CN1078409C

CN1078409C - 分集接收装置

Info

Publication number: CN1078409C
Application number: CN95106512A
Authority: CN
Inventors: 饭沼敏范
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1994-05-16
Filing date: 1995-05-16
Publication date: 2002-01-23
Anticipated expiration: 2015-05-16
Also published as: CA2149364A1; EP0683571A2; DE69531325D1; DE69531325T2; CA2149364C; MY113061A; US5901187A; EP0683571A3; EP0683571B1; CN1121664A; US5761252A; US6161001A

Abstract

对多个接收信号按其接收信号电平成比例地加权再予以合成的分离接收装置，由与将接收信号的相位解调的接收信号的数量相等数量的解调装置、输出接收信号的正弦成分和余弦成分的变换装置、将各接收信号的正弦成分相加的正弦成分加法器、和将各接收信号的余弦成分相加的余弦成分加法器组成。变换装置在被加以接收信号的接收信号电平和由相位解调装置输出的相位数据时，即输出予先写入的接收信号的正弦成分和余弦成分的运算值。

Description

分集接收装置

本发明是关于无线通信机中所用的分集接收装置，特别是关于将多个接收信号给于加权合成的分集接收装置。

历来在数字式通信机中，为了传递的效率，均是采用以数字信息信号(基带信号)调制载波信号来进行信息信号的传递。作为这样的调制方式的有如下种种方法：根据数字基带信号(调制信号)来改变载波信号的振幅的调幅方式(ASK：Amplitude Shift Keying)；根据调制信号使载波频率变化的调频方式(FSK：FrequencyShift Keying)；根据调制信号使载波的相位变化的相位调制方式(PSK：Phase Shift Keying)；按照调制信号使载波的振幅和相位各自独立地变化的正交调幅方式(QAM：Quadrature AmplitudeModuration)。

这些数字调制方式在应用于移动通信等的情况下，由于受电波的反射和散射等的影响而使接收信号的电平激剧变动而衰减的现象以致接收性能明显恶化是众所公知的。作为弥补因这种衰减而招致的接收信号电平下降的有效方法，实用上是采用多个接收信号组来进行信号接收的分集接收。

在分集式接收方式中具有，在各接收信号组中选择最大接收信号电平的接收信号进行解调的选择合成方式，将各接收信号组的信号作等电平合成进行解调的等增益合成方式，和将各接收信号组的信号按接收信号电平成比例地加权再予以合成进行解调的最大比合成方式。

其中的最大比合成方式，由于接收信号的电平越高，即噪声的影响越小的信号被加以越重的加权再予合成，所以能有效地合成各接收信号。

下面对现有的最大合成比方式加以说明。

图1所示为现有的最大比合成分集信号接收装置的一例，由4组接收信号进行合成的结构。在这一装置的情况中，由各输入端101-104所输入的接收信号在经相移器(phaes shifter)105-108使得与载波相位相同后，由加法器109合成，并在解调器110中进行数据解调。此时，信号在加法器109被合成之前，各信号均作线性增长，因此为线性合成。

图2为由图1中所示的历来的装置所作的信号合成在IQ(InphaseQuadrature)平面所示的图形，这里为便于理解，介绍对二组接收信号进行合成的示例。在图2中，S1、S2代表接收信号，S1S、S1N分别为S1的信号成分、噪声成分，S2S、S2N分别为S2的信号成分、噪声成分。

通常，噪声成分是与接收信号的大小及接收信号系统(下面称之为支路)无关地大致上保持恒定的进入的，所以图中各支路的接收信号即被表示为以信号成分(S1S和S2S)作为中心的同一半径(即|S1N|＝|S2N|)的圆周上的点。在图1的装置，即最大比合成分集接收装置中，各支路的接收信号作线性合成，亦就是说，S1、S2作向量合成，并将由此所得到的合成信号输入到解调器。

然而，在最大比合成方式中，必须同时高精度地对各接收信号的载波的相位加以合成。为此，历来的最大比合成分集信号接收装置，利用昂贵的DSP(Digital Signal Processor)时接收信号作A/D变换来进行数字处理。而且因为必须时各接收信号作线性合成，也就需要动态范围大的A/D变换器。因此，历来的接收装置就存在着装置规模大而价格高的问地。

