CN1173499C - Ofdma信号传输装置及其方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于OFDMA信号传输的传输装置，包括：串行/并行转换器，用于将串行信号转换为并行信号；重新排列单元，用于以2的幂为间隔来重新排列转换过的并行信号，以分配副载波；IFFT单元，用于根据并行信号的数目，将多个数据逆付立叶变换为时间波形；并行/串行转换器，用于将转换过的并行信号转换为串行信号；D/A转换器/正交调制器，用于将转换过的串行信号转换为模拟信号，并且进一步将该模拟信号转换为高频信号，从而减少计算量和功耗。

Description

OFDMA信号传输装置及其方法
技术领域
本发明涉及OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，正交频分多址)信号传输装置及其方法。
背景技术
在移动通信中，传统上要解决的问题是克服多径衰落和改善传输品质。对于多径衰落，有多载波传输作为一种以好的品质来传输数据而不降低符号率的措施。
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)是一种多载波传输系统，它将相邻副载波之间的距离设置为1/符号率，以使得副载波之间的距离能够尽量变窄。
此外，OFDMA是多个用户使用OFDM执行多址的系统。在传统OFDMA数据传输装置中，提出一种方法，其中当执行多址时，进行频率分割和时间分割。此外，考虑了在频率方向上和时间方向上进行分集，以便能够改善纠错能力。
图1是传统OFDMA信号传输装置中发送部的结构方框图。图2是传统OFDMA信号传输装置中接收部的结构方框图。
图1所示的发送部10主要包括：S/P(串行/并行)转换器11、IFFT(逆快速付立叶变换)装置12、P/S(并行/串行)转换器13、D/A(数字/模拟)转换器和正交调制器14、传输放大器15、以及传输天线16。
图2所示的接收部60主要包括：接收天线61、准相干检波器和A/D(模拟/数字)转换器62、S/P转换器63、FFT(快速付立叶变换)装置64、以及P/S转换器65。
下面将说明具有上述结构的发送部10和接收部60的OFDMA信号传输装置中的传统OFDM传输和接收的操作。在此情况下，假设发送部10和接收部60设在移动通信系统(未图示)的基站和移动台中。
首先，说明当前向信号被从基站传输到移动台时执行的操作。在前向OFDMA的情况下，基站执行与下述情况相同的操作，即，副载波存在于OFDM的所有频带上，而不管副载波如何被分配给每个移动台。
图1所示的传输数据是相对于每个移动台的数据，并且传输数据被同时输入到S/P转换器11，并且并行转换。如果副载波的数目是N，则在转换后设置N个复数值。
这里，0被放置在多余副载波上。该结果通过由IFFT装置12执行副载波N的付立叶变换而被变换为时间波形。然后，副载波N的时间系列由P/S转换器13以时间顺序来排列。然后，该结果由D/A转换器和正交调制器14转换为模拟波形，并且正交调制，此后将模拟波形转换为高频。然后，产生的信号由传输放大器15放大，并且放大过的信号被从传输天线16发射。
另一方面，在移动台中，发射的信号由图2所示的接收天线61接收，并且接收信号由准相干检波器和A/D转换器62解调，此后解调过的信号由S/P转换器63转换为数字值。然后，转换过的信号按每N个采样被转换为并行信号，此后该并行信号由FFT装置64付立叶变换为频率轴上的信号。此外，该转换过的信号由P/S转换器65转换为串行信号，以便获得接收数据。
这样，由于所有副载波完全正交于前向信号，所以信号可以在相应信号之间的干扰几乎不发生的状态下被传输。
接着，说明当反向信号被从移动台传输到基站时执行的操作。在反向OFDMA的情况下，作为多址的方法，有副载波被分割的方法、使用副载波来进行时间分割的方法、以及混合上述两种方法的方法。
在使用所有副载波来进行时间分割的方法的情况下，使用与前向信号的情况相同的操作，而只向其上添加传输的开(ON)/关(OFF)。
下面说明副载波被分割的方法。假设是某个移动台。该移动台使用S/P转换器11将传输数据转换为并行数据。如果分配给移动台的副载波的数目是N，则在转换后设置N个复数值。
数据通过由IFFT装置12执行副载波N的付立叶变换而被变换为时间波形。然后，副载波N的时间系列由P/S转换器13以时间顺序来排列。然后，该数据由D/A转换器和正交调制器14转换为模拟波形，并且正交调制，此后将模拟波形转换为高频。然后，产生的信号由传输放大器15放大，并且放大过的信号被从传输天线16发射。
基站从多个移动台接收各具有不同副载波的信号。从多个移动台发射的信号的合成信号被通过接收天线61接收，并且接收信号由准相干检波器和A/D转换器62解调，此后将解调信号转换为数字值。然后，转换过的信号按每N个采样由S/P转换器63转换为并行信号，此后该并行信号由FFT装置64付立叶变换为频率轴上的信号。此外，该转换过的信号由P/S转换器65转换为串行信号，以便获得接收数据。
在反向信号中，如果在每个移动台存在频率偏移，并且最大多普勒(Doppler)频率不同，则不是所有副载波都完全正交于反向信号。然而，如果这些对符号率施加的影响很小，则信号可以在相应信号之间的干扰几乎不发生的状态下被传输。
