die Symbole, um die Datennebenströme (hierin auch als „Bitentscheidungen" bezeichnet) zu bestimmen, die jeweils den Symbolen entsprechen. Der Symbolprozessor 65 speichert dann die „Entscheidungsbits" im Speicher 61, so dass die Entscheidungsbits verwendet werden können, um bei der weiteren Verarbeitung des empfangenen Signalvektors Interferenzen auszulöschen. Wenn alle Bits in einem gesendeten Vektor erkannt wurden, multiplexiert der Multiplexer 70 die Bits aus den verschiedenen Nebenströmen, um eine Schätzung des ursprünglichen Datenstroms, der durch die Quelle 50 (1) ausgegeben wurde, zu bilden.
  • Interferenzauslöschung
  • Im Folgenden soll angenommen werden, dass der Empfänger 200 einen Sendeburst von κ m-dimensionalen Sendevektoren, der durch die Umgebung des Kanals 125 beeinträchtigt wird, zuzüglich additivem Rauschen empfängt (es ist zu beachten, dass die folgende Besprechung im Kontext der Verarbeitung nur eines der empfangenen Vektoren gegeben wird. Es versteht sich natürlich auch, dass die Verarbeitung/Erkennung in der gleichen Weise jeden der empfangenen Vektoren betrifft). Jeder gesendete Vektor wird durch n Empfängerantennen empfangen, z. B. werden zwölfdimensionale Sendevektoren über 16 Antennen empfangen. Es ist auch zu berücksichtigen, dass die Entscheidungsstatistiken vom unteren Ende her, d. h., als Ebenen (1), (2), ... (m), gestapelt werden sollen, wie in 3 gezeigt ist, wobei der Vektor an der ersten (unteren) Ebene das größte SNR für die erste der gesendeten Komponenten, die erkannt werden wird, bietet. Für eine derartige Iteration der Vektorsignale soll angenommen werden, dass der Empfänger 200 die ersten i – 1 entscheidungsstatistischen Vektoren d⊔ für die Ebenen bis zu der in 3 als „nächste" bezeichneten Ebene zusammengesetzt hat, und dass die i – 1 Entscheidungen, die auf den Entscheidungsstatistiken für (1), (2), ... (i – 1) beruhen, fehlerfrei sind. Diese Entscheidungen können verwendet werden, um Interferenzen, die von den Komponenten von q stammen, welche bereits bestimmt wurden, auszulöschen. Es ist zu beachten, dass q(i), j = 1, 2, ... m die neuangeordneten Komponenten von q bezeichnet, die den Ebenen (1), (2), ... (m) entsprechen. Es ist auch zu beachten, dass es für die folgende Beschreibung nützlich ist, h vermittels seiner m n-D-Spalten auszudrücken, so dass (bei der Besprechung der Bildung der Entscheidungsstatistik zur Erkennung von q(i)) h = [h1, h2 ... Hm] ist.
  • Es ist auch zu beachten, dass das empfangene Signal r der wie folgt ausgedrückte n-D-Vektor ist: r = q1·h1 + q2·h2 + q3·h3 ... + qm·hm + v (5)ist.
  • Es ist zu beachten, dass jedes der m h(i) unter Verwendung von (5) als h1 definiert werden kann (wobei 1 ≤ 1 ≤ m ist). Aus (5) wird h(i) durch das mit dem tiefgestellten Index versehene h definiert, das q(i) in (5) multipliziert. Außerdem kann r wie folgt ausgedrückt werden: r = [q(1)·h(1) + q(2)·h(2) + ... + q(i-1)·h(i-1)] + q(i)·h(i) + [q(i+1)·h(i+1) + q(i+2)·h(i+2) + q(m)·h(m)] + v (6)
  • Es ist zu beachten dass angenommen wird, dass die erste Summe in Klammern [q(1)·h(1) + q(2)·h(2) + ... + q(i-1)·h(i-1)] nur richtig erkannte Signalkomponenten umfasst und von r subtrahiert wird, um den n-D-Vektor u[i] zu ergeben, der durch U[i] = [q(i)·h(i)] + [q(i+1)·h(i+1) + q(i+2)·h(i+2) + ... + q(m)h(m)] + v (7)definiert ist.
  • Daher löscht (subtrahiert) der Prozessor 60 bei der Verarbeitung des gleichen empfangenen Vektors r, der in 3 als "nächster" bezeichnet ist (d. h., der Stapelebene (8)), den Vektor [q(1)·h(1) + [q(2)·h(2)] + ... + q(7)·h(7)] als Ergebnis der bereits erfolgten Bestimmung/Erkennung des letzteren Vektors vom Vektor r. Der Prozessor 60 „nullt" dann die Interferenzen von gesendeten Signalkomponenten, die noch nicht erkannt wurden, d. h., die Interferenzen, die wie in 3 gezeigt von der Übertragung von q(9) bis q(12) stammen, aus dem verarbeiteten Vektor (z. B. dem Vektor von Ebene 8) aus.
  • Die Interferenzausnullung unter Verwendung räumlich angepasster Filter
  • Für die Komponenten (i + 1) (i + 2), ... (m) von q, die noch nicht bestimmt/erkannt wurden, kann u[i] orthogonal zum m-i-dimensionalen Raum projiziert werden, der durch h(i+1), h(i+2), ... h(m) überspannt wird. Das Ergebnis dieser Projektion wird hierin als v[i] bezeichnet. Der „interferenzausnullungsschritt" „befreit" den Erkennungsprozess für q(i) in gewissem Sinn von Interferenzen, die aus der gleichzeitigen Übertragung von q(i+1), q(i+2), ... q(m) stammen.
  • Als nächstes werden die Richtung und die Größe des räumlich angepassten Filtervektors d[i] betrachtet. Es ist zu beachten, dass q(i) jede Komponente von v[i] mul tipliziert, so dass der Vektor v[i] der Situation des Empfangs eines [n – (i – 1)]fachen diversityinterferenzfreien Signals im Vektor AWGN ähnlich ist. Die Entscheidungsstatistik für q(i) ist ausdrücklich das skalare Produkt <v[i], d[i]>, wobei die Rauschleistung des skalaren Produkts zu ∥d[i]∥2 proportional ist. Ein Standardergebnis um die optimale Empfangsdiversity kann verwendet werden, um das optimierte Signal-Rausch-Verhältnis SNR(i) darzustellen. Die sich ergebende Entscheidungsstatistik weist auch die Signalleistung auf, die zu ∥d[i]∥2 proportional ist. Es ist daher günstig, v [i] zu definieren, um den Vektor v[i] in der hypothetischen Situation zu bezeichnen, in der der Raum 125, 1, frei von additivem Rauschen ist. Das SNR(i) dieses Mediums ist optimiert, wenn d[i] ein beliebiges Vielfaches des Werts v [i] ist, was durch Anwenden der wohlbekannten Cauchy-Schwarz-Ungleichung auf das Signalleistungsglied im Zähler in einem Ausdruck für das SNR folgen würde. Tatsächlich besteht die beste aller Gelegenheiten zur räumlichen Filterung, wenn der Vektor, der in einem skalaren Produkt verwendet wird, um v[i] zu einer skalaren Entscheidungsstatistik zusammenfallen zu lassen, in der Richtung v [i] verläuft. Der Grund dafür ist, dass die obere Beschränkung des SNR nach Cauchy-Schwarz mit Gleichheit erreicht wird, wenn der zusammenfallende Vektor zu v [i] proportional ist. Es ist zu beachten, dass ∥v[i]∥2 multiplikativ sowohl im Zähler als auch im Nenner des optimalen SNR erscheint, weshalb das optimale SNR in Bezug auf ∥v[i]∥2 unveränderlich ist. Während d[i] die Richtung von v [i] aufweist, wird der Maßstab von d[i] einfach gemäß dem (willkürlichen) Maßstabsfaktor festgelegt, der für die Entscheidungsbereiche, die im letzten Stadium der QAM-Erkennung eingesetzt werden, verwendet wird (es ist zu beachten, dass die Prozesse des Auslöschens, des Ausnullens und des Ausgleichens wie oben erwähnt in 4 graphisch gezeigt sind).