另外，最大比合成方式由于仅仅对接收信号作线性合成，虽然时仅存在有热噪声等的随机外干扰的传送条件来说是最适合的合成方式，但在存在着延迟波等的干扰波的传递环境中就无法避免其恶劣影响的照样作用。特别是接收信号的电平很大的支路中包含有大量延迟波等的干扰波的情况下，与接收信号质量无关地作很重的加权，接收信号的性能就会明显恶化。

为此，本发明的第一目的是出于对上述问题的考虑，提出一种能仅仅用适宜于存贮器和加法器等集成化的小规模数字电路简单地构成的最大比合成分集接收装置。

为实现上述第一目的，根据本发明的第一方面的对多个接收信号进行加权再予合成的分集接收装置，其特征是包含有：

与所述接收信号数相同数量的相位解调装置，对所述接收信号的相位进行解调，将其作为规定比特数的相位数据输出；

变换装置，具有输入所述的相位数据的第一输入端口、输入规定比特数的合成系数的第二输入端口、输出关于所述接收信号的正弦成分的运算值的第一输出端口、输出关于所述接收信号的余弦成分的运算值的第二输出端口、和存贮关于所述接收信号的正弦和余弦成分的运算值的存贮单元，在输入所述相位数据和所述合成系数时，即分别由第一和第二输出端口输出由这些组合所指定的所述存贮单元的存贮地点所存贮的所述接收信号的正弦和余弦成分的运算值；

正弦成分加法装置，将与所述变换装置的第一输出端口所输出的各接收信号相对应的运算值分别进行相加输出；和

余弦成分加法装置，将与所述变换装置的第二输出端口所输出的各接收信号相对应的运算值进行相加并输出。

根据本发明的第二方面的分集接收装置，其特征是所述各相位解调装置由下列组成：

相位检测装置，检测所述接收信号的相位加以输出；

延迟装置，从所述相位检测装置所输出的输出作一符号长时间的延迟；和

计算装置，计算所述检测装置所输出的数据和所述延迟装置所输出的数据间之差，作为相位差分数据输出。

根据本发明的第三方面的分集接收装置，其特征是所述变换装置与所述接收信号的数量相同，由下列构成：

第一存贮装置，存贮对所述相位数据的正弦与所述合成系数的全部组合进行规定的运算所得到的运算值，在输入所述相位数据和所述合成数据时，即以所述相位数据作第一地址，所述合成系数作为第二地址，读出由该二地址组合指定的存贮地点所存贮的所述运算值，加以输出；和

第二存贮装置，存贮对所述相位数据的余弦和所述合成系数的全部组合进行规定的运算的所得到的运算值，在输入所述相位数据和所述合成系数时，即以所述相位数据作第一地址，所述合成系数作第二地址，读出由二地址组成所指定的存贮地点所存贮的所述运算值。

利用这种分集接收装置，第一存贮装置和第二存贮装置在被加给接收信号电平和相位解调装置输出的相位数据时，即输出予先写入的运算结果。然后利用将对多个接收信号分别运算得的结果相加，得到合成信号。从而，本接收装置即可不使用高价的DSP等，而仅由适宜于存贮器等的集成化的小规模的数字电路构成。

另外，根据本发明的第四方面的分集接收装置，其特征是所述变换装置由下列组成：

第一存贮装置，存贮对所述相位数据的正弦与所述合成系数的全部组合进行规定的运算所得到的运算值，在输入所述相位数据和所述合成系数时，即以所述相位数据作第一地址，所述合成系数作第二地址，读出二地址的组合所指定的存贮地点所存贮的所述运算值；

第二存贮装置，存贮对所述相位数据的余弦和所述合成系数的全部组合选行规定的运算所得到的运算值，在输入所述相位数据和所述合成系数时，即以所述相位数据作第一地址，所述合成系数作第二地址，读出二地址组合所指定存贮地点所存贮的所述运算值，加以输出：

相位选择器，具有与所述相位解调装置相连接的多个输入端口和与所述第一存贮装置和第二存贮装置，相连接的一个输出端口，按照规定的指令由所述多个输入端口输入的相位数据中选择一个相位数据，由所述输出端口输出；