然而，在传统OFDMA信号传输装置中，存在以下问题。
首先，在接收前向信号的情况下，由于只在进行了FFT后才能分离副载波，所以不仅分配给该台的副载波、而且所有OFDM频带的副载波都必须在移动台中被解调。由于此原因，即使业务量低，也必须提供与副载波数目相同的A/D转换器和FFT装置。这增加了电路规模和功耗。
此外，由于所有OFDM用户(所有移动台)的信号被合成，并且该合成过的信号由基站中的传输放大器放大，所以动态范围大，并且很难限制非线性失真。
此外，由于只对基站中的所有OFDMA频带提供AFC(AutomaticFrequency Control，自动频率控制)，所以当频率偏移因每个移动台而不同、或者最大多普勒频率大时，信号品质的恶化增加。
发明内容
本发明的第1目的是提供一种OFDMA信号传输装置及其方法，能够减少运算量和功耗。
该目的可以如下实现：将多个串行信号转换为并行信号，以2的幂的间隔排列多个转换过的串行信号以执行副载波分配，并且对多个副载波执行逆付立叶变换，该副载波数目因重新排列的并行信号的数目而异，以便在执行OFDMA信号传输的发送部中被变换为时间波形。
本发明的第2目的是提供一种OFDMA信号传输装置及其方法，即使在基站中使用动态范围小的传输放大器，也能够限制非线性失真。
该目的可以如下实现：将相应序列的串行信号转换为并行信号，对多个副载波执行逆付立叶变换，该副载波的数目因重新排列的并行信号的数目而异，以便被变换为时间波形，并且在执行OFDMA信号传输的发送部中将该并行信号转换为串行信号。
本发明的第3目的是，即使频率偏移因每个移动台而异，并且基站中的最大多普勒频率很大，也能够进行高品质接收。
该目的可以如下实现：使得从相应移动台传输的信号的频带彼此不同，分割转换为每个频带的数字信号的接收信号，将该信号转换为相应频带的基带信号，限制该信号，将限制过的信号转换为并行信号，对该信号执行付立叶变换，并且将该并行信号转换为串行信号。
附图的简要说明
图1是传统OFDMA信号传输装置中发送部的方框图；
图2是传统OFDMA信号传输装置中接收部的方框图；
图3是本发明第1实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的方框图；
图4是本发明第1实施例的OFDMA信号传输装置中副载波分配的第1例子的副载波分配图；
图5是本发明第1实施例的OFDMA信号传输装置中副载波分配的第2例子的副载波分配图；
图6是本发明第2实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的方框图；
图7是本发明第3实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的方框图；
图8是解释本发明第3实施例的OFDMA信号传输装置的操作所用的有效符号的结构图；
图9是本发明第4实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的方框图；
图10是本发明第5实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的方框图；
图11是本发明第5实施例的OFDMA信号传输装置中副载波分配的例子的副载波分配图；
图12是本发明第5实施例的OFDMA信号传输装置中接收部的方框图；
图13是本发明第6实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的方框图；
图14是本发明第6实施例的OFDMA信号传输装置中副载波分配的例子的副载波分配图；
图15是本发明第7实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的方框图；
图16是本发明第8实施例的OFDMA信号传输装置中接收部的方框图；
图17是本发明第9实施例的OFDMA信号传输装置中接收部的方框图。
实施本发明的最好方式
下面参照附图来说明本发明的实施例。
(第1实施例)
图3是本发明第1实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的结构方框图。应该注意，图3所示的发送部100是向4个用户(4个移动台)提供多址时基站中的结构的例子。
第1实施例的特点在于，如果要传输的信息量很小，则以2的幂的间隔来选择和分配副载波，从而传输中使用的IFFT运算的总数可以减少，并且可以进一步降低功耗。
图3所示的发送部100主要包括：S/P转换器101至104、重新排列装置105、IFFT装置106、P/S转换器107、D/A转换器和正交调制器108、传输放大器109、以及传输天线110。
图4是本发明第1实施例的OFDMA信号传输装置中副载波分配的第1例子、即使用由2个用户(A、B)分割的16个副载波的例子的副载波分配图。
在16个副载波的情况下，如果8个副载波被分配给每个用户，则可以包含2个用户。这里，如图4所示，假设用户A传输数据被分配给偶数号码的副载波，而用户B传输数据被分配给奇数号码的副载波。当用户B不执行通信时，只存在偶数号码的副载波。在此情况下，调制中使用的IFFT的执行使得能够将副载波数目减半，该副载波用于将数据变换为时间波形。
图5是本发明第1实施例的OFDMA信号传输装置中副载波分配的第二例子、即使用由4个用户(A、B、C、D)分割的16个副载波的例子的副载波分配图。