  • Der Ausgleich
  • Der Prozessor 60 speichert die Signalvektoren beim Erhalt eines Bursts von Signalvektoren im Speicher 61. Wie dies herkömmlich erfolgt, kann der Burst Informationen enthalten, die der Empfänger 200 verwenden kann, um die Übertragungseigenschaften der Übertragungsumgebung 125 zu „erlernen" (1). Diese herkömmlichen Lern- (oder Trainings)informationen können, wie wohlbekannt ist, zum Beispiel entweder am Anfang (im Vorspann) oder am Mittelpunkt (im Zwischenspann) eines Bursts von Signalvektoren positioniert sein.
  • Nach dem Speichern der empfangenen Trainingsvektoren im Speicher bestimmt der Prozessor 60 dann die Stapelungsreihenfolge, in der die gesendeten Datensymbole erkannt werden sollten, als eine Funktion ihrer jeweiligen SNRs. Dies erfolgt, um die Wahrscheinlichkeit, dass bei der Verarbeitung eines Bursts von empfangenen Vektoren ein Erkennungsfehler gemacht wird, zu minimieren. Die Bestimmung beinhaltet das Bilden von räumlich angepassten Filtervektoren durch iteratives Bestimmen der Reihenfolge, in der die gesendeten Symbole in einem Vektorsymbol aus einem empfangenen Vektor erkannt werden. Es ist zu beachten, dass es das Ziel einer derartigen Neuanordnung ist, das Mindest-Signal-Rausch-Verhältnis des Erkennungsprozesses zu maximieren. Genauer stapelt der Prozessor 60 die m Entscheidungsstatistiken für die m Komponenten nach dem folgenden Kriterium: maximiere das Mindest[SNR(i), 1 ≤ i ≤ m] (8)
  • Der Grund dafür, dass dieses Kriterium dem Minimieren der Wahrscheinlichkeit eines Burstfehlers entspricht, ist, dass die Wahrscheinlichkeit, dass ein Burst mindestens einen Fehler enthält, in der Situation eines hohen SNR (d. h., der Situation eines hohen ρ) durch das q(i) dominiert werden könnte, das das geringste SNR(i) aufweist (wie nachstehend in Verbindung mit den Gleichungen (10) und (11) gezeigt werden wird.
  • Der Prozessor baut den Stapel unter Verwendung eines sogenannten „myoptischen" Optimierungsvorgangs auf, der sich als der durch Gleichung (8) ausgedrückte globale Optimierungsvorgang herausstellt – was bedeutet, dass der Prozessor 60 an der untersten Ebene des Stapels beginnt und iterativ bis zur m.ten Ebene voranschreitet, wobei er unter den Optionen stets die nächste Entscheidungsstatistik wählt, die das SNR für diese Ebene maximiert. Mit der myoptischen Optimierung muss der Prozessor 60 beim Füllen der Gesamtheit aller m Stapelebenen im Gegensatz zu einer gründlichen Bewertung von m! Stapeloptionen nur ~m2/2 Optionen berücksichtigen.
  • (Nebenbei bemerkt ist zu beachten, dass das verbesserte Ausgleichsmerkmal unter Verwendung einer verbesserten iterativen Lösung erreicht werden kann, die etwas mehr rechnerisch ist. Im Besonderen soll angenommen werden, dass der Prozessor 60 als nächstes zur i.ten Stapelebene voranschreitet. Sobald er die i.te Entscheidung trifft, soll angenommen werden, dass kein Fehler gemacht wurde. Für diesen Fall kann der Prozessor 60 dann die komplexe Zahl, die dem Konstellationspunkt entspricht, von der Entscheidungsstatistik subtrahieren. Dieser Prozess stellt dem Prozessor 60 den Wert des Rauschens bereit, das in der i.ten Entscheidungsstatistik enthalten war. Dieses Rauschen wird mit dem entsprechenden additiven Rauschen von Entscheidungsstatistiken, die sich weiter oben im Stapel befinden, korreliert. Folglich kann jedes additive Rauschglied in nachfolgenden Entscheidungsstatistiken reguliert werden, indem die konditionelle Erwartung dieses Rauschens, die an allen Beiträgen des angenommenen bekannten additiven Rauschens konditioniert ist, von Entscheidungsstatistiken, die sich weiter unten im Stapel befinden, subtrahiert wird).
  • Das Programm, das die oben beschriebene senkrechte Anordnung/Schichtung im Prozessor 60 von 2 durch führt, ist in 5 und 6 in Form eines Ablaufdiagramms gezeigt. Im Besonderen veranschaulicht 5 die Weise, auf die der optimale Entscheidungsstatistikvektor d[i] für jede von m Stapelebenen, i = 1, 2, 3, ... m, bestimmt wird. Wenn das Programm bei Block 500 beginnt, geht das Programm im Anschluss an die Speicherung eines empfangenen Bursts von Signalvektoren und die Verarbeitung der Trainingsinformationen zu Block 501 über, wo es eine Variable i auf einen Wert von 1 setzt und dann zu Block 502 übergeht. Der Prozessor 60 verarbeitet bei Block 502 die generischen Signalvektoren, um den räumlich angepassten Filtervektor zu identifizieren, der das größte SNR aller Kandidaten aufweist (wie oben besprochen wurde und nachstehen näher besprochen werden wird). Wenn der Prozessor 60 diesen Vektor identifiziert, skaliert er dann den Vektor (Block 503) bezüglich eines jeweiligen Skalierungswerts. Der Prozessor 60 speichert dann den skalierten Vektor im Speicher 61. Der Prozessor 60 verlässt dann das Programm (Block 505 und 506), wenn er bestimmt, dass er die Bildung und Anordnung (Stapelung) aller räumlich angepassten Filtervektoren abgeschlossen hat (d. h., i = m ist). Wenn er den Bildungs- und Anordnungsschritt nicht abgeschlossen hat, erhöht der Prozessor 60 i (Block 505 und 507) und kehrt zu Block 502 zurück, um herauszufinden, welcher der verbliebenden Kandidaten das größte SNR bietet, und stellt diesen Kandidaten als nächstes in den Stapel.
  • Eine erweiterte Ansicht von Block 502 ist in 6 gezeigt. Insbesondere soll angenommen werden, dass der Prozessor 60 die Kanalmatrix bereits im Speicher 61 gespeichert hat. Es soll auch angenommen werden, dass der Prozessor 60 die passenden Vektorkandidaten bereits in der bevorzugten Reihenfolge i – 1 gestapelt hat, und dass der Prozessor nun die verbleibenden (m – (i – 1)) Kandidatenvektoren bildet, um zu bestimmen, welcher dieser Kandidaten an der i.ten Ebene des Stapels eingefügt werden wird. Bei Block 601 bildet der Prozessor 60 eine generische lineare Kombination der i – 1 Vektoren, die sich an den unteren Ebenen im Stapel befinden (und die bereits im Stapel angeordnet wurden), und die Störer enthalten. Der Prozessor 60 subtrahiert (Block 603) diese Kombination von der generischen rauschfreien Vektorablesung (Block 602) aus dem Speicher 61, wodurch eine Darstellung des Vektors für die gesendeten Signalkomponenten, die noch nicht erkannt wurden, zurückbelassen wird. Der Prozessor initialisiert dann (Block 608) eine Variable j auf einen Wert von Eins, um sicherzustellen, dass er alle Vektorsignale verarbeiten wird. Für jeden Vektorkandidaten, z. B. den i.ten Kandidatenvektor, projiziert der Prozessor 60 (Block 605) diesen Vektor orthogonal von den (m – (i – 1) Vektorsignalen, die mit dem i.ten Kandidatenvektor interferieren, weg, um diese Störer aus dem Entscheidungsprozess zu beseitigen. Der sich ergebende Vektor sollte ein Vektor sein, der von Interferenzen von den anderen der empfangenen Vektorsignale frei ist. Der Prozessor 60 misst dann (Block 607) den Betrag (der dem Quadrat der Länge des Vektors in Bezug auf einen Ursprungspunkt, an dem jede der n Komponenten gleich Null ist, entspricht), um den Wert für diesen Betrag zu bestimmen. Der Wert des Betrags ist zum SNR für diese Entscheidungsstatistik proportional. Der Prozessor 60 bestimmt dann, ob das SNR das beste (größte) SNR für alle bisher verarbeiteten Kandidaten ist. Wenn dies der Fall ist, speichert der Prozessor 60 dann (Block 609) den räumlich angepassten Filtervektor, der dieses SNR aufweist, und seinen zugehörigen Betrag, an der i.ten Ebene des Stapels und geht dann zu Block 608 über, um die Verarbeitung der verbleibenden Kandidaten fortzusetzen. Wenn dies jedoch nicht der Fall ist, geht der Prozessor 60 direkt zu Block 608. Nach dem Speichern des gewählten Signalvektorkandidaten und seines Betrags im Speicher nimmt der Prozessor 60 dann eine Prüfung vor, um zu erkennen, ob dies geschehen ist. Wenn dies nicht der Fall ist, erhöht der Prozessor 60 j und geht zu Block 605 über, während er andernfalls zu Block 503, 5 605 über, während er andernfalls zu Block 503, 5 übergeht.