合成系数选择器，具有输入合成系数的多个输入端口和与所述第一存贮装置和第二存贮装置相连接的一个输出端口，按照规定的指令由所述多个输入端口所输入的合成系数中选择一个合成系数，由所述输出端口输出；和

定时产生装置，对所述多个接收信号作时间上顺次转换，将各接收信号的相位数据和合成系数同时送入所述第一存贮装置和第二存贮装置，由此来对所述相位选择器和所述合系数选择器给出指令。

利用此分集接收装置，依靠对多个接收信号的更换，得到仅由一组的第一存贮装置和第二存贮装置得到合成信号。因而能减小分集接收装置的装置规模和费用。

本发明的第二目的是提供为减小延迟波等的干扰波的影响将多个接收信号加以合成，输出品质高的信号的分集接收装置。

为实现第二目的，根据本发明的第五方面的分集接收装置，其特征是，所述第一存贮装置存贮将所述相位数据的正弦乘以所述合成系数的平方所得的值；所述第二存贮装置存贮所述相位数据的余弦乘以所述合成系数的平方所得的值。

根据本发明的第六方面的分集接收装置，其特征是，还包括有与所述接收信号数量相同的以下装置；

比较装置，具有一输入端口和一输出端口1，对由所述输入端口输入的规定比特数的接收信号电平与规定值加以比较，将比较结果由所述输出端口输出；

一致性检测装置，检测所述相位数据的判定点中的背离量，加以输出；和

输出装置，所述比较装置得到的比较结果；在所述接收信号电平较所述规定值小时将所述接收信号电平作为所述合成系数输出；而在所述接收信号电平与所述规定值相等或较大时，根据所述一致性检测装置所得到的背离量将规定值与所述接收信号电平相乘得的值作为所述合成系数输出。

根据本发明的第七方面的分集接收装置，其特征是，所述第一存贮装置存贮所述相位数据的正弦乘以所述合成系数所得的值；所述第二存贮装置存贮所述相位数据的余弦乘以所述合成系数所得的值。

根据本发明的第八方面的分集接收装置，其特征是还包含与所述接收信号相同数量的合成系数计算装置，检测所述相位数据的判定点中的背离量，将检测得的背离量作规定的运算所得到的值作为所述合成系数输出。

采用这种分集接收装置，各接收信号，由正确度检测装置检测包含在各接收信号中的干扰波的程度，根据这一程度作加权处理后被加以合成。这样，在接收信号中包含的干扰波的程度大时就成接收信号合成时作轻的加权处理，据此即能消除不必要的干扰波的影响。

本发明的这些以及其他的目的、优点和特征由下面的结合描述本发明实施例的附图的说明将会清楚理解。

附图中：

图1为说明现有分集接收装置的结构的方框图；

图2为说明现有分集接收装置中信号合成的IQ平面图；

图3为表明本发明第一实施例中的分集接收装置的结构的方框图；

图4为说明同一实施例的分集接收装置中信号合成的IQ平面图；

图5为表明本发明第二实施例中分集接收装置的结构的方框图；

图6为表明本发明第三实施例中分集接收装置的一支路的结构的方框图；

图7为表明本发明第四实施例中分集接收装置的结构的方框图；

图8说明同一实施例中分集接收装置中的相位解调单元329-332所得的相位数据的眼图；

图9为说明同一实施例的分集接收装置中的信号合成的IQ平面图；

图10为表明本发明第五实施例中的分集接收装置的结构的方框图；

图11为表明同一实施例的分集接收装置中的合成系数控制单元1004-1007的结构的方框图；

图12为说明同一实施例的分集接收装置中合成系数控制单元1004-1007的操作的流程图。

[第一实施例]

图3为说明按照本发明第一实施例中的最大比合成方式的分集接收装置的图。该装置由相位解调单元329-332、I成分ROM317-320、Q成分ROM321-324、I成分加法器325、Q成分加法器326、判定单元327和时钟再生单元328构成。

相位解调单元329-332则由输入端301-304、相位检测单元305-308、相位延迟单元309-312和相位加法单元313-316构成与DPSK(Differential Phase Shift Keying)解调方式相对应的相位检检波型差分检波器。

