CN1832480A - 在多入多出通信系统中传递信息的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在多入多出系统中传递信息的方法和系统。本发明在IEEE 802.11n WLAN系统中使用绿地存取模式，并与不提供绿地存取模式的替换方法做对比。采用绿地存取能够减少由于系统开销而必需的用于传输数据的一部分时间，所述系统开销包括前导信号域和报头域。这就实现了更高的数据吞吐率。通过保持同样的数据率并减少所编码的被发射数据的码率，实现了数据的更稳健的传输。码率的减少能为通过信道的传输维持同样的数据率，所述信道的特征在于信噪比(SNR)更低且能实现分组差错率的期望目标水平。在本发明的另一方面，可实现混合模式，同时减少由于所述系统开销而必需的用于传输数据的一部分时间。

Description

在多入多出通信系统中传递信息的方法和系统

技术领域

本发明的某些实施例涉及无线通信，更具体地说，本发明的某些实施例涉及一种兼顾802.11n的绿地前导信号的方法和系统。

背景技术

在电气和电子工程师协会(IEEE)组织中，已经特许设立了IEEE 802.11任务组N(TGn)，以开发一种使无线局域网(WLAN)设备的吞吐率超过100Mbits/s的标准。该标准可能被编入IEEE决议802.11n。

电气和电子工程师协会(IEEE)在IEEE 802.11决议(也称为“802.11”)中定义了与无线网络相关的多种规定。现存的802.11标准，如802.11(a)、(b)、(g)，在2.4GHz或5GHz的波段内运行，支持高达54Mbps的数据速率。在IEEE组织内，已经特许设立了IEEE 802.11任务组N(TGn)，以开发一种使无线局域网(WLAN)设备的吞吐率超过100Mbits/s的标准。该标准可能被编入IEEE 802.11n决议。有多项新兴提案作为IEEE 802.11n决议的候选。它们中的某些是来自TGn Sync的提案，TGn Sync是多种经营的群体，致力于定义用于下一代无线网络的协议，所述协议将会被提交，以包含在IEEE802.11n中。所述协议基于“探测帧”(sounding frame)。探测帧方法包括发射多个长训练序列(LTS)，所述长训练序列与接收移动终端处的发射天线的数量相匹配。探测帧方法不采用波束成形(beamforming)和周期性延迟变异(CDD)。在探测帧方法中，多入多出(MIMO)系统中每个天线都能够发送独立的信息。

本文的后续部分将结合附图对本发明进行阐述，通过将常规和传统的系统与本发明的一些方面比较，对本领域的技术人员来说，常规或传统方法的局限性和缺点是显而易见的。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种包括802.11n的绿地前导信号的系统和/或方法。

根据本发明的一方面，提供了一种在多入多出(MIMO)通信系统中传递信息的方法，所述方法包括：

为包括多个当前的长训练序列域的当前空间流生成协议数据单元(PDU)；

在所述当前的多个长训练序列域的最后添加信号域；

为包括多个后续长训练序列域的后续空间流生成PDU，其中，所述多个后续长训练域中的一个与所述多个当前的长训练域中的一个标准正交；以及

在所述多个后续长训练序列域的最后添加后续信号域。

优选地，所述方法还包括在所述多个当前的长训练序列域的第一长训练序列域上发送2个正交频分复用(OFDM)符号。

优选地，所述方法还包括基于大致相同的长训练序列生成所述的2个OFDM符号。

优选地，所述方法还包括在所述第一长训练序列域后面的长训练序列域上发送1个OFDM符号。

优选地，所述方法还包括在所述信号域上发送2个OFDM符号。

优选地，所述方法还包括：在采用2个被发送空间流的系统中，通过所述当前空间流为第一空间流发射第一长训练域和第二长训练域，其中，所述第一长训练序列域和所述第二长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的长训练序列。

优选地，所述方法还包括：在采用2个被发送空间流的系统中，通过所述当前空间流为第一空间流发射第一长训练域和第二长训练域，其中，所述第一长训练序列域和所述第二长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的移相长训练序列。

优选地，所述方法还包括：在采用3个被发送空间流的系统中，通过所述当前空间流为第一空间流发射第一长训练域、第二长训练域和第三长训练域，其中，所述第一长训练序列域、所述第二长训练序列域和第三长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的倍增比例的(multiplicatively scaled)长训练序列。

优选地，所述方法还包括：在采用3个被发送空间流的系统中，通过所述第一空间流的后续空间流发射第一长训练域、第二长训练域和第三长训练域，其中，所述第一长训练序列域、所述第二长训练序列域和第三长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的倍增比例的和移相的长训练序列。

优选地，所述方法还包括：在采用4个被发送空间流的系统中，通过所述当前空间流为第一空间流发射第一长训练域，其中，所述第一长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的倍增比例的长训练序列。

优选地，所述方法还包括：通过所述第一空间流发送所述第一长训练域的后续域，其中，所述后续长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的长训练序列。

优选地，所述第一空间流后续空间流包括与所述第一长训练序列域和多个长训练序列域相对应的长训练序列，所述第一长训练序列使用所述倍增比例的长训练训练序列，所述多个后续长训练序列使用基于IEEE 802.11a的所述长训练序列。

优选地，所述方法还包括基于离散傅立叶变换矩阵生成所述当前多个长训练域中的所述相应的一个。

根据本发明的一方面，提供一种在多入多出(MIMO)通信系统中传递信息的系统，该系统包括：

发射器，该发射器为当前的空间流生成协议数据单元(PDU)，所述当前的空间流包括多个当前的长训练序列域；

所述发射器还在所述的多个当前的长训练序列域的最后添加信号域；

所述发射器为后续空间流生成PDU，所述后续空间流包括多个后续长训练序列域，其中所述多个后续长训练域中的一个与所述多个当前的长训练域中的一个标准正交；

所述发射器还在所述的多个后续长训练序列域的最后添加后续信号域。

优选地，所述系统包括天线前端电路，该天线前端电路在所述多个当前的长训练序列域的第一长训练序列域上发送2个正交频分复用(OFDM)符号。

优选地，所述系统包括反向快速傅立叶反变换电路，该电路基于大致相同的长训练序列生成所述的2个OFDM符号。

优选地，所述天线前端电路在所述第一长训练序列域的后续长训练序列域上发送1个OFDM符号。

优选地，所述系统包括天线前端电路，该天线前端电路在所述信号域上发送2个OFDM符号。

优选地，所述系统包括：在采用2个被发送空间流的系统中，天线前端电路通过所述当前空间流为第一空间流发射第一长训练域和第二长训练域，其中，所述第一长训练序列域和所述第二长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的长训练序列。

优选地，所述系统包括：在采用2个被发送空间流的系统中，天线前端电路通过所述当前空间流为第二空间流发射第一长训练域和第二长训练域，其中，所述第一长训练序列域和所述第二长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的移相长训练序列。

优选地，所述系统还包括：在采用3个被发送空间流的系统中，天线前端电路通过所述当前空间流为第一空间流发射第一长训练域、第二长训练域和第三长训练域，其中，所述第一长训练序列域、所述第二长训练序列域和第三长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的倍增比例的(multiplicativelyscaled)长训练序列。

优选地，在采用3个被发送空间流的系统中，所述天线前端电路通过所述第一空间流后续空间流发射第一长训练域、第二长训练域和第三长训练域，其中，所述第一长训练序列域、所述第二长训练序列域和所述第三长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的倍增比例的和移相的长训练序列。

优选地，所述系统还包括：在采用4个发送空间流的系统中，天线前端电路通过所述当前空间流为第一空间流发射第一长训练域，其中，所述第一长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的倍增比例的长训练序列。

优选地，所述天线前端电路通过所述第一空间流发送所述第一长训练域的后续域，其中，所述后续长训练序列域采用基于IEEE 802.11a的长训练序列。

优选地，所述第一空间流后续空间流包括对应的长训练序列，该长训练序列与所述第一长训练序列域和多个长训练序列域对应，所述第一长训练序列使用所述倍增比例的长训练训练序列，所述多个后续长训练序列域使用所述基于IEEE 802.11a的长训练序列。

优选地，所述方法还包括基于离散傅立叶变换矩阵生成所述当前多个长训练域中的所述相应的一个。

根据本发明的一方面，提供一种在多入多出(MIMO)通信系统上传递信息的方法，所述方法包括：

构造混合模式的混合模式的协议数据单元(PDU)，所述协议数据单元包括遗留短训练序列域，所述短训练序列域包括约为8微秒的持续时间；

在所述遗留短训练序列域后面添加包括约为8微秒的持续时间的遗留长训练序列域；

在所述遗留长训练序列域后面添加包括约为4微秒的持续时间的遗留信号域；

在所述遗留信号域后面添加高吞吐量信号域，该信号域包括约为8微秒的持续时间；

在高吞吐量信号域后面添加高吞吐量短训练序列域，该训练序列域包括约为3.2微秒的持续时间；和

在所述高吞吐量短训练序列域后面添加多个长训练序列域，该训练序列域包括约为4微秒的持续时间。

根据以下描述和附图，将能更全面的了解本发明的这些和其它优点、方面、新颖性特征及其示例性的实施例细节。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是根据本发明的实施例所采用的典型无线数据通信系统的框图；