  • Demgemäß ordnet der Prozessor 60, der unter der Steuerung des obigen Programms tätig ist, dann die gesendeten Signalkomponenten zur Feststellung in einer optimalen Reihenfolge auf Basis ihrer jeweiligen SNRs an. Wie oben besprochen verwendet der Prozessor 60 dann jeden der gestapelten räumlich angepassten Filtervektoren, um eine Bitkombination/-entscheidung zu bestimmen, die ein verarbeitetes Bit am wahrscheinlichsten darstellt. Wie oben erwähnt ist der Vorgang zur Bestimmung eines Symbols in 4 veranschaulicht, und wird eine Besprechung dieses Vorgangs wiederholt, doch dies im Kontext von 7 und 8.
  • Im Besonderen ist das Programm, das die obigen Schritte 401, 402 und 403 des Ausnullens, des Auslöschens und des Anpassens, die in 4 veranschaulicht sind, im Prozessor 60 (und ein wenig im Prozessor 65) ausführt, in 7 und 8 in Form eines Ablaufdiagramms gezeigt. Beginnend mit 7 beginnt der Prozessor 60 diese Verarbeitung, indem er das Programm von 7 bei Block 700 beginnt. An diesem Punkt initialisiert (Block 701) der Prozessor eine Variable i auf einen Wert von 1 und verwendet er i, um auf eine entsprechende Ebene im Stapel zu zeigen. Für die folgende Beschreibung soll angenommen werden, dass der Prozessor 60 die i.te Ebene in diesem Stapel verarbeitet. Der Prozessor 60 verarbeitet (Block 702) die Vektorsignale (wie sie für die Vorgänge 401, 402 und 403 in 4 gezeigt sind), die an der i.ten Ebene im Stapel positioniert sind, um die Symbole q(i), die am wahrscheinlichsten durch den Signalvektor ausgedrückt werden, zu bestimmen. Der Prozessor 60 speichert die Bitentscheidungen, die q(1) entsprechen, im Speicher 61 und prüft dann (Block 703) den Wert von i, um zu erkennen, ob er m aufeinanderfolgende Verarbeitungen des empfangenen Vektorsignals r abgeschlossen hat. Wenn dies der Fall ist, verlässt der Prozessor 60 (Block 705) i, um auf die nächstfolgende Ebene im Stapel zu zeigen, und geht zu Block 702 über, um den empfangenen Signalvektor auf eine Weise, die dieser Ebene entspricht zu verarbeiten.
  • Eine erweiterte Version von Block 702 ist in 8 gezeigt. Im Besonderen liest der Prozessor 60 bei Block 801 das empfangene n-dimensionale Vektorsignal r(t) aus dem Speicher 61 und liest dann (Schritt 802) jene Signalvektorkomponenten, die bereits nach Block 702 verarbeitet/erkannt wurden, d. h., die Komponenten unter der i.ten Ebene im Stapel, aus dem Speicher 61. Dann löscht der Prozessor auf die oben besprochene Weise die i – 1 wiedergewonnenen Signalvektoren q(1)·h(1), q(2)·h(2), ..., q(i-1)·h(i-1) aus r und geht dann mit einem Signalvektor, der im Wesentlichen von Interferenzen von diesen i – 1 Vektoren frei ist, zu Block 803 über. Der Prozessor 60 projiziert dann den sich ergebenden Vektor von den Störern, die noch nicht erkannt wurden, weg. Das heißt, der Prozessor 60 liest den räumlichen Anpassungsvektor der bei Block 504 für die i.te Ebene des Stapels bestimmt wurde, aus dem Speicher. Der Prozessor (60 nimmt dann (in Zusammenarbeit mit dem Prozessor 65) das skalare Produkt des räumlichen Anpassungsvektors und das bei Block 803 erzeugte Ergebnis, um eine komplexe Zahl zu erzeugen.
  • Der Prozessor 65 (805) bestimmt dann, welche einer herkömmlichen Multipunkt-Signalkonstellation, z. B. eine Sechzehnpunkt-Signalkonstellation (wie für die Konstellation 404 in 4 gezeigt) am dichtesten an der komplexen Zahl liegt. Ein Beispiel für einen solchen Punkt ist in 4 gezeigt, in der der Punkt 405, der die komplexe Zahl darstellt, am dichtesten am Konstellationspunkt des Quadranten 406 liegt. Der Prozessor 65 (Block 806) speichert dann die Datenbitentscheidungen, die durch den identifizierten Konstellationspunkt dargestellt sind, im Speicher und gibt die Steuerung dann an den Prozessor 60 zurück. Der Prozessor 60 geht dann an den Prozessor 60 zurück. Der Prozessor 60 geht dann zu Block 703 über, um die nächste Ebene im Stapel zu verarbeiten.
  • Wenn der empfangene Signalvektor so verarbeitet wurde und alle Symbole erkannt wurden, wobei die entsprechenden Bitentscheidungen im Speicher gespeichert wurden, multiplexiert der Multiplexer 70 die Bitentscheidungen auf eine Ausgangsklemme.
  • Die Vorteile des Obigen können durch ein Beispiel auf Basis eines besonderen Satzes von Parametern erkannt werden, wobei, zum Beispiel, ρ = 18 dB ist und (m, 16) mit m ≤ 16 eingerichtet ist, und wobei der Sender 100 und der Empfänger 200 (1) Antennenanordnungen von bis zu 16 Antennen aufweisen können. Außerdem soll angenommen werden, dass 95% der Übertragungsbursts fehlerfrei sind (d. h., ein Ausfall von höchstens 5% besteht), und dass für den Raum 125 eine ideale Rayleigh-Ausbreitungsumgebung vorhanden ist. Ferner soll angenommen werden, dass jeder Burst neben Trainingsvektoren 100 Vektorsymbole enthält. Für die angenommenen Parameter und das 16×16-System beträgt die Shannon-Kapazität 79,1 bps/Hz (es ist zu beachten, dass „Shannon-Kapazität" ein wohlbekannter Begriff in der Technik ist).
  • Die Anzahl der Sendeantennen, m, und die Anzahl der Punkte in jeder der planaren Konstellationen, K, kann optimiert werden, um die Anzahl der bps/Hz zu maximieren. Die Anzahl der Konstellationspunkte im m-D(oder n-D)-Komplexraum kann wie folgt ausgedrückt werden: Anzahl der Konstellationspunkte = [Anzahl von 2-D-Konstellationspunkten][Anzahl der Nebenströme] = Km (9)
  • Der Optimierungsprozess umfasst das Durchführen des folgenden Vorgangs, um m = 1, 2, 3, ... 16 iterativ zu untersuchen. Für jeden dieser Fälle können bis zu dem fallsbeschränkung" von 5% verletzen würde, genau so viele Bits pro 2-D-Konstellation verwendet werden.