输入端301-304将经A/D变换器和限幅器等数字化的接收信号输入到本装置的端子。

相位检测单元305-308利用将输入端301-304所输入的接收信号与图中未列出的本地振荡器作相位比较，输出数字化的检测相位。即，相位检测单元305-308仅检测接收信号的相位成分，接收信号的振幅成分则看作是不必要的，因此就无需线性放大器。

相位延迟单元309-312使相位检测单元305-308检测出的相位延迟一个符号时间再作为延迟相位输出。而一个符号时间则为发送信号数据的周期乘以表明多相PSK中的相数的2的乘数、例如4相(2²)时的2、8相(2³)时的3的时间。

相位加法单元313-316计算前述检测相位与延迟相位的相位差，作为相位数据输出。由此得到各支路(第K支路)中对应的相位数据QK。

I成分ROM317-320，予先存贮以对接收信号电平RSSI的量化数据Rk与相位数据Qk的所有组合的相位数据Qk的余弦和接收信号电平的量化数据Rk二次方的乘积，Rk²，Cosθk。在本实施例中，Rk和Qk各自均由8比特组成，所以存贮有256种Rk与256种Qk的所有组合、即2¹⁶个前述的运算结果。I成分ROM317-320，在当接收信号电平RSS1的量化数据Rk与由相位加法单元313-316得到的相位数据Qk分别作为地址被输入时，即输出相应于这些组合的前述运算值Rk²Cosθk。

同样地，Q成分ROM321-324予先存贮有对于接收信号RSS1的量化数据Rk与相位数据QK的全部组合的相位数据Qk的正弦与接收信号电平的量化数据Rk二次方的乘积Rk²Sinθk。Q成分ROM 321-324，在接收信号电平RSS1的量化数据Rk与相位加法器313-316得到的相位数据QK分别作为地址被输入时，即输入相应于这些组合的前述运算值Rk²Sinθk。

I成分加法器325对由I成分ROM 317-320各自输出的值加以合计。另一方面，Q成分加法器326则对由Q成分ROM 321-324各自输出的值加以合计。

判定单元327与时钟再生单元328产生的时钟同步地将I成分加法器325和Q成分加法器326分别得到的值作向量合成，并将其与规定的阀值作大小判断的结果作为译码数据输出。

时钟再生单元328再生与I成分加法器325和Q成分加法器326得出的数据相同步的时钟信号，送至判定单元327。

下面对上述这样构成的这一装置中求取合成信号的操作加以说明。

图4为按照图1中所示本发明的分集接收装置中所输入的信号S1、S2和由该装置所得的合成信号在IQ平面上表示的情况。其中为便于说明，仅只表示出二个接收信号S1、S2。

相位解调单元329、330因为是相位检波型的差分检波器，由其输出的信号S′1、S′2仅带有接收信号的相位信息Q1、Q2，而不带有接收信号的振幅信息。在IQ平面上，这些信号S′1、S′2因为所有的大小都相同，所以均被表示为以原点作中心的圆周上。即，

S′1I＝Cosθ1

S′1Q＝Sinθ1

S′2I＝Cosθ2

S′2Q＝Sinθ2。这些相位数据Q1、Q2被送至I成分ROM 317、318和Q成分ROM 321、322。

被加给相位数据Q1、Q2和接收信号电平RSSO的I成分ROM 317、318，分别输出对S′1、S′2的余弦成分作RSSI²加权得的值S″1I、S″2II。即，

S′1I＝RSSI²，Cosθ1

＝RSSI²，S′1I

S″2I＝RSSI²，Cosθ2

＝RSSI²，S′1I

同样，被加给相位数据Q1、Q2和接收信号电平RSSI²的Q成分ROM 321、324，分别输出对S′1、S′2的正弦成分作RSSI²加权得的值S″1Q、S″2Q。即