图2a是根据本发明的实施例所采用的收发器的典型框图；

图2b是根据本发明的实施例所采用的收发器的典型框图，该收发器包括MIMO系统中的发射器和接收器；

图3a是根据本发明的实施例所采用的典型物理层协议数据单元的示意图；

图3b是根据本发明的实施例所采用的PPDU中的典型数据域的示意图；

图4a是根据本发明的实施例所采用的TGn Sync提案的用于混合模式访问的训练域和报头域示意图；

图4b是根据本发明的实施例所采用的Sync提案的用于混合模式访问的典型L-SIG报头域的示意图；

图4c是根据本发明的实施例所采用的TGn Sync提案的用于混合模式访问的典型HT-SIG报头域的示意图；

图5a是根据本发明的实施例Nss＝2的WWiSE提案、用于绿地存取(greenfield access)的典型训练域和报头域的示意图；

图5b是根据本发明的实施例的WWiSE提案、用于绿地存取的典型信号N(Signal-N)报头域的示意图；

图5c是根据本发明的实施例Nss＝4的WWiSE提案、用于绿地存取的典型训练域和报头域的示意图；

图6a是根据本发明的实施例的、Nss＞2的绿地存取的具有训练信号域的典型训练域和报头域的示意图；

图6b是根据本发明的实施例的、Nss＞2的绿地存取的具有早期信号域的典型训练域和报头域的示意图；

图7是根据本发明的实施例的Nss＞2的混合模式访问的训练域和报头域的示意图。

具体实施方式

本发明的某些实施例涉及一种兼顾802.11n的绿地前导信号的方法和系统，该系统和方法采用信道探测机制以在发射器和接收器之间传送信息。与其它不提供绿地存取方法的可选途径相比，本发明的多个实施例提供了IEEE802.11n无线局域网系统中的绿地存取模式。采用绿地存取能够减少由于系统开销而必需的用于传输数据的一部分时间，所述系统开销包括前导信号域和报头域。这就实现了更高的数据吞吐率。通过在减少被编码发送数据的编码率的同时保持参照数据率，实现了数据的更稳健的传输。码率的减少为通过RF信道的传输保持了参照数据率，所述信道的特征在于有更低的SNR，同时仍然能够实现期望目标水平的误包率。

在本发明的另一个实施例中，可实现混合模式访问，同时减少由于系统开销而必需的用于传输数据的一部分时间，所述系统开销包括前导信号域和报头域。被传输的空间流中的长训练域可以包括标准正交长训练序列，该标准正交长训练序列可以消除音调交错(tone interleaving)。采用标准正交长训练序列可实现通过多个空间流传输同样的符号。

图1是典型的无线数据通信系统的框图，可根据本发明的实施例采用该通信系统。参照图1，示出了分布系统(DS)110、扩展服务集(ESS)120和IEEE 802.x局域网(LAN)122。ESS 120可以包括第一基本服务集(BSS)102、第二基本服务集112。第一BSS 102可包括第一802.11WLAN(无线局域网)站104，第二802.11WLAN站106和接入点(AP)108。第二BSS 112可以包括第一802.11WLAN站114、第二802.11WLAN站116和接入点(AP)118。IEEE 802.x LAN 122可以包括802.x LAN站124和入口126。

BSS 102或112可以是IEEE 802.11WLAN的一部分，所述IEEE 802.11WLAN包括至少2个IEEE 802.11WLAN站，如第一802.11WLAN站104、第二802.11WLAN站106，和AP 108，它们可以是BSS 102的一部分。BSS 102中的非AP站、第一802.11WLAN站104、以及第二802.11WLAN站106，可以独立地与AP 108形成联合。AP如AP 108可以用以太网交换器、网桥或WLAN中的其他设备来实现。同样，BSS 112中的非AP站、第一802.11WLAN站114、以及第二802.11WLAN站116，可以独立地AP 118形成联合。一旦第一802.11WLAN站104和AP 108之间的联合形成，AP 108将与第一802.11WLAN站104相关的可抵达信息传送给与ESS120关联的其他APs如AP 118及入口，如入口126。接着，AP 118将与第一802.11WLAN站104相关的可抵达信息传送给BSS 112中的站。入口126可以用以太网交换器和LAN中的其他设备来实现，将与第一802.11WLAN站104相关的可抵达信息传送给LAN 122中的站，如802.x LAN站124。传送与第一802.11WLAN站104相关的可抵达信息使不在BSS 102内、但与ESS 120关联的WLAN站能够与第一802.11WLAN站104通信。

DS(分布系统)110提供一种内部结构，该内部结构使一个BSS 102中的第一802.11WLAN站104能够与另一个BSS 112中的第一802.11WLAN站114通信。DS 100还使一个BSS 102中的第一802.11WLAN站104能够与IEEE802.x LAN 122中的802.x LAN站124进行通信，所述LAN 122可以是例如，有线LAN。AP 108、AP 118或入口126给BSS 102、BSS 112或LAN 122中的站通过DS 110传送信息提供了一种方法。BSS 102中的第一802.11WLAN站104通过将信息发送给AP 108，AP 108通过DS 110将该信息发送给AP 118，AP 118依次将该信息发送给BSS 112中的第一802.11WLAN站114，从而将信息传送给BSS 112中的第一802.11WLAN站114。BSS 102中的第一802.11WLAN站104通过将信息发送给AP 108，AP 108通过DS 110将该信息发送给入口126，入口126依次将该信息发送给LAN 122中的802.x LAN站124，从而将信息传送给LAN 122中的802.x LAN站124。DS 110可以使用通过RF信道的无线通信、有线通信，如IEEE 802.x以太网或它们的组合。

IEEE 802.11n决议能够使兼容IEEE 802.11n的设备与不兼容IEEE802.11n的IEEE 802.11设备协同工作。兼容IEEE 802.11但不兼容IEEE802.11n的WLAN设备被称为老式IEEE 802.11WLAN设备。兼容IEEE 802.11n、且与不包含老式IEEE 802.11WLAN设备的IEEE基本服务集(BSS)中兼容IEEE802.11n的其它WLAN设备通信的WLAN设备能够以绿地存取模式进行通信。采用绿地存取时，WLAN设备之间的通信可以采用IEEE 802.11n规定的性能(capability)，老式WLAN设备是达不到该性能的。兼容IEEE 802.11n、且与不包含老式IEEE 802.11WLAN设备的IEEE BSS中兼容IEEE 802.11n的WLAN设备通信的WLAN设备混合模式访问存取。采用混合模式存取时，在BSS中的IEEE 802.11n兼容的WLAN设备之间进行通信的过程中，IEEE 802.11n兼容的WLAN设备采用电子欺骗法(spoofing)以避免来自老式IEEE 802.11WLAN设备的干扰。

TGn(任务组N)接收到的提案来自全球频谱效率联盟(WWiSE)和TGn Sync联盟。来自TGn Sync的当前提案不提供支持绿地存取的机制。因此，要求基于当前的TGn Sync的混合模式存取的通信包括某些信息，这些信息不是绿地存取通信所要求的。

WWiSE提案包括对与IEEE 802.11n WLAN设备协同工作的老式IEEE 802.11WLAN设备作出的多种改进。老式IEEE 802.11WLAN设备采用20MHz的RF信道。IEEE 802.11n采用20MHz的信道并选择性地采用40MHz的RF信道。在20MHz信道中，老式IEEE 802.11WLAN设备可以采用52个子带频率或副载波，包括4个子带频率处的导频音(pilot tone)和48个承载数据的副载波。在20MHz信道中，基于WWiSE提案的IEEE 802.11n WLAN设备可采用20MHz信道中的共56个副载波，包括2个子带频率导频音和52个承载数据的副载波。所述副载波可对称分布在包括中心频率为20Mhz的信道的频率上。IEEE802.11n WLAN设备中的副载波之间的频率间隔大约是312.5KHz。因此，IEEE802.11n 20MHz信道可以包括多个副载波，所述副载波的频率f_sc(i)表示为：

                f_sc(i)＝f_center+iΔ_f               等式[1]

其中，频率f_center表示20MHz信道的中心频率；频率增量Δ_f表示副载波之间的频率间隔；副载波指数i的值可包括多个表示如下的整数值：

                0＜i≤N_sc/2，                      等式[2a]，或

                -N_sc/2≤i＜0                       等式[2b]

N_sc表示20Mhz信道上的副载波数量。

IEEE 802.11 40Mhz信道可以包括多个副载波，副载波的频率f⁴⁰ _sc(i)可以表示成：

$f_{\mathrm{sc}}^{40}\left(i\right)=f_{\mathrm{primary}}+i{\mathrm{\Δ}}_f$ 等式[3a]，或

$f_{\mathrm{sc}}^{40}\left(i\right)=f_{\sec \mathrm{ondary}}+i{\mathrm{\Δ}}_f$ 等式[3b]

其中，f_primary表示主要20MHz信道的中心频率，f_secondary表示次要20MHz信道的中心频率，指数i由等式[3a]和[3b]定义。主要和次要20Mhz信道可以是临近的信道，因此：

        f_secondary＝f_primary±20MHz            等式[4]