  • Die Gleichung für die Wahrscheinlichkeit mindestens eines Fehlers in einem Block mit K Vektorsymbolen ist nachstehend als Gleichung (10) gezeigt. Die Bewertung dieser Wahrscheinlichkeit erfordert, dass das SNR(i) für 1 ≤ i ≤ m ist. Monte-Carlo-erzeugte H-Ausführungen können verwendet werden, um Abtastungen der m SNRs zu erhalten. Für K-Punkt-QAM-Konstellationen lautet die Formel im großen ρ-Bereich
    Figure 00220001
    wobei Pb(.) die wohlbekannte Funktion für die Wahrscheinlichkeit eines Bitfehlers einer 2-D-Konstellation als eine Funktion des SNR, nämlich ph(SNR(i)) ≈ [K1/2 – 1)/(K1/2·log2K) × p–1/2·∫∞ aexp(–x2)dx (11)ist, wobei α = [(3·SNR(i))/(2·(K – 1))]1/2 ist.
  • Unter Verwendung der Gleichungen (9) und (10) und beginnend mit m = 1 kann das System von 1 K = 128 Punktkonstellationen oder entsprechend 7 bps/Hz unterstützen. Für m = 2 kann das System eine 32-Punkt-Planarkonstellation von 5 bps/Hz unterstützen. Für m = 7 kann das System 16 Punktkonstellationen von 4 bps/Hz unterstützen. Für m = 12 kann das System 3 bps/Hz unterstützen, was eine der höherdimensionalen Konstel lationen von 812 = 68.719.476.736 Punkten oder 36 bps/Hz ist.
  • Das Vorhergehende erläutert lediglich die Grundsätze der Erfindung. Fachleute werden fähig sein, zahlreiche Anordnungen zu ersinnen, die, obwohl sie hierin nicht ausdrücklich gezeigt oder beschrieben sind, dennoch jene Prinzipien verkörpern, die innerhalb des Umfangs der Erfindung liegen. Zum Beispiel könnte der Fachmann, anstatt eine konstante Bitfehlerrate und Ausfallswahrscheinlichkeit beizubehalten, eine konstante gesendete Leistung beibehalten und den relativen Vorzug der beiden Ansätze vermittels eines Unterschieds in der Ausfallswahrscheinlichkeit als Funktion der Rate ausdrücken. Als anderes Beispiel könnte der Fachmann die Bitfehlerrate und die Ausfallswahrscheinlichkeit für beide Systeme konstant halten und den relativen Vorzug vermittels der Senderleistung oder der Lebensdauer einer Batterie in einem tragbaren System ausdrücken.
  • Zusätzlich würden Fachleute aus dem Obigen erkennen, dass der Gedanke der Verwendung von mehr Sendeantennen als Sendefunkgeräten am Sender und des Wählens einer Teilmenge der Antennen, an denen gesendet werden soll, gleichermaßen auf den Empfänger angewendet werden könnte. In diesem Fall würden mehr Empfangsantennen als Empfangsfunkgeräte aufgestellt werden und würde eine Teilmenge der Empfangsantennen, an denen ein gesendetes Vektorsignal empfangen werden soll, gewählt werden.
  • Fachleute in der einschlägigen Technik würden aus dem Obigen auch erkennen, dass es in bestimmten Anwendungen der beanspruchten Erfindung erwünscht sein kann, nur eine Teilmenge der erfinderischen Merkmale zu verwenden. Zum Beispiel kann es erwünscht sein, nur das Ausnullen, aber nicht die Auslöschung und die Neuanordnung, oder andernfalls das Ausnullen und die Auslöschung, aber nicht das Anordnen zu verwenden.

Claims (16)

  1. Kommunikationssystem, umfassend einen Sender (100) mit k Antennen (110) und einen Empfänger (200) mit n Antennen (120), um Signale von diesem Sender (100) als n-dimensionale Empfangssignalvektoren zu empfangen, wobei n ≥ k, wobei jeder dieser Empfangssignalvektoren eine lineare Kombination von Symbolen vom Sender (100) und additives Rauschen einschließt, wobei dieses Kommunikationssystem dadurch gekennzeichnet ist, dass der Sender (100) auf den Empfang eines m-dimensionalen Sendesymbolvektors von einer Quelle (50) anspricht, wobei Komponenten des Sendesymbolvektors Quadratur-Amplitudenmodulationssymbole, d. h. QAM-Symbole, umfassen, der Sendesymbolvektor mithilfe einer vorbestimmten Modulationstechnik über m der k Antennen (110) gesendet wird, wobei k ≥ m > 1, und wobei der Empfänger (200) außerdem gekennzeichnet ist durch einen Erkennungsprozessor (201), der den n-dimensionalen Empfangssignalvektor verarbeitet, um eine Schätzung des m-dimensionalen Sendesymbolvektors zu formen, wobei der Erkennungsprozessor (201) außerdem umfasst einen Prozessor (60), um a) eine bevorzugte Permutation von Ganzzahlen 1, 2, ..., m zu bestimmen, die eine Reihenfolge definieren, in der die m Komponenten des Sendesymbolvektors geschätzt werden, und wobei die bevorzugte Permutation eine Funktion der Signal-Rausch-Verhältnisse der m Komponenten ist, und b) um dann in der Reihenfolge, die durch diese bevorzugte Permutation definiert wird, die i.te Komponente des Sendesymbolvektors zu bestimmen, indem die Beiträge, die auf Sendesymbolvektorkomponenten i + 1, i + 2, ..., m zurückzuführen sind, die noch nicht geschätzt wurden, aus dem Empfangssignalvektor ausgenullt werden, und Beiträge, die auf Sendesymbolvektorkomponenten 1, 2, ..., i-1 zurückzuführen sind, die bereits geschäzt wurden, aus dem Empfangssignalvektor gelöscht werden, wobei i das i.te Element der bevorzugten Permutation bezeichnet.
  2. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die Signale, die vom Empfänger empfangen werden, mindestens zum Teil Trainingsignale sind, und wobei der Erkennungsprozessor (201) angeordnet ist, um die empfangenen Trainingsignale, die die Signalausbreitungsumgebung kennzeichnen, wiederholt zu verarbeiten, um einen Satz von m räumlich angepassten Filtervektoren zu erzeugen, die das beste Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zur Erkennung der m Sendesymbole bieten.
  3. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die Reihenfolge zur Erkennung der m Sendesymbole das Minimum der m Signal-Rausch-Verhältnisse des Erkennungsprozesses maximiert.
  4. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die Wahl der Sendeantennen (110) vor dem Senden einer Gruppe von Sendevektorsymbolen zufällig geändert wird.
  5. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, außerdem umfassend einen Rückkopplungskanal vom Empfänger zum Sender, und wobei die Wahl der Sendeantennen (110) auf der Basis von Signalausbreitungsumgebungsinformation optimiert wird, die vom Empfänger (200) über den Rückkopplungskanal dem Sender (100) zugeführt wird.
  6. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, außerdem umfassend einen Rückkopplungskanal vom Empfänger (200) zum Sender (100), und wobei der Sender (100) Nebenströme eines demultiplexierten Stroms von Symbolen, die von einer Quelle (50) zugeführt werden, über jeweilige aus einem vorbestimmten Satz von Sendeantennen (110) sendet, und die Auswahl von Antennen, die den Antennensatz bilden, auf der Basis der Signalausbreitungsumgebungsinformation ändert, die vom Empfänger (200) über den Rückkopplungskanal zugeführt wird.
  7. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, außerdem umfassend einen Rückkopplungskanal vom Empfänger (200) zum Sender (100), und wobei der Sender (100) ein Vektorsymbol über eine Teilmenge der k Sendeantennen (110) sendet, wobei die Teilmenge auf der Basis der Signalausbreitungsumgebungsinformation gewählt wird, die vom Empfänger (200) über einen Rückkopplungskanal zugeführt wird.
  8. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei der Empfänger (200) eine beliebige Zahl von Empfangsantennen (120) aufweist, die größer als n ist, und wobei die n Antennen, die benutzt werden, um Signale vom Sender (100) als n-dimensionale Empfangssignalvektoren zu empfangen, eine Teilmenge der beliebigen Zahl von Empfangsantennen (120) sind.
