JPH1028108A - 合成ダイバーシティ受信方式 - Google Patents
合成ダイバーシティ受信方式Info
- Publication number
- JPH1028108A JPH1028108A JP8181917A JP18191796A JPH1028108A JP H1028108 A JPH1028108 A JP H1028108A JP 8181917 A JP8181917 A JP 8181917A JP 18191796 A JP18191796 A JP 18191796A JP H1028108 A JPH1028108 A JP H1028108A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data
- phase
- phase difference
- coordinate
- coordinate data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0865—Independent weighting, i.e. weights based on own antenna reception parameters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】回路規模が小さく、安価なＡ／Ｄ変換器を利用
できる合成ダイバーシティ受信方式が存在しない。 【解決手段】中間周波数を振幅制限するＩＦ信号リミッ
ト部、ビットタイミングで位相データをサンプリングす
る瞬時位相検出部、１ビット間の位相差を算出する位相
差データ生成部及び位相角θと受信電界強度値Ａで示さ
れる極座標のデータをＡ・ｃｏｓθとＡ・ｓｉｎθで示
される直交座標データに変換出力する極座標／直交座標
変換部を各アンテナ系毎に設ける。これらの機器により
各アンテナ系で受信した電波の直交座標系における値を
出力し、位相ベクトル合成部で各アンテナ系の出力を合
成し、直交座標／極座標変換部で極座標データに戻して
データ復号部で復号データを出力する復号処理を行い、
タイミング再生部で受信信号に同期したビットレートク
ロック及びシンボルレートクロックを再生出力する。
できる合成ダイバーシティ受信方式が存在しない。 【解決手段】中間周波数を振幅制限するＩＦ信号リミッ
ト部、ビットタイミングで位相データをサンプリングす
る瞬時位相検出部、１ビット間の位相差を算出する位相
差データ生成部及び位相角θと受信電界強度値Ａで示さ
れる極座標のデータをＡ・ｃｏｓθとＡ・ｓｉｎθで示
される直交座標データに変換出力する極座標／直交座標
変換部を各アンテナ系毎に設ける。これらの機器により
各アンテナ系で受信した電波の直交座標系における値を
出力し、位相ベクトル合成部で各アンテナ系の出力を合
成し、直交座標／極座標変換部で極座標データに戻して
データ復号部で復号データを出力する復号処理を行い、
タイミング再生部で受信信号に同期したビットレートク
ロック及びシンボルレートクロックを再生出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信装置にお
けるダイバーシティ受信方式に関し、特に、複数のアン
テナ系に入力する直交位相変調方式（ＱＰＳＫ）で変調
された信号を合成し、受信する合成ダイバーシティ受信
方式に関するものである。
けるダイバーシティ受信方式に関し、特に、複数のアン
テナ系に入力する直交位相変調方式（ＱＰＳＫ）で変調
された信号を合成し、受信する合成ダイバーシティ受信
方式に関するものである。
【従来の技術】従来、移動通信の分野において、基地局
装置と移動局装置との間の通信品質を向上させる一つの
技術として、複数の受信アンテナを用いてダイバーシテ
ィ受信方式により電波を受信する技術がある。このダイ
バーシティ受信方式には、大きく分けて、選択ダイバー
シティ受信方式と合成ダイバーシティ受信方式とがあ
る。
装置と移動局装置との間の通信品質を向上させる一つの
技術として、複数の受信アンテナを用いてダイバーシテ
ィ受信方式により電波を受信する技術がある。このダイ
バーシティ受信方式には、大きく分けて、選択ダイバー
シティ受信方式と合成ダイバーシティ受信方式とがあ
る。
【０００２】選択ダイバーシティ受信方式は、複数のア
ンテナで受信したそれぞれの電波のうち、最も受信状態
の良いアンテナから受信した電波を選択して受信する。
従って、本受信方式はアンテナが何系統あろうとも、信
号受信の瞬間に用いられているアンテナは１系統であ
る。
ンテナで受信したそれぞれの電波のうち、最も受信状態
の良いアンテナから受信した電波を選択して受信する。
従って、本受信方式はアンテナが何系統あろうとも、信
号受信の瞬間に用いられているアンテナは１系統であ
る。
【０００３】一方、合成ダイバーシティ受信方式は、複
数のアンテナで受信したそれぞれの電波を一番受信状態
の良いアンテナ系から順番に重みづけを行い、すべての
アンテナ系からの電波を合成して受信するものである。
つまり、本方式は、すべてのアンテナ系を常に使用して
電波の受信を行っている点で、選択ダイバーシティ受信
方式と大きな違いがある。
数のアンテナで受信したそれぞれの電波を一番受信状態
の良いアンテナ系から順番に重みづけを行い、すべての
アンテナ系からの電波を合成して受信するものである。
つまり、本方式は、すべてのアンテナ系を常に使用して
電波の受信を行っている点で、選択ダイバーシティ受信
方式と大きな違いがある。
【０００４】両受信方式を比較すると、同じ系統数のア
ンテナが設置されている条件においては合成ダーバシテ
ィ方式の方が選択ダイバーシティ受信方式よりも、より
低い受信電界強度値であっても明瞭に受信することがで
きる。しかし、一般に合成ダイバーシティ受信方式はそ
の回路構成が選択ダイバーシティ受信方式よりも複雑
で、回路規模も大きくなる傾向にある。
ンテナが設置されている条件においては合成ダーバシテ
ィ方式の方が選択ダイバーシティ受信方式よりも、より
低い受信電界強度値であっても明瞭に受信することがで
きる。しかし、一般に合成ダイバーシティ受信方式はそ
の回路構成が選択ダイバーシティ受信方式よりも複雑
で、回路規模も大きくなる傾向にある。
【０００５】現在、ディジタル携帯電話やディジタルコ
ードレス電話等で、より高品質な通話サービス及びより
広範囲のサービスエリアを提供するために、合成ダイバ
ーシティ受信方式が採用される傾向にある。以下に、従
来技術における合成ダイバーシティ受信方式を説明す
る。
ードレス電話等で、より高品質な通話サービス及びより
広範囲のサービスエリアを提供するために、合成ダイバ
ーシティ受信方式が採用される傾向にある。以下に、従
来技術における合成ダイバーシティ受信方式を説明す
る。
【０００６】図１は、従来技術における代表的な合成ダ
イバーシティ受信方式の概略論理構成を示すブロック図
である。
イバーシティ受信方式の概略論理構成を示すブロック図
である。
【０００７】各アンテナで受信した電波の位相を合わせ
るための移送器を各アンテナ系毎に設置し（図１におい
ては、移送器１１１、１１２・・・）、入力信号の位相
差を無くした状態ですべての入力信号を合成器１２１で
合成し、合成信号を復調器１２２で復調して信号データ
とクロックを出力するものである。
