JPH08316932A

JPH08316932A - Ｏｆｄｍ復調器

Info

Publication number: JPH08316932A
Application number: JP7142641A
Authority: JP
Inventors: Tadahiko Sakamoto; 忠彦坂本
Original assignee: Nippon Columbia Co Ltd
Current assignee: Nippon Columbia Co Ltd
Priority date: 1995-05-17
Filing date: 1995-05-17
Publication date: 1996-11-29

Abstract

(57)【要約】【目的】ＯＦＤＭ変調方式において、ガードインター
バルを挿入せずに、マルチパス妨害を低減できる復調器
を提供することを目的とする。【構成】マッピング部で送信データから複素データを
形成し、この複素データを偶数番直交キャリア、奇数番
直交キャリアに割り当て、それぞれをＯＦＤＭシンボル
単位で逆高速フーリエ変換して時間軸上の複素データに
変換する。復調器では、ディジタル変調された偶数番キ
ャリアの時間軸上の複素データのＯＦＤＭシンボル期間
における先頭部及び最後部の２５％の波形を排除し、中
央部５０％の後半２５％の波形を先頭部に補間し前半２
５％の波形を最後部に補間した波形にする。奇数番キャ
リアの時間軸上の複素データは、先頭部及び最後部２５
％の波形を排除し、中央部５０％の後半２５％の波形を
極性を反転して先頭部に補間し前半２５％の波形を極性
を反転して最後部に補間した波形にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は複数の直交キャリアを複
素データでディジタル変調するＯＦＤＭ変調方式におけ
るＯＦＤＭ復調器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】送信すべきデータを複数の系列に分割
し、分割された個々のデータ系列により複数の直交キャ
リアをそれぞれディジタル変調する直交周波数分割多重
方式（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤ
ｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下「Ｏ
ＦＤＭ」という。）が知られている。この方式は、矩形
の周波数スペクトルを利用しているので周波数利用効率
が良く、また、１シンボル時間が長いからマルチパス妨
害に強い。このような特長を有するため、ディジタル地
上波放送やディジタル移動体通信への利用が検討されて
いる。

【０００３】図７は、従来のＯＦＤＭ変調器を説明する
説明図である。図中、８０はマッピング部、８１は直並
列変換部、８２はＩＦＦＴ部、８３は並直列変換部、８
４，８５はＤ／Ａ変換部、８６，８７はＬＰＦ部、８
８，８９は乗算部、９０は発振部、９１は移相部、９２
は加算部である。個々の直交キャリアを変調するための
ディジタル変調方式としては、任意のものでよいが、こ
の従来例は、一般に採用されているＱＰＳＫ（Ｑｕａｄ
ｒｉｐｈａｓｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎ
ｇ）や１６ＱＡＭ（１６値ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡ
ｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の直交変調
方式を用いる例を示す。原理的には、ディジタル変調方
式に代えてアナログ変調方式を用いることもできる。

【０００４】送信データはマッピング部８０に入力さ
れ、ディジタル変調のための直交キャリアに対する振幅
と相対位相とを規定する同相軸（ｉ）データと直交軸
（ｑ）データとからなる複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部８１において、ＯＦＤＭを
構成する直交キャリアの数に等しい数の複素データの集
合（以下「ＯＦＤＭシンボル」という。）に変換され
る。ＯＦＤＭシンボルを構成する各複素データは、複数
の直交キャリアに個別に割り当てられる。

【０００５】このＯＦＤＭシンボルは、逆高速フーリエ
変換部であるＩＦＦＴ部８２に入力される。ＩＦＦＴ部
８２は、個々の直交キャリアの振幅および位相が対応す
る複素データによりディジタル変調されて得られる波形
信号を出力する。その際、この波形信号を時間軸上の複
素データの形式で出力する。この時間軸上の複素データ
とは、ディジタル変調されて得られる波形データの同相
成分の波形（以下、「Ｉ信号」という。）と直交成分の
波形（以下、「Ｑ信号」という。）を表わすものであ
る。

【０００６】ＩＦＦＴ部８２から出力される時間軸上の
複素データは、時間軸上の複数時点ごとのデータとして
並列に出力されるが、並直列変換部８３により変換され
て、直列形式の時間軸上の複素データ、Ｉ信号，Ｑ信号
となる。Ｉ信号，Ｑ信号は、それぞれ、Ｄ／Ａ変換部８
４，８５により、アナログ信号に変換され、ローパスフ
ィルタであるＬＰＦ部８６，８７を介して、乗算部８
８，８９に入力される。

【０００７】Ｉ信号の系列は、乗算部８８において発振
部９０の出力と乗算され、Ｑ信号の系列は、乗算部８９
において移相部９１により発振部９０の出力が−９０度
移相されたものと乗算される。各乗算された出力は、加
算部９２において加算され、ＯＦＤＭによる送信信号が
出力される。なお、発振部９０は、無線周波数帯、また
は、中間周波数帯の周波数ｆ１のキャリアを発生するも
のである。