例如，在16个副载波的情况下，如果4个副载波被分配给每个用户，则可以包含4个用户。这里，如图5所示，假设用户A传输数据被分配给4的余数是0的副载波，而用户B传输数据被分配给4的余数是1的副载波。此外，假设用户C传输数据被分配给4的余数是2的副载波，而用户D传输数据被分配给4的余数是3的副载波。当只有用户A执行通信时，只存在4的余数是0的副载波。这样，副载波以4个副载波的间隔被分配给每个用户，使得在只有1个用户的情况下，将调制中使用的IFFT的副载波数目减少到1/4。类似地，在只有2个用户的情况下，可以将IFFT的副载波的数目减少到1/2。
图3是基站包含4个用户的例子，并且假设副载波的总数是N。用户A传输数据、用户B传输数据、用户C传输数据、和用户D传输数据按每N/4符号分别由不同的S/P转换器101至104转换为并行数据。
产生的数据由重新排列装置105重新排列，使得副载波被重新排列为具有2的幂的间隔。在此情况下，间隔是4。
IFFT装置106和P/S转换器107将副载波数目、和采样数目设置为以2的幂即N、N/2、N/4为单位可变。
这使得当执行通信的用户的数目是1或2时，能够将IFFT装置106的副载波的数目、和P/S转换器107的采样的数目分别设置为N/4、N/2。由于此原因，运算的数目可以因要传输的信号量而减少，并且这能够进一步减少功耗。
当副载波的数目小于N时，重复使用P/S转换器107的相同的输出数据。即使在只传输4的余数是0以外的值(1或2)的副载波的情况下，上述可以通过在正负反转的状态下重复使用P/S转换器107的输出数据而被应用于这种情况。
P/S转换器107的输出数据由D/A转换/正交调制器108调制，该调制过的数据由传输放大器109放大，并且该放大过的数据从传输天线110发射。
这样，在执行OFDMA信号传输的发送部中，多个串行信号被分别转换为并行信号，并且该转换过的并行信号以2的幂的间隔被重新排列，并且执行副载波分配。然后，对多个副载波执行逆付立叶变换，该副载波的数目因重新排列过的并行信号的数目而异，以便变换为时间波形。这使得能够减少计算数目，并且能够通过减少运算量来进一步减少功耗。
通过说明基站中的传输的例子的本实施例，即使在移动台的传输中也能够获得类似的操作和效果。
(第2实施例)
图6是第2实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的结构方框图。
第2实施例的特点在于，当业务量低时，以固定间隔来选择和分配副载波，从而减少传输中使用的IFFT运算的总数，以便进一步降低功耗。此外，其特点在于，每个FFT的输出由不同的传输放大器放大，以便减少每个传输放大器的动态范围。
图6所示的发送部200主要包括：S/P/转换器201至204、IFFT装置205至208、P/S转换器209至212、D/A转换器和正交调制器213至216、传输放大器217至220、混合器221、以及传输天线222。
在这种结构中，执行与第1实施例相同的副载波分配。
用户A传输数据由S/P转换器201转换为并行数据，并且该并行数据由IFFT装置205转换为时域的数据。该转换过的数据由P/S转换器209转换为串行数据，并且D/A转换器和正交调制器213将该串行数据转换为模拟信号，此后正交调制该模拟信号。此外，正交调制过的信号由传输放大器217放大，并且该放大过的信号被输出到混合器221。
用户B传输数据由S/P转换器202转换为并行数据，并且该并行数据由IFFT装置206转换为时域的数据。该转换过的数据由P/S转换器210转换为串行数据，并且D/A转换/正交调制器214将该串行数据转换为模拟信号，此后正交调制该模拟信号。此外，该调制过的信号由传输放大器218放大，并且该放大过的信号被输出到混合器221。
用户C传输数据由S/P转换器203转换为并行数据，并且该并行数据由IFFT装置207转换为时域的数据。该转换过的数据由P/S转换器211转换为串行数据，并且D/A转换/正交调制器215将该串行数据转换为模拟信号，此后正交调制该模拟信号。此外，该调制过的信号由传输放大器219放大，并且该放大过的信号被输出到混合器221。
用户D传输数据由S/P转换器204转换为并行数据，并且该并行数据由IFFT装置208转换为时域的数据。该转换过的数据由P/S转换器212转换为串行数据，并且该D/A转换/正交调制器216将该串行数据转换为模拟信号，此后正交调制该模拟信号。此外，该调制过的信号由传输放大器220放大，并且该放大过的数据被输出到混合器221。
混合器221混合所有正交调制过的信号，并且该混合过的信号通过传输天线222被发射。
通过上述说明的基站中的传输的例子，如果要传输的信息种类不同，并且传输率可变，则即使在移动台的传输中也能够获得类似的操作和效果。
这样，在执行OFDMA信号传输的发送部中，串行信号被转换为并行信号。然后，对多个副载波执行逆付立叶变换，该副载波的数目因转换过的并行信号的数目而异，以便变换为时间波形。然后，该变换过的并行信号被转换为串行信号。这能够减少功耗，而无需对未传输数据的空闲副载波执行IFFT。