S′1Q＝RSSI²，Sinθ1

＝RSSI²，S′1Q

S″2Q＝RSSI²，Sinθ2

＝RSSI²，S′2Q

接着，I成分加法器325将S′I与S″2I相加，求取合成信号的I成分。即

合成信号的I成分＝S″1I＋S″2I。

同样，Q成分加法器326将S″1Q与S″2Q相加，求取合成信号的Q成分。即：

合成信号的Q成分＝S″1Q＋S″2Q。

由上述步骤求得按最大比合成方式的合成信号，最后由判定单元327进行译码。

下面对在本实施例中，作接收信号合成时的加权系数之所以取RSSI²的理由说明如下。

如此t＝nT时的第K支路的接收信号波的复数包络线作为Zk(n)，则最大比合成分集输出VMRC(n)即成为

VMRC(n)＝∑Zk(n)，Zk*(n-1)，式中，*表示复共轭，Zk(n-1)表示Zk(n)一符号前的信号。

而各分支的相位数据VDDk为

VDDk＝Zk(n)，Zk(n-1)/|Zk(n)/Zk*(n-1)|，所以有

VMRC(n)＝∑VDDK.| Zk(n)| |Zk*(n-1)|。这里由于

|Zk(n)||Zk*(n-1)|，所以

VMRC(n)＝∑VDDK.|Zk(n)|²因此，最大比合成分集输出VMRC亦可用对相位数据VDDk以|Zk(n)|²作加权系数、即对相位数据CDDk以RSSI²作加权系数进行判断。

由此上说明可清楚看到，采用本装置，可以仅仅用适宜于存贮器和加法器、移位寄存器等集成化的小规模数字电路来构成最大比合成分集信号接收装置，从而不必采用昂贵的DSP等。而且因为也不必将输入本发明装置的信号作线性化，所以可能在天线电路中实现简单的非线性放大的结构。利用它们的相乘效果，就可以在本发明中非常便宜地构成与现有的相同功能的装置，从而能达到使用本发明的天线装置整体上成本的降低。

[第2实施例]

图5中所示为按照本发明第二实施例的最大合成比方式的分集接收装置。

本装置与第一实施例的分集接收装置相比，其最大不同点在于I成分ROM317和Q成分ROM 321仅由一支路构成。而在图5中与第一实施例同样的组成方框均加以同样的编号。

在这一装置中的结构中，是在第一实施例的装置上增加有定时产生单元501、相位选择器502、接收信号电平选择器503、锁存器504、505和延迟单元506。

相位选择器502按定时产生单元501所产生的时钟对相位解调单元329-332得到的相位数据进行依次转换、选择，再送给I成分ROM317和Q成分ROM 321。

同样，接收信号电平选择器503按定时产生单元501所产生的时钟，对被输入到接收信号电平选择器503具有的多个输入端口的各接收信号的信号电平进行依次转换，选择，送往I成分ROM317和Q成分ROM321。相位选择器502和接收信号电平选择器503选择同一支路的相位数据和接收信号电平数据。

I成分ROM317和Q成分ROM321输出的各接收信号的I成分和Q成分分别依次被送至I成分加法器325和Q成分加法器326进行四次累加运算。在四次累加运算结束时，将其结果分别保存在锁存器504、505之后，由通过延迟单元506送来的时钟将I成分加法器325和Q成分加法器326的内容加以复位。

这样，再将各接收信号的相位数据与接收信号电平采用时分割处理送至同一I成分ROM317和Q成分ROM321，最后得到与第一实施例装置同样的合成信号。

如以上说明可清楚看到，在第一实施例中虽然需要与支路数一致数量的I成分ROM和Q成分ROM，而在本实施例的装置中借助一个支路用的I成分ROM和Q成分ROM也能实现与第一实施例装置同等的功能。因而能达到较之第一实施例的装置更小型化和节省电力的目的。

[第三实施例]

图6所示为本发明第三实施例中的最大比合成方式的分集接收装置的一支路构成图。

本装置与第一实施例或第二实施例的分集接收装置相比，不同之处在于增加有定时产生单元601，偏置单元602、加法器603和选择器605，另外还在于仅以I成分ROM作为相当的存贮器单元604。