【０００８】図７に示されるＯＦＤＭ変調器の動作の一
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。

【０００９】図８は、ＱＰＳＫ変調方式のシンボルマッ
ピングを説明する説明図である。図中、４３はシンボル
の第１の座標点、４４は、シンボルの第２の座標点、４
５はシンボルの第３の座標点、４６はシンボルの第４の
座標点である。横軸はキャリアの位相と同相の同相軸、
縦軸はキャリアの位相と直交する位相の直交軸を表わ
す。ＱＰＳＫを用いた場合の複素データを、以下、ＱＰ
ＳＫシンボルＱk という。

【００１０】マッピング部８０においては、送信データ
Ｓk に対応して、半径１の単位円上の４つのシンボルの
座標を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が出力される。例え
ば、直列形式の送信データは、２ビットづつ（Ｓk ，Ｓ
k+1 ）に区切られ、Ｓk がＱＰＳＫシンボルＱk の同相
軸（ｉ）の座標に対応し、Ｓk+1 がＱＰＳＫシンボルＱ
k の直交軸（ｑ）の座標に対応する。その結果、送信デ
ータ（０，０）、（０，１）、（１，０）、（１，１）
に対応して、それぞれ、シンボルの第１の座標点４３、
第２の座標点４４、第３の座標点４５、第４の座標点４
６を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が出力される。ＱＰＳ
ＫシンボルＱk は、次式で表わされる。

【００１１】Ｑk ＝（１／√２）［（１−２Ｓk ）＋
（１−２Ｓk+1 ）］そして、２００のシリアルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝
（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 ）は、直並列変換
部８１によって２００の並列なＱＰＳＫシンボル、Ｑ0
，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 に変換され、１つのＯ
ＦＤＭシンボルとなる。

【００１２】ＩＦＦＴ部８２のブロックは、逆ＤＦＴ、
すなわち、逆ディジタルフーリエ変換をするものであれ
ばよいが、通常、ＩＦＦＴ、すなわち、逆高速フーリエ
変換が使用される。直交キャリア信号の数を２００とす
るとき、この値以上で２のべき乗となる２５６の値をポ
イント数とする逆高速フーリエ変換を実行する。この説
明例では、２５６ポイント中２００ポイントにＱＰＳＫ
シンボルＱｋを割り当て、残りの５６ポイントに対応す
るＱＰＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャ
リアを送信しない。なお、一般的には、同期用のＱＰＳ
Ｋシンボル等も加えられる。

【００１３】図９は、従来の直交キャリアの周波数軸上
の配置を説明する説明図である。図中、１０４は複数の
直交キャリア信号、１０５は中心周波数、１０６は周波
数間隔、１０７は各キャリア信号に対応するＱＰＳＫシ
ンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は振幅レ
ベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信間隔、す
なわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャリア信号
１０４は、中心周波数１０５を中心としてその左右に等
間隔１／Ｔｓの周波数間隔１０６で−１００／Ｔｓから
１００／Ｔｓまで配置されている。

【００１４】この例では、直交キャリア信号１０４の数
が２００であり、各直交キャリア信号１０４に対応して
複素データであるＱＰＳＫシンボルＱk １０７は、Ｑ０
からＱ１９９までが割り当てられている。各直交キャリ
アがＱＰＳＫシンボルＱk １０７によりディジタル変調
されたときの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／
ｘ型のカーブとなり、隣接直交キャリアの周波数点にお
いて０となり、各直交キャリア１０４の変調信号は、互
いに干渉を受けずに復調される。

【００１５】図１０は、従来のガードインターバルを説
明する説明図である。図中、１０８は、１つのＯＦＤＭ
シンボルＱｋに対応する送信波形、１０９は有効シンボ
ル期間、１１０は有効シンボル期間の後部、１１１はガ
ードインターバルである。１つのＯＦＤＭシンボルＱｋ
に対応する送信波形の有効シンボル期間１０９の後部の
約２０％の部分１１０と同じものが、ダミー信号として
有効シンボル期間１０９に先行するガードインターバル
１１１に挿入されるように時分割多重される。

【００１６】なお、この時分割多重は、ＩＦＦＴ８２で
の処理後の並直列変換部８３で行なわれる。伝送路にお
けるマルチパス妨害により、受信時に遅れて到来する信
号がこのガードバンドインターバル期間１１１に到来す
るようにガードインターバルを設定し、復調は、後述す
るように、このガードインターバル期間１１１を除く有
効シンボル期間１０９について実行する。

【００１７】図１１は、従来のＯＦＤＭ復調器を説明す
る説明図である。図中、１２０は乗算部、１２１は乗算
部、１２２は発振部、１２３は移相部、１２４はＬＰＦ
部、１２５はＡ／Ｄ変換部、１２６は直並列変換部、１
２７はＬＰＦ部、１２８はＡ／Ｄ変換部、１２９はＦＦ
Ｔ部、１３０は並直列変換部、１３１は逆マッピング部
である。