本实施例比第1实施例具有下述优点。即，如果副载波的数目是N，则IFFT的运算数目与N·log2N成正比。由于此原因，如果提供具有N/2的两个IFFT装置，则建立N·log2(N/2)，而如果提供具有N/4的4个IFFT位置，则建立N·log2(N/4)。在两种情况的任一种中，由于运算总数小于具有N的IFFT，所以此结构可以减少运算总数。
此外，由于至每个传输放大器的输入信号中副载波的数目小，传输放大器中要求的动态范围小，所以线性范围可以很窄，并且容易实现最佳放大。
(第3实施例)
图7是本发明第3实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的结构方框图。
第3实施例的特点如下所述。即，在第1和第2实施例中以2的幂的间隔来选择和分配副载波进行传输的情况下，当要传输的信息量小时，由多个具有少数副载波的FFT装置执行解调，从而减少了接收机端的FFT运算的总数，以便减少功耗。
图7所示的接收部150主要包括：接收天线151、准相干检波器和A/D转换器152、S/P转换器153至156、FFT装置157至160、P/S转换器161至164、以及合成器165。
此结构对应于图5所示的传输端以4为间隔来使用副载波的情况。
图8是解释本发明第3实施例的OFDMA信号传输装置的操作所用的有效符号的结构图。在图8中，信号a 301、信号b 302、信号c 303、以及信号d 304是通过将有效符号分割为4份而获得的。在OFDMA的情况下，信号301至304完全相同。例如，如果符号率是1bps，而有效符号的频率是4Hz，各个有效信号301至304对应于有效符号的一个周期。
由于此原因，通过正交调制器和A/D转换器152解调接收天线151接收到的信号并对其进行采样而获得的信号在时间上被分割为4份。然后，其中之一由S/P转换器153、FFT装置157、以及P/S转换器161的序列处理进行解调。类似地，3个残留信号之一由S/P转换器154、FFT装置158、以及P/S转换器162的序列处理进行解调。类似地，2个残留信号之一由S/P转换器155、FFT装置159、以及P/S转换器163的序列处理进行解调。类似地，一个残留信号由S/P转换器156、FFT装置160、以及P/S转换器164的序列处理进行解调。
然后，从P/S转换器161至164输出的解调结果由合成器165合成，以便获得具有良好品质的接收数据。
在信号301至304只使用4的余数是0以外的值(1或2或3)的情况下，与4的余数是0的情况相比，正负状态有差别。然而，通过在补偿后合成信号，可以获得与4的余数只是0的副载波的情况相同的性能。不管是基站还是移动台，都能获得相同的效果。如果副载波的数目是N，则FFT运算的数目与N·log2N成正比。由于此原因，如果提供具有N/2的两个IFFT装置，则建立N·log2(N/2)，而如果提供具有N/4的4个IFFT装置，则建立N·log2(N/4)。在两种情况下的任一种中，由于运算的总数小于具有N的FFT，所以此结构可以减少运算的总数。
这样，在接收由OFDMA信号传输仅以2的幂的间隔来分配副载波的信号的接收部中，信号在被正交解调后被转换为数字信号，并且每次分割该数字信号。然后，相应的信号被转换为并行信号，执行付立叶变换，并且合成多个序列的并行信号。与处理副载波N的传统FFT相比，这能够减少运算的总数。
(第4实施例)
图9是本发明第4实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的结构方框图。
第4实施例的特点如下所述。即，在第1和第2实施例中说明的以2的幂的间隔来选择和分配副载波进行传输的情况下，当要传输的信号量小时，由副载波数量小的多个FFT装置执行解调。此外，要合成的多个信号通过使用检错来选择，从而无需执行无用的FFT即可在接收机端减少FFT运算的总数，以便降低功耗。
图9所示的接收部250主要包括：接收天线251、正交调制器和A/D转换器252、S/P转换器253至256、FFT装置257至260、P/S转换器261至264、检错器265至257、开关(SW)268至270、合成器271至273、以及选择器274。
如第1和第2实施例所述，如果以2的幂的间隔来设置要传输的副载波，则当使用4的余数是0的副载波时，使用通过将有效符号分割为4份而获得的信号。图8所示的信号301至304完全相同。
由于此原因，通过正交调制器和A/D转换器252解调接收天线251接收到的信号并对其进行采样而获得的信号在时间上被分割为4份。然后，作为信号的第1部分的信号a 301由S/P转换器253、FFT装置257、以及P/S转换器261的第1序列处理进行解调。
该结果由检错器265检错。如果没有差错，则此时可以结束解调，向开关268至270提供停止控制，以便不执行另外3个序列的解调，结果减少了功耗。
此时，选择器274选择P/S转换器261的输出，并且将选择的输出用作接收数据。
如果检错器265检测出差错，则第2信号b 302由第2序列处理来解调。即，首先，开关268被控制以从正交调制器和A/D转换器252传递信号，然后由S/P转换器254、FFT装置258、以及P/S转换器262对信号b 302进行解调。
该解调结果和来自第1序列的P/S转换器261的解调结果由合成器271合成。这能够改善S/N比，结果是可以减少检错的概率。
