JP4544349B2 - 無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム - Google Patents

無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム Download PDF

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Description

本発明は、それぞれ複数のアンテナを持つ送信機と対となって空間多重（ＭＩＭＯ）通信方式により伝送容量を拡大したデータ通信を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに係り、特に、送受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補償し適切なチャネル行列を得て空間多重通信を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに関する。
旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。
また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。無線通信の高速化を実現する技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めており、ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎではＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信方式を採用している。
ＭＩＭＯとは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現する通信方式である。送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。これに対し、受信側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得ることができる。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。また、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。ＭＩＭＯはチャネル特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。
ＭＩＭＯ通信では、送信機側で複数の送信ブランチからの送信ストリームを空間多重するための送信重み行列や、受信機側で空間多重信号を元の複数のストリームに空間分離するための受信重み行列を、チャネル行列Ｈを利用してそれぞれ計算する。チャネル行列Ｈは、送受信アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列である。ここで言うチャネル情報は、位相と振幅を成分に持つ伝達関数である。通常、送受信機の間でチャネル行列を励起するための既知リファレンス・シンボルからなるトレーニング系列を含んだフレーム交換シーケンスを実施することで、チャネル行列を推定することができる。
チャネル行列ＨをＵＤＶHに特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）することで（すなわち、Ｈ＝ＵＤＶH）、送信ビーム・フォーミング行列Ｖと受信重み行列ＵHを得ることが知られている。例えば、受信機側で取得したチャネル情報行列を特異値分解して得た送信ビーム・フォーミング行列Ｖをフィードバックする代わりに、受信機側から送信機側へトレーニング系列を含んだパケットを送信し、送信機側においても特異値分解により送信ビーム・フォーミング行列Ｖを得ることにより、受信機側から送信機側へフィードバックする情報量を圧縮する無線通信システムについて提案されている（例えば、特許文献１を参照のこと）。
ところで、ＭＩＭＯやアダプティブ・アレーに代表される、複数の送受信アンテナを用いたマルチアンテナ通信においては、送受信ブランチ毎に伝達関数すなわち位相及び振幅にインバランスが存在する。受信機側のデジタル処理部では、空間の伝達関数と装置内のアナログ部の伝達関数を合わせたものをチャネルとして認識するので、ブランチ毎のアナログ部にインバランスがあるとチャネルの誤認識を招来する。このため、正確なチャネル行列を得て、最適なビーム・フォーミングを実現するには、送受信機間で交換されるチャネル推定用のトレーニング系列に対し、キャリブレーション係数を乗算して、位相及び振幅のインバランスを補正する必要がある。
例えば、送信機及び受信機の各アンテナのキャリブレーション係数を求め、リファレンス信号のフィードバック時並びにリファレンス信号を基に伝達関数を求める際にそれぞれ受信機アンテナのキャリブレーション係数、送信機アンテナのキャリブレーション係数を用いてキャリブレーションを行なうことにより、順方向と逆方向のチャネル情報行列の不一致を補正する無線通信システムについて提案がなされている（例えば、特許文献２を参照のこと）。
また、アンテナ・キャリブレーション処理は、送信機ではなく受信機で行なう方が良いと思料される。何故ならば、キャリブレーション補正係数を送信信号に乗算して送信する場合、送信スペクトラム・マスクを許容するためには出力の大きなブランチを基準としたキャリブレーション係数としなければならず、送信ブランチ毎のゲインにバラツキが大きいと、キャリブレーション係数の乗算に伴う電力損失も大きくなり、バラツキが小さなＲＦ回路チップに対して特性面で劣ってしまうからである。
したがって、ＭＩＭＯ通信機は、チャネル行列を励起するトレーニング系列を含んだフレームを受信した際には、それぞれの受信ブランチにてトレーニング系列部分にキャリブレーション係数をそれぞれ乗算して、位相及び振幅のインバランスを補正する必要がある。
他方、無線通信の受信機側では、受信信号に含まれるノイズの比すなわちＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を推定する必要がある。何故ならば、推定ＳＮＲなどで表される通信品質に基づいて適切な変調・符号化方式や伝送レートを切り換えて効率的な伝送を行なう必要があるからである。また、デインタリーブ処理、ビタビ復号などによる最尤系列推定処理を行なうことにより受信ビット系列を推定する軟判定復号方式では、デコーダ部に何らかの尤度情報を与える必要があるが、尤度情報はノイズ電力を基に求まる。このことから、ノイズ推定が良くないと、復号性能が劣化することが懸念される。
ところが、上述したように送受信ブランチ間で存在する位相並びに振幅のインバランスを補償するために受信ブランチ毎の受信信号にそれぞれキャリブレーション係数を乗算した場合、ブランチ間には不当なゲインが掛けられていることに相当する。このため、受信機側でアンテナ・キャリブレーション処理を行なうシステムでは、ノイズ推定方法次第ではキャリブレーション処理の実施時にＳＮＲや尤度情報の推定誤差が生じることから、受信特性が劣化してしまうことが懸念される。
特開２００５−１６００３０号公報、段落００４５ 特開２００５−１６００３０号公報、段落００５２
本発明の目的は、それぞれ複数のアンテナを持つ送信機と対となって空間多重（ＭＩＭＯ）通信方式により伝送容量を拡大したデータ通信を好適に行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。
本発明のさらなる目的は、送受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補償し適切なチャネル行列を得て空間多重通信を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。
本発明のさらなる目的は、送受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補償しつつ、インバランス補償のためにキャリブレーション係数の乗算によって生じる尤度情報やＳＮＲの推定誤差の発生を防ぎ、優れた受信特性を得ることができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。
無線通信の高速化を実現する技術の１つとして、複数のアンテナを備えた通信機間で空間多重した信号を伝送するＭＩＭＯ通信方式が知られており、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度と周波数利用効率を向上することができる。送信機側では、チャネル行列から得られる送信ビーム・フォーミング行列Ｖを用いて複数の送信ストリームを空間多重処理する。
他方、マルチアンテナ通信では送受信ブランチ毎に伝達関数すなわち位相及び振幅にインバランスが存在することから、インバランス補正のためのアンテナ・キャリブレーション処理が必要である。また、不要な電力損失を回避するために、送信機ではなく受信機でアンテナ・キャリブレーション処理を行なうことが好ましい。
このため、ＭＩＭＯ通信を行なう通信機は、適切な送信ビーム・フォーミング行列を得るには、送受信機間で交換されるチャネル推定用のトレーニング系列に対し、キャリブレーション係数を乗算して、位相及び振幅のインバランスを補正する必要がある。
しかしながら、受信機側で常時インバランス補正をかけておくと、受信ブランチ間で不当なゲインがかけられることになるため、ノイズや尤度情報の推定誤差が生じ、受信特性が劣化することが懸念される。
本願の請求項１に記載の発明は、
複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、