  9. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die Geschwindigkeit, mit der Symbole am Empfänger (200) richtig empfangen werden können, proportional zur Zahl der Sendeantennen (110), die zum Senden der Symbole benutzt werden, und logarithmisch zum Sendeleistungspegel ist, sodass der Leistungspegel, bei dem Symbole am Sender (100) gesendet werden können, wesentlich verringert werden kann, indem die Zahl der Sendeantennen (110) um eine relativ kleine Zahl erhöht wird.
  10. Funksender für ein Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 1–9, umfassend eine Quelle (50) eines Symbolstroms, eine Vielzahl von Sendeantennen (110), und gekennzeichnet durch einen Sendeprozessor (100), der den Symbolstrom zu m Symbolnebenströmen demultiplexiert und dann jeden Symbolnebenstrom mithilfe einer vorbestimmten Modulationstechnik über eine gewählte der Sendeantennen (110) sendet.
  11. Sender nach Anspruch 10, wobei die Vielzahl von Sendeantennen (110) größer ist als m Antennen, wobei m > 1, und wobei die Wahl der m Sendeantennen (110), die zum Senden der m Symbolnebenströme benutzt werden, beliebig ist.
  12. Sender nach Anspruch 10, wobei die Wahl der Sendeantennen (110) vor der Übertragung einer Symbolgruppe zufällig geändert wird.
  13. Sender nach Anspruch 10, außerdem umfassend einen Rückkopplungskanal von einem Empfänger der gesendeten Symbole zum Sender, und wobei der Sender ein Vektorsymbol über eine Teilmenge der Vielzahl von Sendeantennen (110) sendet, wobei die Teilmenge auf der Basis der Signalausbreitungsumgebungsinformation gewählt wird, die vom Empfänger (200) über den Rückkopplungskanal empfangen wird.
  14. Funkempfänger für ein Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 1–9, umfassend eine Vielzahl von Empfangsantennen (120), um jeweils eine Vielzahl von n Signalkomponenten zu empfangen, die einen Empfangssignalvektor formen, wobei n > 1, und gekennzeichnet durch einen Prozessor (60), der einen Empfangssignal vektor mit anderen Empfangssignalvektoren, die einen Burst von Signalvektoren formen, in einem Speicher (61) speichert, und einen Erkennungsprozessor (201), der die gespeicherten Empfangssignalvektoren verarbeitet, um Komponenten eines Sendesignalvektors in einer Reihenfolge zu bestimmen, die als eine Funktion jeweiliger Signal-Rausch-Verhältnisse bestimmt wurden, die für besondere Entscheidungsstatistiken bestimmt wurden, sodass a) Interferenzen, die von Sendesymbolvektorkomponenten stammen, die bereits verarbeitet wurden, aus einem gerade verarbeiteten Signalvektor gelöscht werden, b) Interferenzen, die von Sendesymbolvektorkomponenten stammen, die noch nicht verarbeitet wurden, aus dem gerade verarbeiteten Signalvektor ausgenullt werden, indem der Signalvektor orthogonal zu einem Raum projiziert wird, der von der letzteren Interferenz eingenommen wurde, und der projizierte Signalvektor dann einer vorbestimmten Demodulationstechnik entsprechend verarbeitet wird, um die Komponenten des Sendesymbolvektors zu identifizieren.
  15. Empfänger nach Anspruch 14, wobei der Erkennungsprozessor (201) das wiederholte Verarbeiten von Daten einschließt, die die Übertragungsumgebung kennzeichnen, um einen Satz von m räumlich angepassten Filtervektoren zu erzeugen, die das beste Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zur Erkennung der Komponenten des Sendesymbolvektors bieten.
  16. Empfänger nach Anspruch 14, wobei die Reihenfolge der Erkennung der Komponenten des Sendesymbolvektors darin besteht, das minimale Signal-Rausch-Verhältnis des Erkennungsprozesses zu maximieren.
DE69937268T 1998-04-15 1999-04-07 Funkkommunikationssystem mit einer Raum-Zeit-Architektur unter Verwendung von Multielementantennen sowohl beim Sender als auch beim Empfänger Expired - Lifetime DE69937268T2 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US60657 1998-04-15
US09/060,657 US6317466B1 (en) 1998-04-15 1998-04-15 Wireless communications system having a space-time architecture employing multi-element antennas at both the transmitter and receiver

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE69937268D1 DE69937268D1 (de) 2007-11-22
DE69937268T2 true DE69937268T2 (de) 2008-07-03

Family

ID=22030957

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE69937268T Expired - Lifetime DE69937268T2 (de) 1998-04-15 1999-04-07 Funkkommunikationssystem mit einer Raum-Zeit-Architektur unter Verwendung von Multielementantennen sowohl beim Sender als auch beim Empfänger

Country Status (5)

Country Link
US (2) US6317466B1 (de)
EP (1) EP0951091B1 (de)
JP (1) JP3929639B2 (de)
KR (1) KR100607834B1 (de)
DE (1) DE69937268T2 (de)

Families Citing this family (151)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6185258B1 (en) 1997-09-16 2001-02-06 At&T Wireless Services Inc. Transmitter diversity technique for wireless communications
JP3660361B2 (ja) * 1997-10-31 2005-06-15 エイ ティ アンド ティ ワイヤレス サービス インコーポレイテッド 無線機器のための連結された空間符号の簡単な最尤検出
US6188736B1 (en) 1997-12-23 2001-02-13 At&T Wireless Svcs. Inc. Near-optimal low-complexity decoding of space-time codes for fixed wireless applications
US6459740B1 (en) 1998-09-17 2002-10-01 At&T Wireless Services, Inc. Maximum ratio transmission
US7076228B1 (en) 1999-11-10 2006-07-11 Rilling Kenneth F Interference reduction for multiple signals
US6128330A (en) 1998-11-24 2000-10-03 Linex Technology, Inc. Efficient shadow reduction antenna system for spread spectrum
US6067290A (en) 1999-07-30 2000-05-23 Gigabit Wireless, Inc. Spatial multiplexing in a cellular network
US6757265B1 (en) * 1999-07-30 2004-06-29 Iospan Wireless, Inc. Subscriber unit in a hybrid link incorporating spatial multiplexing
WO2001010156A1 (en) 1999-07-30 2001-02-08 Iospan Wireless, Inc. Spatial multiplexing in a cellular network
US6922445B1 (en) 1999-12-15 2005-07-26 Intel Corporation Method and system for mode adaptation in wireless communication
US6298092B1 (en) 1999-12-15 2001-10-02 Iospan Wireless, Inc. Methods of controlling communication parameters of wireless systems
US6351499B1 (en) 1999-12-15 2002-02-26 Iospan Wireless, Inc. Method and wireless systems using multiple antennas and adaptive control for maximizing a communication parameter
US6804312B1 (en) * 2000-01-11 2004-10-12 At&T Corp. Methods and systems for spatial processing
US6888809B1 (en) * 2000-01-13 2005-05-03 Lucent Technologies Inc. Space-time processing for multiple-input, multiple-output, wireless systems
US7477703B2 (en) * 2000-02-22 2009-01-13 Nokia Mobile Phones, Limited Method and radio system for digital signal transmission using complex space-time codes
US6865237B1 (en) 2000-02-22 2005-03-08 Nokia Mobile Phones Limited Method and system for digital signal transmission
US6542556B1 (en) 2000-03-31 2003-04-01 Nokia Mobile Phones Ltd. Space-time code for multiple antenna transmission
GB2363256B (en) * 2000-06-07 2004-05-12 Motorola Inc Adaptive antenna array and method of controlling operation thereof
US8363744B2 (en) 2001-06-10 2013-01-29 Aloft Media, Llc Method and system for robust, secure, and high-efficiency voice and packet transmission over ad-hoc, mesh, and MIMO communication networks
US6937592B1 (en) * 2000-09-01 2005-08-30 Intel Corporation Wireless communications system that supports multiple modes of operation
US6760882B1 (en) 2000-09-19 2004-07-06 Intel Corporation Mode selection for data transmission in wireless communication channels based on statistical parameters
FI20002845A (fi) * 2000-12-22 2002-06-23 Nokia Corp Digitaalisen signaalin lähettäminen