次要20Mhz信道可以位于临近信道上，其中心频率f_secondary比主要20MHz信道的中心频率f_primary高20MHz或者低20MHz。40MHz的信道可以包括位于主要20MHz信道上的多个N_sc副载波和位于次要20MHz信道上的后续多个N_sc副载波，其中，N_sc表示在20MHz信道上的副载波数量。在这方面，40MHz信道包括共2N_sc个副载波。在兼容IEEE 802.11n WLAN设备之间进行通信时，可能不会评估次要20MHz信道的状态。

WWiSE提案包含多个MIMO天线配置，所述天线配置表示为N_TX×N_RX，其中，N_TX表示站的发射天线数量。所述发射天线通过RF信道发射信号。N_rx表示站的接收天线数量，所述接收天线接收N_TX发射天线所发射的信号。MIMO天线配置使IEEE 802.11n WLAN设备达到比老式IEEE 802.11WLAN设备更高的数据率。根据IEEE 802.11a规定，老式IEEE 802.11WLAN设备可以达到54Mbits/s的数据率。比较起来，4×4MIMO配置中的IEEE 802.11n WLAN设备可以达到540Mbits/s的数据速率。

图2a是根据本发明的实施例所采用的收发器的典型框图。参见图2，示出了基带处理器272、收发器274、RF前端280、多个接收天线276a，……，276n和多个发射天线278a，……，278n。发射器274包括处理器282、接收器284和发射器286。

根据适用的通信标准，处理器282可用来执行数字接收器和/或发射器的功能。这些功能包括但不限于，在相关协议参考模型中在更低层上执行的任务。所述任务还包括物理层会聚过程(PLCP)、物理媒体相关(PMD)功能和相关的层管理功能。根据适用的通信标准，基带处理器272可用来执行功能。这些功能包括但不限于，与通过接收器284接收的数据分析相关的任务，以及与生成通过发射器286发射的数据相关的任务。这些任务还可以包括有关标准规定的媒体访问控制(MAC)层的功能。

接收器284可用来执行数字接收器功能，该功能包括但不限于快速傅立叶变换处理、波束成形处理、均衡、解映射、解调控制、解交错、解凿孔(depuncture)和解码。发射器286可执行数字发射器的功能，所述发射器功能包括但不限于编码、凿孔(puncture)、交错、映射、调制控制、反向快速傅立叶变换处理、波束成形处理。RF前端280通过天线276a、……、276n接收模拟RF信号，并将RF信号转化为基带并生成被接收模拟基带信号的对等数字信号。该数字表示式是包含I和Q分量的复数。RF前端280可以通过天线278a、……、278n发射模拟RF信号，将数字基带信号转化为模拟RF信号。

在运作中，处理器282接收来自接收器284的数据。处理器282将接收到的数据传递给基带处理器272以进行分析和进一步处理。基带处理器272生成的数据由发射器286通过RF信道发射。基带处理器272可以将数据传送给处理器282。处理器282生成多个比特(bits)，该比特被传递给接收器284。

图2b是根据本发明的实施例所采用的MIMO系统中发射器和接收器的典型框图。如图2所示的是发射器200、接收器201、处理器240、基带处理器242、多个发射天线215a、……、215n和多个接收天线217a、……、217n。发射器200包括编码块202、凿孔块204、交错器块206、多个映射块208a、……、208n，多个反向快速傅立叶反变换(IFFT)块210a、……、210n、波束成形V矩阵块212、多个数-模(D/A)转换和天线前端块214a、……、214n。接收器201包括多个天线前端和模-数(A/D)转换块216a、……、216n、波束成形U^*矩阵块218、多个快速傅立叶转换(FFT)块220a、……、220n、信道估测块222、均衡块224、多个解映射块226a、……、226n、解交错块228、解凿孔块230和位特比解码块232。

波束成形块212和218中的变量V和U^*分别表示波束成形技术中使用到的复数。美国申请号为11/052,389、申请日期为2005年2月7日的专利申请中对本征波束成形有详细的描述，通过引用其全文合并在此。

根据可适用的通信标准，处理器240执行数字接收器和/或发射器功能。这些功能包括但不限于，在相关的协议参考模式的更低层的执行的任务。这些任务还包括物理层会聚过程(PLCP)、物理媒体相关(PMD)功能和相关的层管理功能。基带处理器242可根据可适用的通信标准执行类似功能。所述功能包括但不限于与接收器201接收的数据分析相关的任务、生成即将通过发射器200发射的数据相关的任务。这些任务还包括如相应标准规定的媒体访问控制(MAC)层功能。

在发射器200中，编码块202通过前向纠错技术(FEC)如二进制卷积编码(BCC)来转换接收到的二进制输入数据块。运用FEC技术，也称“信道编码”，在通过RF信道发射输入数据前，将附加的冗余信息添加到该输入数据中，改善了成功恢复被发射数据的能力。二进制输入数据块中比特的数量与转换数据块中比特的数量的比值，就是公知的“编码率”。编码率可用符号i_b/t_b表示，其中，t_b表示包括比特编码组在内的总的比特数，而i_b表示包含在比特组t_b内的信息比特的数量。t_b-i_b所得的比特数量表示冗余位，所述冗余位使接收器201在发送过程中能够检测和纠正所造成的错误。增加冗余数据位能增强接收器检测和纠正信息比特中的错误的能力。这种检测错误和纠正能力的增强的代价是导致发射器200和接收器201之间信息传输速率降低。本发明不局限于BCC和多种编码技术，本发明还可采用多种编码技术如Turbo码、低密度奇偶校验(LDPC)码。

凿孔块204从编码块202处接收转换后的的二进制输入数据块并通过从所接收的转换后的二进制输入数据块中去除冗余位来改变编码率。例如，如果编码块202执行1/2的编码率，那么来自编码块202的4比特的数据就包括2个信息位和2个冗余位。通过去除4比特组中的1个冗余位，凿孔块204将编码率由1/2改为2/3。在通过RF信道发射来自凿孔块204的编码速率自适应(rate-adapted)数据块前，交错块206对该编码速率自适应数据块中所接收的比特位重新排列以降低数据出现无法校正的讹误(uncorrectablecorruption)的可能性，出现所述的讹误是由于通过RF信道发射过程中错误猝发、临近位挤压造成的。交错块206的输出分成多个流，每个流都包括来自该编码速率自适应数据块的“非重叠”(non-overlapping)位。因此，对于所接收的编码速率自适应数据块中的给定数量的比特位b_db、来自交错块206的给定数量的位流n_st、交错块206分配给每个独立流i的给定数量的比特位b_st(i)：

$b_{\mathrm{db}}=\underset{i=1}{\overset{n_{\mathrm{st}}}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{\mathrm{st}}\left(i\right)$ 等式[5]

多个映射块208a、……、208n包括多个独立的映射块，其数量等于交错块206生成的独立流的数量。每个独立的映射块208a、……、208n能接收来自对应的独立流的多个数据位，并应用基于“星座”的调制技术将这些数据位映射成符号，所述“星座”用于将多个位转换成表示符号的信号电平。所述符号的表达式可以是包括同相(I)和正交(Q)分量的复数。位流i的映射块208a、……、208n采用调制技术将多个位映射到符号。

波束成形V矩阵块212可将波束成形技术应用到由映射块208a、……、208n生成多个符号或“空间模式”中。波束成形V矩阵块212能生成多个信号，所生成的信号数量等于发射器200的发射天线的数量。由波束成形V矩阵块212所生成的多个信号中的每一个信号都包括从映射块208a、……、208n所接收的符号中的至少一个的加权和。

多个IFFT块210a、……、210n接收来自波束成形块212的多个信号。每一个IFFT块210a、……、210n能将RF信道的带宽再分成n个子带频率，以实现正交频分复用(OFDM)和缓冲多个接收到的信号。每个被缓冲后的信号被载波信号调制，所述载波信号的频率基于某一个子带。然后，IFFT块210a、……、210n越过频率子带独立地将各自被缓冲和被调制的信号加和以执行n点(n-point)IFFT，从而生成复合OFDM信号。

多个数模(D/A)转换和天线前端块214a、……、214n可接收多个IFFT块210a、……、210n产生的信号。来自各IFFT块210a、……、210n的数字信号能被转换成模拟RF信号，该模拟RF信号能够被放大和通过天线发射。多个数模转换和天线前端214a、……、214n的数量等于发射器200上发射天线115a、……、115n的数量。每个数模转换和天线前端块214a、……、214n都能接收来自波束成形V矩阵块212的多个信号中的一个，且能利用天线115a、……、115n通过RF信道发射一个RF信号。

接收器201中，多个天线前端和模数(A/D)转换块216a、……、216n能通过天线接收模拟RF信号，将RF信号转化为基带信号并生成被接收模拟基带信号的数字等式。该数字表达式是包含I和Q分量的复数。天线前端和模数(A/D)转换块的数量等于接收器201的接收天线117a、……、117n的数量。