偏置单元602和选择器605随定时产生单无601产生的时钟同步工作。

由此，存贮在存贮单元604中的运算值以时间分割交替地取出，分别送到I成分加法器325和Q成分加法器326中。

偏置单元602根据定时产生单元601产生的时钟信号输出二种偏置数据。在加法器603的输入数据为N比特时，由于数据0～2^N-1对应于相位0°-360°，因Cosθ＝Sin(θ＋90°)的关系，偏置单元602输出2^N-2个不同的二种类的值作为偏置数据。

例如，在N＝8时，偏置单元602输出0和64、64和128、128和192等组合中任一个组合值的偏置值。

加法器603将前述偏置数据加到各支路的相位数据上，将所得到的值送到存贮单元604的地址上。

由此，存放在存贮单元604中的运算值，以时间分割交替地被取出，计算接收信号的I成分和Q成分。

由以上说明可明显看到，虽然在第一实施例或第二实施例的装置中需要I成分ROM和Q成分ROM这二种ROM，而在本实施例中仅借助一种ROM就可实现与第一实施例或第二实施例的装置相同的功能。从而能比第一实施例或第二实施例更加小型化和降低电力耗费。

[第4实施例]

图7为说明本发明第四实施例的分集接收装置的图示。

本装置与第一实施例的分集接收装置相比较，在被增加有合成系数计算单元701-704这一点上以及I成分ROM 705-708及Q成分ROM709-712的内容方面不相同。而在图7中与第一实施例相同的结构方框图加以相同的编号，省略对它们的说明。

合成系数计算单元701-704，由RIM将对相位数据的判定点中全部的背离量进行规定的运算所得值作为合成系数加以予先存贮。合成系数计算单元701-704在相位解调单元329-332所输出的相位数据被作为地址输出时，输出与该相位数据的判定点中的背离量相对应的合成系数Ck。

图8表示π/4相移(shift)QPSK中的相位数据的眼图(对相位数据作调制相位同步的改写结果)。背离量L1、L2作为与各相位数据中的判定点的理想判定点相似，背离量大的理想的信号，即表明该接收信号中所包含的干扰波的比例小。合成系数计算单元701-704对背离量L1(≥)、L2(≥0)以规定的函数f(x)进行运算以输出所得的值。即，

C1＝f(L1)

C2＝f(L2)

这里，f(x)在合成接收信号时决定考虑干扰波的影响程度。例如，在对干扰波的影响作一次加权处理进行接收信号合成时，可使

C1＝L1

C2＝L2

I成分ROM 705-708予先存贮以对合成系数Ck与相位数据Qk的全部组合的相位数据Qk的余弦和合成系数Ck的乘积Ck.Cosθk。I成分ROM705-708，在以合成系数计算单元701-704得到的合成系数Ck和由相位加法单元313-316输出的相位数据Qk分别作为地址输入时，即输出与这些组合相当的前述运算值Ck，Cosθk。

同样地，Q成分ROM 709-712予先存贮以对合成系数Ck与相位数据Qk的全部组合的相位数据Qk的正弦与合成系数Ck的乘积Ck，Sinθk。Q成分ROM709-712，在以合成系数计算单元701-704得到的合成系数Ck和由相位相法单元313-316所输出的相位数据Qk分别作为地址输入时，即输出相当于这些组合的前述运算值Ck，Sinθk。

下面对上述这样构成的本装置中求取合成信号的操作加以说明。

在本装置中，由相位数据计算接收信号的I成分、Q成分和合成系数，并在对I成分、Q成分以合成系数作加权处理后，求取合成信号。

图9为本装置中所输入的接收信号与由本装置所得的合成信号在IQ平面上表示的图形。而为方便说明，列举二个接收信号。

相位解调单元329、330因为是相位的检波型的差分检波器，由其输出的信号S1、S2仅具有接收信号的相位信息θ1、θ2，而不带有接收信号的振幅信息。Iθ平面上，这些信号S1、S2全都大小相等，即均以原点为中心的圆周上的点表示。这些相位数据θ1、θ2被送至合成系数计算单元701、702，I成分ROM 705、706和θ成分ROM 709、710。

合成系数计算单元701、702，根据相位数据θ1、θ2，计算出合成接收信号时间加权值的合成系数C1、C2，送入I成分ROM705、706和θ成分ROM709、710。