前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチと、
前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理部と、
前記キャリブレーション処理部で前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて、送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定部と、
前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報又はその他の推定値を求めるとともに、受信ブランチ毎の前記推定値を平均化あるいは、尤度に応じた重み平均を行なう際に、補正係数が乗算されていることを考慮したものを最終的な推定値（Ｘ）とする推定手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
本願の請求項１に記載の無線通信装置では、いずれのタイミングでチャネル行列を励起するトレーニング系列が到来するのか把握することができないことを考慮して、各受信ブランチでは常時インバランス補正を実施しているが、キャリブレーション処理部におけるインバランス補正実行の前後段で行なわれる各種推定値（チャネル波形等化値、ノイズ電力推定や尤度情報など）に誤差を生じないように、受信ブランチ毎の各種推定値（ｘ0，ｘ1，…，ｘn）を平均化あるいは、尤度に応じた重み平均を行なう際に、補正係数が乗算されていることを考慮したものを最終的な推定値（Ｘ）とするようにしている。
また、本願の請求項２に記載の発明は、
複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、
前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチと、
前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理部と、
前記キャリブレーション処理部で前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて第１のチャネル行列を推定するとともに、前記キャリブレーション処理部で前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算されていない各受信信号を用いて第２のチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、 前記第１のチャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定部と、
前記第２のチャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
本願の請求項２に記載の無線通信装置は、アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて推定された第１のチャネル行列を用いて、適切な送信ビーム・フォーミング行列を推定することができる。また、アンテナ・キャリブレーション係数が乗算されていない、すなわち不当なゲインがかけられていない受信信号を用いて推定された第２のチャネル行列を用いて、その他の推定処理を誤差なく実施することができる。
また、本願の請求項３に記載の発明は、
複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、
前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチと、
前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理部と、
通信相手と実施しているフレーム交換シーケンスを把握し、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態のときのみ、前記キャリブレーション処理部がアンテナ・キャリブレーション補正を行なうように制御する制御部と、
各受信信号を用いてチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、
前記チャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定部と、
前記チャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
本願の請求項３に記載の無線通信装置は、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットを受信待機している状態のときのみ、アンテナ・キャリブレーション補正を行なうようにするので、言い換えれば、不当なゲイン差がかけられない受信信号を用いて各種推定処理を行なうことができるので、推定誤差を抑制することができる。
また、本願の請求項４に記載の無線通信装置では、制御部は、送信ビーム・フォーミング行列を求めるチャネル行列Ｈを取得するための通信相手のレスポンス・パケットの送信機会を自らコントロールするようにしている。
具体的には、請求項５に記載に発明によれば、制御部は、通信相手に対しチャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームの送信を要求した後の受信待機状態において、前記キャリブレーション処理部がアンテナ・キャリブレーション補正を行なうように指示する。したがって、インバランス補正によって適切な送信ビーム・フォーミング行列Ｖを得ることができるとともに、送信ビーム・フォーミング行列Ｖのためのチャネル行列推定を行なう以外の期間では、不当なゲイン差がかけられないで得られたチャネル行列Ｈを用いて尤度情報などの推定を行なうことから、尤度情報の推定誤差が抑制される。
また、請求項６に記載の発明によれば、制御部は、リンク・アダプテーションを実施する際、並びに、通信相手からリンク・アダプテーション・フィードバックの要求を受けた受信待機状態において、前記キャリブレーション処理部がアンテナ・キャリブレーション補正を行なうように指示する。この結果、位相・振幅のインバランス補正を行なった受信信号を用いて適切なリンク・アダプテーションを実施することができるとともに、それ以外の期間では、不当なゲイン差がかけられないで得られたチャネル行列Ｈを用いて尤度情報などの推定を行なうことから、尤度情報の推定誤差が抑制される。
また、本願の請求項７に記載の発明は、複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における無線通信方法であって、
前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理ステップと、
前記キャリブレーション処理ステップにおいて前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて、送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定ステップと、
前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報又はその他の推定値を求めるとともに、受信ブランチ毎の前記推定値を平均化あるいは、尤度に応じた重み平均を行なう際に、補正係数が乗算されていることを考慮したものを最終的な推定値とする推定ステップと、
を具備することを特徴とする無線通信方法である。
また、本願の請求項８に記載の発明は、複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における無線通信方法であって、
前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理ステップと、
前記キャリブレーション処理ステップにおいて前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて第１のチャネル行列を推定する第１のチャネル行列推定ステップと、
前記キャリブレーション処理ステップにおいて前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算されていない各受信信号を用いて第２のチャネル行列を推定する第２のチャネル行列推定ステップと、
前記第１のチャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定ステップと、
前記第２のチャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定ステップと、
を具備することを特徴とする無線通信方法である。
また、本願の請求項９に記載の発明は、複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における無線通信方法であって、
アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態のときのみ、前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理ステップと、
各受信信号を用いてチャネル行列を推定するチャネル行列推定ステップと、
前記チャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定ステップと、
前記チャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定ステップと、を具備することを特徴とする無線通信方法である。