【００１８】ＯＦＤＭの受信信号は、乗算部１２０およ
び乗算部１２１に入力され、乗算部１２０において発振
部１２２の出力と乗算され、乗算部１２１において移相
部１２３により発振部の出力が−９０度移相されたもの
と乗算される。乗算部１２０の出力は、ローパスフィル
タであるＬＰＦ部１２４とＡ／Ｄ変換部１２５を介し、
Ｉ信号として直並列変換部１２６に入力される。乗算部
１２１の出力は、ＬＰＦ部１２７とＡ／Ｄ変換部１２８
を介し、Ｑ信号として直並列変換部１２６に入力され
る。

【００１９】直並列変換部１２６の出力は、ＦＦＴ部１
２９に入力され、高速フーリエ変換を施されて並直列変
換部１３０に入力され、直列信号となって逆マッピング
部１３１に入力され受信データが得られる。ＦＦＴ部１
２９のブロックは、ＤＦＴ、すなわち、ディジタルフー
リエ変換をするものであればよいが、通常、ＦＦＴ、す
なわち、高速フーリエ変換が使用される。

【００２０】図１１に示される従来のＯＦＤＭ復調器の
動作の一例を、直交キャリアをＱＰＳＫでディジタル変
調する場合について説明する。復調は、ほぼ変調時の逆
工程となる。受信信号は乗算部１２０、１２１におい
て、周波数ｆ１にて直交復調され直列形式の時間軸上の
複素信号に分離される。これらはＬＰＦ部１２４、１２
７およびＡ／Ｄ変換部１２５、１２８を介し、時間軸上
の複素データ、Ｉ信号とＱ信号になる。このＩ信号とＱ
信号とは、直並列変換部１２６において並列化され、Ｆ
ＦＴ処理部１２９において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、ＯＦＤ
Ｍシンボルとなる。

【００２１】このＯＦＤＭシンボルは、同相軸（ｉ）デ
ータと直交軸（ｑ）データとからなる複素データである
ＱＰＳＫシンボルＱk の集合となる。その際、ＯＦＤＭ
シンボル内のガードインターバル１１１の部分を無視し
て、残りの２５６ポイントをＦＦＴ処理する。ＯＦＤＭ
シンボルを構成する複素データＱ0 ，Ｑ1 ，・・・，Ｑ
199 は、並直列変換部１３０において直列形式の複素デ
ータに変換され、逆マッピング部１３１において元の送
信データと同じ受信データが得られる。

【００２２】しかし、ガードインタバル１１１が挿入さ
れる結果、有効なＯＦＤＭシンボル期間１０９が時間軸
圧縮されることになるから、周波数軸上の直交キャリア
間隔が広がり、周波数の利用効率が低下する。また、周
波数軸上における各キャリアの直交性が崩れることにな
るから、ディジタル変調された直交キャリアが互いに干
渉を受けることになる。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した事
情に鑑みてなされたもので、複数の直交キャリアが複素
データ系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式
において、ガードインターバルを有効シンボル期間の間
に挿入せずに、マルチパス妨害を低減できる変調方式の
復調器を提供することを目的とするものである。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、複数の直交キャリアが複素データ
系列にてデジタル変調され、複素データ系列を２系列に
分配し、各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の
直交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、直並列変
換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられた
系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上
の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ
処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、それ
ぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力を直交変調する２つの並直
列変調部を有することを特徴とするＯＦＤＭ変調方式に
より変調された信号を復調するＯＦＤＭ復調器であっ
て、偶数番キャリアの直交変調信号と奇数番キャリアの
直交変調信号とをそれぞれ直交復調するための２つの直
並列変換部と、直並列変換部の一方によって得られるデ
ィジタル復調された偶数番キャリアの時間軸上の複素デ
ータをＯＦＤＭシンボルの期間を４等分した先頭部２５
％と最後部２５％の波形を排除し残り中央部の後部２５
％の波形と同じ波形を先頭部２５％に補間し中央部の前
部２５％の波形と同じ波形を最後部２５％に補間する偶
数番キャリア用波形処理部と、偶数番キャリア用波形処
理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する偶数番
キャリア用のＦＦＴ処理部と、直並列変換部の他方によ
って得られるディジタル復調された奇数番キャリアの時
間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの期間を４等分
した先頭部２５％と最後部２５％の波形を排除し残りの
中央部の後部２５％の波形と同じ波形をその極性を反転
して先頭部２５％に補間し中央部の前部２５％の波形と
同じ波形をその極性を反転して最後部２５％に補間する
奇数番キャリア用波形処理部と、奇数番キャリア用波形
処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する奇数
番キャリア用のＦＦＴ処理部と、２つのＦＦＴ処理部よ
り得られる２つの並列な周波数軸上の複素データ系列を
直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変換する並直
列変換部を有することを特徴としたものである。