US7006579B2 (en) * 2000-09-29 2006-02-28 Nokia Corporation ISI-robust slot formats for non-orthogonal-based space-time block codes
US6567387B1 (en) * 2000-11-07 2003-05-20 Intel Corporation System and method for data transmission from multiple wireless base transceiver stations to a subscriber unit
US6646615B2 (en) * 2000-12-08 2003-11-11 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for wireless communication utilizing electrical and magnetic polarization
US6850498B2 (en) 2000-12-22 2005-02-01 Intel Corporation Method and system for evaluating a wireless link
US7394792B1 (en) 2002-10-08 2008-07-01 Urbain A. von der Embse Multi-scale CDMA
US7558310B1 (en) 2001-01-09 2009-07-07 Urbain Alfred von der Embse Multi-scale code division frequency/wavelet multiple access
US20020128026A1 (en) * 2001-01-15 2002-09-12 Derryberry Roy Thomas System and method for channel prediction for closed loop diversity
US7116722B2 (en) * 2001-02-09 2006-10-03 Lucent Technologies Inc. Wireless communication system using multi-element antenna having a space-time architecture
DE10114052C1 (de) * 2001-03-15 2002-07-25 Hertz Inst Heinrich Funkübertragungsverfahren im Innenraumbereich zur parallelen Funkübertragung von digitalen Datenteilströmen und mobiles Funkübertragungssystem
US20020136287A1 (en) * 2001-03-20 2002-09-26 Heath Robert W. Method, system and apparatus for displaying the quality of data transmissions in a wireless communication system
US6771706B2 (en) 2001-03-23 2004-08-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system
US6748024B2 (en) 2001-03-28 2004-06-08 Nokia Corporation Non-zero complex weighted space-time code for multiple antenna transmission
GB0110125D0 (en) 2001-04-25 2001-06-20 Koninkl Philips Electronics Nv Radio communication system
EP1255369A1 (de) * 2001-05-04 2002-11-06 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Verbindungsanpassung für drahtlose Kommunikationssysteme mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen
US6785341B2 (en) * 2001-05-11 2004-08-31 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information
US7047016B2 (en) * 2001-05-16 2006-05-16 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for allocating uplink resources in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system
US7688899B2 (en) 2001-05-17 2010-03-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
US6865373B2 (en) * 2001-05-21 2005-03-08 Nortel Networks Limited Apparatus and method for encoding and decoding data within wireless networks
US7397826B2 (en) 2001-06-21 2008-07-08 Koninklijke Philips Electronics N.V. MIMO transmission system in a radio communications network
GB0115937D0 (en) * 2001-06-29 2001-08-22 Koninkl Philips Electronics Nv Radio communication system
US7149254B2 (en) * 2001-09-06 2006-12-12 Intel Corporation Transmit signal preprocessing based on transmit antennae correlations for multiple antennae systems
US7269224B2 (en) 2001-09-17 2007-09-11 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Apparatus and methods for providing efficient space-time structures for preambles, pilots and data for multi-input, multi-output communications systems
US7227905B2 (en) * 2001-09-18 2007-06-05 Lucent Technologies Inc. Open-loop diversity technique for systems employing multi-transmitter antennas
US7218906B2 (en) * 2001-10-04 2007-05-15 Wisconsin Alumni Research Foundation Layered space time processing in a multiple antenna system
US7269127B2 (en) * 2001-10-04 2007-09-11 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Preamble structures for single-input, single-output (SISO) and multi-input, multi-output (MIMO) communication systems
US20030067890A1 (en) * 2001-10-10 2003-04-10 Sandesh Goel System and method for providing automatic re-transmission of wirelessly transmitted information
US20030125040A1 (en) 2001-11-06 2003-07-03 Walton Jay R. Multiple-access multiple-input multiple-output (MIMO) communication system
US7039136B2 (en) * 2001-11-19 2006-05-02 Tensorcomm, Inc. Interference cancellation in a signal
US7012883B2 (en) * 2001-11-21 2006-03-14 Qualcomm Incorporated Rate selection for an OFDM system
US7336719B2 (en) * 2001-11-28 2008-02-26 Intel Corporation System and method for transmit diversity base upon transmission channel delay spread
EP1464127B1 (de) 2002-01-09 2013-05-22 Nokia Corporation Verfahren und empfänger zum empfang eines zusammengesetzten signals
EP1337053B1 (de) * 2002-02-15 2004-06-23 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Funk-Kommunikationssystem zur Signalisierung von Kanalinformationen
US6785520B2 (en) 2002-03-01 2004-08-31 Cognio, Inc. System and method for antenna diversity using equal power joint maximal ratio combining
US6873651B2 (en) * 2002-03-01 2005-03-29 Cognio, Inc. System and method for joint maximal ratio combining using time-domain signal processing
US6862456B2 (en) 2002-03-01 2005-03-01 Cognio, Inc. Systems and methods for improving range for multicast wireless communication
AU2003219882A1 (en) 2002-03-01 2003-09-16 Cognio, Inc. System and method for joint maximal ratio combining
US6687492B1 (en) 2002-03-01 2004-02-03 Cognio, Inc. System and method for antenna diversity using joint maximal ratio combining
US6871049B2 (en) 2002-03-21 2005-03-22 Cognio, Inc. Improving the efficiency of power amplifiers in devices using transmit beamforming
US7012978B2 (en) * 2002-03-26 2006-03-14 Intel Corporation Robust multiple chain receiver
KR100483387B1 (ko) * 2002-05-08 2005-04-14 재단법인서울대학교산학협력재단 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법
FI20020880A0 (fi) * 2002-05-08 2002-05-08 Nokia Corp Tiedonsiirtomenetelmä - ja järjestelmä
US6862502B2 (en) 2002-05-15 2005-03-01 General Electric Company Intelligent communications, command, and control system for a land-based vehicle
US7327800B2 (en) * 2002-05-24 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for data detection in wireless communication systems
GB0212165D0 (en) 2002-05-27 2002-07-03 Nokia Corp A wireless system
EP1367760B1 (de) * 2002-05-27 2009-11-18 Nokia Corporation Drahtlose Kommunikation mit Sende- und Empfangsdiversität
US20030235252A1 (en) * 2002-06-19 2003-12-25 Jose Tellado Method and system of biasing a timing phase estimate of data segments of a received signal
US7136437B2 (en) * 2002-07-17 2006-11-14 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for receiving digital wireless transmissions using multiple-antenna communication schemes
US20040017860A1 (en) * 2002-07-29 2004-01-29 Jung-Tao Liu Multiple antenna system for varying transmission streams
EP1983651B1 (de) 2002-07-30 2014-11-05 IPR Licensing, Inc. Anordnung für Funkkommunikation mit mehreren Ein- und Ausgängen (MIMO)
US8179864B2 (en) 2002-08-06 2012-05-15 Rockstar Bidco Lp Method of controlling a communications link
KR100550720B1 (ko) * 2002-08-19 2006-02-08 엘지전자 주식회사 다중 입출력 통신 시스템의 신호처리 장치 및 방법
US8194770B2 (en) 2002-08-27 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode
US7031669B2 (en) * 2002-09-10 2006-04-18 Cognio, Inc. Techniques for correcting for phase and amplitude offsets in a MIMO radio device
US7349438B2 (en) 2002-09-17 2008-03-25 Lucent Technologies Inc. Formatter, method of formatting encoded symbols and wireless communication system employing the same
EP1550254B1 (de) 2002-09-30 2009-11-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Übertragungsverfahren und einrichtung