また、本願の請求項１０に記載の発明は、複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における処理をコンピュータ上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、前記コンピュータに対し、
前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理手順と、
前記キャリブレーション処理手順において前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて、送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定手順と、
前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報又はその他の推定値を求めるとともに、受信ブランチ毎の前記推定値を平均化あるいは、尤度に応じた重み平均を行なう際に、補正係数が乗算されていることを考慮したものを最終的な推定値とする推定手順と、
を実行させることを特徴とするコンピュータ・プログラムである。
また、本願の請求項１１に記載の発明は、複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における処理をコンピュータ上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、前記コンピュータに対し、
前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理手順と、
前記キャリブレーション処理手順において前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて第１のチャネル行列を推定する第１のチャネル行列推定手順と、
前記キャリブレーション処理手順において前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算されていない各受信信号を用いて第２のチャネル行列を推定する第２のチャネル行列推定手順と、
前記第１のチャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定手順と、
前記第２のチャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定手順と、
を実行させることを特徴とするコンピュータ・プログラムである。
また、本願の請求項１２に記載の発明は、複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における処理をコンピュータ上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、前記コンピュータに対し、
アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態のときのみ、前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理手順と、
各受信信号を用いてチャネル行列を推定するチャネル行列推定手順と、
前記チャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定手順と、
前記チャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定手順と、
を実行させることを特徴とするコンピュータ・プログラムである。
ここで、本願の請求項１０乃至１２に係るコンピュータ・プログラムは、コンピュータ上で所定の処理を実現するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムを定義したものである。換言すれば、本願の請求項１０乃至１２に係るコンピュータ・プログラムをコンピュータにインストールすることによって、コンピュータ上では協働的作用が発揮され、本願の請求項１乃至３に係る無線通信装置と同様の作用効果をそれぞれ得ることができる。
本願の請求項１、７、並びに１０に記載の発明によれば、ＭＩＭＯ通信を行なう無線通信装置が、いずれのタイミングでチャネル行列を励起するトレーニング系列が到来するのか把握することができないことを考慮して、各受信ブランチでは常時インバランス補正を実施しているが、キャリブレーション処理部におけるインバランス補正実行の前後段で行なわれる各種推定値（チャネル波形等化値、ノイズ電力推定や尤度情報など）に誤差を生じないようにすることができる。
また、本願の請求項２、８、並びに１１に記載の発明によれば、ＭＩＭＯ通信を行なう無線通信装置が、アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて推定された第１のチャネル行列を用いて、適切な送信ビーム・フォーミング行列を推定するとともに、すなわち不当なゲインがかけられていない受信信号を用いて推定された第２のチャネル行列を用いて、その他の推定処理を誤差なく実施することができる。
また、本願の請求項３、９、並びに１２に記載の発明によれば、ＭＩＭＯ通信を行なう無線通信装置は、アンテナ・キャリブレーション補正が施された受信信号を用いて適切な送信ビーム・フォーミング行列を推定できるとともに、不当なゲイン差がかけられない受信信号を用いて各種推定処理を行なうことができるので、推定誤差を抑制することができる。
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
ＭＩＭＯは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現する通信方式である。送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。これに対し、受信側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得ることができる。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。
図１には、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示している。図示のシステムは、例えば２ストリームの２×２構成であり、ＭＩＭＯ送信機には、２本のアンテナ、すなわち送信アンテナ０と送信アンテナ１を備え、一方のＭＩＭＯ受信機も２本の受信アンテナ０と受信アンテナ１を備えている。ここで、送信アンテナ０と受信アンテナ０の伝搬路を伝搬路ａ、送信アンテナ１と受信アンテナ０の伝搬路を伝搬路ｂ、送信アンテナ０と受信アンテナ１の伝搬路を伝搬路ｃ、送信アンテナ１と受信アンテナ１の伝搬路を伝搬路ｄとする。そして、送信機は、送信アンテナ０に対して送信データ系列ｘ0を送信アンテナ１に対して送信データ系列ｘ1をそれぞれ割り当て、受信機は、受信アンテナ１において受信データ系列ｙ0を受信し、受信アンテナ１において受信データ系列ｙ1をそれぞれ受信したものとする。この場合の伝搬路状況は、以下の式（１）のように表現することができる。但し、ｙ、Ｈ、ｘ、ｎはそれぞれ受信信号、チャネル行列、送信信号、雑音成分である。
Figure 0004544349
なお、図１では送受信アンテナがともに２本の場合を示したが、アンテナ本数が２本以上であれば、同様にしてＭＩＭＯ通信システムを構築することができる。送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、Ｍ本の送信アンテナに分配してＭＩＭＯチャネルに送信する。これに対し、受信側では、ＭＩＭＯチャネル経由でＮ本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して受信データを得ることができる。理想的には、送受信アンテナのうち少ない方の数（ＭＩＮ［Ｍ，Ｎ］）だけのＭＩＭＯストリームが形成される。
通常、送受信機間でチャネル行列を励起する既知トレーニング系列を交換し、実際に受信された信号と既知系列との差分によって伝達関数の推定を行ない、送受アンテナ組み合わせ分の経路の伝達を行列形式に並べることでチャネル行列Ｈを構成することができる。送信側アンテナ本数がＮで受信側アンテナ本数がＭのときは、チャネル行列はＭ×Ｎ（行×列）の行列となる。そして、推定されたチャネル行列に基づいて、送信機側で複数の送信ブランチからの送信ストリームを空間多重するための送信重み行列や、受信機側で空間多重信号を元の複数のストリームに空間分離するための受信重み行列を得ることができる。
例えば、チャネル行列ＨをＳＶＤ（前述）やＥＶＤ（Ｅｉｇｅｎ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：固有値分解）、若しくはその他の行列分解手法を用いて、送信時に各送信アンテナに重みを与えてビーム・フォーミングを行なうための送信ビーム・フォーミング行列Ｖを得ることができる（前述）。
また、受信信号を空間分離するための受信重み行列をチャネル行列Ｈから求めるさらに比較的簡単なアルゴリズムとして、完全にクロストークを取り除く論理に基づいてチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1を単純に受信重み行列に用いるＺｅｒｏ Ｆｏｒｃｅ（ゼロ化規範）や、信号電力と２乗エラー（クロストーク電力と雑音電力の和）の比すなわちＳＮＲを最大化する論理に基づいてチャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを算出するＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）受信方式が挙げられる。ＭＭＳＥは、受信機の雑音電力の概念を導入し、クロストークを意図的に発生させて受信重み行列Ｗを求めるアルゴリズムであり、雑音が大きい環境下では、Ｚｅｒｏ ＦｏｒｃｅよりもＭＭＳＥの方が優れていることが知られている。