【００２５】請求項２に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調さ
れ、複素データ系列を２系列に分配し、各系列を偶数番
目の直交キャリアと奇数番目の直交キャリアに割り当て
る直並列変換手段と、直並列変換手段により偶数番目の
直交キャリアに割り当てられた系列、および、奇数番目
の直交キャリアに割り当てられた系列に対し、それぞれ
逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上の複素データ波形を出力
する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部および奇数番キャ
リア用逆ＤＦＴ処理部と、それぞれの逆ＤＦＴ処理部の
出力にて第１の周波数のキャリアを乗算する２つの第１
乗算部と、２つの第１乗算部の各出力に第２の周波数の
キャリアを乗算する第２乗算部を備えたことを特徴とす
るＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器であって、
変調信号に第２の周波数のキャリアを乗算するための第
２の乗算部と、第２の乗算部によって得られる偶数番キ
ャリアの直交変調信号と奇数番キャリアの直交変調信号
のそれぞれに第１の周波数のキャリアを乗算する２つの
第１の乗算部と、第１の乗算部の一方によって得られる
ディジタル変調された偶数番キャリアの時間軸上の複素
データをＯＦＤＭシンボルの期間の４等分した先頭部２
５％と最後部２５％の波形を排除し残りの中央部の後部
２５％の波形と同じ波形を先頭部２５％に補間し中央部
の前部２５％の波形と同じ波形を最後部２５％に補間す
る偶数番キャリア用波形処理部と、偶数番キャリア用波
形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する偶
数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、第２の乗算部の他方
によって得られるディジタル変調された奇数番キャリア
の時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの期間の４
等分した先頭部２５％と最後部２５％の波形を排除し残
りの中央部の後部２５％の波形と同じ波形をその極性を
反転して先頭部２５％に補間し中央部の前部２５％の波
形と同じ波形をその極性を反転して最後部２５％に補間
する奇数番キャリア用波形処理部と、奇数番キャリア用
波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する
奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、２つのＦＦＴ処理
部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素データ系
列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変換する
並直列変換手段を有することを特徴としたものである。

【００２６】

【作用】ＯＦＤＭ変調器において、変調された偶数番目
の直交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリアを
独立して送信しているので、ＯＦＤＭ復調器において
は、比較的マルチパス妨害の影響の大きく、急激な振幅
変化や位相変化が起こるＯＦＤＭシンボルの先頭部より
２５％及び最後部の２５％の期間を復調に用いない。

【００２７】変調された偶数番目の直交キャリアと変調
された奇数番目の直交キャリアとは、１シンボル内にお
いてそれぞれ固有の対称性を有することから、変調され
た偶数番目の直交キャリアについては、ＯＦＤＭシンボ
ルの期間の４等分した中央部５０％の後部２５％と同じ
ものを先頭部２５％に補間し、中央部５０％の前部２５
％と同じものを最後部２５％に補間して復調する。

【００２８】変調された奇数番目のキャリアについて
は、ＯＦＤＭシンボルの期間の４等分した中央部５０％
の後部２５％と同じものを極性を反転させて先頭部２５
％に補間し中央部５０％の前部２５％と同じものをその
極性を反転させて最後部２５％に補間して復調する。マ
ルチパス妨害を受けている先頭部または最後部の期間を
復調に用いないから、マルチパス妨害を低減できるとと
もに、送信側においてガードインタバルが挿入されない
から、周波数利用効率を高めることができるとともに、
各キャリアは完全な直交関係となるから、各変調された
直交キャリア相互の干渉が少なくなる。

【００２９】

【実施例】本発明のＯＦＤＭ復調器を説明する前に、こ
の復調器に用いるＯＦＤＭ変調器を説明する。図４は、
ＯＦＤＭ変調器を説明する説明図である。図中、１はマ
ッピング部、２は直並列変換部、３は偶数番キャリア用
ＩＦＦＴ部、４は奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、５，６
は並直列変換部、７，８はＤ／Ａ変換部、９，１０はＬ
ＰＦ部、１１，１２は乗算部、１３は第１の発振部、１
４は第１の移相部、１５は加算部、１６，１７はＤ／Ａ
変換部、１８，１９はＬＰＦ部、２０，２１は乗算部、
２２は加算部、２３，２４は乗算部、２５は第２の発振
部、２６は第２の移相部、２７は加算部である。

【００３０】個々の直交キャリアを変調するためのディ
ジタル変調方式としては、任意のものでよいが、この実
施例は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の直交変調方式を用い
る例を示す。原理的には、ディジタル変調方式に代えて
アナログ変調方式を用いることもできる。送信データ
は、マッピング部１に入力され、マッピングされて、複
素データが形成される。この複素データは、直並列変換
部２において、ＯＦＤＭシンボルに変換される。

【００３１】しかし、従来技術とは異なり、複素データ
は、ＯＦＤＭ偶数シンボル、ＯＦＤＭ奇数シンボルの２
つに分割されて分配される。ＯＦＤＭ偶数シンボルは、
偶数番直交キャリアの各々に割り当てられ、ＯＦＤＭ奇
数シンボルは、奇数番直交キャリアの各々に割り当てら
れる。一般に、ＯＦＤＭシンボルを構成する複素データ
の総数よりも直交キャリアの総数の方を多くするから、
複素データが割り当てられない残りの直交キャリアに対
しては、複素数０が割り当てられる。