合成器271的结果由检错器266检错。如果没有差错，则此时可以结束解调，并且向开关269和270提供停止控制，以便不执行后级的另外2个序列的调制，结果是减少了功耗。此外，选择器274选择合成器271的输出，并且该选择的输出被用作接收数据。
如果由检错器266检测出差错，则第3信号c 303被解调。即，首先开关269被控制以传递该信号，然后由S/P转换器255、FFT装置259、以及P/S转换器263对信号c 303进行解调。
该解调结果和来自P/S转换器261和262的解调结果由合成器272合成。这能够进一步改善S/N比，结果是可以进一步减少检错的概率。
合成器272的结果由检错器267检错。如果没有差错，则此时可以结束解调，并且向开关270提供停止控制，以便不执行最后序列的调制，结果是减少了功耗。
此时，选择器274选择合成器272的输出，并且该选择的输出被用作接收数据。在此情况下，合成器272可以合成P/S转换器263的结果与合成器271的结果。
如果由检错器267检测出差错，则第4信号d 304被解调。即，首先开关270被控制以传递该信号，然后由S/P转换器256、FFT装置260、以及P/S转换器264对信号d 304进行解调。
该解调结果和来自P/S转换器261、262、263的解调结果由合成器273合成。这能够进一步改善S/N比，结果是可以进一步减少检错的概率。
即使该合成过的结果被检错，该结果也由选择器274无条件地选择，并且该选择的结果被用作接收数据，因为没有进一步改善S/N的方法。在此情况下，合成器273可以合成P/S转换器264的结果与合成器272的结果。
在信号301至304只使用4的余数是0以外的值的副载波的情况下，正负状态有差别。然而，通过在补偿后合成信号，可以获得与4的余数只是0的副载波的情况相同的性能。不管是基站还是移动台，都能获得相同的效果。
这样，在接收由OFDMA信号传输仅以2的幂的间隔来分配副载波的信号的接收部中，信号在被正交解调后被转换为数字信号，并且每次分割该数字信号。然后，相应的信号被转换为并行信号，并且被付立叶变换为频率轴上的信号。然后，该信号被转换为串行信号，并且合成多个序列的串行信号。与处理副载波N的传统FFT相比，这能够减少运算的总数。
这样，在接收只有副载波由OFDMA信号传输以2的幂的间隔来分配的信号的接收部中，通过在被正交解调后转换为数字信号并且每次分割该数字信号而获得的信号的第1部分被转换为并行信号，并且进行付立叶变换。然后，该并行信号被转换为串行信号，并且该串行信号被检错。如果检测出差错，则向下一级的信号部分提供类似的处理，并且将所得信号与前面的信号彼此合成。
然后，只要该合成的信号中有差错，则产生的信号以与上述相同的方式与前面的信号合成，没有差错的信号被选择，并且该选择的信号被用作接收数据。如果接收品质良好，则只使用接收信号的第1部分，并且可以以很小的运算量来完成接收操作。与第3实施例相比，这能够进一步减少平均功耗。
(第5实施例)
图10是本发明第5实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的结构方框图。
第5实施例的特点如下所述。即，副载波被连续分配给每个移动台，以便可以由FFT执行调制，这因接收端的每个移动台而异。结果，可以减少FFT运算的总数，可以提供因每个移动台而异的AFC以便改善性能。
图10所示的发送部400用于例如移动台，并且主要包括：输入传输数据的S/P转换器401、IFFT装置402、D/A转换器和正交调制器404、传输放大器405、以及传输天线406。
图11是本发明第5实施例的OFDMA信号传输装置中副载波分配的例子的副载波分配图。
图12是本发明第5实施例的OFDMA信号传输装置中接收部的结构方框图。
图12所示的接收部450用于基站，并且该结构例子复用4个用户。接收部450主要包括接收天线451、准相干检波器和A/D转换器452、变频器/低通滤波器453至456、P/S转换器457至460、FFT装置461至464、以及P/S转换器465至468。
在这种结构中，假设图10所示的发送部400是作为移动台的用户A的发送部。传输数据由S/P转换器401转换为并行数据，以便将用户A的传输数据排列在图11所示的频率轴上。
上述排列的数据由IFFT装置402转换为时间信号，并且该时间信号由P/S转换器403转换为串行数据，以便被变换为时间系列数据。时间系列数据由D/A转换器和正交调制器404转换为模拟信号。此后，向该模拟信号提供正交调制，并且该正交调制过的信号由传输放大器405放大，并且该放大过的信号被从传输天线406发射。
对于用户B、C、和D，执行类似的传输，以便如图11所示来发射频带被分割给每个用户的信号。
该发射的信号由图12所示的接收部450的接收天线451接收。该接收到的数据由准相干检波器和A/D转换器452正交调制。此后，该正交调制过的数据被转换为数字信号，并且被输出到变频器/低通滤波器453。
变频器/低通滤波器453向前面的数字信号提供变频，以便用户A的传输数据成为基带信号。此后，通过滤波只提取低通信号，以便只提取用户A的信号。
这些信号由S/P转换器457转换为并行信号，并且由FFT装置461付立叶变换为频率轴上的信号。然后，该转换过的信号由P/S转换器465转换为串行信号，从而提取用户A的接收数据。
类似地，变频器/低通滤波器454向前面的数字信号提供变频，以便用户B的传输数据成为基带信号。此后，通过滤波只提取低通信号，以便只提取用户B的信号。