空間多重された受信信号を空間分離する他のアルゴリズムとして、考え得るすべての送信信号系列パターンとのマッチングにより最尤の送信系列を推定するＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を挙げることもできる。ＭＬＤは、受信方式が最も高いパフォーマンスを示す受信方式であることが知られているが、演算規模が大きく実装が困難であるという問題がある。
例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１のインフラストラクチャ・モード下では、アクセスポイント（ＡＰ）が送信ビーム・フォーミングして空間多重信号を送信する送信側（Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ）となり、端末局（ＳＴＡ）が受信した空間多重信号を空間分離する受信側（Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｅ）となる。
また、これら送受信機間でチャネル行列に関する情報をフィードバックするフレーム交換手順として、“Ｉｍｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ”と“Ｅｘｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ”という２種類が挙げられる。
Ｉｍｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋでは、送信機は、受信機から送られてくるトレーニング系列を用いて受信機から送信機への逆方向のチャネル行列を推定し、送受信機間の双方向のチャネル特性が可逆（ｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ）であるという前提の下で、送信機から受信機への順方向のチャネル行列を計算してビーム形成を行なう。
Ｉｍｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋによるフレーム交換手順では、まずＢｅａｍｆｏｒｍｅｒ側がトレーニング系列の送信要求ＴＲＱ（Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）を行ない、これに対し、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｅはチャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームを返信する。そして、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒは、受信ブランチ毎のトレーニング系列を基にチャネル行列を推定し、さらにＳＶＤなどの行列分解手法を用いて送信ビーム・フォーミング行列Ｖを計算する。
また、Ｅｘｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋは、ＢｅａｍｆｏｒｍｅｒはＢｅａｍｆｏｒｍｅｅから推定チャネル行列に関する明示的なフィードバックを受けるフレーム交換手順であり、チャネルの可逆性を前提としなくて済む。推定チャネル行列に関するフィードバックのフォーマットとして、ＭＩＭＯチャネル係数が送られる場合と、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｅで計算されたビーム形成用の送信重み行列Ｖが送られる場合に大別される。前者のフォーマットはＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と呼ばれ、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ側では、受け取ったＣＳＩからチャネル行列Ｈを組み立てて行列分解手法により自らビーム形成用の送信重み行列Ｖを計算する必要がある。また、後者は、さらに、ビーム形成用の送信重み行列Ｖが非圧縮の形式で送られる場合と、圧縮形式で送られる場合に大別される。
Ｅｘｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋによるフレーム交換手順は、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ側がＣＳＩフィードバック要求を含んだフレームを送信することで開始する。当該要求フレームにはチャネル行列を励起するトレーニング系列が含まれている。これに対し、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｅは、受信ブランチ毎のトレーニング系列からチャネル行列を推定してＣＳＩを収集し、ＣＦＢ（ＣＳＩ ＦｅｅｄＢａｃｋ）メッセージとしてＣＳＩデータそのものをパケット内に含めて返信する。そして、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒは、受け取ったＣＦＢから送信ビーム・フォーミング行列Ｖを計算する。
ところで、［背景の技術］の欄でも既に述べたように、複数の送受信アンテナを用いたマルチアンテナ通信においては、送受信ブランチ毎に伝達関数すなわち位相及び振幅にインバランスが存在する。このことから、正確なチャネル行列を得て、最適なビーム・フォーミングを実現するためには、チャネル推定に用いるトレーニング系列部分に対して、位相及び振幅のインバランスを補償するためのアンテナ・キャリブレーションが必要である。
例えば、ｎ本の送受信ブランチを持つ通信システムにおいて、ブランチ番号をｉとし、ｉ番目のブランチに属する送信ブランチの利得をＴｘ（ｉ）、受信ブランチの利得をＲｘ（ｉ）とおくと、下式（２）で表される関係を成立させるための各ブランチのキャリブレーション係数Ｃ（ｉ）を求めることがキャリブレーションの目的となる。
Figure 0004544349
言い換えると、下式（３）に示される関係とするキャリブレーション係数Ｃ（ｉ）を求めることはキャリブレーションの目的ではない。
Figure 0004544349
また、キャリブレーション処理は、送信機ではなく受信機で行なう方が良いと思料される。何故ならば、キャリブレーション補正係数を送信信号に乗算して送信する場合、送信スペクトラム・マスクを許容するためには出力の大きなブランチを基準としたキャリブレーション係数としなければならず、送信ブランチ毎のゲインにバラツキが大きいと、キャリブレーション係数の乗算に伴う電力損失も大きくなり、バラツキが小さなＲＦ回路チップに対して特性面で劣ってしまうからである。キャリブレーションは、ＦＦＴ処理した後の周波数領域で実施されることが一般的である。したがって、サブキャリア毎にキャリブレーション係数Ｃ（ｉ）が周波数領域で乗算されることになる。
図２及び図３には、ＭＩＭＯ通信を行なう通信装置の送信機及び受信機の構成例をそれぞれ示している。
図３に示す送信機のアンテナ本数（若しくは、送信ブランチ数）はＮであり、このＮは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本であるが、各図では図面の錯綜を回避するため２本分のアンテナ・ブランチしか描いていない。
データ発生器１００から供給される送信データは、スクランブラ１０２においてスクランブルが掛けられる。次いで、符号化器１０４で誤り訂正符号化を施される。スクランブル及び符号化方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義に従う。そして、符号化信号はデータ振り分け器１０６に入力され、各送信ストリームに振り分けられる。
各送信ストリームでは、ストリーム毎に与えられたデータレートに従って、送信信号をパンクチャ１０８によりパンクチャし、インタリーバ１１０によりインタリーブし、マッパー１１２により、ｉｎ位相（Ｉ）と直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：Ｑ）からなるＩＱ信号空間にマッピングして複素ベースバンド信号となる。また、セレクタ１１１は、インタリーブされた空間ストリーム毎の送信信号に、適当なタイミングでトレーニング系列を挿入して、マッパー１１２に供給する。インタリーブ方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義を拡張し、複数ストリーム間で同一のインタリーブにならないようになっている。また、マッピング方式もＩＥＥＥ８０２．１１ａに従い、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを適用する。
空間多重部１１４内では、ビーム形成用送信重み行列計算部１１４ａは、例えば、各受信ブランチで受信した、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列からそれぞれの伝達関数を推定し、これらを組み立てて得られるチャネル行列Ｈから行列分解手法によって送信ビーム・フォーミング行列Ｖを組み立てる。あるいは、ＣＦＢメッセージとしてＣＳＩデータ（前述）から送信ビーム・フォーミング行列Ｖを組み立てる。そして、送信重み行列乗算部１１４ｂが各送信ストリームを要素とする送信ベクトルにこの送信重み行列Ｖを乗算して、送信信号にビーム形成を施す。但し、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだパケットを送信する際には、送信信号にビーム形成を施さない。
高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）１１６では、周波数領域に並んだ各サブキャリアを時間軸信号に変換し、さらにガード挿入部１１８でガード・インターバルを付加する。そして、デジタル・フィルタ１２０にて帯域制限した後、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１２２にてアナログ信号に変換する。ＲＦ部１２４では、アナログＬＰＦにより所望帯域以外の信号成分を除去し、所望のＲＦ周波数帯へ中心周波数をアップコンバートし、さらに電力増幅によって信号振幅を増幅させる。ＲＦ帯となった送信信号は、各送信アンテナから空間に放出される。
また、図３には、ＭＩＭＯ通信を行なう通信装置の受信機側の構成例を示している。図示の受信機のアンテナ本数（若しくは、受信ブランチ数）はＮであり、このＮは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本であるが、各図では図面の錯綜を回避するため２本分のアンテナ・ブランチしか描いていない。
チャネルを通して受信機の各受信ブランチに届いたデータは、それぞれの受信アンテナ・ブランチにおいて、まずＲＦ部２３０でアナログ処理が施される。
そして、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２２８によりアナログ受信信号をデジタル信号に変換した後、デジタル・フィルタ２２６に入力し、続いて、同期回路２２４にて、パケット発見、タイミング検出、周波数オフセット補正、ノイズ推定などの処理が行なわれる。
図４には、同期回路２２４の内部構成例を示している。それぞれのブランチの受信信号はバッファ３０６に蓄積されつつ、パケット発見部３０１がパケット先頭のプリアンブル信号を探索する。パケット発見部３０１がパケットを発見すると、タイミング検出部３０２、周波数オフセット推定部３０３、及び、ノイズ推定部３０４は、プリアンブル信号の後続の区間を用いて、同期タイミング、周波数オフセット、ノイズの各推定処理をそれぞれ行なう。
制御部３０５は、パケット受信中において、タイミング検出部３０３による検出タイミングを基にバッファ３０６から受信データ・サンプルを読み出し、周波数オフセット推定部３０３による周波数オフセット推定値を基に発振器３０７に補正をかけて出力する。また、制御部３０５は、パケット発見部３０１が誤発見をした場合、タイミング検出部３０２、周波数オフセット推定部３０３、ノイズ推定部３０４の各推定回路からの指標が基準を下回り、実際にはパケットが存在しないと判定した場合には、パケット発見部３０１に対し発行し、これにより再びパケット探索が開始される。
また、図５には、ノイズ推定部３０４の内部構成例を示している。各受信ブランチの受信信号を周波数補正部４０１で周波数オフセットを補正した上、既知パターンの繰り返しからなるトレーニング系列のうちノイズ推定に使用される部分（後述）で、遅延回路４０３はこの繰り返し周期分の遅延信号を生成し、差分器４０５で繰り返し周期間の差分をとってノイズ成分を抽出し、さらに２乗器４０９で差分の２乗値を求める。他方の２乗器４０７では信号の２乗値を算出し、ＳＮ推定部４１１ではこれら２乗値の比を基にＳＮＲを推定する。
図３に戻って、ＭＩＭＯ受信機の構成について続けて説明する。ガード除去部２２では、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去する。そして、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２２０により時間軸信号が周波数軸信号となる。
続くキャリブレーション処理部２１８では、各受信ブランチの受信信号に対し、送受信ブランチ間の位相並びに振幅のインバランスを補正するためのキャリブレーション係数がそれぞれ乗算され、受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランス補正をデジタル部において実現する。なお、キャリブレーション係数は、例えば本出願人に既に譲渡されている特開２００７−１１６４８９号公報に開示されている方法により求めることができる。但し、本発明の要旨は、特定のキャリブレーション係数算出方法に限定される訳ではない。
空間分離部２１６内では、空間多重された受信信号の空間分離処理を行なう。具体的には、チャネル行列推定部２１６ａは、各受信ブランチで受信した、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列から推定チャネル行列Ｈを組み立てる。逆方向のチャネル行列として送信機側のビーム形成用送信重み行列計算部１１４ａに渡されることもある。また、アンテナ受信重み行列演算部２１６ｂは、チャネル行列推定部２１６ａで得られたチャネル行列Ｈを基にアンテナ受信重み行列Ｗを計算する。そして、アンテナ受信重み行列乗算部２１６ｃは、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗとの行列乗算を行なうことで空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。
なお、アンテナ受信重みＷの計算方法としてＭＭＳＥアルゴリズムを用いるが、勿論、ＳＶＤやＥＶＤなどの行列分解手法を用いても良い。また、空間分離部２１６の他の構成方法として、ＭＬＤ受信方式を適用することもできるものとする。
チャネル等化回路２１４は、ストリーム毎の信号系列に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。そして、デマッパー２１２はＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ２１０はデインタリーブし、デパンクチャ２０８は所定のデータレートでデパンクチャする。
データ合成部２０６は、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成する。このデータ合成処理は送信側で行なうデータ振り分けと全く逆の動作を行なうものである。そして、復号器２０４にて誤り訂正復号した後、デスクランブラ２０２によりデスクランブルし、データ取得部２００は受信データを取得する。
復号機２０４においてビタビ復号などによる最尤系列推定処理を行なうことにより受信ビット系列を推定する軟判定復号方式では、何らかの尤度情報を与える必要がある。ＭＩＭＯ受信機では、アンテナ重み行列Ｗだけでなく、ＭＭＳＥ処理に用いられる雑音電力推定値σr2（すなわち、空間復号前の受信信号に含まれる雑音電力の推定値）と、推定チャネル行列をも用いて、空間復号後の各ストリーム信号における雑音電力、信号電力、干渉電力をそれぞれ直接的に推定し、これらの推定値よりＳＩＮＲを求めることができる。この場合、その平方根からなる尤度振幅情報は、より確度の高い尤度情報として軟判定処理に利用することができる。図６に示すように、尤度推定部６００は、チャネル行列推定部２１６ａで推定されたチャネル行列Ｈと、受信重み計算部２１６ｂで算出されたアンテナ受信重み行列Ｗと、さらに推定ノイズ電力σr2という３つの情報を入力に持ち、これらの値から空間復号後の各ストリーム信号における雑音電力、信号電力、干渉電力をそれぞれ直接的に推定し、これらの推定値よりＳＩＮＲを求める。より詳しくは、本出願人に既に譲渡されている特開２００６−２７９５９０号公報を参照されたい。
続いて、図３に示した受信機においてアンテナ・キャリブレーション処理を行なう際の問題点について考察する。
送信ブランチ間、受信ブランチ間のそれぞれの位相及び振幅のずれを一致させることは面倒である。このため、位相及び振幅を完全に一致させるほどの確度をアンテナ・キャリブレーション処理に要求しない。したがって、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列を受信する際など、送信ビーム・フォーミングを行なうために必要な情報信号を受信する期間だけ、キャリブレーション処理を実施すれば充分であると本発明者らは思料する。
ところが、フレーム交換手順次第では、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームがいつ通信相手から到来するのか分からないことがある。例えば、Ｉｍｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ手順では、自らのトレーニング系列の送信要求ＴＲＱに応じて、通信相手からチャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームが返信されるタイミングを把握することができる。これに対し、Ｅｘｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ手順では、通信相手からＣＳＩフィードバック要求がいつ送信されるのか分からない。後者のような場合、各受信ブランチの受信信号に対し常時キャリブレーション係数を乗算する必要がある。
受信ブランチ毎の受信信号に対して位相並びに振幅のインバランスを補償するためのキャリブレーション係数を乗算することは、ブランチ間に不当なゲイン差が生じていることに相当する。このようなブランチ間インバランス補正による不当なゲイン差は、ノイズ推定に影響することが懸念される。
例えば、ＭＩＭＯ受信機においてＭＭＳＥ受信を行なう場合、各受信ブランチで受信した空間多重信号を空間分離処理する際に用いる受信重み行列Ｗを、各受信ブランチのノイズ推定値の平均値を基準値に用いる場合などに、キャリブレーション係数Ｃ（０）、Ｃ（１）、…の乗算による不当なゲイン差により生じるノイズ推定誤差が、受信特性の劣化を招来してしまう。
図７には、符号化率Ｒ＝１／２でＢＰＳＫ変調された２ストリームの空間多重信号をＭＭＳＥ受信した際のノイズ推定レベルが受信特性に及ぼす影響を示している。図示のグラフの横軸は平均ＳＮＲ［ｄＢ］、縦軸はパケット誤り率（ＰＥＲ）であり、ブランチ間のインバランスが０ｄＢ、３ｄＢ、６ｄＢの３通りにおける、平均ＳＮＲの推移に伴うパケット誤り率の推移をプロットしている。同図から、ＭＭＳＥ受信を行なった場合に、ブランチ間のインバランス補正を行なうことで、特に低レートでノイズ推定値の誤差が特性に影響を及ぼすことが分かる。
また、デインタリーブ処理、ビタビ復号などによる最尤系列推定処理を行なうことにより受信ビット系列を推定する軟判定復号方式では、デコーダ部に何らかの尤度情報を与える必要がある。推定されたチャネル行列とアンテナ受信重み行列と推定ノイズ電力から尤度情報を推定することができるが（前述）、ブランチ間の不当なゲイン差に起因してアンテナ受信重み行列やノイズ推定に誤差が生じると、これに伴って尤度情報も不正確なものとなり、復号性能への悪影響も懸念される。
図８には、符号化率Ｒ＝５／６で６４ＱＡＭ変調された２ストリームの空間多重信号をＭＬＤ受信した際のノイズ推定レベルが受信特性に及ぼす影響を示している。図示のグラフの横軸は平均ＳＮＲ［ｄＢ］、縦軸はパケット誤り率（ＰＥＲ）であり、ブランチ間のインバランスが０ｄＢ、３ｄＢ、６ｄＢの３通りにおける、平均ＳＮＲの推移に伴うパケット誤り率の推移をプロットしている。同図から、ＭＬＤ受信を行なった場合に、ブランチ間のインバランス補正を行なうことで、デコード部への尤度情報の誤差が特性に影響を及ぼすことが分かる。
また、図７及び図８から、とりわけ６ｄＢという非常に大きなブランチ間のバラツキがあったケースにのみ、大きな特性劣化を確認することができる。
ここで、図９に示す、ＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信方式を採用するＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するパケット・フォーマット（Ｍｉｘｅｄ ｆｏｒｍａｔ）を例にとって、各受信ブランチにキャリブレーション係数を乗算することがノイズ推定地に及ぼす影響について考察してみる。
図示のパケットのヘッダ部は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとまったく同じフォーマットからなるレガシー・プリアンブルと、これに続くＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）及びデータ部で構成される。
Ｌ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）並びにＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）のレガシー・プリアンブル部分を用いて、パケット発見やＡＧＣ設定、同期獲得、送受信間におけるキャリア周波数誤差やサンプリング周波数誤差の測定を行なう（ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ仕様書上では、Ｌ−ＳＴＦ、Ｌ−ＬＴＦ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦから搬送波周波数誤差やサンプリング周波数誤差を推定することができる）。
ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用する伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）やペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣを向上するためのトレーニング系列からなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、チャネル行列の推定に用いるトレーニング系列からなる。なお、空間多重するストリーム数に応じて１以上のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加される。
ＭＩＭＯのＭＭＳＥ受信を行なう場合には、各受信ブランチのノイズの推定が必要になる（前述）。そして、ノイズ推定は、空間分離処理に用いるチャネル行列を生成するためのＨＴ−ＬＴＦの前のＨＴ−ＳＴＦ信号の繰り替えし部分を利用するのが一般的である。しかしながら、ＨＴ−ＳＴＦ信号の区間では再ＡＧＣをかける必要があることから、受信ゲインが大きく変動し、波形の歪みが起こってしまうことから、ＨＴ−ＳＴＦ信号にＦＦＴの処理をかけることができない。
このため、ノイズ推定処理は、ＨＴ−ＳＴＦ信号の再ＡＧＣをかけてロックした以降の時間波形の繰り返し部分を用いて行なうことになる。つまり、図６中の“Ａ”で示した区間において、時間領域の信号処理により、ノイズが推定されることになる。図３に示したＭＩＭＯ受信機では、同期回路２２２内でノイズ推定が行なわれる（図４、図５も参照のこと）。一方、インバランス補正の乗算は、図６中の“Ｂ”で示したＨＴ−ＬＴＦ以降の区間において、周波数領域の信号処理として行なわれる。図３に示したＭＩＭＯ受信機では、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２２０から出力される周波数領域の受信信号に対し、後段のキャリブレーション処理部２１８にてキャリブレーション係数が乗算されている。
したがって、ブランチ間のインバランス補正によって、ブランチ間のノイズ推定値（Ｎ0，Ｎ1，…，Ｎn）の平均化を行なう際に、（Ｃ（０），Ｃ（１），…，Ｃ（ｎ））のゲインがかけられているので、ブランチ間のノイズ・レベルの平均値ＮavgをＭＭＳＥのＭＳＥ基準値として用いる場合に問題となる。
以上のように、各受信ブランチへのキャリブレーション係数乗算によりブランチ間に生じるゲインの差は不当なものであり、その後の尤度情報生成に用いられるチャネル行列などにも影響する。
そこで、以下のいずれかの対処方法を行なうことが好ましいと思料される。
（１）アンテナ・キャリブレーション補正を常時実行しなければならない場合に、受信ブランチ毎の各種推定値（ｘ0，ｘ1，…，ｘn）を平均化あるいは、尤度に応じた重み平均を行なう際に、補正係数が乗算されていることを考慮したものを最終的な推定値（Ｘ）とする。
フレーム交換手順によっては、通信相手からチャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームが返信されるタイミングを把握することができないことがあり（前述）、このような場合には、各受信ブランチの受信信号に対し常時キャリブレーション係数を乗算する必要がある。そこで、各送受信ＲＦブランチ間の位相・振幅のインバランスをデジタル部で補正する際、インバランス補正値によって受信ブランチ間の出力の比が変化することで、インバランス補正実行の前後段で行なわれる各種推定値（チャネル波形等化値、ノイズ電力推定や尤度情報など）に誤差を生じないように、受信ブランチ毎の各種推定値（ｘ0，ｘ1，…，ｘn）を平均化あるいは、尤度に応じた重み平均を行なう際に、補正係数が乗算されていることを考慮したものを最終的な推定値（Ｘ）とするための手順を実施するようにする。
（２）アンテナ・キャリブレーション補正を常時実行しなければならない場合には、キャリブレーション係数を乗算したチャネル行列Ｈ１と乗算されないＨ２を用意し、送信ビーム・フォーミング行列Ｖを求めるときにはチャネル行列Ｈ１を用いるが、それ以外の用途についてはＨ２を用いるようにする。
この場合、各受信ブランチに配設されたキャリブレーション処理部２１８は、後段のチャネル行列推定部２１６ａに対し、キャリブレーション係数を乗算した受信信号と乗算しない受信信号を渡すようにする（図１０を参照のこと）。そして、チャネル行列推定部２１６ａは、キャリブレーション係数が乗算された伝達関数を用いてチャネル行列Ｈ１を推定するとともに、キャリブレーション係数が乗算されない伝達関数を用いてチャネル行列Ｈ２を求める。チャネル行列推定部２１６ａから送信重み計算部１１４ａには、キャリブレーション係数を乗算したチャネル行列Ｈ１が渡され、キャリブレーション係数を乗算したチャネル行列Ｈ１を用いて送信ビーム・フォーミング行列Ｖが求められる。
また、不当なゲイン差がかけられないで得られたチャネル行列Ｈ２を用いて尤度情報などの推定を行なうことから、推定誤差が抑制される。すなわち、各送受信ＲＦブランチ間の位相・振幅のインバランスをデジタル部で補正する際、インバランス補正値によって受信ブランチ間の出力の比が変化することで、インバランス補正実行の前後段で行なわれる各種推定値（チャネル波形等化値、ノイズ電力推定や尤度情報など）に誤差を生じないようにすることができる。
（３）アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットを受信待機している状態のときのみ、アンテナ・キャリブレーション補正を行なうようにする。
各送受信ＲＦブランチ間の位相・振幅のインバランスをデジタル部で補正する際、インバランス補正値によって受信ブランチ間の出力の比が変化することで、インバランス補正実行の前後段で行われる各種推定値（チャネル波形等価値、ノイズ電力推定や尤度情報など）に誤差を生じないように、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態のときのみ、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう。