【００３２】ＯＦＤＭ偶数シンボルは、偶数番キャリア
用ＩＦＦＴ部３に入力され、ＯＦＤＭ奇数シンボルは、
奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４に入力され、各キャリア
に割り当てられた複素数は、それぞれＯＦＤＭシンボル
単位で逆高速フーリエ変換され、時間軸上の複素データ
に変換される。偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３の出力
は、並直列変換部５に入力され、直列形式の時間軸上の
複素データであるＩ信号、Ｑ信号となる。同様に、奇数
番キャリア用ＩＦＦＴ部４の出力は、並直列変換部６に
入力され、直列形式の時間軸上の複数データであるＩ信
号、Ｑ信号となる。

【００３３】並直列変換部５の出力であるＩ信号とＱ信
号とは、それぞれＤ／Ａ変換部７，８によりアナログ波
形に変換され、ローパスフィルタであるＬＰＦ部９，１
０を介して、乗算部１１，１２に入力される。Ｉ信号の
系列は、乗算部１１において、周波数ｆ１の第１の発振
部１３の出力と乗算され、Ｑ信号の系列は、乗算部１２
において、第１の移相部１４により第１の発振部１３の
出力が−９０度移相されたものと乗算される。各乗算さ
れた出力は、加算部１５において加算され、Ｉ’信号と
なる。

【００３４】同様に、並直列変換部６の出力であるＩ信
号とＱ信号とは、それぞれＤ／Ａ変換部１６，１７によ
りアナログ波形に変換され、ローパスフィルタＬＰＦ１
８，１９を介して、乗算部２０，２１に入力される。Ｉ
信号の系列は、乗算部２０において、周波数ｆ１の第１
の発振部１３の出力と乗算され、Ｑ信号の系列は、乗算
部２１において、第１の移相部１４により第１の発振部
１３の出力が−９０度移相されたものと乗算される。各
乗算された出力は、加算部２２において加算され、Ｑ’
信号となる。

【００３５】Ｉ’信号は、乗算部２３に入力され、周波
数ｆ２の第２の発振部２５の出力と乗算され、Ｑ’信号
は、乗算部２４に入力され、第２の移相部２６により周
波数ｆ２の第２の発振部２５の出力が−９０度移相され
たものと乗算される。乗算部２３の出力と乗算部２４の
出力とは、加算部２７において加算され送信信号とな
る。なお、このＯＦＤＭ変調器においては、ガードイン
ターバルは挿入されない。

【００３６】図４に示されるＯＦＤＭ変調器の動作の一
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。シンボルマッピングについ
ては、図８で説明した従来技術の場合と同様である。送
信データが、マッピング部１に入力され、２００のシリ
アルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・
・・，Ｑ199 ）に変換され、直並列変換部２によって２
００の並列なＱＰＳＫシンボル、Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ２，
・・・，Ｑ199 からなる１つのＯＦＤＭシンボルに変換
される。

【００３７】この際、１つのＯＦＤＭシンボルは２つの
集合に分割される。ここでは、偶数番目のＱＰＳＫシン
ボルＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・・，Ｑ198 ）から
なるＯＦＤＭ偶数シンボル、奇数番目のＱＰＳＫシンボ
ルＱkO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5，・・・，Ｑ199 ）からな
るＯＦＤＭ奇数シンボルの２つにグループ分けられる。
さらにＯＦＤＭ偶数シンボルは、送信する２００のキャ
リアの偶数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数１／
Ｔｓの偶数倍のキャリア）に割り当てられ、ＯＦＤＭ奇
数シンボルを、奇数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周
波数１／Ｔｓの奇数倍のキャリア）に割り当てられる。

【００３８】図５は、ＯＦＤＭ偶数シンボルが割り当て
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３０は複数のキャリア信号、３１は中心周波数、３
２は周波数間隔、３３は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は
振幅レベルを表わす。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャ
リア信号３０は、中心周波数３１を中心としてその左右
に等間隔２／Ｔｓの周波数間隔３２で−１００／Ｔｓか
ら１００／Ｔｓまで配置されている。

【００３９】この例では、直交キャリア信号３０の数が
１００であり、各キャリア信号３０に対応してＱＰＳＫ
シンボルＱk ３３は、Ｑ０からＱ１９８までが割り当て
られる。各直交キャリアは、従来技術と同様にＱＰＳＫ
シンボルＱk によりディジタル変調されており、各直交
キャリアがディジタル変調されたときの周波数スペクト
ルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカーブとなり、隣接キ
ャリアの周波数点との中間点、および、隣接キャリアの
周波数点において０となる。