FFT块220a、……、220n能接收来自多个天线前端和模-数转(AD)换块216a、……、216n的多个信号。多个FFT块220a、……、220n的数量等于天线前端和AD转换块216a、……、216n的数量。每一个FFT块220a、……、220n都能接收来自天线前端和AD转换块216a、……、216n的信号，并独立地应用n点(n-point)FFT技术，基于发射器200中使用的子带频率、通过多个载波信号来解调信号。可通过多个FFT块220a、……、220n中的每一个将被解调的信号在一个子带频率上算术集成，从而提取接收器201接收到的多个OFDM信号的每一个中包含的n个符号。

波束成形U^*矩阵块218将波束成形技术应用到从多个FFT块220a、……、220n接收的多个信号中。波束成形U^*区块218能生成多个信号，所生成的信号数量等于发射器200生成信号所使用的位流的数量。波束成形U^*矩阵块218生成的多个信号中，每个信号都包括至少一个从FFT块220a、……、220n接收的信号的加权和。

信道估测块222利用包含在所接收的RF信号中的前导信号的信息，以进行信道估测。多个均衡块224能接收波束成形U^*矩阵块218产生的信号。均衡块224基于信道估测块222的输入来处理所接收的数据，以还原发射器200最初生成的数据。均衡块224包括适合的逻辑、电路和/或编码，所述逻辑、电路和/或编码能用来转换从波束成形U^*区块218接收的符号，以补偿RF信道中的衰减。

多个解映射块226a、……、226n接收来自多个均衡块224a……226n的符号，并基于发射器200产生符号时采用的调制技术，采用解调技术将所述符号反映射成多个数据位，以将所述符号转换成多个数据位。多个解映射块226a……226n的数量等于均衡块224a……224n的数量，也等于发射器200的流的数量。

解交错块228接收来自各解映射块226a……226n的多个数据位，并在所接收的多个数据位之间重新排列数据位的顺序。解交错块228可重新排列来自多个解映射块226a……226n的数据位的顺序，例如，按照与发射器200中的解交错器206所用的相反的顺序。解凿孔块230将被凿孔块204去除的“null”位(空位)插入到解交错块228接收的输出数据块中。维特比解码块232使用解码技术将解凿孔后的输出数据块解码，所述解码技术可还原输入到编码块202的二进制数据块。

在运作中，处理器240接收维特比解码器232解码后的数据。处理器240将接收到的数据传递给基带处理器242以进行分析和进一步的处理。处理器240还通过接收器201将通过天线接收的数据传递给信道估测块222。接收器201中的信道估测块222利用该信息为接收到的RF信道做信道估测。基带处理器242生成由发射器200通过RF信道发射的数据。基带处理器242将所述数据传递给处理器240。处理器240生成多个数据位，该数据位被传递给编码块202。

图2b所示的元件包括存在于无线通信终端的典型实施例中的组件。无线通信发射机的一个典型实施例包括发射器200、处理器240和基带处理器242。无线通信接收机的另一个典型实施例包括接收器201、处理器240和基带处理器242。无线通信收发机的另一个典型实施例包括发射器200、接收器201、处理器240和基带处理器242。

以N_tx×N_rx天线配置的MIMO系统的多个实施例可包括多个N_TX数模转换块和天线前端块214a……214n，以及多个N_RX天线前端和模数转换块216a……216n。

图3a示出了根据本发明的实施例所采用的典型物理层协议数据单元。参照图3a，示出了物理层会聚协议(PLCP)前导信号域302、PLCP报头域304和数据域306。接收器201通过RF信道接收信号时可利用前导信号域302。接收器201处理数据域306中的信息时可利用报头域304中包含的信息。数据域306可包括由发射器200发射、由接收器201接收的信息。

图3b示出了PPDU(物理层协议数据单元)中典型的数据域，该数据域可用于本发明的实施例中。参照图3b，示出了物理层服务数据单元(PSDU)域352、报尾域354和填充(pad)域356。在典型的数据域中，如图3b所示，PSDU包括从IEEE 802.11协议堆栈的MAC层处接收到的MAC层帧。在典型的PPDU中，如图3a所示，数据域306包括1500字节的二进制数据。报尾域354包括多个位，该位的数量取决于处理PSDU采用的方法。填充域365可包括多个位，该位的数量决于数据域包含的期望的位数量。

图4a示出了根据本发明的实施例所采用的TGn Sync提案的用于混合模式访问的训练域和报头域示意图。参照图4a，示出了多个PPDU前导信号和报头402、422和442。前导信号和报头402可包括遗留短训练域(L-STF)404、遗留长训练域(L-LTF)406、遗留信号域(L-SIG)408、高吞吐量信号域(HT-SIG)410、第一空间流的高吞吐量短训练域(HT-STF₁)412和包括训练域号从1到N(HT-LTF_1，1……HT-LTF_1，n)的第一空间流的多个高吞吐量长训练域414……416。整数值N表示前导信号和报头402所包含的长训练域的数量。

各遗留短训练域L-STF 404、424和444的持续时间约8微秒，或等于2个IEEE 802.11n OFDM符号及其对应的保护区间(GI)的持续时间，其中，每个符号及其保护区间的持续时间大约为4微秒。各长训练域L-LTF 406、426和446的持续时间约8微秒，或等于2个IEEE 802.11n OFDM符号及其对应的保护区间(GI)的持续时间。各信号域L-SIG 408、428和448中每一个持续时间约为4微秒，或等于1个IEEE 802.11n OFDM符号及其对应的保护区间(GI)的持续时间。各高吞吐量HT-SIG域410、430和450持续时间约为8微秒，或等于2个IEEE 802.11n OFDM符号及其对应的保护区间(GI)的持续时间。各HT-STF域412、432和452的持续时间约2.4微秒。多个HT-LTF_1，1……HT-LTF_1，N、HT-LTF_2，1……HT-LTF_2，N、……、HT-LTF_NSS，1……HT-LTF_NSS，N414……416、434……436、……、454……456中的每一个的持续时间约为7.2微秒。

前导信号和报头442可包括遗留短训练域424、遗留长训练域426、遗留信号域428、高吞吐量信号域430、第二空间流的高吞吐量短训练域432、训练域号从1到N的多个第二空间流高吞吐量长训练域434……436。前导信号和报头442可包括遗留短训练域444、遗留长训练域446、遗留信号域448、高吞吐量信号域450、第Nss空间流的高吞吐量短训练域452、训练域号从1到N的多个高吞吐量长训练域454……456。

在运作中，整数值Nss表示从位于WLAN站的N_tx个天线发射的空间流的数量。长训练域的数量N，约等于空间流的数量Nss。训练域L-STF 424是基于例如周期延迟变异(CDD)等方法的训练域L-STF 404的时间移位形式。训练域L-STF 444表示训练域L-STF 424的CDD形式。训练域L-LTF 426表示训练域L-LTF 406的CDD形式；训练域L-LTF 446是训练域L-LTF 426的CDD形式。信号域L-SIG 428是信号域L-SIG 408的CDD形式；信号域L-SIG 448是信号域L-SIG 428的CDD形式。信号域HT-SIG 430是信号域HT-SIG 410的CDD形式；信号域HT-SIG 450是信号域HT-SIG 430的CDD形式。

包括HT-STF₁ 412、HT-STF₂ 432和HT-STF_Nss 452的多个高吞吐量短训练域采用音调交错。在音调交错过程中，来自20MHz或40MHz的RF信道中的多个副载波频率的多个N_TI频率或音调被用在指定训练域的发送中，例如，通过各Nss空间流被发送的高吞吐量短训练域412、432或452。通过将多个N_TI音调分成多个音调组中，将音调交错，每个音调组包括多个N_TI/N_ss个音调，这样，不同音调组包括的音调频率不会近似相等。HT-STF₁采用第一音调组中的音调，HT-STF₂采用第二音调组中的音调，依次类推。同样，多个长训练域HT-LTF_1，1 414、HT-LTF_2，1 434和HT-LTF_NSS，1 454也采用音调交错。多个长训练域HT-STF_1，N 416、HT-STF_2，N 436和HT-STF_NSS，N 456也可采用音调交错。

图4b示出了根据本发明的实施例所采用的Sync提案的用于混合模式访问的典型L-SIG报头域。参照图4b，示出了L-SIG报头462。L-SIG报头462包括速率域464、保留域466、长度域468、奇偶域470和报尾域472。L-SIG报头462包括24比特的二进制信息。速率域464包括4比特的二进制信息。保留域466包括1比特的二进制信息。长度域468包括12比特二进制信息。奇偶域470包括1比特的二进制信息。报尾域472包括6比特的二进制信息。

图4c示出了根据本发明的实施例所采用的TGn Sync提案的用于混合模式访问的典型HT-SIG报头域。参照图4c，示出了HT-SIG报头域476。HT-SIG报头可包括长度域478、调制编码方案(MCS)域480、高级编码域482、保留域483、探测分组域484、多个HT-LTF域486、短保护区间(GI)域488、聚集(aggregation)域490、扰频初始化域492、20MHz或40MHz带宽(BW)域494、循环冗余码校验域496、报尾域498。长度域478包括18比特的二进制信息。长度域478表示对应的物理层协议数据单元(PPDU)域中的物理层服务数据单元(PSDU)域352中所包含的二进制信息的字节数。MCS域480包括6比特的二进制信息。MCS域480表示编码对应的PPDU时采用的调制类型和编码率。高级编码域482包括1比特的二进制信息。高级编码域482表示编码相应的PPDU时是否采用了二进制卷积编码(BCC)或低密度奇偶校验(LDPC)编码。保留域483包括1比特的二进制信息。保留域483没有指定的用途。

探测分组域484可包括例如1比特的二进制信息。探测分组域484可显示发射器和接收器之间的闭环校准是否采用了对应的PSDU。HT-LTF域组486可包括2比特的二进制信息。HT-LTF域组486显示对应的PPDU中所包含的高吞吐量长训练序列域的数量。短GI域488包括1比特的二进制信息。短GI域488可显示发射对应的PPDU内的数据域206时采用的保护区间的长度。聚集域490包括1比特的二进制信息。聚集域490显示对应的PPDU的数据域306是否包含信息的最后部分。扰频初始化域492包括2比特的二进制信息。扰频初始化域492用于在WLAN站接收PPDU时启动扰频功能。20MHz或40MHz带宽域494包括1比特的二进制信息。20MHz或40MHz带宽域494显示PPDU是采用20MHz的RF信道发射还是采用40MHz的RF信道发射。CRC域496包括8比特的二进制信息。CRC域496用于检测和/或纠正所接收的PPDU中的错误。报尾域498包括6比特的二进制信息。报尾域498用于将HT-SIG包括的比特数扩展到期望长度。

典型的PPDU中包括1500二进制字节的数据306(图3a所示)，数据306包括的时间周期约等于13个IEEE 802.11n OFDM符号及其对应的安全频带的持续时间。这可基于243Mbits/s的数据速率发射，同时采用2个空间流、40MHz带宽、64QAM调制类型和3/4的编码率。每个空间流的各OFDM符号包括2个空间流之间同时发射的OFDM符号的合并972比特的二进制信息486比特的二进制信息。OFDM符号中包括的二进位的数量N_DBPS可根据下式确定：

              N_DBPS＝N_DSC*N_B(CON)*R               等式[6]

N_DSC表示RF信道中数据负载副载波的数量；N_B(CON)表示基于调制类型的二进制位/符号的数量；R表示编码率。对于40Mhz的RF信道，N_DSC大约等于108。对于64QAM的调制类型，符号包括6个二进制位。通过Nss个空间流同时传送的比特数量等于Nss×N_DBPS。

数据306包含1500个二进制字节，包括的时间周期约等于13个OFDM符号及其对应的安全频带的持续时间。在PPDU前导信号和报头402中，遗留前导信号包括L-STF 404、L-LTF 406和L-SIG 408，所述遗留前导信号包括的时间周期约等于5个OFDM符号以及对应的安全频带的持续时间。在PPDU和报头402中，高吞吐量前导信号和报头包括信号域HT-SIG 412、训练域L-LTF414和L-LTF 416，所述高吞吐量前导信号和报头包括的时间周期约等于6个OFDM符号以及对应的安全频带的持续时间。HT长训练域的数量N，可以是例如2。

前导信号和报头402、以及包括1500个二进制字节的数据306，能生成PPDU，所述PPDU包括约24个OFDM符号的总持续时间和对应的安全频带的持续时间。如果每个OFDM符号及其对应的安全频带的持续时间为4微秒，那么总的持续时间约为96微秒。因此，平均数据速率约为1500字节/96微秒，或12000二进制位/96微秒，或约为125兆比特/秒。所述总的持续时间的约54％由数据306组成。总持续时间的约21％包括遗留前导信号。总持续时间的约25％由高吞吐量前导信号和报头组成。

从前导信号和报头402中去除遗留前导信号可以有效地提高数据速率，所述数据速率基于包括1500字节的数据域306。在这种情况下，平均数据率约为12000二进位/76微秒，或近似158Mbits/s，数据速率提高了约26％。

如果调制类型为64QAM，而编码率从3/4降到2/3，那么每个OFDM符号包括432个二进制位信息。这种情况下，包括1500个二进制字节的数据包括的时间周期约为14个OFDM及其对应的安全频带的持续时间。从前导信号和报头402中除去遗留前导信号后，平均数据率约为12000二进制位/80微秒，或者约150Mbits/s，数据速率提高了约20％。

如果调制类型为64QAM，编码率从3/4减到1/2，那么每个OFDM符号包括424二进制位信息。这种情况下，包括1500个二进制字节的数据包括的时间周期约为19个OFDM及其对应的安全频带的持续时间。从前导信号和报头402中除去遗留前导信号后，平均数据率为约100微秒12000二进制比特，即120Mbits/s，数据速率降低了约4％。

去除PPDU的遗留前导信号能在降低编码率的同时维持相对等的或更高的数据速率，从而能在更低信噪比(SNR)的条件下保持相对等的数据速率，所述数据速率为包含遗留前导信号的PPDU前导信号和报头402在相对更高SNR的条件下达到的。去除遗留前导信号后，编码率从3/4降到2/3，这导致绿地存取模式能够在SNR至少低2dB的RF信道中维持相对等或更高数据速率，所述低2dB以及所述数据速率是相比较于具有遗留前导信号并采用混合访问模式。就是说，相对于混合模式访问全新模式访问能取得2dB性能增益。

相对于采用BCC编码，采用LDPC编码来给PPDU中的数据306编码能带来性能增益。由绿地存取而获得的性能增益大于使用LDPC编码而获得的性能增益。仿真结果显示相对于采用如IEEE 802.11a和IEEE 802.11g中规定的BCC，LDPC能提供2dB的性能增益。使用LDPC会增加接收器201的实施例的复杂性。

图5a示出了根据本发明的实施例Nss＝2的WWiSE提案、用于绿地存取的典型训练域和报头域。参照图5a，示出的是第一空间流502的训练域和报头、以及第二空间流512的训练域和报头。训练域和报头502的训练域和报头包括第一空间流的高吞吐量(HT)短训练域(HT-ST₁)504、第一空间流的HT长训练域(HT-LT₁)206和第一空间流的信号N域(Signal-N₁)508。同样，训练域和报头512包括第二空间流的HT短训练序列域(HT-ST₂)514、第二空间流的HT长训练序列域(HT-LT₂)516、以及第二空间流的信号N域(Signal-N₂)518。

在运作中，接收器因多种原因采用短训练域，包括但不限于低噪音放大电路的信号检测、自动增益控制(AGC)，耙式接收器(rake receiver)电路等执行的分集选择，波频偏移粗测和时间同步。接收器也可因多种原因采用长训练域，例如频率偏移细测和信道估测等。训练域HT-ST₂ 514包括训练域HT-ST₁ 504的时间移位的形式。训练域HT-LT₂ 516包括HT-ST₂ 506的时间移位的形式。信号域Signal-N₂ 518包括Signal-N₁ 508的时间移位的形式。训练域HT-ST₁ 504和HT-ST₂ 514包括约为8微秒的时间周期，还包括多个OFDM符号，例如10个OFDM符号。训练域HT-LT₁ 506和HT-LT₂ 516包括约为8微秒的时间周期，还包括多个OFDM符号，例如2个OFDM符号。信号域Signal-N₁518和Signal-N₂ 518包括约为4微秒的时间周期，还包括OFDM符号。

图5b是根据本发明的实施例的WWiSE提案、用于绿地存取的典型信号N(Signal-N)报头域的示意图。参照图5b，所示的为Signal-N报头552。信号N报头域包括保留域554、许多空间流(Nss)域556、许多发射天线(NTX)域558、BW域560、编码率(R)域562、错误纠正编码类型(CT)域564、星座类型(CON)域566、长度域568、最后PSDU指示(LPI)域570、保留域572、CRC域574和报尾域576。保留域554包括6比特的二进制信息。保留域572包括8比特的二进制信息。保留域554和572都没有指定的用途。Nss域556包括3比特的二进制信息。Nss域556显示用于发射信息的空间流的数量，所述信息来自发射器如发射器200或接收器如接收器201。在MIMO系统中，空间流的数量用数字表示，如1、2、3或4。NTX域558包括3比特的二进制信息。NTX域558显示在接收器和发射器之间发射信息所用的天线的数量。在MIMO系统中，发射天线的数量用数字表示，如1、2、3或4。BW域560包括2比特的二进制信息。BW域560用于表示带宽，如20MHz或40MHz。

R域562包括3比特的二进制信息。R域562显示通过天线发射物理层服务数据单元(PSDU)所采用的编码率。在MIMO系统中，编码率用数字表示，如1/2、2/3、3/4或5/6。CT域564包括2比特的二进制信息。CT域564显示通过天线发射信息采用的错误纠正编码(ECC)类型。在MIMO系统中，ECC类型用ECC方法表示，如二进制卷积编码(BCC)或低密度奇偶校验编码(LDPC)。CON域566包括3比特的二进制信息。CON域566显示通过天线发射PSDU采用的星座类型或调制类型。在MIMO系统中，调制类型表示星座，所述群显示编码到符号中的二进制位的数量，如二进制移相键控(BPSK)、正交相移调制(QPSK)、正交调幅调制(16QAM)、64级QAM(64QAM)或256级QAM(256QAM)。

长度域568包括13比特的二进制信息。长度域568包括信息，所述信息显示数据有效载荷信息的数量，如物理层服务数据单元(PSDU)352。LPI域570包括1比特的二进制信息。LPI域570包括信息，所述信息显示对应的PSDU352是否表示包含在消息中的最后一个信息。CRC域574包括信息，该信息被接收器如接收器201用于检测所接收的PPDU中出现的错误。报尾域576包括信息，该信息添加到CRC域574后面，将信号N域填充到期望长度。

图5c示出了根据本发明的实施例Nss＝4的WWiSE提案、用于绿地存取的典型训练域和报头域。参照图5c，示出了第一空间流503的训练域和报头域、第二空间流513的训练域和报头域、第三空间流522的训练域和报头域和第四空间流532的训练域和报头域。

第一空间流503的训练域和报头域包括高吞吐量短训练域HT-ST₁ 505、第一HT长训练域(HT-LT_1，1)507、信号N₁域508和第二HT长训练域(HT-LT_1，2)510。第二空间流513的训练域和报头域包括高吞吐量短训练域HT-ST₂ 515、第一HT长训练域HT-LT_2，1 517、信号N₂域518和第二HT长训练域HT-LT_2，2 520。第三空间流522的训练域和报头域包括高吞吐量短训练域HT-ST₃ 524、第一HT长训练域(HT-LT_3，1)526、信号N₃域528和第二HT长训练域(HT-LT_3，2)530。第四空间流532的训练域和报头域包括高吞吐量短训练域HT-ST₄ 534、第一HT长训练域(HT-LT_4，1)536、信号N₄域538和第二HT长训练域(HT-LT_4，2)540。

在运作中，训练域HT-ST₂ 515包括训练域HT-ST₁ 505时间移位的形式。训练域HT-ST₃ 524包括训练域HT-ST₂ 515时间移位的形式。训练域HT-ST₄534包括训练域HT-ST₃ 524时间移位的形式。训练域HT-LT_2，1 517包括训练域HT-LT_1，1 507时间移位的形式。训练域HT-LT_3，1 526包括训练域HT-LT_2，1 517时间移位的形式。训练域HT-LT_4，1 536包括训练域HT-LT_3，1 526时间移位的形式。信号域信号N₂ 518包括信号域信号N₁ 508时间移位的形式。信号域信号N₃ 528包括信号域信号N₂ 518时间移位的形式。信号域信号N₄ 528包括信号域信号N₃ 528时间移位的形式。信号域HT-LT_2，2 520包括训练域HT-LT_1，2 510时间移位的形式。训练域HT-LT_3，2 530包括训练域HT-LT_2，2 520时间移位的形式。训练域HT-LT_4，2 540包括训练域HT-LT_3，2 530时间移位的形式。

训练域HT-ST₁ 505、HT-ST₂ 515、HT-ST₃ 524、HT-ST₄ 534持续时间约为8微秒，还包括多个OFDM符号，如10个OFDM符号。训练域HT-LT_1，1 507、HT-LT_1，2 510、HT-LT_2，1 517、HT-LT_3，1 526、HT-LT_4，1 536和HT-LT_4，2 540的持续时间约为8微秒，还包括多个OFDM符号，如2个OFDM符号。信号域信号N₁ 508、信号N₂ 518、信号N₃ 528、信号N₄ 538的持续时间约为4微秒，还包括OFDM符号。

对比图5a和图5c可知，图5a所示的典型的训练域和信号N报头域基于2个空间流，即空间流502和512，每个域的持续时间约20为微秒，或者等于5个IEEE 802.11n OFDM符号和对应的安全频带的持续时间。图5c所示的典型的训练域和信号N报头域基于4个空间流，即空间流503、513、522和532，每个空间流的持续时间约为28微秒，或者等于7个IEEE 802.11n OFDM符号和对应的安全频带的持续时间。

图6a是根据本发明的实施例的、Nss＞2的用于绿地存取的具有训练信号域的训练域和报头域的示意图。参照图6a，示出了第一空间流602的训练域和报头域、第二空间流622的训练域和报头域以及空间流N_SS 642的训练域和报头域。第一空间流602的训练域和报头域包括短训练域HT-STF₁ 604、长训练域HT-LTF_1，1 606、多个后续训练域HT-LTF_1，2……HT-LTF_1，N 608……610和信号N₁域612。第二空间流622的训练序列和报头域包括HT-STF₂域624、HT-LTF_2，1域626、多个HT-LTF_2，2……HT-LTF_2，N域628……630和信号N₂域632。空间流642的训练序列和报头域包括HT-STF_NSS域644、HT-LTF_NSS，1域646、多个HT-LTF_NSS，2……HT-LTF_NSS，N域648……650和信号N_NSS域652。其中，信号N域612、632和652如图4c所示。

在运作中，训练域HT-STF₁ 604采用的短训练序列，即STS₁，表示为包括多个系数的矢量。训练域HT-STF₂ 624采用的短训练序列，即STS₂，表示为包括多个系数的矢量。训练域HT-STF_NSS 644采用的短训练序列，即STS_NSS表示为包括多个系数的矢量。多个矢量STS₁……STS_NSS之间的每个矢量都与该多个矢量中的其它各矢量标准正交。

在第一空间流的第一训练域HT-LTF_1，1 606中采用的长训练序列，即LTS_1，1，表示为包括多个系数的矢量。在第二空间流的第一训练域HT-LTF_2，1 626中采用的长训练序列，即LTS_2，1，表示为包括多个系数的矢量。在空间流的第一训练域N_SSHT-LTF_NSS，1 646中采用的长训练序列，即LTS_NSS，1，表示为包括多个系数的矢量。多个矢量LTS_1，1……LTS_NSS，1之间的每个矢量都与该多个矢量中的其它各矢量标准正交。

在第一空间流的第二训练域HT-LTF_1，2 608中采用的长训练序列，即LTS_1，2，表示为包括多个系数的矢量。在第二空间流的第二训练域HT-LTF_2，2 628中采用的长训练序列，即LTS_2，2，表示为包括多个系数的矢量。在空间流的第二训练域N_SSHT-LTF_NSS，2 648中采用的长训练序列，即LTS_NSS，2，表示为包括多个系数的矢量。多个矢量LTS_1，2……LTS_NSS，2之间的每个矢量都与该多个矢量中的其它各矢量标准正交。

在第一空间流的训练域N即HT-LTF_1，N 610中采用的长训练序列，即LTS_1，N，表示为包括多个系数的矢量。在第二空间流的训练域N即HT-LTF_2，N 630中采用的长训练序列，即LTS_2，N，表示为包括多个系数的矢量。在空间流的第二训练域N_SSHT-LTF_MSS，N 650中采用的长训练序列，即LTS_NSS，N，表示为包括多个系数的矢量。多个矢量LTS_1，2……LTS_NSS，2之间的每个矢量都与该多个矢量中的其它各矢量标准正交。长训练域的数量N约等于空间流Nss的数量。

标准正交是矢量的特性，因此对于任意两个矢量X和Y，矢量数量积为0。应用到长训练序列中，标准正交的特性导致生成的长训练序列矢量的表达式也显示出标准正交的特性。标准正交长训练序列的生成导致了频率副载波的移相，所述频率副载波包括OFDM符号，该OFDM符号基于所述长训练序列生成。移相能提高所发送的OFDM符号的质量，这通过减少发射器200(图2b)所发射信号的光栅中的意外空位的可能性来实现。在频率副载波中采用公知的移相使接收器201在信道估测时能够清除所接收信号的移相。信号^*N域612、632和652位于每个空间流对应的多个长训练域后，使接收器能基于每个空间流的前述长训练域进行完全的信道估测，例如，在检测对应的信号^*N域时基于第一空间流的长训练域606和608……610。

在MIMO系统中，标准正交序列使接收器201(图1)能更容易区分从发射器200的特定发射天线前端214a……214n发射的信号。接收器201的接收天线前端216a……216n的匹配滤波器使接收器能够接收从所述天线前端216a……216n发射的信号。

训练域HT-STF₁ 604、HT-STF₂ 624和HT-STF_NSS 644持续时间约为8微秒，还包括多个OFDM符号，如10个OFDM符号。训练域HT-LTF_1，1 606、HT-LTF_2，1626和HT-LTF_NSS，1 646持续时间约为8微秒，还包括多个OFDM符号，如2个OFDM符号。训练域606中的多个OFDM符号可以是同样的。训练域626中的多个OFDM符号可以是同样的。训练域646中的多个OFDM符号可以是同样的。多个训练域HT-LTF_1，2……HT-LTF_1，N 608……610、HT-LTF_2，2……HT-LTF_2，N628-630、以及HT-LTF_NSS，2……HT-LTF_NSS，N 648……650的持续时间约为4微秒，还包括OFDM符号。在第一长训练序列后采用标准正交的训练序列能消除音调交错，该音调交错可能是期望的特性，因为第一长训练序列可采用同样的符号。信号域信号^*N₁ 612、信号^*N₂ 2632和信号^*N_NSS 652的持续时间约为8微秒，还包括多个OFDM符号，如2个OFDM符号。