这些信号由S/P转换器458转换为并行信号，并且由FFT装置462付立叶变换为频率轴上的信号。然后，该转换过的信号由P/S转换器466转换为串行信号，从而提取用户B的接收数据。
类似地，变频器/低通滤波器455向前面的数字信号提供变频，以便用户C的传输数据成为基带信号。此后，通过滤波只提取低通信号，以便只提取用户C的信号。
这些信号由S/P转换器459转换为并行信号，并且由FFT装置463付立叶变换为频率轴上的信号。然后，该转换过的信号由P/S转换器467转换为串行信号，从而提取用户C的接收数据。
类似地，变频器/低通滤波器456向前面的数字信号提供变频，以便用户D的传输数据成为基带信号。此后，通过滤波只提取低通信号，以便只提取用户D的信号。
这些信号由S/P转换器460转换为并行信号，并且由FFT装置464付立叶变换为频率轴上的信号。然后，该转换过的信号由P/S转换器468转换为串行信号，从而提取用户D的接收数据。
这样，使得从每个移动台传输的信号的频带彼此不同。然后，在基站的接收部中，转换为数字信号的接收信号被分割给每个频带，并且对于每个频带，该信号被转换为基带信号，此后限制该频带。然后，每个限带的信号被转换为并行信号并且被付立叶变换。然后，该并行信号被转换为串行信号。由于这能够将相应的信号转换为每个用户的低频信号，每个FFT装置的规模可以缩小。
在本例中，FFT的副载波的数目被减少到1/4。这导致FFT运算总数的减少，这能够减少功耗。
此外，由于用户A至D的信号被分离，AFC(Automatic FrequencyControl，自动频率控制)由变频器/低通滤波器分别提供给相应信号，使得能够补偿因每个用户而异的频偏。这能够改善接收性能。
(第6实施例)
图13是本发明第6实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的结构方框图。
第6实施例的特点如下所述。即，在执行频率分集时，对不同频率处的相同的基带信号执行正交调制，以便减少IFFT的运算数目，并且实现低功耗。
图13所示的发送部500用于例如移动台，并且主要包括：输入传输数据的S/P转换器501、IFFT装置502、P/S转换器503、D/A转换器504、正交调制器505、506、混合器507、传输放大器508、以及传输天线509。
图14是本发明第6实施例的OFDMA信号传输装置中副载波分配的例子的副载波分配图。
如图14所示，用户A的传输数据被加载到副载波号0、1、和8、9上，使得能够实现频率分集。即，这实现了所谓的分集。换言之，将频率彼此分离设置，使得副载波0、1的衰落或副载波8、9的衰落基本彼此独立。从而，即使任一个副载波受到由衰落造成的大的衰减，其他副载波能够以足够的电平被接收到的概率也很高。
类似地，用户B的传输数据被加载到副载波号2、3、和10、11上，用户C的传输数据被加载到副载波4、5和12、13上，并且用户D的传输数据被加载到副载波号6、7、和14、15上，这能够实现频率分集。
在图13中，传输数据由S/P转换器501转换为并行数据。然后，并行数据由IFFT装置502转换为时间信号，并且该时间信号由P/S转换器503转换为串行数据，以便被变换为时间系列数据。时间系列数据由D/A转换器504转换为模拟信号。此后，正交调制器505和506将该模拟信号正交调制到不同的中心频率，并且该产生的信号由混合器507合成。
这使得能够将相同的信号加载到图14所示的不同的副载波上。然后，该合成过的信号由传输放大器508放大，并且该放大过的信号被从传输天线509发射。
这样，在执行OFDMA信号传输的发送部中，已被转换为串行数据的传输数据被转换为模拟信号，并且被转换为模拟信号的数据和各具有不同中心频率的多个载波被正交调制。该正交调制过的信号被混合，并且被传输，以执行频率分集。由于此原因，在执行频率分集时，在D/A转换前可以使用一个序列的处理，其结果是能够大大减少IFFT的运算数目，并且这使得能够进一步减少功耗。
(第7实施例)
图15是本发明第7实施例的OFDMA信号传输装置中发送部的结构方框图。
第7实施例的特点如下所述。即，在执行频率分集时，对数字信号产生不同频率的信号，这能够减少IFFT运算的数目，而不增加正交调制器的数目，并且这实现了低功耗。
图15所示的发送部600用于例如移动台，并且主要包括：S/P转换器601、IFFT装置602、P/S转换器603、变频器604、加法器605、D/A转换器606，正交调制器607、传输放大器608、以及传输天线609。
在这种结构中，传输数据由S/P转换器601转换为并行数据，并且该并行数据由IFFT装置602转换为时间信号。然后，时间信号由P/S转换器603转换为串行数据，以便被变换为时间系列数据。
时间系列数据由变频器604变频，并且来自P/S转换器603的该变频过的数据和未变频过的数据由加法器605合成。这能够将相同的信号加载到图14所示的不同的副载波上。
然后，由加法器605合成过的数据由D/A转换器606转换为模拟信号，此后该模拟信号由正交调制器607正交调制。然后，该正交调制过的信号由传输放大器609放大，并且该放大过的信号被从传输天线609发射。