被给予相位数据θ1、θ2和合成系数C1、C2的I成分ROM 705、706，输出对相位数据θ1、θ2的余弦作合成系数C1、C2加权的S′1I、S′2I。即：

S′1I＝C1，Cosθ1

S′2I＝C2，Cosθ2

被给予相位数据θ1、θ2和合成系数C1、C2的Q成分ROM 709、710，输出对相位数据θ1、θ2的正弦作加权的S′1θ、S′2θ。即

S′1Q＝C1.Sinθ1

S′2Q＝C2.Sinθ2

接着，I成分加法器325将S′1I与S′2I相加，求取合成信号的I成分。即：

合成信号的I成分＝S′1I＋S′2I

同样，Q成分加法器326将S′1Q与S′2Q相加，求取合成信号的Q成分。即

合成信号的Q成分＝S′1Q＋S′2Q。

由上述工序求得合成信号的I成分和Q成分，最后经判定单元327进行译码。

由以上的说明可看到，由于本装置可以仅仅由适用于存贮器和加法器、位移寄存器等的集成化的小规模的数字电路构成，而不必利用高价DSP等，因而能降低采用本装置的无线电装置整体价格。

而且，本实施例的装置，与最大比合成方式不同，不作接收信号电平加权，而是对相位数据的背离度作加权处理，求取合成信号。因而，在接收信号中所包含的干扰波的程度小时减小在对该接收信号进行合成时的加权，就可以消除不必要的干扰波的影响。

[第5实施例]

图10表示本发明第五实施例的分集接收装置。

本装置与第一实施例的分集接收装置相比较，不同点仅在于增加在相似检测单元1001-1003和合成系数控制单元1004-1007。在图10中，与第一实施例相同结构的方框被加注同样的编号，省略其说明。

相似检测单元1001-1003检测相位解调单元329-332所输出的相位数据的判定点中的背离量，送往合成系数控制单元1004-1007。

合成系数控制单元1004-1007，如图11中所示，由比较器1101、乘算系数ROM 1103和转换单元1102组成。

比较器1101具有一输入端口和一输出端口，将前述输入端口输入的由规定比特数构成的接收信号电平与存贮在内部的规定值进行比较，所得结果由前述输出端口输出。

乘算系数ROM 1103予先存贮有对根据背离度Lk所确定的乘算系数Ak与接收信号电平Rk的全部组合的相应乘积，Ak.Rk。乘算系数ROM 1103，在被以背离度Lk和接收信号电平Rk作为地址插入时，即将相应乘积Ak，Rk送至转换单元1102。

转换单元1102按照比较器1101的输出，由接收信号电平Rk或乘算系数ROM 1103的输出Ak，Rk两者中选择一个作为合成系数Ck输出。

下面对上述结构的本装置中求取合成信号的操作以图10中所示的合成系数控制单元1004-1007的动作为中心加以说明。图12所示为说明合成系数控制单元1004-1007的操作的流程图。

首先，在合成系数单元1004-1007输入接收信号电平Rk和背离度Lk(步骤1201)时，比较器1101即将接收信号电平Rk与规定值加以比较(步骤1202)。

其结果在接收信号电平Rk小于规定值时，转换单元1102即转换到接点A侧，将接收信号电平Rk作为合成系数Ck输出(步骤S1203、S1205)。而在接收信号电平Rk很小的情况下，因该接收信号的S/N变坏，即使背离度Lk为很小的值时，也不能笼统地判断干扰波的影响。因此，在接收信号电平Rk很小时，不考虑背离度Lk，仅由对接收信号电平Rk加权来得到合成信号。即，接收信号电平Rk小的支路，与通常的最大比合成分集同样地起作用。

另一方面，在接收信号电平Rk等于或大于规定值时，转换单元1102转换到接点B侧，将由乘算系数ROM 1103得到的输出Ak.Rk作为合成系数Ck输出(步骤S1204、S1205)。

这里，乘算系数Ak为由背离度Lk按规定的函数f′(x)所得到的值。即

AK＝f′(LK)