对于N_NSS＝2，典型的训练域和报头域602、622或642中有2个长训练域(N＝2)。参考图6a，对于只有2个被发射空间流的情况，训练域和信号^*N报头域602、622和642的持续时间约为28微秒，还包括7个IEEE 802.11n OFDM符号。对于有3个被发射空间流的情况，训练域和报头域602、622和642持续时间约为32微秒，还包括8个IEEE 802.11n OFDM符号。对于有4个被发射空间流的情况，训练域和报头域602、622和642持续时间约为36微秒，还包括9个IEEE 802.11n OFDM符号。

对于有2个被发射空间流的情况，对比IEEE 802.11n WLAN的混合模式访问的训练域和报头域402、422或442(图4a)和IEEE 802.11n WLAN的对应的绿地存取的训练域和报头域602、622或642(图6a)，可发现训练域和报头域602、622和642包括的持续时间比对应的训练域和报头域402、422或442大概短16微秒。对应地，随每个物理层协议数据单元(PPDU)发射的IEEE 802.11n OFDM符号减少了4个。

在本发明的多个实施例中，如图6a所示的典型训练域和报头域，对应的信号N^*域都能表示为如图4c所示。信号N^*域包含的持续时间约为8微秒，还包括2个OFDM符号。空间流之间的第一高吞吐量长训练域HT-LTF_1，1606、HT-LTF_2，1 626和HT-LTF_NSS，1 646中，每个域包括的持续时间约为8微秒，还包括2个OFDM符号。空间流之间的第一高吞吐量长训练域HT-LTF_1，1 606、HT-LTF_2，1 626和HT-LTF_NSS，1 646中每个包含同样的OFDM符号，该OFDM符号可用于如IEEE 802.11a和802.11g中规定的频率偏移细测。

图6b是根据本发明的实施例的、Nss＞2的情况下的用于绿地存取的具有早期信号域的训练域和报头域的示意图。图6b与图6a的不同之处在于，在图6b中，空间流PDU上第一长训练域后就是信号域，该信号域之后有一个或更多的后续长训练域。参照图6b，示出了第一空间流602a的训练域和报头域、第二空间流622a的训练域和报头域、以及空间流642a的训练域和报头域。第一空间流602a的训练域和报头域包括短训练域HT-STF₁ 604a、长训练序列HT-LTF_1，1 606a、多个后续长训练序列HT-LTF_1，2……HT-LTF_1，N 608a……610a、以及信号^*N₁域612a。第二空间流622a的训练序列和报头域包括HT-STF₂域624a、HT-LTF_2，1域626a、多个HT-LTF_2，2……HT-LTF_2，N域628a……630a、以及信号^*N₂ 632a。空间流N_SS 642a的训练序列和报头域包括HT-STF_NSS域644a、HT-LTF_NSS，1域646a、多个HT-LTF_NSS，2……HT-LTF_NSS，N域648a……650a、以及信号^*N_NSS域652a。

长训练序列用于生成可在长训练域中发送的OFDM符号。Nss＝2的长训练序列定义如下：

$\mathrm{HT}-\mathrm{LTF}[i,j]=\left[\begin{array}{cc}.11\mathrm{aLT}& .11\mathrm{aLT}\\ -.11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}\end{array}\right]$ 等式[7]

其中，指数i表示矩阵的行；指数j表示矩阵的列。每一行表示对应的空间流；每一列表示对应的长训练序列，.11aLT表示训练序列基于IEEE802.11a规范，theta(k)表示RF信道上的OFDM副载波上的LT域中的移相，该移相作为k的函数而变化。

可用矢量符号LS[K]表示基于IEEE 802.11a的20MHz信道的长训练序列中的独立元素，.11aLT，其中，k包括多个整数值，范围是-Nsc/2(包括-Nsc/2)至Nsc/2(包括Nsc/2)。如：

.11aLT＝{1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，

1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，

1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，

-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，-1，-1}  等式[8]

其中，等式[8]的第一元素表示LS[-Nsc/2]，最后元素表示LS[Nsc/2]。

长OFDM训练符号r_LONG(t)可根据下式生成，其中，变量t表示时间：

$r_{\mathrm{LONG}}\left(t\right)=w_{\mathrm{TLONG}}\left(t\right)\underset{k=N_{\mathrm{sc}}/2}{\overset{N_{\mathrm{sc}}/2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{LS}\left[k\right]e^{j2\mathrm{\π}2{\mathrm{\Δ}}_F(t-T_{\mathrm{GI}2})}$ 等式[9]

Nsc表示频率副载波的数量；Δf表示副载波之间的频率间隔；T_GI2表示训练符号安全频带时间区间；W_TLONG(t)表示长训练序列的时序窗口。W_TLONG(t)用下式表示：

等式[10]

对于20MHz信道，采样区间Ts约等于50纳秒(ns)；n表示在发送OFDM符号的时序窗口区间内，在t＝nT_s时对等式[9]表示的OFDM信号的采样。

参考等式[9]，对于Nss＝2，用等式[7]中的长训练序列单元HT-LTF[i，j]取代等式[9]中的LS[k]，这种取代生成第i空间流第j长训练域的OFDM符号。在第一长训练域中，等式[9]生成的OFDM符号被发送两次。

对于Nss＝3，LT域用下式表示：

$\mathrm{HT}-\mathrm{LTF}[i,j]=\left[\begin{array}{ccc}.11\mathrm{aLT}*W11& .11\mathrm{aLT}*W12& .11\mathrm{aLT}*W13\\ .11\mathrm{aLT}*W21*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*W22*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*W22*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}\\ .11\mathrm{aLT}*W31*e^{j*\mathrm{phi}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*W32*e^{j*\mathrm{phi}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*W33*e^{j*\mathrm{phi}\left(k\right)}\end{array}\right]$

                                               等式[11]

其中，指数i表示矩阵的行；指数j表示矩阵的列。每一行都表示对应的空间流；每一列都表示对应的长训练序列。Wmn表示离散傅立叶变换(DFT)矩阵中的元素；phi(k)表示OFDM副载波k中LT域上的移相，其中，该移相作为k的函数而变化，phi(k)可以不等于theta(k)。

DFT矩阵，Wmn表示如下：

$w_{\mathrm{mn}}=\left[\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& \frac{-1-i\sqrt{3}}{2}& \frac{-1+i\sqrt{3}}{2}\\ 1& \frac{-1+i\sqrt{3}}{2}& \frac{-1-i\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]$ 等式[12]

其中，指数m表示矩阵的行；指数n表示矩阵的列。

参考等式[9]，对于Nss＝3，用等式[11]中的HT-LTF[i，j]取代等式[9]中的LS[k]，这种取代能生成第i空间流中的第j长训练域的OFDM符号。在第一长训练域中，等式[9]生成的OFDM符号被发送两次。

Nss＝4的LT域可如下定义：

$\mathrm{HT}-\mathrm{LTF}[i,j]=\left[\begin{array}{cccc}-1*.11\mathrm{aLT}& .11\mathrm{aLT}& .11\mathrm{aLT}& .11\mathrm{aLT}\\ .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}& -1*.11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{theta}\left(k\right)}\\ .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{phi}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{phi}\left(k\right)}& -1*.11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{phi}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{phi}\left(k\right)}\\ .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{psi}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{psi}\left(k\right)}& .11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{psi}\left(k\right)}& -1*.11\mathrm{aLT}*e^{j*\mathrm{psi}\left(k\right)}\end{array}\right]$

                                                等式[13]

其中，指数i表示矩阵的行；指数j表示矩阵的列。每一行都表示对应的空间流；每一列都表示对应的长训练序列。phi(k)表示OFDM副载波k中LT域上的移相，其中，该移相作为k的函数而变化。psi(k)表示OFDM副载波k中LT域上的移相，其中，该移相作为k的函数而变化。移相phi(k)、theta(k)和psi(k)可以彼此不相等。

参考等式[9]，对于Nss＝4，用等式[13]中的HT-LTF[i，j]取代等式[9]中的LS[k]，能生成第i空间流中的第j长训练域的OFDM符号。在第一长训练域中，等式[9]生成的OFDM符号被发送两次。

等式[8]表示的长训练序列可用于生成多个标准正交长训练序列。或者生成标准正交的长训练域。如果不同的长训练域中的长训练序列是标准正交的，那么对应的长训练序列域也是标准正交的。生成标准正交的长训练序列或长训练序列域有多种方法。在本发明的一个实施例中，使用离散傅立叶变换矩阵生成标准正交长训练序列域，以在空间流的多个长训练域的独立长训练域上应用移相。使用离散傅立叶变换矩阵是标准正交发生器序列达到最小的长度。可以观察到标准正交的特性：当前空间流上的长训练序列域与后续空间流上的长训练序列域标准正交。多个空间流上的多个标准正交长训练序列域，即HT-LTF_n[i，j]可根据以下关系生成：

$\mathrm{HT}-\mathrm{LT}{F}_n[i,j]=\mathrm{HT}-\mathrm{LTF}[i,j]e^{-j2\mathrm{\πij}/N_{\mathrm{ss}}}$ 等式[14]