这样，在执行OFDMA信号传输的发送部中，已被转换为串行数据的传输数据被变频，并且该变频过的数据和串行数据被相加。然后，相加过的数据被转换为模拟信号，并且该模拟信号被正交调制和传输。这使得在执行频率分集时，能够由数字处理来执行将相同的信号加载到频率彼此分离的不同的副载波上的处理，结果是可以减少IFFT的运算数目，并且可以改善功耗。此外，与第6实施例相比，可以减少正交调制器等模拟电路的数目。
(第8实施例)
图16是本发明第8实施例的OFDMA信号传输装置中接收部的结构方框图。在图16中，只示出与用户A的接收数据有关的部分。
第8实施例的特点如下所述。即，在执行频率分集时，对每个频带执行具有少数副载波的FFT，并且该获得的结果被合成，以便可以减少FFT运算的总数，并且可以改善低功耗。此外，执行因具有不同频率的每个接收信号而异的AFC处理，以便改善接收性能。
图16所示的发送部550主要包括：接收天线551、准相干检波器和A/D转换器552、变频器/低通滤波器553、554、P/S转换器559、560、以及合成器561。
图16所示的接收部550用于例如基站。作为接收机端的移动台被构造得使得能够进行第6和第7实施例中那样的频率分集。
在图16中，由接收天线551接收到的信号由准相干检波器和A/D转换器552正交解调，此后被A/D转换。如图14所示，如果4个用户中的每个使用2个副载波组，则使用8个副载波组。
在这些副载波组中，用户A的A/D转换过的数字信号形成各具有不同中心频率的2个副载波组。这些信号被转换，使得每个频带的信号由变频器/低通滤波器553、554设置为低频。
在图14所示的传输信号的情况下，在变频器/低通滤波器553中提取副载波0、1，并且在变频器/低通滤波器554中提取副载波8、9。
变频器/低通滤波器553的输出信号由S/P转换器555转换为并行数据，并行数据由FFT装置557转换为时间信号，并且该时间信号由P/S转换器559转换为串行数据。类似地，变频器/低通滤波器554的输出信号由S/P转换器556转换为并行数据，并行数据由FFT装置558转换为时间信号，并且该时间信号由P/S转换器560转换为串行数据。
从P/S转换器559和560输出的信号由合成器561使用最大比合成方法来合成，从而获得用户A的接收信号。这使得能够使用具有副载波0、1的信号、和具有副载波8、9的信号来实现频率分集。
通过对从准相干检波器和A/D转换器552提取的相应的副载波组的信号提供与上述相同的处理，可以分别获得用户B、C、D的接收数据(未示于图1 6)。
这样，使得从相应的移动台传输的信号的频带彼此不同。然后，在基站的接收部中，通过频率分集接收到的信号被正交解调，以被转换为数字信号，并且将该数字信号分割到每个频带，并且对于每个频带，将该信号转换为基带信号。此后，基带信号被转换为并行信号，并且被付立叶变换为频率轴上的信号。该并行信号被转换为串行信号，并且该串行信号被合成，以便获得接收数据。结果，可以获得良好的接收品质。
此外，由于在将信号转换为低频信号后对每个副载波组进行FFT操作，所以减少了每个FFT的运算数目，与用一次运算来执行FFT的情况相比，可以整体减少运算的总数。这能够减少功耗。此外，因每个移动台而异的AFC的性能使得能够补偿各个移动装置的频偏。
(第9实施例)
图17是本发明第9实施例的OFDMA信号传输装置中接收部的结构方框图。在图17中，只示出与用户A的接收数据有关的部分。
第9实施例的特点如下所述。即，在执行频率分集时，按每个频带来提取信号，并且提取出的信号被转换为低通信号。然后，对于每个用户来合成信号。此后，进行具有少数副载波的FFT，并且获得的结果被合成，以便与第8实施例相比，可以进一步减少FFT运算的总数，并且可以改善低功耗。此外，可以提供因每个移动台而异的AFC处理，以便改善接收性能。
图17所示的发送部650主要包括：接收天线651、准相干检波器和A/D转换器652、变频器/低通滤波器653、654、S/P转换器656、FFT装置657、以及P/S转换器658。
图17所示的接收部650用于例如基站。作为传输器端的移动台被构造为可以像第6和第7实施例那样进行频率分集。
在图17中，由接收天线651接收到的信号由准相干检波器和A/D转换器652正交解调，此后被A/D转换。如图14所示，如果4个用户中的每个使用2个副载波组，则使用8个副载波组。
在这些副载波组中，用户A的A/D转换过的数字信号形成各具有不同中心频率的2个副载波组。这些信号被转换，使得每个频带的信号分别由变频器/低通滤波器653、654设置为低频。
在图14所示的传输信号的情况下，在变频器/低通滤波器653中提取副载波0、1，并且在变频器/低通滤波器654中提取副载波8、9。
从变频器/低通滤波器653输出的信号由合成器655使用最大比合成方法来合成，从而使用具有用户A的副载波0、1的信号、和具有副载波8、9的信号来实现频率分集。
从合成器655输出的合成过的数据由S/P转换器656转换为并行数据。此后，并行数据由FFT装置657转换为时间信号。然后，时间信号由P/S转换器658转换为串行数据，从而获得用户A的接收数据。
通过对从准相干检波器和A/D转换器652提取的相应的副载波组的信号提供与上述相同的处理，可以分别获得用户B、C、D的接收数据(未示于图17)。