US7889819B2 (en) * 2002-10-04 2011-02-15 Apurva Mody Methods and systems for sampling frequency offset detection, correction and control for MIMO OFDM systems
US8570988B2 (en) 2002-10-25 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8169944B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Random access for wireless multiple-access communication systems
US8218609B2 (en) 2002-10-25 2012-07-10 Qualcomm Incorporated Closed-loop rate control for a multi-channel communication system
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US8170513B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Data detection and demodulation for wireless communication systems
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US7324429B2 (en) 2002-10-25 2008-01-29 Qualcomm, Incorporated Multi-mode terminal in a wireless MIMO system
US8208364B2 (en) 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
US8134976B2 (en) 2002-10-25 2012-03-13 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
WO2004049596A1 (ja) * 2002-11-26 2004-06-10 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 通信方法及び送信装置、受信装置
KR20040046322A (ko) * 2002-11-27 2004-06-05 엘지전자 주식회사 다중 입출력 이동 통신 시스템에서의 신호처리 장치 및방법
US7209522B1 (en) 2002-12-12 2007-04-24 Marvell International Ltd. Blast MIMO signal processing method and apparatus
US20040116146A1 (en) * 2002-12-13 2004-06-17 Sadowsky John S. Cellular system with link diversity feedback
KR100552669B1 (ko) 2002-12-26 2006-02-20 한국전자통신연구원 층적 공간-시간 구조의 검파기를 갖는 다중 입출력시스템에 적용되는 적응 변복조 장치 및 그 방법
US7386057B2 (en) * 2003-02-20 2008-06-10 Nec Corporation Iterative soft interference cancellation and filtering for spectrally efficient high-speed transmission in MIMO systems
US7327795B2 (en) * 2003-03-31 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for wireless communication systems
GB0307471D0 (en) 2003-04-01 2003-05-07 Qinetiq Ltd Signal Processing apparatus and method
US7099678B2 (en) 2003-04-10 2006-08-29 Ipr Licensing, Inc. System and method for transmit weight computation for vector beamforming radio communication
US7688902B1 (en) 2003-04-16 2010-03-30 Marvell International Ltd. Joint space-time block decoding and viterbi decoding
FR2854995B1 (fr) 2003-05-14 2005-07-29 Nortel Networks Ltd Modulateur et demodulateur a etalement de spectre
US7079870B2 (en) * 2003-06-09 2006-07-18 Ipr Licensing, Inc. Compensation techniques for group delay effects in transmit beamforming radio communication
US7352718B1 (en) 2003-07-22 2008-04-01 Cisco Technology, Inc. Spatial division multiple access for wireless networks
JP2005057497A (ja) * 2003-08-04 2005-03-03 Science Univ Of Tokyo 無線伝送制御方法並びに無線受信装置及び無線送信装置
US7356089B2 (en) 2003-09-05 2008-04-08 Nortel Networks Limited Phase offset spatial multiplexing
US6917821B2 (en) 2003-09-23 2005-07-12 Qualcomm, Incorporated Successive interference cancellation receiver processing with selection diversity
US7120395B2 (en) 2003-10-20 2006-10-10 Nortel Networks Limited MIMO communications
US9473269B2 (en) 2003-12-01 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system
US8204149B2 (en) 2003-12-17 2012-06-19 Qualcomm Incorporated Spatial spreading in a multi-antenna communication system
CA2490969C (en) * 2004-01-02 2014-06-17 Her Majesty In Right Of Canada As Represented By The Minister Of Industry, Through The Communications Research Centre Canada Method for updating singular value decomposition of a transfer matrix
US7336746B2 (en) * 2004-12-09 2008-02-26 Qualcomm Incorporated Data transmission with spatial spreading in a MIMO communication system
WO2005069505A1 (en) 2004-01-20 2005-07-28 Lg Electronics Inc. Method for transmitting/receiving signal in mimo system
WO2005070031A2 (en) * 2004-01-22 2005-08-04 The Regents Of The University Of California Systems and methods for resource allocation of multiple antenna arrays
SE0400370D0 (sv) 2004-02-13 2004-02-13 Ericsson Telefon Ab L M Adaptive MIMO architecture
US8169889B2 (en) 2004-02-18 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Transmit diversity and spatial spreading for an OFDM-based multi-antenna communication system
US20050180312A1 (en) * 2004-02-18 2005-08-18 Walton J. R. Transmit diversity and spatial spreading for an OFDM-based multi-antenna communication system
US20050238111A1 (en) * 2004-04-09 2005-10-27 Wallace Mark S Spatial processing with steering matrices for pseudo-random transmit steering in a multi-antenna communication system
US8923785B2 (en) * 2004-05-07 2014-12-30 Qualcomm Incorporated Continuous beamforming for a MIMO-OFDM system
US8285226B2 (en) * 2004-05-07 2012-10-09 Qualcomm Incorporated Steering diversity for an OFDM-based multi-antenna communication system
KR100754660B1 (ko) 2004-06-19 2007-09-03 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 적응 변조/부호 부 채널 할당 시스템 및 방법
EP1766789B1 (de) * 2004-06-22 2019-02-27 Apple Inc. Verfahren und systeme zur ermöglichung von rückmeldungen in drahtlosen kommunikationsnetzen
US7110463B2 (en) * 2004-06-30 2006-09-19 Qualcomm, Incorporated Efficient computation of spatial filter matrices for steering transmit diversity in a MIMO communication system
US7978649B2 (en) 2004-07-15 2011-07-12 Qualcomm, Incorporated Unified MIMO transmission and reception
FR2873878A1 (fr) 2004-08-02 2006-02-03 Nortel Networks Ltd Procede d'emission radio a diversite spatiale et emetteur radio mettant en oeuvre le procede
US7978778B2 (en) 2004-09-03 2011-07-12 Qualcomm, Incorporated Receiver structures for spatial spreading with space-time or space-frequency transmit diversity
JP4387282B2 (ja) * 2004-10-20 2009-12-16 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 信号分離装置及び信号分離方法
CN100373811C (zh) * 2004-12-10 2008-03-05 电子科技大学 一种分布式多入多出系统的信号检测方法
CN1805305A (zh) * 2005-01-13 2006-07-19 松下电器产业株式会社 采用天线选择执行自适应空时发送分集的方法和设备
US7525988B2 (en) 2005-01-17 2009-04-28 Broadcom Corporation Method and system for rate selection algorithm to maximize throughput in closed loop multiple input multiple output (MIMO) wireless local area network (WLAN) system
RU2408988C2 (ru) * 2005-03-31 2011-01-10 Нтт Досомо, Инк. Устройство и способ радиосвязи
JP4884722B2 (ja) 2005-03-31 2012-02-29 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線通信装置及び無線通信方法
US7436901B2 (en) * 2005-04-19 2008-10-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Selection of channel coding and multidimensional interleaving schemes for improved performance
US20060251421A1 (en) * 2005-05-09 2006-11-09 Ben Gurion University Of The Negev, Research And Development Authority Improved free space optical bus
US7466749B2 (en) 2005-05-12 2008-12-16 Qualcomm Incorporated Rate selection with margin sharing
US8358714B2 (en) 2005-06-16 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Coding and modulation for multiple data streams in a communication system
EP1929752A4 (de) * 2005-09-30 2010-04-14 Mitsubishi Electric Res Lab Trainingssignale zur auswahl von antennen und strahlen im drahtlosen mimo-lans
KR100675205B1 (ko) 2006-01-25 2007-01-29 삼성전기주식회사 다중입력 다중출력의 안테나 선택 시스템 및 그 방법
US8059609B2 (en) * 2006-03-20 2011-11-15 Qualcomm Incorporated Resource allocation to support single-user and multi-user MIMO transmission
US8543070B2 (en) 2006-04-24 2013-09-24 Qualcomm Incorporated Reduced complexity beam-steered MIMO OFDM system
US8290089B2 (en) * 2006-05-22 2012-10-16 Qualcomm Incorporated Derivation and feedback of transmit steering matrix
US7852964B2 (en) * 2006-06-19 2010-12-14 Mayflower Communications Company, Inc. Antijam filter system and method for high fidelity high data rate wireless communication