図１１には、パケット受信状態に応じてアンテナ・キャリブレーション処理を制御するための仕組みを図解している。プロトコル制御部１１０１は、通信相手との間で現在実施されているフレーム交換手順を把握している。そして、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態に遷移したことに応じて、キャリブレーション処理部２１８に対し、キャリブレーション係数を乗算した受信信号を後段の空間分離部２１６に渡すように指示する。また、プロトコル制御部１１０１は、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態から外れたときには、キャリブレーション処理部２１８に対し、キャリブレーション係数を乗算していない受信信号を後段の空間分離部２１６に渡すように指示する。
空間分離部２１６内で送信ビーム・フォーミング行列Ｖのためのチャネル行列推定を行なう以外の期間では、不当なゲイン差がかけられないで得られたチャネル行列Ｈを用いて尤度情報などの推定を行なうことから、尤度情報の推定誤差が抑制される。
（４）あるいは、前もって、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態を把握できるように、送信ビーム・フォーミング行列を求めるチャネル行列Ｈを取得するためのレスポンス・パケットの送信機会を自らコントロールして、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットを受信待機している状態のときのみ、アンテナ・キャリブレーション補正を行なうようにする。
フレーム交換手順によっては、通信相手からチャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームが返信されるタイミングを把握することができることがある。
（４−１）送信ビーム・フォーミング行列取得時に伴う位相・振幅のインバランス補正制御
例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、まずＢｅａｍｆｏｒｍｅｒ側がトレーニング系列の送信要求ＴＲＱ（Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）を行ない、これに対し、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｅはチャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームを返信する、というフレーム交換手順が規定されている。したがって、通信装置は、通信相手に対してＴＲＱを含んだパケットを送信することで、通信相手からチャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームが返信されるタイミングをコントロールすることができる。
プロトコル制御部１１０１は、現在実施されているフレーム交換手順を把握している。そして、送信機側から通信相手に対して、ＴＲＱ要求を含んだパケットを送信すると、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだパケット、言い換えればアンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態に遷移して、各受信ブランチのキャリブレーション処理部２１８に対し、キャリブレーション係数を乗算した受信信号を後段の空間分離部２１６に渡すように指示する。
空間分離部２１６内のチャネル行列推定部２１６ａは、各ブランチのキャリブレーション処理部２１８からは、キャリブレーション係数を乗算した受信信号を受け取り、適切な送信ビーム・フォーミング行列Ｖを取得することができる。
そして、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のある当該パケットの受信待機状態から外れると、プロトコル制御部１１０１は、各受信ブランチのキャリブレーション処理部２１８に対し、キャリブレーション係数を乗算していない（すなわち、位相・振幅のインバランス補正を行なわない）受信信号を後段の空間分離部２１６に渡すように指示する。
空間分離部２１６内で送信ビーム・フォーミング行列Ｖのためのチャネル行列推定を行なう以外の期間では、不当なゲイン差がかけられないで得られたチャネル行列Ｈを用いて尤度情報などの推定を行なうことから、尤度情報の推定誤差が抑制される。
（４−２）リンク・アダプテーションに伴う位相・振幅のインバランス補正制御
また、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、変調方式並びに符号化方式などからなる伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）を通信局同士で適応的に制御するＬｉｎｋ Ａｄａｐｔａｉｏｎを行なうために、例えば以下の２通りの手順を規定している。
・単一の送信機会（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ：ＴＸＯＰ）内で、Ｒｅｓｐｏｎｄｅｒに相当する通信局からＩｎｉｔｉａｔｏｒとなる通信局に対し、推奨すべき伝送方式ＭＣＳを含んだリンク・アダプテーション・フィードバック（ＭＣＳ Ｆｅｅｄｂａｃｋ：ＭＦＢ）を行なう方法。
・通信相手から伝送方式ＭＣＳの送信要求（ＭＣＳ Ｒｅｑｕｅｓｔ：ＭＲＱ）を含んだパケットを受け取ったことに応じて、次の送信機会ＴＸＯＰでリンク・アダプテーション・フィードバックＭＦＢを返信する方法。
通信装置は、リンク・アダプテーションを実施する際には、各受信ブランチの受信信号に対し位相・振幅のインバランス補正を行なう必要がある。そこで、現在実施されているフレーム交換手順を把握しているプロトコル制御部１１０１は、前者の方法により通信相手からリンク・アダプテーション・フィードバックＭＦＢが期待されている場合や、後者の方法により通信相手からＭＣＳの送信要求ＭＲＱを含んだパケットを受信したことに応じて、各受信ブランチのキャリブレーション処理部２１８に対しアンテナ・キャリブレーション補正を行なうことを指示する。この結果、位相・振幅のインバランス補正を行なった受信信号を用いて適切なリンク・アダプテーションを実施することができる。
そして、リンク・アダプテーションが終了すると、各受信ブランチのキャリブレーション処理部２１８に対し、キャリブレーション係数を乗算していない（すなわち、位相・振幅のインバランス補正を行なわない）受信信号を後段に出力するよう指示する。
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
本明細書では、主にＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅをベースとしたＭｏｂｉｌｅ ＷｉＭａｘ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ）、移動体向けの高速無線通信規格であるＩＥＥＥ８０２．２０、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯を使用する高速無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格であるＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯の無線伝送を利用して非圧縮のＨＤ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）映像を伝送可能とするＷｉｒｅｌｅｓｓ ＨＤ、第４世代（４Ｇ）携帯電話など、ＭＩＭＯ通信方式を採用するさまざまな無線通信システムに対して、同様に本発明を適用することができる。
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
図１は、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示した図である。 図２は、ＭＩＭＯ送信機の構成例を示した図である。 図３は、ＭＩＭＯ受信機の構成例を示した図である。 図４は、同期回路２２４の内部構成例を示した図である。 図５は、ノイズ推定部３０４の内部構成例を示した図である。 図６は、復号器２０４に尤度情報を与える仕組みを説明するための図である。 図７は、ブランチ間の不当なゲイン差に起因するノイズ推定値への影響に関する特性評価結果を示した図である。 図８は、ブランチ間の不当なゲイン差に起因する尤度情報への影響に関する特性評価結果を示した図である。 図９は、ＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信方式を採用するＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するパケット・フォーマット（Ｍｉｘｅｄ ｆｏｒｍａｔ）を示した図である。 図１０は、キャリブレーション係数を乗算したチャネル行列Ｈ１と乗算されないＨ２を用意し、送信ビーム・フォーミング行列Ｖを求めるときにはチャネル行列Ｈ１を用いるが、それ以外の用途についてはＨ２を用いる仕組みを説明するための図である。 図１１は、パケット受信状態に応じてアンテナ・キャリブレーション処理を制御するための仕組みを説明するための図である。
符号の説明
１００…データ発生器
１０２…スクランブラ
１０４…符号化器
１０６…データ振り分け部
１０８…パンクチャ
１１０…インタリーバ
１１１…セレクタ
１１２…マッパー
１１４…空間多重部
１１４ａ…ビーム生成用送信重み行列計算部
１１４ｂ…送信重み行列計算部
１１６…高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ）
１１８…ガード挿入部
１２０…デジタル・フィルタ
１２２…ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）