这样，使得从相应的移动台传输的信号的频带彼此不同。然后，在基站的接收部中，通过频率分集接收到的信号被正交解调，以被转换为数字信号，然后，将该数字信号分割到每个频带，并且对于每个频带，将该信号转换为基带信号以便被合成。此后，该合成过的信号被转换为并行信号，并且被付立叶变换为频率轴上的信号。该产生的信号被转换为串行信号，以便获得接收数据。从而，可以获得与第8实施例相同的效果。此外，与第8实施例相比，可以将FFT运算的总数减半，这可以进一步减少功耗。
从上述说明可知，根据本发明，通过设计OFDM信号的副载波的排列并且向发送部或接收部提供实现该排列所需的结构，可以实现具有小的运算量的电路结构，并且可以进一步减少功耗。
此外，在逆信号中，由于补偿因每个用户(移动台)而异的频偏可以由各个AFC来进行，所以可以改善接收品质。
本申请基于1998年6月2日提交的日本专利申请No.HEI 10-153214，其全部内容明确包含于此作为参考。

Claims (10)

1.一种正交频分多址信号传输装置，包括：
多个S/P转换部件，用于将多个串行信号转换为并行信号；
重新排列部件，用于以2的幂的间隔来重新排列从该S/P转换部件输出的多个并行信号，以执行副载波分配；
IFFT部件，用于对从该重新排列部件的输出信号执行根据该输出信号的个数应变的数目的逆付立叶变换；
P/S转换部件，用于将该IFFT部件的输出信号转换为串行信号；
D/A转换部件，用于将从该P/S转换部件输出的串行信号转换为模拟信号；以及
正交调制部件，用于对上述模拟信号进行变频。
2.一种正交频分多址信号传输装置，包括：
正交解调部件，用于正交解调通过正交频分多址信号传输的接收信号，该接收信号只以2的幂的间隔分配了副载波；
A/D转换部件，用于将上述正交解调过的信号转换为数字信号；
多个序列的信号处理部件，含有用于将通过以时间顺序分割上述数字信号获取的各个信号转换为并行信号的S/P转换部件、用于对该S/P转换部件输出的并行信号进行付立叶变换的FFT部件和用于将该FFT部件输出的信号转换为串行信号的P/S转换部件而构成；以及
合成部件，用于合成从该多个序列的信号处理部件输出的串行信号。
3.如权利要求2所述的正交频分多址信号传输装置，还包括检错部件，用于对合成部件的输出信号进行检错，其中当检测出差错时，上述合成部件合成从信号处理部件输出的串行信号，该信号处理部件的序列与前面的序列不同。
4.如权利要求2所述的正交频分多址信号传输装置，其中合成部件首先输出从任一个信号处理部件输出的串行信号，并且每当检错部件检测出差错时，合成一个还未用于合成的串行信号与前面合成过的信号。
5.如权利要求2所述的正交频分多址信号传输装置，还包括切换部件，用于当检错部件没有检测出差错时，阻止数字信号输入到还未用于合成的序列的信号处理部件。
6.一种通信终端装置，包括正交频分多址信号传输装置，上述正交频分多址信号传输装置包括：
多个S/P转换部件，用于将多个串行信号转换为并行信号；
重新排列部件，用于以2的幂的间隔来重新排列从该S/P转换部件输出的多个并行信号，以执行副载波分配；
IFFT部件，用于对从该重新排列部件的输出信号执行根据该输出信号的个数应变的数目的逆付立叶变换；
P/S转换部件，用于将该IFFT部件的输出信号转换为串行信号；
D/A转换部件，用于将从该P/S转换部件输出的串行信号转换为模拟信号；以及
正交调制部件，用于对上述模拟信号进行变频。
7.一种基站装置，包括正交频分多址信号传输装置，上述正交频分多址信号传输装置包括：
多个S/P转换部件，用于将多个串行信号转换为并行信号；
重新排列部件，用于以2的幂的间隔来重新排列从该S/P转换部件输出的多个并行信号，以执行副载波分配；
IFFT部件，用于对从该重新排列部件的输出信号执行根据该输出信号的个数应变的数目的逆付立叶变换；
P/S转换部件，用于将该IFFT部件的输出信号转换为串行信号；
D/A转换部件，用于将从该P/S转换部件输出的串行信号转换为模拟信号；以及
正交调制部件，用于对上述模拟信号进行变频。
8.一种正交频分多址信号传输方法，包括下述步骤：
将每多个串行信号转换为并行信号，此后以2的幂的间隔来重新排列该并行信号，以执行副载波分配；
对从该重新排列过的并行信号执行根据该并行信号的个数应变的数目的逆付立叶变换；
将该逆付立叶变换过的并行信号转换为串行信号；
将该转换过的串行信号转换为模拟信号，此后将该模拟信号转换为高频信号。
9.一种正交频分多址信号传输方法，包括下述步骤：
正交解调通过正交频分多址信号传输的接收信号，该接收信号只以2的幂的间隔分配了副载波，此转换为数字信号；
以时间顺序分割数字信号；
将分割过的信号转换为并行信号；
对该并行信号进行付立叶变换；
执行多个序列的信号处理，用于将该并行信号转换为串行信号；以及
合成通过多个序列的信号处理获得的串行信号。
10.一种正交频分多址信号传输方法，包括下述步骤：
正交解调通过正交频分多址信号传输的接收信号，该接收信号只以2的幂的间隔分配了副载波，此转换为数字信号；
以时间顺序分割数字信号；
将分割过的信号转换为并行信号；
对该并行信号进行付立叶变换；
执行多个序列的信号处理，用于将该并行信号转换为串行信号；
首先对任一个该串行信号进行检错；以及
每当检测出差错时，合成还未用于合成的一个串行信号与前面的合成过的信号。
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