るための移送器を各アンテナ系毎に設置し（図１におい
ては、移送器１１１、１１２・・・）、入力信号の位相
差を無くした状態ですべての入力信号を合成器１２１で
合成し、合成信号を復調器１２２で復調して信号データ
とクロックを出力するものである。
【０００８】また、図１で説明した移送器の機能をディ
ジタル的な処理で実現した合成ダイバーシティ受信方式
の構成を示すブロック図が図２である。
ジタル的な処理で実現した合成ダイバーシティ受信方式
の構成を示すブロック図が図２である。
【０００９】図２において、入力する中間周波数信号
（ＩＦ信号）をアナログ／ディジタル変換器（Ａｎａｌ
ｏｇｕｅ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤ
Ｃ）でディジタル信号に変換し、後段のレジスタ（ＲＥ
Ｇ）に格納する。このＡＤＣとＲＥＧの組み合わせを各
アンテナ系統毎に準備する（図２においては、ＡＤＣ２
１１とＲＥＧ２２１及びＡＤＣ２１２とＲＥＧ２２２が
図示されている）。そして、各ＲＥＧに格納されたデー
タをディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２３１におい
て、データの読み出し、位相調整、合成演算及びデータ
生成を行い、複合データを出力するものである。
（ＩＦ信号）をアナログ／ディジタル変換器（Ａｎａｌ
ｏｇｕｅ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤ
Ｃ）でディジタル信号に変換し、後段のレジスタ（ＲＥ
Ｇ）に格納する。このＡＤＣとＲＥＧの組み合わせを各
アンテナ系統毎に準備する（図２においては、ＡＤＣ２
１１とＲＥＧ２２１及びＡＤＣ２１２とＲＥＧ２２２が
図示されている）。そして、各ＲＥＧに格納されたデー
タをディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２３１におい
て、データの読み出し、位相調整、合成演算及びデータ
生成を行い、複合データを出力するものである。
【００１０】更に、特開平７−３０７７２４号公報に
は、１シンボル単位でサンプリングした位相データと受
信電界強度（ＲＳＳＩ）レベルをテーブル変換によって
直交座標系に変換し、このように変換された各受信系統
のベクトルを合成して出力信号を求める方式が開示され
ている（図３に概略構成のブロック図を示す）。
は、１シンボル単位でサンプリングした位相データと受
信電界強度（ＲＳＳＩ）レベルをテーブル変換によって
直交座標系に変換し、このように変換された各受信系統
のベクトルを合成して出力信号を求める方式が開示され
ている（図３に概略構成のブロック図を示す）。
【発明が解決しようとする課題】図２で説明した合成ダ
イバーシティ受信方式では、位相を精度良く調整するた
めにはシンボルレートよりも十分高い周波数のクロック
（最低シンボルレートの８倍）でサンプリングする必要
がある。このことは、例えば、ディジタル携帯電話の伝
送レートである４２Ｋｂｐｓの場合に最低１６８ＫＨｚ
のサンプリング速度を必要とするということである。こ
れが、ディジタルコードレス電話に適用されると、その
伝送レートが３８４Ｋｂｐｓなので１．５３６ＭＨｚと
いうサンプリング速度が必要になる。
イバーシティ受信方式では、位相を精度良く調整するた
めにはシンボルレートよりも十分高い周波数のクロック
（最低シンボルレートの８倍）でサンプリングする必要
がある。このことは、例えば、ディジタル携帯電話の伝
送レートである４２Ｋｂｐｓの場合に最低１６８ＫＨｚ
のサンプリング速度を必要とするということである。こ
れが、ディジタルコードレス電話に適用されると、その
伝送レートが３８４Ｋｂｐｓなので１．５３６ＭＨｚと
いうサンプリング速度が必要になる。
【００１１】このように、図２で説明した従来の合成ダ
イバーシティ受信方式は、ビットレートの高いシステム
では高価なＡ／Ｄ変換器や高価なＤＳＰが必要になると
いう問題がある。
イバーシティ受信方式は、ビットレートの高いシステム
では高価なＡ／Ｄ変換器や高価なＤＳＰが必要になると
いう問題がある。
【００１２】また、特開平７−３０７７２４号公報に開
示された合成ダイバーシティ受信方式では、位相角の分
解能、ＲＳＳＩの分解能に応じて大容量のメモリを必要
とする。例えば、位相角を８ビット、ＲＳＳＩを８ビッ
トの分解能とし、直交座標系データを８ビットとする
と、６５５３６ワード×８ビットのＲＡＭ（Ｒｅａｄ・
ｏｎｌｙ・ｍｅｍｏｒｙ）を２個必要とする。更に、演
算誤差を少なくしようとすればそれだけ直交座標変換後
のデータのビット数を増やす必要があり、より大きなメ
モリを必要とするようになる。
示された合成ダイバーシティ受信方式では、位相角の分
解能、ＲＳＳＩの分解能に応じて大容量のメモリを必要
とする。例えば、位相角を８ビット、ＲＳＳＩを８ビッ
トの分解能とし、直交座標系データを８ビットとする
と、６５５３６ワード×８ビットのＲＡＭ（Ｒｅａｄ・
ｏｎｌｙ・ｍｅｍｏｒｙ）を２個必要とする。更に、演
算誤差を少なくしようとすればそれだけ直交座標変換後
のデータのビット数を増やす必要があり、より大きなメ
モリを必要とするようになる。
【００１３】このように、特開平７−３０７７２４号公
報に開示された技術においては、処理回路をゲート／ア
レイ化しようとしてもこのような大容量のＲＡＭは内蔵
できず、外づけ部品を増加せざるを得ない構成となる問
題がある。
報に開示された技術においては、処理回路をゲート／ア
レイ化しようとしてもこのような大容量のＲＡＭは内蔵
できず、外づけ部品を増加せざるを得ない構成となる問
題がある。
【課題を解決するための手段】従って、本発明に係る合
成ダイバーシティ受信方式は、従来技術で使用されるよ
うな高価なＡ／Ｄ変換器やＤＳＰを必要とせずに、１個
のゲート／アレイ内に実現可能な大きさで、なおかつ、
高精度な合成ダイバシティ受信方式を提供するものであ
る。本発明に係る合成ダイバーシティ受信方式は、複雑
な極座標系・直交座標系変換を行わず、極座標角θよ
り、直交座標（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）を求めるのみと
し、以降の重みづけ及び位相ベクトル合成をその都度演
算して求めることにより実現する。
成ダイバーシティ受信方式は、従来技術で使用されるよ
うな高価なＡ／Ｄ変換器やＤＳＰを必要とせずに、１個
のゲート／アレイ内に実現可能な大きさで、なおかつ、
高精度な合成ダイバシティ受信方式を提供するものであ
る。本発明に係る合成ダイバーシティ受信方式は、複雑
な極座標系・直交座標系変換を行わず、極座標角θよ
り、直交座標（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）を求めるのみと
し、以降の重みづけ及び位相ベクトル合成をその都度演
算して求めることにより実現する。
【００１４】本発明に係る合成ダイバーシティ受信方式
は、複数系統の受信アンテナから直交位相変調された信
号を受信して合成し、復調するダイバーシティ受信方式
におけるものである。
は、複数系統の受信アンテナから直交位相変調された信
号を受信して合成し、復調するダイバーシティ受信方式
におけるものである。
【００１５】複数系統の受信アンテナの各系統には、受
信信号の中間周波数信号の振幅制限を行うとともに、受
信電界強度値を検出する中間周波数信号リミット手段
と、この中間周波数信号リミット手段により振幅制限さ
れた出力信号を受信し、ビットタイミング毎の位相デー
タを検出する瞬時位相検出手段と、この瞬時位相検出手
段が検出した位相データを入力し、その位相データと１
ビット遅延した位相データとの位相差を検出する位相差
データ生成手段と、この位相差データ生成手段で検出し
た位相差データと前記の中間周波数信号リミット手段で
検出した受信電界強度値を入力し、当該位相データと受
信電界強度値とで表される極座標データを直交座標デー
タに変換して出力する第１の座標データ変換手段とを備
えている。
信信号の中間周波数信号の振幅制限を行うとともに、受
信電界強度値を検出する中間周波数信号リミット手段
と、この中間周波数信号リミット手段により振幅制限さ
れた出力信号を受信し、ビットタイミング毎の位相デー
タを検出する瞬時位相検出手段と、この瞬時位相検出手
段が検出した位相データを入力し、その位相データと１
ビット遅延した位相データとの位相差を検出する位相差
データ生成手段と、この位相差データ生成手段で検出し
た位相差データと前記の中間周波数信号リミット手段で
検出した受信電界強度値を入力し、当該位相データと受
信電界強度値とで表される極座標データを直交座標デー
タに変換して出力する第１の座標データ変換手段とを備
えている。
【００１６】そして、それらの複数系統の受信アンテナ
の各系統の第１の座標データ変換手段が出力する直交座
標データを入力し、当該入力した複数の直交座標データ
を各座標軸毎に加算した合成直交座標データを出力する
合成手段と、この合成手段の出力する合成直交座標デー
タを極座標に戻して合成位相差データを求める第２の座
標データ変換手段と、この第２の座標データ変換手段が
出力する合成位相差データを１シンボル毎に加算して復
号する復号手段と、第２の座標データ変換手段が出力す
る合成位相差データを１シンボル毎に減算してタイミン
グを再生するタイミング再生手段とを有することを特徴
とする。
の各系統の第１の座標データ変換手段が出力する直交座
標データを入力し、当該入力した複数の直交座標データ
を各座標軸毎に加算した合成直交座標データを出力する
合成手段と、この合成手段の出力する合成直交座標デー
タを極座標に戻して合成位相差データを求める第２の座
標データ変換手段と、この第２の座標データ変換手段が
出力する合成位相差データを１シンボル毎に加算して復
号する復号手段と、第２の座標データ変換手段が出力す
る合成位相差データを１シンボル毎に減算してタイミン
グを再生するタイミング再生手段とを有することを特徴
とする。
【００１７】また、前記の複数系統の受信アンテナの各
系統には、メモリに変換データをあらかじめ書き込ん
で、中間周波数信号リミット手段が出力する受信電界強
度値を当該変換データにもとづいて変換出力する受信電
界強度値変換手段をさらに備えた構成も可能である。
系統には、メモリに変換データをあらかじめ書き込ん
で、中間周波数信号リミット手段が出力する受信電界強
度値を当該変換データにもとづいて変換出力する受信電
界強度値変換手段をさらに備えた構成も可能である。
【００１８】更に、前記の第１の座標データ変換手段
は、入力した位相データを三角関数の余弦値に変換する
余弦値変換テーブルと、入力した位相データを三角関数
の正弦値に変換する正弦値変換テーブルとを有すること
を特徴とする。
は、入力した位相データを三角関数の余弦値に変換する
余弦値変換テーブルと、入力した位相データを三角関数
の正弦値に変換する正弦値変換テーブルとを有すること
を特徴とする。
【発明の実施の形態】次に、本発明の一実施の形態を図
面を参照して詳細に説明する。
面を参照して詳細に説明する。
【００１９】図４は、本発明に係る合成ダイバーシティ
受信方式の構成を示すブロック図である。
受信方式の構成を示すブロック図である。
【００２０】同図において、各アンテナ系毎に設置され
る回路ブロックは、中間周波数（ＩＦ）を振幅制限する
ＩＦ信号リミット部１００、ビットタイミングで位相デ
ータをサンプリングする瞬時位相検出部２００、１ビッ
ト間の位相差を算出する位相差データ生成部３００及び
位相差データの位相角θと受信電界強度（ＲＳＳＩ）値
Ａで示される極座標のデータを（Ａ・ｃｏｓθ，Ａ・ｓ
ｉｎθ）で示される直交座標データに変換する極座標／
直交座標変換部４００である。これらの回路ブロックに
より各アンテナ系で受信した電波の直交座標系における
位相差データを出力し、位相ベクトル合成部５００で各
アンテナ系の出力を合成し、直交座標／極座標変換部６
００で極座標データに戻してデータ復号部７００で復号
データを出力する復号処理を行い、タイミング再生部８
００で受信信号に同期したビットレートクロック（ＢＴ
ＲＣ）及びシンボルレートクロック（ＢＡＲＣ）を再生
出力する。
る回路ブロックは、中間周波数（ＩＦ）を振幅制限する
ＩＦ信号リミット部１００、ビットタイミングで位相デ
ータをサンプリングする瞬時位相検出部２００、１ビッ
ト間の位相差を算出する位相差データ生成部３００及び
位相差データの位相角θと受信電界強度（ＲＳＳＩ）値
Ａで示される極座標のデータを（Ａ・ｃｏｓθ，Ａ・ｓ
ｉｎθ）で示される直交座標データに変換する極座標／
直交座標変換部４００である。これらの回路ブロックに
より各アンテナ系で受信した電波の直交座標系における
位相差データを出力し、位相ベクトル合成部５００で各
アンテナ系の出力を合成し、直交座標／極座標変換部６
００で極座標データに戻してデータ復号部７００で復号
データを出力する復号処理を行い、タイミング再生部８
００で受信信号に同期したビットレートクロック（ＢＴ
ＲＣ）及びシンボルレートクロック（ＢＡＲＣ）を再生
出力する。
【００２１】各回路ブロックの詳細を順次説明する。
【００２２】ＩＦ信号リミット部１００は、ＩＦ信号の
振幅制限を行うとともに、ＲＳＳＩ値の検出を行う。本
ブロックに関しては、汎用ＩＣが多数市販されているこ
とより、それらの市販ＩＣを用いればよい。基本的に
は、ログアンプとリニアアンプとを組み合わせた構成の
ものである。
振幅制限を行うとともに、ＲＳＳＩ値の検出を行う。本
ブロックに関しては、汎用ＩＣが多数市販されているこ
とより、それらの市販ＩＣを用いればよい。基本的に
は、ログアンプとリニアアンプとを組み合わせた構成の
ものである。
【００２３】瞬時位相検出部２００は、ビットタイミン
グで瞬時毎の位相データをサンプリングするものであ
り、図５及び図６に回路構成例と動作説明図をそれぞれ
示す。
グで瞬時毎の位相データをサンプリングするものであ
り、図５及び図６に回路構成例と動作説明図をそれぞれ
示す。
【００２４】本回路ブロックによる位相の計測方法は、
ＩＦ信号のｍ倍のクロックを用意してこれを１／ｍカウ
ンタ２０２に通し、このカウンタ値をＩＦ信号のゼロク
ロス点でサンプルする。サンプル点で位相を求めるため
には、ビットタイミングの立ち上がり（図６のａ点）に
最も近いＩＦ信号のゼロクロス点（図６のｂ点）を選
び、その点におけるカウンタの内容をサンプルすること
により相対的な位相を求める。
ＩＦ信号のｍ倍のクロックを用意してこれを１／ｍカウ
ンタ２０２に通し、このカウンタ値をＩＦ信号のゼロク
ロス点でサンプルする。サンプル点で位相を求めるため
には、ビットタイミングの立ち上がり（図６のａ点）に
最も近いＩＦ信号のゼロクロス点（図６のｂ点）を選
び、その点におけるカウンタの内容をサンプルすること
により相対的な位相を求める。
【００２５】位相差データ生成部３００は、瞬時位相検
出部２００で検出した位相データを入力し、図７に示す
ビットサンプルするラッチ回路３０１により１ビット分
前のデータを出力させ、そのデータと今サンプルした位
相データとを減算記０２に入力して位相差を求めて出力
する。
出部２００で検出した位相データを入力し、図７に示す
ビットサンプルするラッチ回路３０１により１ビット分
前のデータを出力させ、そのデータと今サンプルした位
相データとを減算記０２に入力して位相差を求めて出力
する。
【００２６】この求められた位相差データθとＩＦリミ
ット部１００で抽出したＲＳＳＩ値Ａを極座標／直交座
標変換部４００に入力して、（Ａ，θ）なる極座標デー
タを（Ａ・ｃｏｓθ，Ａ・ｓｉｎθ）の直交座標データ
に変換する。図８に本回路ブロックの回路構成例を示
す。
ット部１００で抽出したＲＳＳＩ値Ａを極座標／直交座
標変換部４００に入力して、（Ａ，θ）なる極座標デー
タを（Ａ・ｃｏｓθ，Ａ・ｓｉｎθ）の直交座標データ
に変換する。図８に本回路ブロックの回路構成例を示
す。
【００２７】極座標／直交座標変換部４００は、ｃｏｓ
θテーブル４０１、ｓｉｎθテーブル４０２が用意され
ている。これらのテーブルはＲＡＭにあらかじめ各θの
値に対応するｃｏｓθ、ｓｉｎθの値が計算されて格納
されており、アドレスにθを入力するだけで一意的にｃ
ｏｓθ、ｓｉｎθの値が求まるものである。θの値は、
３６０〔ＤＥＧ〕／ｍ×θにより角度表示に変えること
ができる。従って、ＲＡＭにはｍ個のデータを保持する
のみでよい。例えば、ｍ＝３２としてｃｏｓθ、ｓｉｎ
θの値を８ビットとすると、３２ワード×８ビットのＲ
ＡＭを２個用意するだけでアンテナ１系統分の座標変換
が実現できる。
θテーブル４０１、ｓｉｎθテーブル４０２が用意され
ている。これらのテーブルはＲＡＭにあらかじめ各θの
値に対応するｃｏｓθ、ｓｉｎθの値が計算されて格納
されており、アドレスにθを入力するだけで一意的にｃ
ｏｓθ、ｓｉｎθの値が求まるものである。θの値は、
３６０〔ＤＥＧ〕／ｍ×θにより角度表示に変えること
ができる。従って、ＲＡＭにはｍ個のデータを保持する
のみでよい。例えば、ｍ＝３２としてｃｏｓθ、ｓｉｎ
θの値を８ビットとすると、３２ワード×８ビットのＲ
ＡＭを２個用意するだけでアンテナ１系統分の座標変換
が実現できる。
【００２８】この方式は、従来技術において参照した特
開平７−３０７７２４号公報に開示された技術と比較す
ると直交座標変換の精度を１０ビット以上上げることが
可能である。
開平７−３０７７２４号公報に開示された技術と比較す
ると直交座標変換の精度を１０ビット以上上げることが
可能である。
【００２９】ＩＦリミット部１００で検出されたＲＳＳ
Ｉ値Ａは、Ａ／Ｄ変換された振幅データＡとしてディジ
タル表現され、ｃｏｓθテーブル４０１及びｓｉｎθテ
ーブル４０２で変換・出力されたｘ座標系データとｙ座
標系データとともに掛け算器４０４に入力されて、掛け
合わされ、Ａ・ｃｏｓθ、Ａ・ｓｉｎθをそれぞれ算出
する。
Ｉ値Ａは、Ａ／Ｄ変換された振幅データＡとしてディジ
タル表現され、ｃｏｓθテーブル４０１及びｓｉｎθテ
ーブル４０２で変換・出力されたｘ座標系データとｙ座
標系データとともに掛け算器４０４に入力されて、掛け
合わされ、Ａ・ｃｏｓθ、Ａ・ｓｉｎθをそれぞれ算出
する。
【００３０】位相ベクトル合成部５００は、各アンテナ
系統から入力するデータをｘ座標系データのＡ・ｃｏｓ
θとｙ座標系データのＡ・ｓｉｎθとに分けてそれぞれ
合成する回路である。図９は、この位相ベクトル合成部
の一実施例を示すものであり、図１０は、位相ベクトル
合成の原理を説明する図である。
系統から入力するデータをｘ座標系データのＡ・ｃｏｓ
θとｙ座標系データのＡ・ｓｉｎθとに分けてそれぞれ
合成する回路である。図９は、この位相ベクトル合成部
の一実施例を示すものであり、図１０は、位相ベクトル
合成の原理を説明する図である。
【００３１】図１０を用いて位相合成の原理を説明す
る。
る。
【００３２】極座標（Ａｉ、θｉ）及び（Ａｊ、θｊ）
で示されるデータを合成するものとすると、これらの極
座標で示された値を直交座標に変換してから合成する。
すなわち、それぞれのデータのｘ座標系データ（図１０
においては、Ｉ軸方向）とｙ座標系データ（図１０にお
いては、Ｑ軸方向）は次のように表される。
で示されるデータを合成するものとすると、これらの極
座標で示された値を直交座標に変換してから合成する。
すなわち、それぞれのデータのｘ座標系データ（図１０
においては、Ｉ軸方向）とｙ座標系データ（図１０にお
いては、Ｑ軸方向）は次のように表される。
【００３３】ｘ座標系データ： Ａｉ・ｃｏｓθｉ Ａｊ・ｃｏｓθｊ ｙ座標系データ： Ａｉ・ｓｉｎθｉ Ａｊ・ｓｉｎθｊ これらの、直交座標で表された値を各軸方向毎に積算す
ることにより合成信号のｘ座標系データとｙ座標系デー
タが次のように求まる。
ることにより合成信号のｘ座標系データとｙ座標系デー
タが次のように求まる。
【００３４】ｘ座標系データ： Ａｉ・ｃｏｓθｉ ＋ Ａｊ・ｃｏｓθｊ ＝ ΣＡ・
ｃｏｓθ ｙ座標系データ： Ａｉ・ｓｉｎθｉ ＋ Ａｊ・ｓｉｎθｊ ＝ ΣＡ・
ｓｉｎθ 従って、各アンテナ系の極座標／直交座標変換部４００
から入力するデータを位相ベクトル合成部５００におい
て同様にして合成して出力する。
ｃｏｓθ ｙ座標系データ： Ａｉ・ｓｉｎθｉ ＋ Ａｊ・ｓｉｎθｊ ＝ ΣＡ・
ｓｉｎθ 従って、各アンテナ系の極座標／直交座標変換部４００
から入力するデータを位相ベクトル合成部５００におい
て同様にして合成して出力する。
【００３５】直交座標／極座標変換部６００は、直交座
標で合成された、ｘ座標系データ＝ΣＡ・ｃｏｓθ、ｙ
座標系データ＝ΣＡ・ｓｉｎθのデータを極座標に戻し
て、合成位相差データθ（ｓｕｍ ｉ）を求める。
標で合成された、ｘ座標系データ＝ΣＡ・ｃｏｓθ、ｙ
座標系データ＝ΣＡ・ｓｉｎθのデータを極座標に戻し
て、合成位相差データθ（ｓｕｍ ｉ）を求める。
【００３６】ここまでの回路ブロックで求めたデータ
は、ビット単位のサンプルによって求められた１ビット
位相差であるため、完全なデータとして復号するために
１シンボル間位相差データを加算する必要がある。その
ための回路ブロックが図１１に示すデータ復号部７００
である。すなわち、θ（ｓｕｍ ｉ）＋θ（ｓｕｍ ｉ
＋１）が１シンボル間に移動した位相差ということにな
り、この値により完全なデータを復号する。
は、ビット単位のサンプルによって求められた１ビット
位相差であるため、完全なデータとして復号するために
１シンボル間位相差データを加算する必要がある。その
ための回路ブロックが図１１に示すデータ復号部７００
である。すなわち、θ（ｓｕｍ ｉ）＋θ（ｓｕｍ ｉ
＋１）が１シンボル間に移動した位相差ということにな
り、この値により完全なデータを復号する。
【００３７】また、直交座標／極座標変換部６００の出
力からタイミングを再生する回路ブロックがタイミング
再生部８００であり、その一実施例の回路構成を図１２
に示す。なお、図１３は、このタイミング再生の原理を
示す図である。
力からタイミングを再生する回路ブロックがタイミング
再生部８００であり、その一実施例の回路構成を図１２
に示す。なお、図１３は、このタイミング再生の原理を
示す図である。
【００３８】ＱＰＳＫ（直交位相変調方式）の場合、１
シンボル間を正規ビットサンプル点においてサンプルし
た場合、前半にサンプルした位相差と後半にサンプルし
た位相差とは同一になる。この性質を利用して前半サン
プル位相差と後半サンプル位相差とが等しくなるように
クロックを制御してタイミングを再生する。
シンボル間を正規ビットサンプル点においてサンプルし
た場合、前半にサンプルした位相差と後半にサンプルし
た位相差とは同一になる。この性質を利用して前半サン
プル位相差と後半サンプル位相差とが等しくなるように
クロックを制御してタイミングを再生する。
【００３９】以上に説明したように、本発明に係る合成
ダイバーシティ受信方式は、各アンテナ系毎に設置され
る、ＩＦ信号リミット部（中間周波数を振幅制限す
る）、瞬時位相検出部（ビットタイミングで位相データ
をサンプリングする）、位相差データ生成部（１ビット
間の位相差を算出する）及び極座標／直交座標変換部
（位相角θと受信電界強度値Ａで示される極座標のデー
タを直交座標データに変換する）により出力する各アン
テナ系で受信した電波の直交座標系におけるデータを、
位相ベクトル合成部で各アンテナ系毎の出力を合成し、
直交座標／極座標変換部で極座標データに戻し、データ
復号部で復号データを出力する復号処理を行い、タイミ
ング再生部で受信信号に同期したビットレートクロック
（ＢＴＲＣ）及びシンボルレートクロック（ＢＡＲＣ）
を再生出力する構成となっており、高価なＤＳＰを用い
る必要もなく、１個のゲート／アレイに収まる程度の回
路規模で実現することができる。
ダイバーシティ受信方式は、各アンテナ系毎に設置され
る、ＩＦ信号リミット部（中間周波数を振幅制限す
る）、瞬時位相検出部（ビットタイミングで位相データ
をサンプリングする）、位相差データ生成部（１ビット
間の位相差を算出する）及び極座標／直交座標変換部
（位相角θと受信電界強度値Ａで示される極座標のデー
タを直交座標データに変換する）により出力する各アン
テナ系で受信した電波の直交座標系におけるデータを、
位相ベクトル合成部で各アンテナ系毎の出力を合成し、
直交座標／極座標変換部で極座標データに戻し、データ
復号部で復号データを出力する復号処理を行い、タイミ
ング再生部で受信信号に同期したビットレートクロック
（ＢＴＲＣ）及びシンボルレートクロック（ＢＡＲＣ）
を再生出力する構成となっており、高価なＤＳＰを用い
る必要もなく、１個のゲート／アレイに収まる程度の回
路規模で実現することができる。
【００４０】次に、本発明の第２の実施の形態を説明す
る。
る。
【００４１】図１４は、本発明の第２の実施の形態を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【００４２】本実施の形態は、図４に示した第１の実施
の形態にＲＳＳＩ変換ＲＡＭ９００を付加したものであ
り、受信電界強度（ＲＳＳＩ）値をＡ／Ｄ変換した後
に、ＲＡＭによるテーブル変換機能を追加したものであ
る。すなわち、検出した生のＲＳＳＩを変換ＲＡＭにあ
らかじめ書き込んだ変換データで加工して出力するもの
で、本実施の形態によれば、以下の２つの利点が生まれ
る。
の形態にＲＳＳＩ変換ＲＡＭ９００を付加したものであ
り、受信電界強度（ＲＳＳＩ）値をＡ／Ｄ変換した後
に、ＲＡＭによるテーブル変換機能を追加したものであ
る。すなわち、検出した生のＲＳＳＩを変換ＲＡＭにあ
らかじめ書き込んだ変換データで加工して出力するもの
で、本実施の形態によれば、以下の２つの利点が生まれ
る。
【００４３】第１の利点は、通常、ＲＳＳＩの各アンテ
ナ系毎のバランス調整をトリマーコンデンサや可変抵抗
器等により微調整するところを、各アンテナ系のＲＡＭ
に各系の調整データ（補正値）を書き込んでおくことに
より、ディジタル的に入力値があれば、一意的に調整さ
れた値が出力されるので、調整、検査に要する時間を格
段に短縮することができる。
ナ系毎のバランス調整をトリマーコンデンサや可変抵抗
器等により微調整するところを、各アンテナ系のＲＡＭ
に各系の調整データ（補正値）を書き込んでおくことに
より、ディジタル的に入力値があれば、一意的に調整さ
れた値が出力されるので、調整、検査に要する時間を格
段に短縮することができる。
【００４４】第２の利点は、前述した合成演算の際に重
み付けをした演算が可能になることである。例えば、Ｒ
ＡＭに二乗特性カーブを書き込んでおけば、検出された
生のＲＳＳＩ値に二乗の重み付けがなされて、合成時に
ＲＳＳＩの二乗の重み付けがされた合成出力を得ること
ができる。
み付けをした演算が可能になることである。例えば、Ｒ
ＡＭに二乗特性カーブを書き込んでおけば、検出された
生のＲＳＳＩ値に二乗の重み付けがなされて、合成時に
ＲＳＳＩの二乗の重み付けがされた合成出力を得ること
ができる。
【発明の効果】以上に説明したように、本発明の合成ダ
イバーシティ受信方式によれば、複数系統アンテナを用
いた合成ダイバーシティ受信を、高価なＤＳＰを使うこ
となく、また、１個のゲート／アレイの寸法に収まる程
度の回路規模で実現することができ、装置全体のコスト
ダウン、小型化を図ることができるという効果を奏す
る。
イバーシティ受信方式によれば、複数系統アンテナを用
いた合成ダイバーシティ受信を、高価なＤＳＰを使うこ
となく、また、１個のゲート／アレイの寸法に収まる程
度の回路規模で実現することができ、装置全体のコスト
ダウン、小型化を図ることができるという効果を奏す
る。
【００４５】また、受信電界強度値を変換ＲＡＭテーブ
ルを用いて加工することにより、高度な重みづけ合成
や、調整・検査の工数削減が可能となり、基地局装置と
移動局間の無線通信のバランス改善が図られ、ひいては
１つの基地局装置が提供するサービスエリアを拡大する
ことができるという効果を奏する。
ルを用いて加工することにより、高度な重みづけ合成
や、調整・検査の工数削減が可能となり、基地局装置と
移動局間の無線通信のバランス改善が図られ、ひいては
１つの基地局装置が提供するサービスエリアを拡大する
ことができるという効果を奏する。
【図１】従来技術における代表的な合成ダイバーシティ
受信方式の概略論理構成を示すブロック図である。
受信方式の概略論理構成を示すブロック図である。
【図２】従来技術における合成ダイバーシティ受信方式
の一実施例の構成を示すブロック図である。
の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図３】従来技術における合成ダイバーシティ受信方式
の他の実施例の構成を示すブロック図である。
の他の実施例の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の合成ダイバーシティ受信方式の一実施
例の構成を示すブロック図である。
例の構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示す瞬時位相検出部２００の概略構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図６】瞬時位相検出の動作原理を説明する図である。
【図７】図４に示す位相差データ生成部３００の概略構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図８】図４に示す極座標／直交座標変換部４００の概
略構成を示すブロック図である。
略構成を示すブロック図である。
【図９】図４に示す位相ベクトル合成部５００の概略構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図１０】位相ベクトル合成の原理を説明する図であ
る。
る。
【図１１】図４に示すデータ復号部７００の概略構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１２】図４に示すタイミング再生部８００の概略構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図１３】タイミング再生の原理を説明する図である。
【図１４】本発明の合成ダイバーシティ受信方式の他の
実施例の構成を示すブロック図である。
実施例の構成を示すブロック図である。
２，５，６ 合成器 ３，７ 復調器 ４ ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ） １１，１２，・・・，１ｎ 移送器 ２１，２２，・・・，２ｎ アナログ／ディジタル変
換器（ＡＤＣ） ３１，３２，・・・，３ｎ レジスタ（ＲＥＧ） ４１，４２，・・・，４ｎ 信号受信系統 １００ ＩＦ信号リミット部 ２００ 瞬時位相検出部 ３００ 位相差データ生成部 ４００ 極座標／直交座標変換部 ５００ 位相ベクトル合成部 ６００ 直交座標／極座標変換部 ７００ データ復号部 ８００ タイミング再生部 ９００ ＲＳＳＩ変換ＲＡＭ
換器（ＡＤＣ） ３１，３２，・・・，３ｎ レジスタ（ＲＥＧ） ４１，４２，・・・，４ｎ 信号受信系統 １００ ＩＦ信号リミット部 ２００ 瞬時位相検出部 ３００ 位相差データ生成部 ４００ 極座標／直交座標変換部 ５００ 位相ベクトル合成部 ６００ 直交座標／極座標変換部 ７００ データ復号部 ８００ タイミング再生部 ９００ ＲＳＳＩ変換ＲＡＭ
Claims (3)
- 【請求項１】複数系統の受信アンテナから直交位相変調
された信号を受信して合成し、復調するダイバーシティ
受信方式において、 前記複数系統の受信アンテナの各系統には、 受信信号の中間周波数信号の振幅制限を行うとともに、
受信電界強度値を検出する中間周波数信号リミット手段
と、 前記中間周波数信号リミット手段により振幅制限された
出力信号を受信し、ビットタイミング毎の位相データを
検出する瞬時位相検出手段と、 前記瞬時位相検出手段が検出した位相データを入力し、
当該位相データと１ビット遅延した位相データとの位相
差を検出する位相差データ生成手段と、 前記位相差データ生成手段で検出した位相差データと前
記中間周波数信号リミット手段で検出した受信電界強度
値を入力し、当該位相データと受信電界強度値とで表さ
れる極座標データを直交座標データに変換して出力する
第１の座標データ変換手段とを備え、 前記複数系統の受信アンテナの各系統の第１の座標デー
タ変換手段が出力する直交座標データを入力し、当該入
力した複数の直交座標データを各座標軸毎に加算した合
成直交座標データを出力する合成手段と、 前記合成手段の出力する合成直交座標データを極座標に
戻して合成位相差データを求める第２の座標データ変換
手段と、 前記第２の座標データ変換手段が出力する合成位相差デ
ータを１シンボル毎に加算して復号する復号手段と、 前記第２の座標データ変換手段が出力する合成位相差デ
ータを１シンボル毎に減算してタイミングを再生するタ
イミング再生手段とを有することを特徴とする合成ダイ
バーシティ受信方式。 - 【請求項２】前記複数系統の受信アンテナの各系統に
は、メモリに変換データをあらかじめ書き込んで、前記
中間周波数信号リミット手段が出力する受信電界強度値
を当該変換データにもとづいて変換出力する受信電界強
度値変換手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１
に記載の合成ダイバーシティ受信方式。 - 【請求項３】前記第１の座標データ変換手段は、入力し
た位相データを三角関数の余弦値に変換する余弦値変換
テーブルと、入力した位相データを三角関数の正弦値に
変換する正弦値変換テーブルとを有することを特徴とす
る請求項１又は請求項２に記載の合成ダイバーシティ受
信方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8181917A JPH1028108A (ja) | 1996-07-11 | 1996-07-11 | 合成ダイバーシティ受信方式 |
| GB9714711A GB2315196B (en) | 1996-07-11 | 1997-07-11 | Diversity combining |
| AU28606/97A AU717652B2 (en) | 1996-07-11 | 1997-07-11 | Diversity combining |
| US08/893,560 US5889826A (en) | 1996-07-11 | 1997-07-11 | Apparatus and method for diversity combining |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8181917A JPH1028108A (ja) | 1996-07-11 | 1996-07-11 | 合成ダイバーシティ受信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1028108A true JPH1028108A (ja) | 1998-01-27 |
Family
ID=16109174
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8181917A Pending JPH1028108A (ja) | 1996-07-11 | 1996-07-11 | 合成ダイバーシティ受信方式 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5889826A (ja) |
| JP (1) | JPH1028108A (ja) |
| AU (1) | AU717652B2 (ja) |
| GB (1) | GB2315196B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU769743B2 (en) * | 1998-09-09 | 2004-02-05 | Nec Corporation | Diversity reception by combining vectors weighted by coefficients which vary inversely to offset angles |
| WO2005091526A1 (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | 無線通信装置 |
| US7145958B2 (en) | 2000-06-13 | 2006-12-05 | Nec Corporation | Diversity type transmitter having system for controlling the delay time of each of plural transmission units |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6765904B1 (en) | 1999-08-10 | 2004-07-20 | Texas Instruments Incorporated | Packet networks |
| JPH1070497A (ja) * | 1996-08-27 | 1998-03-10 | Saitama Nippon Denki Kk | ダイバーシチ方式無線装置の受信信号合成方法 |
| US6317466B1 (en) * | 1998-04-15 | 2001-11-13 | Lucent Technologies Inc. | Wireless communications system having a space-time architecture employing multi-element antennas at both the transmitter and receiver |
| DE69830428T2 (de) * | 1998-12-25 | 2006-01-26 | Sanyo Electric Co., Ltd., Moriguchi | Dekodierungsfehlerfreier diversitätsempfänger, sowie schaltung zur talzurückgewinnung für diversitätsempfänger |
| US7952511B1 (en) | 1999-04-07 | 2011-05-31 | Geer James L | Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns |
| US6801499B1 (en) | 1999-08-10 | 2004-10-05 | Texas Instruments Incorporated | Diversity schemes for packet communications |
| US6744757B1 (en) | 1999-08-10 | 2004-06-01 | Texas Instruments Incorporated | Private branch exchange systems for packet communications |
| US6801532B1 (en) | 1999-08-10 | 2004-10-05 | Texas Instruments Incorporated | Packet reconstruction processes for packet communications |
| US6757256B1 (en) * | 1999-08-10 | 2004-06-29 | Texas Instruments Incorporated | Process of sending packets of real-time information |
| US6678267B1 (en) | 1999-08-10 | 2004-01-13 | Texas Instruments Incorporated | Wireless telephone with excitation reconstruction of lost packet |
| US6804244B1 (en) | 1999-08-10 | 2004-10-12 | Texas Instruments Incorporated | Integrated circuits for packet communications |
| US7574351B2 (en) * | 1999-12-14 | 2009-08-11 | Texas Instruments Incorporated | Arranging CELP information of one frame in a second packet |
| US6501372B2 (en) | 2001-02-02 | 2002-12-31 | Trw Inc. | Tire condition sensor communication with unique sampling on vehicle-side diversity antenna array |
| JP2003016767A (ja) * | 2001-06-27 | 2003-01-17 | Sony Corp | 信号レベル検出装置及び方法、並びに信号レベル表示装置 |
| US7103118B2 (en) * | 2001-11-26 | 2006-09-05 | Dataradio Inc. | Vectorial combiner for diversity reception in RF tranceivers |
| US7113760B1 (en) | 2003-04-29 | 2006-09-26 | Ami Semiconductor, Inc. | Direct conversion receiver for amplitude modulated signals using linear/log filtering |
| US7139546B1 (en) | 2003-04-29 | 2006-11-21 | Ami Semiconductor, Inc. | Up-conversion of a down-converted baseband signal in a direct conversion architecture without the baseband signal passing through active elements |
| US7197091B1 (en) | 2003-05-06 | 2007-03-27 | Ami Semiconductor, Inc. | Direct conversion receiver with direct current offset correction circuitry |
| US7006809B2 (en) * | 2003-05-06 | 2006-02-28 | Ami Semiconductor, Inc. | Adaptive diversity receiver architecture |
| CN100386719C (zh) * | 2003-07-29 | 2008-05-07 | 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 | 用于数字扫描变换装置的坐标转换方法及处理器 |
| GB2418802B (en) * | 2004-09-30 | 2009-03-18 | Samsung Electronics Co Ltd | Multi carrier communications |
| JP6481292B2 (ja) * | 2014-09-03 | 2019-03-13 | 株式会社ソシオネクスト | 受信回路及び受信方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07118671B2 (ja) * | 1991-07-04 | 1995-12-18 | 郵政省通信総合研究所長 | 検波後合成型ダイバーシチ受信装置 |
| JP2816917B2 (ja) * | 1992-09-14 | 1998-10-27 | エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 | 無線受信装置 |
| US5465271A (en) * | 1993-08-20 | 1995-11-07 | General Electric Company | Post detection weighted vector combining diversity receivers using phase metrics for mobile and indoor radio channels |
| US5461646A (en) * | 1993-12-29 | 1995-10-24 | Tcsi Corporation | Synchronization apparatus for a diversity receiver |
| MY113061A (en) * | 1994-05-16 | 2001-11-30 | Sanyo Electric Co | Diversity reception device |
| JP3091634B2 (ja) * | 1994-05-16 | 2000-09-25 | 三洋電機株式会社 | ダイバーシチ装置 |
-
1996
- 1996-07-11 JP JP8181917A patent/JPH1028108A/ja active Pending
-
1997
- 1997-07-11 AU AU28606/97A patent/AU717652B2/en not_active Ceased
- 1997-07-11 US US08/893,560 patent/US5889826A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-07-11 GB GB9714711A patent/GB2315196B/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU769743B2 (en) * | 1998-09-09 | 2004-02-05 | Nec Corporation | Diversity reception by combining vectors weighted by coefficients which vary inversely to offset angles |
| US7145958B2 (en) | 2000-06-13 | 2006-12-05 | Nec Corporation | Diversity type transmitter having system for controlling the delay time of each of plural transmission units |
| WO2005091526A1 (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | 無線通信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5889826A (en) | 1999-03-30 |
| GB2315196A (en) | 1998-01-21 |
| GB2315196B (en) | 1999-02-17 |
| AU2860697A (en) | 1998-01-22 |
| AU717652B2 (en) | 2000-03-30 |
| GB9714711D0 (en) | 1997-09-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH1028108A (ja) | 合成ダイバーシティ受信方式 | |
| US5805643A (en) | Diversity receiver system used in digital communication | |
| JP2000502230A (ja) | トランシーバのディジタル校正 | |
| WO1994029991A1 (fr) | Detecteur de phase | |
| AU4964490A (en) | A method of controlling the frequency of a coherent radio receiver and apparatus for carrying out the method | |
| FR2721467A1 (fr) | Procédé et convertisseur destinés à convertir des signaux rectangulaires en signaux en phase. | |
| CA2090739A1 (en) | A symmetrically balanced phase and amplitude base band processor for a quadrature receiver | |
| JP3703589B2 (ja) | 無線受信装置及び無線受信方法 | |
| JP2004198189A (ja) | 方位探知装置 | |
| US5579343A (en) | Soft decision circuit | |
| JP3164944B2 (ja) | 同期検出回路 | |
| JP2003198436A (ja) | ダイバシティー受信用ベクトル結合器およびベクトル結合方法 | |
| JP3460800B2 (ja) | 変調精度測定方法および測定装置 | |
| JP3162980B2 (ja) | ダイバーシチ装置 | |
| JP3091634B2 (ja) | ダイバーシチ装置 | |
| JP4067707B2 (ja) | ディジタル復調装置 | |
| JPH1032531A (ja) | 位相角度データ・三角関数変換回路と合成ダイバーシテ ィ 受信機 | |
| JP2859227B2 (ja) | 移動無線電話装置 | |
| CN1126313C (zh) | 合并与偏移角成反比的系数所加权的矢量的分集接收器 | |
| JP3718577B2 (ja) | 無線受信機及び無線受信方法 | |
| JP2000059276A (ja) | 移動体識別用無線設備 | |
| JPH09236647A (ja) | 方向探知機 | |
| JPH10322320A (ja) | 最大比合成ダイバーシチ受信装置 | |
| JPH10126323A (ja) | ダイバーシティ受信機 | |
| CA1303686C (en) | Subscriber unit for wireless digital telephone system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20001017 |