【００４０】図６は、ＯＦＤＭ奇数シンボルが割り当て
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３４は複数のキャリア信号、３５は中心周波数、３
６は周波数間隔、３７は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱk である。図面の横軸は周波数軸、縦軸
は振幅レベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。キャリア
信号７０は、中心周波数３５を中心としてその左右に±
１／Ｔｓから間隔２／Ｔｓの周波数間隔３６で−９９／
Ｔｓから９９／Ｔｓまで配置されている。

【００４１】この例では、キャリア信号３４の数が１０
０であり、各キャリア信号３４に対応してＱＰＳＫシン
ボルＱk ３７は、Ｑ１からＱ１９９までが割り当てられ
ている。各直交キャリアは、従来技術と同様に複素デー
タによりディジタル変調されており、各直交キャリアが
ディジタル変調されたときの周波数スペクトルは、いわ
ゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカーブとなり、隣接キャリアの周
波数点との中間点、および、隣接キャリアの周波数点に
おいて０となる。

【００４２】偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３のブロック
は、逆ＤＦＴ、すなわち、逆ディジタルフーリエ変換を
するものであればよいが、この一実施例では、ＩＦＦ
Ｔ、すなわち、逆高速フーリエ変換が使用される。直交
キャリア信号の総数を２００とするとき、この値以上で
２のべき乗となる２５６の値をポイント数とする逆高速
フーリエ変換が実行される。

【００４３】この一実施例では、２５６ポイント中１０
０ポイントにＯＦＤＭ偶数シンボルを割り当て、残りの
ポイントに対応するＱＰＳＫシンボルは０とし、これに
対応する直交キャリアを送信しない。なお、同期用の偶
数番目のＱＰＳＫシンボル等を加え、これにより対応す
る直交キャリアをＱＰＳＫ変調してもよい。

【００４４】ＯＦＤＭ偶数シンボルは、偶数番キャリア
用ＩＦＦＴ３において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部５によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
偶数シンボルによってＱＰＳＫ変調された偶数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素偶数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に出力される。

【００４５】例えば、ＯＦＤＭ偶数シンボルを構成する
ＱＰＳＫシンボルＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・・，
Ｑ198 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表わされ
る。ｘE （ｔ）＝Σk=-100 100 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２
πｋｔ／Ｔｓ）ただし、ｋは、−１００，−９８，−４，−２，２，
４，・・・，９８，１００である。

【００４６】ＯＦＤＭ複素偶数データのＩ信号，Ｑ信号
の各系列は、乗算部１１，１２、加算部１５からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。

【００４７】奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４のブロック
についても同様に、逆ＤＦＴをするものであればよい
が、この一実施例では、ＩＦＦＴが使用され、２５６ポ
イントの逆高速フーリエ変換が実行される。この一実施
例では、２５６ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ偶
数シンボルを割り当て、残りのポイントに対応するＱＰ
ＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャリアを
送信しない。なお、同期用の奇数番目のＱＰＳＫシンボ
ル等を加え、これにより対応する直交キャリアをＱＰＳ
Ｋ変調してもよい。

【００４８】ＯＦＤＭ奇数シンボルは、奇数番キャリア
用ＩＦＦＴ４において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部６によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
奇数シンボルによってＱＰＳＫ変調された奇数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素奇数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に発生している。

【００４９】例えば、ＯＦＤＭ奇数シンボルを構成する
ＱＰＳＫシンボルＱkO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・・・，
Ｑ199 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表され
る。ｘO （ｔ）＝Σk=-99 99 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２π
ｋｔ／Ｔｓ）ただし、ｋは、−９９，−９７，・・，−３，−１，
１，３，・・，９７，９９である。

【００５０】ＯＦＤＭ複素奇数データのＩ信号，Ｑ信号
の各系列は、乗算部２０，２１、加算部２２からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。Ｉ’信号，Ｑ’信号は、さらに、乗算部２３，２
４、加算部２７からなる変調器において、周波数ｆ２の
キャリアにて直交変調される。

【００５１】以上の一実施例においては、Ｉ’信号，
Ｑ’信号は、乗算部２３，２４、加算部２７からなる変
調器において、２段階目の直交変調が施される。しか
し、Ｉ’信号とＱ’信号とを独立して送信すれば、受信
側において、後述するような復調が可能となるものであ
るから、この２段階目の直交変調は独立して送信するた
めの一具体例にすぎない。２つの信号を独立して送信す
る方法は、多重伝送方式として種々の方式があるから、
任意の多重伝送方式を採用して、Ｉ’信号とＱ’信号と
を独立して送信することができる。ガードインターバル
は、挿入されていないので各キャリアは完全な直交関係
となっている。

【００５２】なお、各変調器は、アナログ回路を採用し
たが、ディジタル信号処理によって実現されるものでも
よい。例えば、すべての変調器をディジタル信号処理に
よって実現する場合には、Ｄ／Ａ変換部７，８，１６，
１７が省略され、ディジタル信号処理の最後にＤ／Ａ変
換されて送信信号が出力される。