在此，作为f′(x)的是，对于较某一值大的背离度Lk时乘算系数Ak＝1，而对于小背离度时乘算系数Ak就变小(0≤Ak＜1)这样的函数。

因而，在接收信号电平Rk大，即在S/N良好的情况下，背离度Lk大时，即不含有干扰波等时，乘算系数Ak＝1，即Ck＝Rk。亦就是说，无干扰波的支路，与通常的最大比合成分集起同样的作用。

另一方面，在接收信号电平Rk大，即S/N良好的情况下，背离度Lk小时，即含有很强的干扰波等时，乘算系数Ak减小。也就是说，由含有大量干扰波的支路得到的合成系数Ck减小，结果就减轻干扰度的影响。

在将比较器1101的比较设定值作为Rk的最大值的情况下，就作为最大比合成分集作用；而在将比较设定值作为Rk的最小值的情况下，自然也就是作为以束算系数ROM1103作加权的分集作用。

由以上说明可清楚看到，本装置由于能仅仅以适于对存贮器和加法器、移位寄存器等集成化的小规模数字电路构成，不必采用高价格的DSP等，所以能降低采用本装置的整个无线电机构的成本。

而本实施例装置中的信号合成方式，与单一的最大比合成方式并不相同。即，对各接收信号，不仅按接收信号电平作加权处理，还考虑按位相数据上的背离度进行加权再予合成。由于在接收信号中所包含的干扰波程度很高，进行接收信号合成时作很小的加权，所以能获得去除不必要的干扰波的影响的合成信号。因此，采用按一装置进行的合成方式，就能得到比历来的最大比合成方式中所得到的合成信号质量更高的合成信号。

上面对本发明中的分集接收装置是根据实施例进行说明的，但本发明并不局限于这些实施例也是无可违言的。即，

(1)在第一-第五实施例中虽然为四系统的支路，但并不只限于这一数量。例如，采用二系统和八系统的分集接收装置也能由大致相同的结构来实现。

(2)在第一第五实施例中虽以ROM作为输出接收信号的I成分和Q成分的装置，但亦不局限于此。亦即，也可以输出与由多个比特位构成的输入数据的全部组合相对应的数据。例如，亦可以采用布线逻辑电路。

(3)在第四实施例中，以合成系数计算单元701-704作为ROM，并将其输出送至I成分ROM705-708和Q成分ROM709-712，但也可将这些ROM加以一体化。亦即，可以将判定点的相位数据加强I成分ROM705-708和Q成分ROM 709-712各自的高位地址，低位地址上则加以相位数据，以取出写入这些地址的计算数据这样来构成。

Claims

1.对多个接收信号进行加权再予合成的分集接收装置，其特征是包含有：

2.权利要求1所述的分集接收装置，其特征是所述各相位解调装置由下列组成：

相位检测装置，检测所述接收信号的相位加以输出；

3.权利要求2所述的分集接收装置，其特征是所述变换装置与所述接收信号的数量相同，由下列构成：

4.权利要求2所述的分集接收装置，其特征是所述变换装置由下列组成：

第二存贮装置，存贮对所述相位数据的余弦和所述合成系数的全部组合进行规定的运算所得到的运算值，在输入所述相位数据和所述合成系数时，即以所述相位数据作第一地址，所述合成系数作第二地址，读出二地址组合所指定存贮地点所存贮的所述运算值，加以输出：

5.权处要求4所述分集接收装置，其特征是，所述第一存贮装置存贮将所述相位数据的正弦乘以所述合成系数的平方所得的值；所述第二存贮装置存贮所述相位数据的余弦乘以所述合成系数的平方所得的值。

6.权利要求5所述分集接收装置，其特征是，还包括有与所述接收信号数量相同的以下装置：

比较装置，具有一输入端口和一输出端口l，对由所述输入端口输入的规定比特数的接收信号电平与规定值加以比较，将比较结果由所述输出端口输出；

7.权利要求4所述分集接收装置，其特征是，所述第一存贮装置存贮所述相位数据的正弦乘以所述合成系数所得的值；所述第二存贮装置存贮所述相位数据的余弦乘以所述合成系数所得的值。

8.权利要求7所述的分集接收装置，其特征是还包含与所述接收信号相同数量的合成系数计算装置，检测所述相位数据的判定点中的背离量，将检测得的背离量作规定的运算所得到的值作为所述合成系数输出。