其中，指数i表示多个空间流中独立的空间流；指数j表示空间流上独立的长训练序列域；Nss表示被发射的空间流的数量；HT-LTF[i，j]表示等式[7]、[11]或[13]中表示的独立长训练序列域。作为标准正交特性的一个例子，第一空间流的第j个高吞吐量长训练序列域HT-LTF_n[1，j]可与第二空间流相应的第j个高吞吐量长训练序列域HT-LTF_n[2，j]标准正交。

在本发明的另一个实施例中，基于哈达马(Hadamard)矩阵利用离散哈达马变换来生成标准正交长训练序列。哈达马矩阵的特性在于，矩阵包括+1和-1值，因此哈达马矩阵的各行可以互相标准正交。例如，与等式[8]表示的长训练序列.11aLT标准正交的长训练序列0(.11aLT)是：

O(.11aLT)＝{1，-1，1，-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，

1，-1，1，1，-1，-1，1，1，1，1，1，-1，1，-1，0，

1，1，-1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，1，-1，1，1，-1，-1，1，1，1，

1，1，1，-1，1，-1，-1，1}                   等式[15]

本发明的实施例不局限于生成标准正交长训练序列或标准正交长训练序列域的方法。

图7是根据本发明的实施例的、Nss＞2时混合模式访问的典型训练域和报头域的示意图。参考图7，所示的是多个PPDU的前导信号和报头702、722及742。前导信号和报头702包括遗留短训练域(L-STF)404、遗留长训练域(L-LTF)406、遗留信号域(L-SIG)408、高吞吐量信号域(HT-SIG)410、第一空间流的高吞吐量短训练域(HT-STF₁)712、第一空间流的号码为1至N的多个高吞吐量长训练域(HT-LTF_1，1……HT-LTF_1，N)714……716。其中，整数N等于前导信号和报头702中包括的长训练域的数量。

前导信号和报头722包括遗留短训练域(L-STF)424、遗留长训练域(L-LTF)426、遗留信号域(L-SIG)428、高吞吐量信号域(HT-SIG)430、第二空间流的高吞吐量短训练域(HT-STF₂)732、第二空间流的号码为1至N的多个高吞吐量长训练域(HT-LTF_2，1……HT-LTF_2，N)734……736。整数N表示前导信号和报头722中包括的长训练域的数量。

前导信号和报头742包括遗留短训练域(L-STF)444、遗留长训练域(L-LTF)446、遗留信号域(L-SIG)448、高吞吐量信号域(HT-SIG)450、空间流Nss的高吞吐量短训练域(HT-STF₁)752、空间流的号码为1至N的多个高吞吐量长训练域(HT-LTF_NSS，1……HT-LTF_NSS，N)754……756。整数N表示前导信号和报头702中包括的长训练域的数量。

HT-STF域712、732和752中，每一个的持续时间约为3.2微秒；HT-LTF域714……716、734……736和754……756中，每个的持续时间约为4微秒。相对于HT-STF域412、432和452的2.4微秒的持续时间，HT-STF域712、732和752的持续时间增加了约800纳秒。该800纳秒的持续时间增量允许自动增益控制设置有更多的时间来进行信号传输以采用波束成形技术。

对于有2个被发射空间流、N＝2的情况，将训练域和报头域702、722和742与对应的训练域和报头域402、422和442相比，可发现训练域和报头域702、722和742的持续时间比对应的训练域和报头域402、422和442大概短5.6微秒。对于有3个被发射空间流、N＝3的情况，将训练域和报头域702、722或742与对应的训练域和报头域402、422或442相比，可发现训练域和报头域702、722和742的持续时间比对应的训练域和报头域402、422和442大概短8.8微秒。对于有4个发射空间流、N＝2的情况，将训练域和报头域702、722或742和对应的训练域和报头域402、422或442相比，可发现训练域和报头域702、722和742的持续时间比对应的训练域和报头域402、422和442大概短12微秒。

本发明的多个实施例提供了一种在多入多出(MIMO)通信系统中传达信息的系统，所述MIMO系统包括发射器200(图2b)，所述发射器200为当前的空间流生成协议数据单元(PDU)，所述当前的空间流包括多个当前的长训练序列域。发射器200可为后续空间流生成PDU，所述后续空间流包括多个后续长训练序列域，其中所述多个后续长训练域之一与所述多个当前的长训练域之一标准正交。发射器200还在最后一个长训练域后面添加信号域。

本发明的多个实施例提供了一种在多入多出(MIMO)通信系统中传达信息的系统，所述MIMO系统包括发射器，所述发射器构造绿地协议数据单元(PDU)，所述PDU包括持续时间约为8微秒的高吞吐量短训练序列域。发射器在高吞吐量短训练序列域后添加第一长训练序列域，该长训练序列域的持续时间约为8微秒。发射器还在第一长训练序列域后面添加至少一个后续长训练序列域，该后续长训练序列域的持续时间约为4微秒。另外，发射器还在至少一个长循序序列域后面添加信号域，该信号域的持续时间约为8微秒。

多入多出(MIMO)通信系统中传达信息的方法包括构造绿地协议数据单元(PDU)，所述PDU包括持续时间约为8微秒的高吞吐量短训练序列域。所述方法还包括在高吞吐量短训练序列域后添加第一长训练序列域，该长训练序列域的持续时间约为8微秒。可在第一长训练序列域后面添加至少一个后续长训练序列域，该后续长训练序列域的持续时间约为4微秒。也可在至少一个长循序序列域的后面添加信号域，该信号域的持续时间约为8微秒。

多入多出(MIMO)通信系统中传达信息的方法包括构造混合模式的协议数据单元(PDU)，所述PDU包括持续时间约为8微秒的遗留短训练序列域。还可能添加包括持续时间约为8微秒的遗留长训练序列域。还可能添加包括持续时间约为4微秒的遗留信号域。所述方法还包括在遗留短训练序列域后添加高吞吐量信号域，该信号域的持续时间约为8微秒。所述方法还包括在高吞吐量信号域后面添加高吞吐量短训练序列域，该训练序列域包括的持续时间约为3.2微秒；随后，添加添加多个长训练序列域，该训练域的持续时间约为4微秒。

因此，本发明可以通过硬件、软件，或者软、硬件结合来实现。本发明可以在至少一个计算机系统中以集中方式实现，或者由分布在几个互连的计算机系统中的不同部分以分散方式实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计算机系统，通过安装和执行所述程序控制计算机系统，使其按所述方法运行。

本发明还可以通过计算机程序产品进行实施，所述程序包含能够实现本发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本发明的方法。本文件中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后实现特定功能：a)转换成其它语言、编码或符号；b)以不同的格式再现。

虽然本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (10)

1、一种在多入多出通信系统中传递信息的方法，其特征在于，所述方法包括：

为包括多个当前的长训练序列域的当前空间流生成协议数据单元；

在所述当前的长训练序列域的最后一个后面添加信号域；

为包括多个后续长训练序列域的后续空间流生成协议数据单元，其中，所述多个后续长训练域之一与所述多个当前的长训练域之一标准正交；以及

在所述多个后续长训练序列域的最后一个后面添加后续信号域。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括在所述多个当前的长训练序列域的第一长训练序列域上发送2个正交频分复用符号。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括基于大致相同的长训练序列生成所述的2个正交频分复用符号。

4、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法包括在所述第一长训练序列域后面的长训练序列域上发送1个正交频分复用符号。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括在所述信号域上发送2个正交频分复用符号。

6、一种在多入多出通信系统中传递信息的系统，其特征在于，所述系统包括：

发射器，该发射器为当前的空间流生成协议数据单元，所述当前的空间流包括多个当前的长训练序列域；

所述发射器在所述多个当前的长训练序列域的最后一个后面添加信号域；

所述发射器为后续空间流生成协议数据单元，所述后续空间流包括多个后续长训练序列域，所述多个后续长训练域之一与所述多个当前长训练域之一标准正交；以及

所述发射器在所述多个后续长训练序列域的最后一个后面添加后续信号域。

7、根据权利要求6所述的系统，其特征在于，还包括天线前端电路，该天线前端电路在所述多个当前的长训练序列域的第一长训练序列域上发送2个正交频分复用符号。

8、根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述系统包括反向快速傅立叶变换电路，该电路基于大致相同的长训练序列生成所述的2个正交频分复用符号。

9、根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述天线前端电路在所述第一长训练序列域后面的长训练序列域上发送1个OFDM符号。

10、一种在多入多出通信系统中传递信息的方法，其特征在于，所述方法包括：

构造混合模式的协议数据单元，所述协议数据单元包括遗留短训练序列域，所述短训练序列域的持续时间约为8微秒；

在所述遗留短训练序列域后面添加持续时间约为8微秒的遗留长训练序列域；

在所述遗留长训练序列域后面添加持续时间约为4微秒的遗留信号域；

在所述遗留信号域后面添加持续时间约为8微秒的高吞吐量信号域；

在所述高吞吐量信号域后面添加持续时间约为3.2微秒的高吞吐量短训练序列域；以及

在所述高吞吐量短训练序列域后面添加持续时间约为4微秒的多个长训练序列域。

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