１２４…ＲＦ部
２００…データ取得部
２０２…デスクランブラ
２０４…復号器
２０６…データ合成部
２０８…デパンクチャ
２１０…デインタリーバ
２１２…デマッパー
２１４…チャネル等化回路
２１６…空間分離部
２１６ａ…チャネル行列推定部
２１６ｂ…アンテナ重み行列演算部
２１６ｃ…アンテナ重み行列乗算部
２１８…キャリブレーション処理部
２２０…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２２２…ガード除去部
２２４…同期回路
２２６…デジタル・フィルタ
２２８…ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
２３０…ＲＦ部
３０１…パケット発見部
３０２…タイミング検出部
３０３…周波数オフセット推定部
３０４…ノイズ推定部
３０５…制御部
３０６…バッファ
３０７…発振器
４０１…周波数補正部
４０３…遅延回路
４０５…差分器
４０７、４０９…２乗器
４１１…ＳＮ推定部
６００…尤度推定部
１１０１…プロトコル制御部

Claims (9)

  1. 複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、
    前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチと、
    前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理部と、
    前記キャリブレーション処理部で前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて第１のチャネル行列を推定するとともに、前記キャリブレーション処理部で前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算されていない各受信信号を用いて第２のチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、
    前記第１のチャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定部と、
    前記第２のチャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定部と、
    を具備することを特徴とする無線通信装置。
  2. 複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、
    前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチと、
    前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理部と、
    通信相手と実施しているフレーム交換シーケンスを把握し、アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態のときのみ、前記キャリブレーション処理部がアンテナ・キャリブレーション補正を行なうように制御する制御部と、
    各受信信号を用いてチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、
    前記チャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定部と、
    キャリブレーション係数が乗算されていない受信信号から得られた前記チャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定部と、
    を具備することを特徴とする無線通信装置。
  3. 前記制御部は、送信ビーム・フォーミング行列を求めるチャネル行列Ｈを取得するための通信相手のレスポンス・パケットの送信機会を自らコントロールする、
    ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
  4. 前記制御部は、通信相手に対しチャネル行列を励起するためのトレーニング系列を含んだフレームの送信を要求した後の受信待機状態において、前記キャリブレーション処理部がアンテナ・キャリブレーション補正を行なうように指示する、
    ことを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。
  5. 前記制御部は、リンク・アダプテーションを実施する際、並びに、通信相手からリンク・アダプテーション・フィードバックの要求を受けた受信待機状態において、前記キャリブレーション処理部がアンテナ・キャリブレーション補正を行なうように指示する、
    ことを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。
  6. 複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における無線通信方法であって、
    前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理ステップと、
    前記キャリブレーション処理ステップにおいて前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて第１のチャネル行列を推定する第１のチャネル行列推定ステップと、
    前記キャリブレーション処理ステップにおいて前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算されていない各受信信号を用いて第２のチャネル行列を推定する第２のチャネル行列推定ステップと、
    前記第１のチャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定ステップと、
    前記第２のチャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定ステップと、
    を有することを特徴とする無線通信方法。
  7. 複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における無線通信方法であって、
    アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態のときのみ、前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理ステップと、
    各受信信号を用いてチャネル行列を推定するチャネル行列推定ステップと、
    前記チャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定ステップと、
    キャリブレーション係数が乗算されていない受信信号から得られた前記チャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定ステップと、
    を有することを特徴とする無線通信方法。
  8. 複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における処理をコンピュータ上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、前記コンピュータに対し、
    前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理手順と、
    前記キャリブレーション処理手順において前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算された各受信信号を用いて第１のチャネル行列を推定する第１のチャネル行列推定手順と、
    前記キャリブレーション処理手順において前記アンテナ・キャリブレーション係数が乗算されていない各受信信号を用いて第２のチャネル行列を推定する第２のチャネル行列推定手順と、
    前記第１のチャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定手順と、
    前記第２のチャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定手順と、
    を実行させることを特徴とするコンピュータ・プログラム。
  9. 複数の送信アンテナ及び受信アンテナと、前記送信アンテナ毎の送信ブランチ及び前記受信アンテナ毎の受信ブランチを備えた無線通信装置における処理をコンピュータ上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、前記コンピュータに対し、
    アンテナ・キャリブレーション補正を行なう必要のあるパケットの受信待機状態のときのみ、前記受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランスを補正するためのアンテナ・キャリブレーション係数を各受信ブランチの受信信号に乗算するキャリブレーション処理手順と、
    各受信信号を用いてチャネル行列を推定するチャネル行列推定手順と、
    前記チャネル行列を用いて送信ビーム・フォーミング行列を推定する送信ビーム・フォーミング行列推定手順と、
    キャリブレーション係数が乗算されていない受信信号から得られた前記チャネル行列を用いて、前記受信ブランチ毎のチャネル波形等化値、ノイズ電力、尤度情報の推定又はその他の処理を行なう推定手順と、
    を実行させることを特徴とするコンピュータ・プログラム。
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