【００５３】図１は、本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施
例を説明する説明図である。図中、４０，４１は乗算
部、４２は第２の発振部、４３は第２の移相部、４４，
４５は乗算部、４６は第１の発振部、４７は第１の移相
部、４８はＬＰＦ部、４９はＡ／Ｄ変換部、５０は直並
列変換部、５１はＬＰＦ部、５２はＡ／Ｄ変換部、５
３，５４は乗算部、５５はＬＰＦ部、５６はＡ／Ｄ変換
部、５７は直並列変換部、５８はＬＰＦ部、５９はＡ／
Ｄ変換部、６０は偶数番キャリア用波形処理部、６１は
偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２は並直列変換部、６３
は奇数番キャリア用波形処理部、６４は奇数番キャリア
用ＦＦＴ部、６５は逆マッピング部である。

【００５４】受信信号は、乗算部４０および乗算部４１
に入力され、乗算部４０において、周波数ｆ２の第２の
発振部４２の出力と乗算されＩ’信号となり、乗算部４
１において、第２の移相部４３により第２の発振部４２
の出力が−９０度移相されたものと乗算され、Ｑ’信号
となる。このＩ’信号およびＱ’信号は、図４で説明し
たＯＦＤＭ変調器におけるＩ’信号およびＱ’信号に対
応するものである。

【００５５】Ｉ’信号は、乗算部４４および乗算部４５
に入力され、乗算部４４において、周波数ｆ１の第１の
発振部４６の出力と乗算され、乗算部４５において、第
１の移相部４７により第１の発振部４６の出力が−９０
度移相されたものと乗算される。乗算部４４の出力は、
ローパスフィルタであるＬＰＦ部４８、Ａ／Ｄ変換部４
９を介してディジタル信号であるＩ信号となり、直並列
変換部５０に入力される。

【００５６】乗算部４５の出力は、ローパスフィルタで
あるＬＰＦ部５１、Ａ／Ｄ変換部５２を介してディジタ
ル信号であるＱ信号となり、直並列変換部５０に入力さ
れる。このＩ信号およびＱ信号は、図４で説明したＯＦ
ＤＭ複素偶数データの実数部および虚数部に対応し、直
並列変換部５０において、２５６ポイントの時間軸にお
ける並列形式の複素データに変換される。

【００５７】一方、乗算部４１の出力であるＱ’信号
は、乗算部５３，５４に入力され、乗算部５３におい
て、周波数ｆ１の第１の発振部４６の出力と乗算され、
乗算部５４において、第１の移相部４７により第１の発
振部４６の出力が−９０度移相されたものと乗算され
る。乗算部５３の出力は、ローパスフィルタであるＬＰ
Ｆ部５５、Ａ／Ｄ変換部５６を介してアナログ信号であ
るＩ信号となり、直並列変換部５７に入力される。

【００５８】乗算部５４の出力は、ローパスフィルタで
あるＬＰＦ部５８、Ａ／Ｄ変換部５９を介してアナログ
信号であるＱ信号となり、直並列変換部５７に入力され
る。このＩ信号およびＱ信号は、図１で説明したＯＦＤ
Ｍ複素奇数データの実数部および虚数部に対応する。直
並列変換部５７において、２５６ポイントの時間軸にお
ける並列形式の複素データに変換される。

【００５９】直並列変換部５０の出力である、２５６ポ
イントの時間軸における並列形式の複素データは、偶数
番キャリア用波形処理部６０に入力され、後述する波形
処理がなされた後、偶数番キャリア用ＦＦＴ処理部６０
において、２５６ポイントのＦＦＴ処理が施され周波数
軸上の複素データへ変換され、同相軸（ｉ）データと直
交軸（ｑ）データとからなる複素データの集合であるＯ
ＦＤＭ偶数シンボルとなる。

【００６０】周波数軸上に変換された複素データＱ0 ，
Ｑ2 ，・・・，Ｑ198 は、並直列変換部６２に入力され
る。一方、直並列変換部５７の出力である、２５６ポイ
ントの時間軸における並列形式の複素データは、奇数番
キャリア用波形処理部６３に入力され、後述する波形処
理がなされた後、奇数番キャリア用ＦＦＴ処理部６４に
おいて、２５６ポイントのＦＦＴ処理が施され周波数軸
上の複素データへ変換され、同相軸（ｉ）データと直交
軸（ｑ）データとからなる複素データの集合であるＯＦ
ＤＭ奇数シンボルとなる。

【００６１】周波数軸上に変換された複素データＱ1 ，
Ｑ3 ，・・・，Ｑ199 は、並直列変換部６２に入力され
る。並直列変換部６２においてＯＦＤＭ偶数シンボルと
ＯＦＤＭ奇数シンボルとが一体化されＯＦＤＭシンボル
を構成する直列形式の複素データＱk に変換され、逆マ
ッピング部６５において元の送信データと同じ受信デー
タが得られる。