KR101099881B1 (ko) 2006-09-06 2011-12-28 고려대학교 산학협력단 직교 공간 다중화 시스템에서의 안테나 선택 방법 및 장치
JP4910651B2 (ja) * 2006-11-16 2012-04-04 株式会社デンソー 通信統合レーダ装置、通信統合レーダシステム
CN101933275A (zh) * 2007-10-30 2010-12-29 新加坡科技研究局 用于确定信号向量的方法及检测电路
KR101055573B1 (ko) * 2009-03-16 2011-08-08 주식회사 팬택 다중 사용자, 다중 안테나 무선 송출 시스템에서의 프리 코딩 장치
US20110142181A1 (en) * 2009-11-09 2011-06-16 Amir Leshem Communication system
CN105846857B (zh) 2012-03-12 2019-07-12 英特尔公司 确定电气互连的信号质量
US10334515B2 (en) 2017-01-13 2019-06-25 ENK Wireless, Inc. Conveying information via auxiliary device selection
US11100796B2 (en) 2018-05-07 2021-08-24 ENK Wireless, Inc. Systems/methods of improving vehicular safety
US10681716B2 (en) 2018-05-07 2020-06-09 ENK Wireless, Inc. Systems/methods of providing increased wireless capacity, vehicular safety, electrical power wirelessly, and device control responsive to geographic position
US11075740B2 (en) 2018-05-07 2021-07-27 ENK Wireless, Inc. Systems/methods of communications using a plurality of cooperative devices
US10804998B2 (en) 2018-05-07 2020-10-13 ENK Wireless, Inc. Systems/methods of providing increased wireless capacity, vehicular safety, electrical power wirelessly, and device control responsive to geographic position

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS58202642A (ja) * 1982-05-21 1983-11-25 Nec Corp スペ−スダイバ−シテイ受信装置
US4710944A (en) * 1986-10-17 1987-12-01 Rca Corporation Dual transmit-receive space diversity communication system
JPH0338932A (ja) * 1989-07-06 1991-02-20 Oki Electric Ind Co Ltd スペースダイバーシチ方式
US5151919A (en) * 1990-12-17 1992-09-29 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding Inc. Cdma subtractive demodulation
US5345599A (en) * 1992-02-21 1994-09-06 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Increasing capacity in wireless broadcast systems using distributed transmission/directional reception (DTDR)
US5479448A (en) * 1992-03-31 1995-12-26 At&T Corp. Method and apparatus for providing antenna diversity
US5260968A (en) * 1992-06-23 1993-11-09 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for multiplexing communications signals through blind adaptive spatial filtering
JPH0690225A (ja) * 1992-09-09 1994-03-29 Shodenryoku Kosoku Tsushin Kenkyusho:Kk ダイバーシティ無線受信機
US5289499A (en) * 1992-12-29 1994-02-22 At&T Bell Laboratories Diversity for direct-sequence spread spectrum systems
US5406588A (en) * 1993-05-28 1995-04-11 Motorola, Inc. Method and apparatus for mitigating distortion effects in the determination of signal usability
US5481570A (en) * 1993-10-20 1996-01-02 At&T Corp. Block radio and adaptive arrays for wireless systems
KR950035142A (ko) * 1994-03-10 1995-12-30 가나미야지 준 수신장치, 기지국 수신 시스템 및 이동국 수신시스템
US5442625A (en) * 1994-05-13 1995-08-15 At&T Ipm Corp Code division multiple access system providing variable data rate access to a user
JPH08321785A (ja) * 1995-05-24 1996-12-03 Sony Corp 送信機，受信機，送信方法，受信方法及び伝送方法
CA2186793C (en) * 1995-11-13 2000-12-19 Vijitha Weerackody Method and apparatus to implement antenna diversity for direct sequence spread spectrum receivers
US5960039A (en) * 1996-04-10 1999-09-28 Lucent Technologies Inc. Methods and apparatus for high data rate transmission in narrowband mobile radio channels
US6115427A (en) * 1996-04-26 2000-09-05 At&T Corp. Method and apparatus for data transmission using multiple transmit antennas
JP2751920B2 (ja) * 1996-06-21 1998-05-18 日本電気株式会社 スペクトル拡散信号の同期捕捉方法及び装置
US6097771A (en) * 1996-07-01 2000-08-01 Lucent Technologies Inc. Wireless communications system having a layered space-time architecture employing multi-element antennas
JPH1028108A (ja) * 1996-07-11 1998-01-27 Nec Corp 合成ダイバーシティ受信方式
AU4238697A (en) * 1996-08-29 1998-03-19 Cisco Technology, Inc. Spatio-temporal processing for communication
US5831977A (en) * 1996-09-04 1998-11-03 Ericsson Inc. Subtractive CDMA system with simultaneous subtraction in code space and direction-of-arrival space
US5832044A (en) * 1996-09-27 1998-11-03 Elvino S. Sousa Transmitter antenna diversity and fading-resistant modulation for wireless communication systems
US5933421A (en) * 1997-02-06 1999-08-03 At&T Wireless Services Inc. Method for frequency division duplex communications
US6058105A (en) * 1997-09-26 2000-05-02 Lucent Technologies Inc. Multiple antenna communication system and method thereof

Also Published As

Publication number Publication date
JP3929639B2 (ja) 2007-06-13
DE69937268D1 (de) 2007-11-22
KR19990083226A (ko) 1999-11-25
KR100607834B1 (ko) 2006-08-04
US20010050964A1 (en) 2001-12-13
US6763073B2 (en) 2004-07-13
US6317466B1 (en) 2001-11-13
EP0951091A3 (de) 2003-06-04
EP0951091A2 (de) 1999-10-20
EP0951091B1 (de) 2007-10-10
JP2000101667A (ja) 2000-04-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69937268T2 (de) Funkkommunikationssystem mit einer Raum-Zeit-Architektur unter Verwendung von Multielementantennen sowohl beim Sender als auch beim Empfänger
DE69725995T2 (de) Raumzeitliche signalverarbeitung für übertragungssysteme
DE60131576T2 (de) Rückgekoppeltes regelungsverfahren für mehrere sendeantennenkeulen und entsprechender transceiver
DE60310237T2 (de) Kodierte mimo systeme mit selektiver kanalinversion angewandt per eigenmode
DE69736504T2 (de) Drahtloses Kommunikationssystem mit Zeit und Raum Schichtarchitektur unter Verwendung von Multi-Elementen Antennen
DE69027018T2 (de) Maximalwahrscheinlichkeitsdekodierung mit Störungsdetektion für Frequenzsprungsysteme mit kodierter Modulation
DE69737932T2 (de) Verfahren und vorrichtung zur interferenzunterdrückung und abwärtsrichtstrahlbildung in einem zellularen funkkommunikationssystem
DE60209523T2 (de) Verfahren zur auswahl einer teilmenge von antennen aus mehreren antennen in einem diversity-system
EP1402657B1 (de) Adaptives signalverarbeitungsverfahren in einem mimo-system
DE69931436T2 (de) Verfahren zur drahtlosen Übertragung für Gruppenantennen mit erhöhter Widerstandsfestigkeit gegen Fading
DE60037583T2 (de) Kommunikationseinrichtung zum Senden und Empfangen von OFDM Signalen in einem Funkkommunikationssystem
DE69421822T2 (de) Verfahren und anordnung zur selektiv eingeschalteten diversitysignalisierung in einem funkkommunikationssystem
DE69929788T2 (de) Verfahren und vorrichtung zur diversitätsübertragung
DE112005003118B4 (de) Zur impliziten Rückkopplung fähiges System und Verfahren für die Vorrichtungen mit einer ungleichen Anzahl von Sende- und Empfangsketten in einem WLAN
DE60313336T2 (de) Antennengruppe mit virtuellen antennenelementen und zugehörige methode
DE69434597T2 (de) Diversitätsempfänger mit Antennenumschaltung
DE69904284T2 (de) Verfahren zur drahtlosen Übertragung über ein Antennennetz unter Verwendung unitärer Raum-Zeit-Signale
DE69327837T2 (de) Teilband-Diversityübertragungssystem
US7505788B1 (en) Spatial multiplexing with antenna and constellation selection for correlated MIMO fading channels
DE60131391T2 (de) Datenübertragungsverfahren
DE60313443T2 (de) Verfahren und vorrichtung zur implementierung von intelligenten antennen und diversity-techniken
DE69936682T2 (de) Basistation und Funkübertragungsverfahren mit Empfängsdiversität
WO2007033997A1 (de) Verfahren zur auswahl einer optimierten teilnehmerzahl in mobilfunksystemen
DE60202438T2 (de) Verfahren zur Übertragung eines Signals zwischen einem Endgerät und einer Netzwerkeinheit
DE60018371T2 (de) Sende-Diversity Vorrichtung und Verfahren

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition