JP3091634B2 - ダイバーシチ装置 - Google Patents
ダイバーシチ装置Info
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- JP3091634B2 JP3091634B2 JP06101027A JP10102794A JP3091634B2 JP 3091634 B2 JP3091634 B2 JP 3091634B2 JP 06101027 A JP06101027 A JP 06101027A JP 10102794 A JP10102794 A JP 10102794A JP 3091634 B2 JP3091634 B2 JP 3091634B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線通信機器に用いら
れるダイバーシチ装置に関する。
れるダイバーシチ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、デジタル方式の通信機器において
は、伝送の効率化のために、デジタルの情報信号（ベー
スバンド信号）で搬送波信号を変調することによって、
情報信号の伝送が行われている。このような変調の方式
としては、デジタルのベースバンド信号（変調信号）に
応じて搬送波信号の振幅を変化させる振幅変調方式（Ａ
ＳＫ：Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ）、変調信号に応じて搬送波の周波数を変位させる周
波数変調方式（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆ
ｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、変調信号に応じて搬送波の位相を
変化させる位相変調方式（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉ
ｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、変調信号に応じて搬送波の振幅
及び位相をそれぞれ独立して変化させる直交振幅変調方
式（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄ
ｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの種々の方式が用いら
れている。
は、伝送の効率化のために、デジタルの情報信号（ベー
スバンド信号）で搬送波信号を変調することによって、
情報信号の伝送が行われている。このような変調の方式
としては、デジタルのベースバンド信号（変調信号）に
応じて搬送波信号の振幅を変化させる振幅変調方式（Ａ
ＳＫ：Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ）、変調信号に応じて搬送波の周波数を変位させる周
波数変調方式（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆ
ｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、変調信号に応じて搬送波の位相を
変化させる位相変調方式（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉ
ｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、変調信号に応じて搬送波の振幅
及び位相をそれぞれ独立して変化させる直交振幅変調方
式（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄ
ｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの種々の方式が用いら
れている。
【０００３】これらのデジタル変調方式は、移動通信等
に適用した場合、電波の反射や散乱などの影響で受信レ
ベルが激しく変動するフェージング現象によって受信性
能が著しく劣化することが知られている。フェージング
による受信レベル低下を補う有効な方法として複数の受
信系を用いて受信を行うダイバーシチ受信等が実用化さ
れている。
に適用した場合、電波の反射や散乱などの影響で受信レ
ベルが激しく変動するフェージング現象によって受信性
能が著しく劣化することが知られている。フェージング
による受信レベル低下を補う有効な方法として複数の受
信系を用いて受信を行うダイバーシチ受信等が実用化さ
れている。
【０００４】ダイバーシチ受信の方式には、各受信系の
中で最大受信レベルの受信信号を選択して復調を行う選
択合成方式、各受信系の信号を等レベルで合成して復調
を行う等利得合成方式、各受信系の信号を受信レベルに
比例した重み付けを行った後合成して復調を行う最大比
合成方式がある。この中で最大比合成方式は、最も良い
特性が得られるが、線形の受信系が必要になることや変
調波信号の位相を高精度に調整することなどのため装置
が複雑になり、安価に実現することは困難であった。
中で最大受信レベルの受信信号を選択して復調を行う選
択合成方式、各受信系の信号を等レベルで合成して復調
を行う等利得合成方式、各受信系の信号を受信レベルに
比例した重み付けを行った後合成して復調を行う最大比
合成方式がある。この中で最大比合成方式は、最も良い
特性が得られるが、線形の受信系が必要になることや変
調波信号の位相を高精度に調整することなどのため装置
が複雑になり、安価に実現することは困難であった。
【０００５】図５は、従来の最大比合成ダイバーシチ受
信装置の１例を示したもので４系統の受信信号を合成す
る構成となっている。この装置の場合、各入力端子３
８、３９、４０、４１から入力される受信信号は移相器
４２、４３、４４、４５により搬送波の位相を等しく揃
えられた後、加算器４６で信号を合成され、復調器４７
にてデータ復調が行なわれるものである。この時、加算
器４６で信号が合成されるまでは、各信号は線形に増幅
されており、従って合成は線形に行われる。
信装置の１例を示したもので４系統の受信信号を合成す
る構成となっている。この装置の場合、各入力端子３
８、３９、４０、４１から入力される受信信号は移相器
４２、４３、４４、４５により搬送波の位相を等しく揃
えられた後、加算器４６で信号を合成され、復調器４７
にてデータ復調が行なわれるものである。この時、加算
器４６で信号が合成されるまでは、各信号は線形に増幅
されており、従って合成は線形に行われる。
【０００６】図６は、図５の従来技術による装置の信号
合成をＩＱ平面上に示した図であり、簡単のため２系統
のみ記してある。図６において、Ｓ1、Ｓ2は受信信号を
表し、Ｓ1S、Ｓ1NはＳ１の信号成分、ノイズ成分、Ｓ2
S、Ｓ2NはＳ２の信号成分、ノイズ成分である。一般
に、ノイズ成分は信号レベルや受信系統（以後ブランチ
と呼ぶ）に係わらずほぼ一定に加わるため、図では各ブ
ランチの受信信号は、信号成分（Ｓ1S及び、Ｓ2S）を中
心とする同じ半径（|Ｓ1N|＝|Ｓ2N|）の円周上の点とし
て記してある。図５の装置、即ち、最大比合成ダイバー
シチでは、各ブランチの受信信号は線形に合成されるた
め、Ｓ1、Ｓ2をベクトル的に合成したものが復調器へ入
力される合成信号となる。
合成をＩＱ平面上に示した図であり、簡単のため２系統
のみ記してある。図６において、Ｓ1、Ｓ2は受信信号を
表し、Ｓ1S、Ｓ1NはＳ１の信号成分、ノイズ成分、Ｓ2
S、Ｓ2NはＳ２の信号成分、ノイズ成分である。一般
に、ノイズ成分は信号レベルや受信系統（以後ブランチ
と呼ぶ）に係わらずほぼ一定に加わるため、図では各ブ
ランチの受信信号は、信号成分（Ｓ1S及び、Ｓ2S）を中
心とする同じ半径（|Ｓ1N|＝|Ｓ2N|）の円周上の点とし
て記してある。図５の装置、即ち、最大比合成ダイバー
シチでは、各ブランチの受信信号は線形に合成されるた
め、Ｓ1、Ｓ2をベクトル的に合成したものが復調器へ入
力される合成信号となる。
【０００７】この様に、最大比合成ダイバーシチでは線
形に信号合成を行うため、ノイズ成分が一定のまま信号
成分が合成される。これにより合成信号のＳ／Ｎを最大
にできるため、最大比合成ダイバーシチはダイバーシチ
方式の中で最も良い受信性能を得ることができる。
形に信号合成を行うため、ノイズ成分が一定のまま信号
成分が合成される。これにより合成信号のＳ／Ｎを最大
にできるため、最大比合成ダイバーシチはダイバーシチ
方式の中で最も良い受信性能を得ることができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この構
成の場合、受信信号の搬送波位相を高精度に調整するた
め、受信信号をＡ／Ｄ変換してＤＳＰ等でデジタル処理
を行う必要がある。また、線形合成するためＡ／Ｄ変換
器についてもダイナミックレンジの大きなものが必要と
なり、装置規模やコストが大きくなるという問題点があ
った。
成の場合、受信信号の搬送波位相を高精度に調整するた
め、受信信号をＡ／Ｄ変換してＤＳＰ等でデジタル処理
を行う必要がある。また、線形合成するためＡ／Ｄ変換
器についてもダイナミックレンジの大きなものが必要と
なり、装置規模やコストが大きくなるという問題点があ
った。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上述の従来技術の問題を
解決するために、本発明によるダイバーシチ装置は、複
数の受信信号の位相を検出する複数の位相検出手段と、
該位相検出手段のデータを１シンボル時間遅延させる遅
延手段と、前記位相検出手段の出力データと前記遅延手
段の出力データとの差を計算し、受信位相データとして
出力する計算手段と、受信信号の大きさに関する受信レ
ベルデータと前記受信位相データが入力されるとともに
受信レベルデータ、あるいは、受信レベルデータの２乗
と受信位相データの正弦との積を出力する複数の第１記
憶手段と、受信レベルデータと受信位相データが入力さ
れるとともに受信レベルデータ、あるいは、受信レベル
データの２乗と受信位相データの余弦との積を出力する
複数の第２記憶手段と、複数の受信信号により前記第１
記憶手段から得たデータを加算する第１加算部と、複数
の受信信号により前記第２記憶手段から得たデータを加
算する第２加算部とからなる加算手段とを有することを
特徴とするものである。
解決するために、本発明によるダイバーシチ装置は、複
数の受信信号の位相を検出する複数の位相検出手段と、
該位相検出手段のデータを１シンボル時間遅延させる遅
延手段と、前記位相検出手段の出力データと前記遅延手
段の出力データとの差を計算し、受信位相データとして
出力する計算手段と、受信信号の大きさに関する受信レ
ベルデータと前記受信位相データが入力されるとともに
受信レベルデータ、あるいは、受信レベルデータの２乗
と受信位相データの正弦との積を出力する複数の第１記
憶手段と、受信レベルデータと受信位相データが入力さ
れるとともに受信レベルデータ、あるいは、受信レベル
データの２乗と受信位相データの余弦との積を出力する
複数の第２記憶手段と、複数の受信信号により前記第１
記憶手段から得たデータを加算する第１加算部と、複数
の受信信号により前記第２記憶手段から得たデータを加
算する第２加算部とからなる加算手段とを有することを
特徴とするものである。
【００１０】
【００１１】さらに本発明によるダイバーシチ装置は、
第１及び第２記憶手段を、受信位相データを一方のアド
レスとし、受信レベルデータを他方のアドレスとすると
ともに、これら両方のアドレスによって特定されるデー
タを演算結果として出力するＲＯＭで構成したことを特
徴とするものである。
第１及び第２記憶手段を、受信位相データを一方のアド
レスとし、受信レベルデータを他方のアドレスとすると
ともに、これら両方のアドレスによって特定されるデー
タを演算結果として出力するＲＯＭで構成したことを特
徴とするものである。
【００１２】
【作用】本発明によるダイバーシチ装置によれば、受信
信号の位相が位相検出手段で検出され、検出した位相デ
ータを遅延手段で１シンボル遅延させ、遅延手段の出力
データと位相検出手段の差を計算手段で計算し、更に、
この計算手段の出力データを第１及び第２記憶手段のア
ドレスへ与え、又、受信レベルデータを第１及び第２記
憶手段の別のアドレスへ与え、これらの記憶手段から出
力される複数の受信系統のデータを加算する。また、受
信信号の位相を位相検出手段で検出し、検出した位相デ
ータを遅延手段で１シンボル遅延させ、遅延手段の出力
データと位相検出手段の差を計算手段で計算し、演算手
段で加算又は減算を施し、更に、この演算手段の出力デ
ータを第１及び第２記憶手段のアドレスへ与え、又、受
信レベルデータを第１及び第２記憶手段のアドレスへ与
え、これらの記憶手段から出力される複数の受信系統の
データを加算する。
信号の位相が位相検出手段で検出され、検出した位相デ
ータを遅延手段で１シンボル遅延させ、遅延手段の出力
データと位相検出手段の差を計算手段で計算し、更に、
この計算手段の出力データを第１及び第２記憶手段のア
ドレスへ与え、又、受信レベルデータを第１及び第２記
憶手段の別のアドレスへ与え、これらの記憶手段から出
力される複数の受信系統のデータを加算する。また、受
信信号の位相を位相検出手段で検出し、検出した位相デ
ータを遅延手段で１シンボル遅延させ、遅延手段の出力
データと位相検出手段の差を計算手段で計算し、演算手
段で加算又は減算を施し、更に、この演算手段の出力デ
ータを第１及び第２記憶手段のアドレスへ与え、又、受
信レベルデータを第１及び第２記憶手段のアドレスへ与
え、これらの記憶手段から出力される複数の受信系統の
データを加算する。
【００１３】
【実施例】図１は、本発明の第１の実施例を示す図であ
る。図１において、１、２、３、４は受信信号が入力さ
れる入力端子、５、６、７、８は受信信号の位相を検出
する位相検出手段、９、１０、１１、１２は位相検出手
段５、６、７、８のデータを１シンボル時間遅延させる
遅延手段、１３、１４、１５、１６及び２５、２６は加
算手段、１７、１８、１９、２０は受信レベル（ＲＳＳ
Ｉ）の量子化データ（Ｒｎ）と加算手段のデータ（θ
ｎ）をアドレスとして加算手段のデータの正弦と受信レ
ベルの量子化データの２乗の積（Ｒｎ2・sin（θｎ））
を出力する第１記憶手段、２１、２２、２３、２４は受
信レベルの量子化データと加算手段のデータをアドレス
として加算手段のデータの余弦と受信レベルの量子化デ
ータの２乗の積（Ｒｎ2・cos（θｎ））を出力する第２
記憶手段、２７は加算手段２５及び２６のデータから送
信データを復号する判定手段、２８は加算手段２５及び
２６のデータから送信データに同期したクロックを出力
するクロック再生手段である。
る。図１において、１、２、３、４は受信信号が入力さ
れる入力端子、５、６、７、８は受信信号の位相を検出
する位相検出手段、９、１０、１１、１２は位相検出手
段５、６、７、８のデータを１シンボル時間遅延させる
遅延手段、１３、１４、１５、１６及び２５、２６は加
算手段、１７、１８、１９、２０は受信レベル（ＲＳＳ
Ｉ）の量子化データ（Ｒｎ）と加算手段のデータ（θ
ｎ）をアドレスとして加算手段のデータの正弦と受信レ
ベルの量子化データの２乗の積（Ｒｎ2・sin（θｎ））
を出力する第１記憶手段、２１、２２、２３、２４は受
信レベルの量子化データと加算手段のデータをアドレス
として加算手段のデータの余弦と受信レベルの量子化デ
ータの２乗の積（Ｒｎ2・cos（θｎ））を出力する第２
記憶手段、２７は加算手段２５及び２６のデータから送
信データを復号する判定手段、２８は加算手段２５及び
２６のデータから送信データに同期したクロックを出力
するクロック再生手段である。
【００１４】図１において各ブランチの位相検出手段
５、６、７、８、遅延手段９、１０、１１、１２、加算
手段１３、１４、１５、１６から成る部分は、位相検波
型の遅延検波器を構成している。即ち、この部分では、
位相検出手段により受信信号の位相を検出し、検出した
位相を遅延手段により１シンボル時間遅延させ、加算手
段でそれらの差を検出することで１シンボル間の位相変
化を検出する遅延検波を行っている。位相検波型の遅延
検波器では、受信信号の位相成分のみを検出するため、
受信信号の振幅成分が不要となり信号の線形増幅器は必
要なくなる。
５、６、７、８、遅延手段９、１０、１１、１２、加算
手段１３、１４、１５、１６から成る部分は、位相検波
型の遅延検波器を構成している。即ち、この部分では、
位相検出手段により受信信号の位相を検出し、検出した
位相を遅延手段により１シンボル時間遅延させ、加算手
段でそれらの差を検出することで１シンボル間の位相変
化を検出する遅延検波を行っている。位相検波型の遅延
検波器では、受信信号の位相成分のみを検出するため、
受信信号の振幅成分が不要となり信号の線形増幅器は必
要なくなる。
【００１５】図２は、図１に示した本発明によるダイバ
ーシチ装置に信号を入力した時の様子をＩＱ平面上に示
したものである。本発明によるダイバーシチ装置のよう
に位相検波型の遅延検波器では、受信信号の振幅情報が
失われるため、ＩＱ平面上では、信号は全て大きさが等
しいベクトルで表される。即ち、受信信号は、原点を中
心とする円周上の点で表されため、受信信号は位相成分
だけが元のままで、大きさは全て等しくなる。この場
合、レベルの小さい受信信号（Ｓ2）は、ベクトル的に
大きくされる（Ｓ2→Ｓ2'）ため、信号成分、ノイズ成
分も大きくなる（Ｓ2S→Ｓ2S'、Ｓ2N→Ｓ2N'）。この逆
に、レベルの大きい受信信号は、ベクトル的に小さくさ
れる（Ｓ1→Ｓ1'）ため、信号成分、ノイズ成分も小さ
くなる（Ｓ1S→Ｓ1S'、Ｓ1N→Ｓ1N'）。
ーシチ装置に信号を入力した時の様子をＩＱ平面上に示
したものである。本発明によるダイバーシチ装置のよう
に位相検波型の遅延検波器では、受信信号の振幅情報が
失われるため、ＩＱ平面上では、信号は全て大きさが等
しいベクトルで表される。即ち、受信信号は、原点を中
心とする円周上の点で表されため、受信信号は位相成分
だけが元のままで、大きさは全て等しくなる。この場
合、レベルの小さい受信信号（Ｓ2）は、ベクトル的に
大きくされる（Ｓ2→Ｓ2'）ため、信号成分、ノイズ成
分も大きくなる（Ｓ2S→Ｓ2S'、Ｓ2N→Ｓ2N'）。この逆
に、レベルの大きい受信信号は、ベクトル的に小さくさ
れる（Ｓ1→Ｓ1'）ため、信号成分、ノイズ成分も小さ
くなる（Ｓ1S→Ｓ1S'、Ｓ1N→Ｓ1N'）。
【００１６】本発明によるダイバーシチ装置では、位相
検波型の遅延検波器の位相データから、検波信号のＩ成
分、Ｑ成分を計算し、それを受信レベル情報ＲＳＳＩで
重み付けした後、合成を行なうものである。位相検波型
遅延検波器からは、検波データとして位相量（θ1、θ
2）が出力されるので、まず初めに位相量から検波信号
のＩ成分
検波型の遅延検波器の位相データから、検波信号のＩ成
分、Ｑ成分を計算し、それを受信レベル情報ＲＳＳＩで
重み付けした後、合成を行なうものである。位相検波型
遅延検波器からは、検波データとして位相量（θ1、θ
2）が出力されるので、まず初めに位相量から検波信号
のＩ成分
【００１７】
【数１】
【００１８】およびＱ成分
【００１９】
【数２】
【００２０】を求める。
【００２１】次に、このＩ、Ｑ成分に、受信レベルの２
乗に比例した量
乗に比例した量
【００２２】
【数３】
【００２３】を重み付けする。
【００２４】ここで、第ｎブランチの複素包絡線をＺn
（ｔ）とすると、最大比合成ダイバーシチ出力ＶMRC
（ｔ）は、
（ｔ）とすると、最大比合成ダイバーシチ出力ＶMRC
（ｔ）は、
【００２５】
【数４】
【００２６】で示される。一方、位相検出器から出力さ
れる信号Ｖn（ｔ）は振幅成分がなくなっているので、
れる信号Ｖn（ｔ）は振幅成分がなくなっているので、
【００２７】
【数５】
【００２８】したがって、
【００２９】
【数６】
【００３０】となる。ここで、１シンボル間の振幅変動
はそれほど大きくないため、
はそれほど大きくないため、
【００３１】
【数７】
【００３２】であり、Ｚn（ｔ）はＲＳＳＩそのもので
あるので、
あるので、
【００３３】
【数８】
【００３４】となる。
【００３５】本発明の実施例では、この動作を記憶手段
を用いてテーブル変換により行っている。合成する前の
重み付けされたＩ、Ｑ成分は、検波位相データθと受信
レベルＲＳＳＩが分かれば
を用いてテーブル変換により行っている。合成する前の
重み付けされたＩ、Ｑ成分は、検波位相データθと受信
レベルＲＳＳＩが分かれば
【００３６】
【数９】
【００３７】により一意的に求めることができる。従っ
て、記憶手段に予めＩ、Ｑ成分の計算結果を書き込んで
おき、記憶手段に検波位相データθと受信レベルを与え
て計算結果を取り出す。一例として、記憶手段にＲＯＭ
を用いる場合を考えると、上位アドレスへ受信レベルデ
ータを、下位アドレスへ検波位相データを入力し、それ
ら示すアドレスに書き込んである計算データを出すこと
でこの処理を行うことができる。
て、記憶手段に予めＩ、Ｑ成分の計算結果を書き込んで
おき、記憶手段に検波位相データθと受信レベルを与え
て計算結果を取り出す。一例として、記憶手段にＲＯＭ
を用いる場合を考えると、上位アドレスへ受信レベルデ
ータを、下位アドレスへ検波位相データを入力し、それ
ら示すアドレスに書き込んである計算データを出すこと
でこの処理を行うことができる。
【００３８】そして各ブランチの重み付けされたＩ、Ｑ
成分は、加算器２５、２６により各成分ごとに合成され
る。
成分は、加算器２５、２６により各成分ごとに合成され
る。
【００３９】
【数１０】
【００４０】この合成されたＩ、Ｑ成分より作られる合
成信号は、図６で信号を線形合成したものと等しくなる
ため、合成信号のＳ／Ｎ劣化を生じさせることがなく、
良好な特性を得ることができる。
成信号は、図６で信号を線形合成したものと等しくなる
ため、合成信号のＳ／Ｎ劣化を生じさせることがなく、
良好な特性を得ることができる。
【００４１】また、図３は、記憶手段を１ブランチ分だ
け用意し、時分割で用いるよう構成した第２の実施例で
ある。図において２９はタイミング発生手段、３０ａ、
３０ｂはセレクタ、３１、３２はラッチ、３３は遅延手
段である。この実施例では、タイミング発生手段２９に
よって発生されるタイミングによりセレクタ３０ａ、３
０ｂを動作させ、１組の第１記憶手段１７および第２記
憶手段２１により各ブランチの検波位相データからＩ、
Ｑ成分を算出するものである。すなわち、第１及び第２
記憶手段１７、２１に入力端子１、２、３、４からの信
号を順次入力するとともに、第１、第２記憶手段１７、
２１の出力を４回累積加算した後ラッチし、加算器２
５、２６の出力をリセットするものである。
け用意し、時分割で用いるよう構成した第２の実施例で
ある。図において２９はタイミング発生手段、３０ａ、
３０ｂはセレクタ、３１、３２はラッチ、３３は遅延手
段である。この実施例では、タイミング発生手段２９に
よって発生されるタイミングによりセレクタ３０ａ、３
０ｂを動作させ、１組の第１記憶手段１７および第２記
憶手段２１により各ブランチの検波位相データからＩ、
Ｑ成分を算出するものである。すなわち、第１及び第２
記憶手段１７、２１に入力端子１、２、３、４からの信
号を順次入力するとともに、第１、第２記憶手段１７、
２１の出力を４回累積加算した後ラッチし、加算器２
５、２６の出力をリセットするものである。
【００４２】また、同様に、位相検出手段、遅延手段、
加算手段なども時分割で用いることもできる。
加算手段なども時分割で用いることもできる。
【００４３】更に、図４は記憶手段を１だけ用意し、も
う片方は入力される位相データにオフセットを加えて入
力することで、１つの記憶手段を時分割で用いた第３の
実施例である。すなわち、タイミング発生手段３３によ
ってオフセット手段３４およびセレクタ３７を動作させ
ることにより、一つの記憶手段３６のみにより実現する
ものである。このとき、オフセットデータは２つ用意
し、セレクタ３７と同じタイミングで切り換える。オフ
セットデータは、加算器３５の入力データがＮビット
う片方は入力される位相データにオフセットを加えて入
力することで、１つの記憶手段を時分割で用いた第３の
実施例である。すなわち、タイミング発生手段３３によ
ってオフセット手段３４およびセレクタ３７を動作させ
ることにより、一つの記憶手段３６のみにより実現する
ものである。このとき、オフセットデータは２つ用意
し、セレクタ３７と同じタイミングで切り換える。オフ
セットデータは、加算器３５の入力データがＮビット
【００４４】
【数１１】
【００４５】のとき、
【００４６】
【数１２】
【００４７】だけ異なった値とする。（たとえば、Ｎ＝
８のとき、０と６４、６４と１２８、１２８と１９２
等）
８のとき、０と６４、６４と１２８、１２８と１９２
等）
【００４８】
【発明の効果】本発明によれば、最大比合成ダイバーシ
チ装置をメモリーや加算器、シフトレジスタなどＩＣ化
に適した小規模のデジタル回路のみで構成することがで
き、高価なＤＳＰなどを使用する必要もなくなる。更
に、本発明の装置へ入力する信号も線形である必要がな
いため、無線回路では構成が簡単な非線形増幅を行うこ
とができる。これらの相乗効果により、本発明では、従
来の同機能の装置を非常に安価に構成することができ、
本発明の装置を使用した無線機器全体のコストダウンを
図ることできる。
チ装置をメモリーや加算器、シフトレジスタなどＩＣ化
に適した小規模のデジタル回路のみで構成することがで
き、高価なＤＳＰなどを使用する必要もなくなる。更
に、本発明の装置へ入力する信号も線形である必要がな
いため、無線回路では構成が簡単な非線形増幅を行うこ
とができる。これらの相乗効果により、本発明では、従
来の同機能の装置を非常に安価に構成することができ、
本発明の装置を使用した無線機器全体のコストダウンを
図ることできる。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明による位相検波型遅延検波器によるＩＱ
平面上での信号合成を示す図である。
平面上での信号合成を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】従来技術を示すブロック図である。
【図６】従来技術による最大比合成ダイバーシチによる
ＩＱ平面上での信号合成を示す図である。
ＩＱ平面上での信号合成を示す図である。
１、２、３、４ 入力端子 ５、６、７、８ 位相検出手段 ９、１０、１１、１２ 遅延手段 １３、１４、１５、１６ 加算手段 １７、１８、１９、２０ 第１記憶手段 ２１、２２、２３、２４ 第２記憶手段 ２５、２６ 加算手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−27626（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−277324（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−54436（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−6392（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−145590（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−38302（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−259742（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04L 1/02 - 1/06 H04L 27/00 - 27/30
Claims (2)
- 【請求項１】 ダイバーシチ装置において、 複数の受信信号の位相を検出する複数の位相検出手段
と、 該位相検出手段のデータを１シンボル時間遅延させる遅
延手段と、 前記位相検出手段の出力データと前記遅延手段の出力デ
ータとの差を計算し、受信位相データとして出力する計
算手段と、 受信信号の大きさに関する受信レベルデータと前記受信
位相データが入力されるとともに受信レベルデータ、あ
るいは、受信レベルデータの２乗と受信位相データの正
弦との積を出力する複数の第１記憶手段と、 受信レベルデータと受信位相データが入力されるととも
に受信レベルデータ、あるいは、受信レベルデータの２
乗と受信位相データの余弦との積を出力する複数の第２
記憶手段と、 複数の受信信号により前記第１記憶手段から得たデータ
を加算する第１加算部と、複数の受信信号により前記第
２記憶手段から得たデータを加算する第２加算部とから
なる加算手段とを有することを特徴とするダイバーシチ
装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のダイバーシチ装置におい
て、第１及び第２記憶手段を、受信位相データを一方の
アドレスとし、受信レベルデータを他方のアドレスとす
るとともに、これら両方のアドレスによって特定される
データを演算結果として出力するＲＯＭで構成したこと
を特徴とするダイバーシチ装置。
Priority Applications (9)
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|---|---|---|---|
| JP06101027A JP3091634B2 (ja) | 1994-05-16 | 1994-05-16 | ダイバーシチ装置 |
| MYPI95001209A MY113061A (en) | 1994-05-16 | 1995-05-06 | Diversity reception device |
| DE69531325T DE69531325T2 (de) | 1994-05-16 | 1995-05-15 | Einrichtung zum Diversity-Empfang |
| EP95107401A EP0683571B1 (en) | 1994-05-16 | 1995-05-15 | Diversity reception device |
| CA002149364A CA2149364C (en) | 1994-05-16 | 1995-05-15 | Diversity reception device |
| CN95106512A CN1078409C (zh) | 1994-05-16 | 1995-05-16 | 分集接收装置 |
| US08/441,993 US5761252A (en) | 1994-05-16 | 1995-05-16 | Diversity reception device |
| US09/082,582 US5901187A (en) | 1994-05-16 | 1998-05-21 | Diversity reception device |
| US09/272,570 US6161001A (en) | 1994-05-16 | 1999-03-19 | Diversity reception device |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06101027A JP3091634B2 (ja) | 1994-05-16 | 1994-05-16 | ダイバーシチ装置 |
Publications (2)
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|---|---|
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| JP3091634B2 true JP3091634B2 (ja) | 2000-09-25 |
Family
ID=14289712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06101027A Expired - Lifetime JP3091634B2 (ja) | 1994-05-16 | 1994-05-16 | ダイバーシチ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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Families Citing this family (4)
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|---|---|---|---|---|
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| JPH1032531A (ja) * | 1996-07-16 | 1998-02-03 | Nec Corp | 位相角度データ・三角関数変換回路と合成ダイバーシテ ィ 受信機 |
| CN1154315C (zh) | 1998-12-25 | 2004-06-16 | 三洋电机株式会社 | 分集接收装置和用于分集接收装置中的时钟发生电路 |
| JP2007325163A (ja) * | 2006-06-05 | 2007-12-13 | Japan Radio Co Ltd | 信号分解装置および信号増幅システム |
-
1994
- 1994-05-16 JP JP06101027A patent/JP3091634B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07307724A (ja) | 1995-11-21 |
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