【００６２】図１に示される本発明のＯＦＤＭ復調器の
動作の一例を、直交キャリアがＱＰＳＫでディジタル変
調された場合について説明する。

【００６３】図２は、ＯＦＤＭ偶数番直交キャリアの波
形を説明する説明図である。図中、７０はＱＰＳＫシン
ボルＱ９８，Ｑ１００の直交キャリアを表わす波形、７
１はＱＰＳＫシンボルＱ９６，Ｑ１０２の直交キャリア
を表わす波形、７２はＱＰＳＫシンボルＱ９４，Ｑ１０
４の直交キャリアを表わす波形、７３はＱＰＳＫシンボ
ルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリアを表わす波形である。
横軸は、時間であり１タイムスロット時間Ｔｓは、ＯＦ
ＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベルである。

【００６４】ＱＰＳＫシンボルＱ９８，Ｑ１００の直交
キャリアを表わす波形７０は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において２周期の波形であり、１タイ
ムスロットを４等分したうちの先頭部と３番目及び
２番目と最後部とで波形が同じである。同期間にお
いて、ＱＰＳＫシンボルＱ９６，Ｑ１０２の直交キャリ
アを表わす波形７１は、４周期の波形であり、ＯＦＤＭ
シンボルＱ９４，Ｑ１０４の直交キャリアを表わす波形
７２は、６周期の波形であり、ＱＰＳＫシンボルＱ０，
Ｑ１９８の直交キャリア７３を表わす波形１１２は、１
００周期の波形であり、いずれも、先頭部と３番目
及び２番目と最後部で波形が同じである。

【００６５】個々の偶数番直交キャリアがＱＰＳＫ変調
された波形は、１つのＯＦＤＭシンボル期間において、
偶数番直交キャリアに対して所定の相対位相関係をほぼ
維持するから、偶数番直交キャリアと同様に先頭部と
３番目及び２番目と最後部とで波形が同じにな
る。そして、偶数番直交キャリアの時間軸上の複素デー
タであるＩ信号とＱ信号とは、複数の偶数番直交キャリ
アが個々にＱＰＳＫ変調された時間軸波形の和であるＯ
ＦＤＭ複素偶数データの実数部と虚数部である。したが
って、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、１つのＯＦＤＭシン
ボル期間において、先頭部と３番目及び２番目と
最後部とで波形が同じになる。

【００６６】図３は、ＯＦＤＭ奇数番直交直交キャリア
の波形を説明する説明図である。図中、７４はＱＰＳＫ
シンボルＱ９９，Ｑ１１０の直交キャリアを表わす波
形、７５はＱＰＳＫシンボルＱ９７，Ｑ１０３の直交キ
ャリアを表わす波形、７６はＱＰＳＫシンボルＱ９５，
Ｑ１０５の直交キャリアを表わす波形、７７はＱＰＳＫ
シンボルＱ１，Ｑ１９９の直交キャリアを表わす波形で
ある。横軸は、時間であり１タイムスロット時間Ｔｓで
あるＯＦＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベル
である。

【００６７】ＱＰＳＫシンボルＱ９９，Ｑ１０１の直交
キャリアを表わす波形７４は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において１周期の波形であり、１タイ
ムスロットの４等分したうちの先頭部と３番目及び
２番目と最後部とで波形の位相が反転する。同期間
において、ＱＰＳＫシンボルＱ９７，Ｑ１０３の直交キ
ャリアを表わす波形７５は、３周期の波形であり、ＱＰ
ＳＫシンボルＱ９５，Ｑ１０５の直交キャリアを表わす
波形７６は、５周期の波形であり、ＱＰＳＫシンボルＱ
１，Ｑ１９９の直交キャリアを表わす波形７７は、１０
９周期の波形であり、いずれも、１タイムスロットの先
頭部と３番目及び２番目と最後部で波形の位相
が反転する。

【００６８】個々の奇数番直交キャリアがＱＰＳＫ変調
された波形についても同様に、１つのＯＦＤＭシンボル
期間において、奇数番直交キャリアに対して所定の相対
位相関係をほぼ維持するから、奇数番直交キャリアと同
様に先頭部と３番目及び２番目と最後部とで波
形の位相が反転している。そして、奇数番直交キャリア
の時間軸上の複素データであるＩ信号とＱ信号とは、複
数の奇数番直交キャリアが個々にＱＰＳＫ変調された時
間軸上の波形の和であるＯＦＤＭ複素奇数データの実数
部と虚数部である。したがって、Ｉ信号とＱ信号も、同
様に、１つのＯＦＤＭシンボル期間において、先頭部
と３番目及び２番目と最後部とで波形の位相が反
転している。

【００６９】直並列変換部５０の出力は、偶数番直交キ
ャリア用波形処理部６０に入力され、ＯＦＤＭシンボル
におけるＱＰＳＫ変調された偶数番直交キャリアの時間
軸上の複素データＩとＱの先頭部と最後部の波形を
排除して、３番目の波形と同じ波形を先頭部に補間
し２番目の波形と同じ波形を最後部に補間した波形
にされる。

【００７０】一方、直並列変換部５７の出力は、奇数番
直交キャリア用波形処理部６３に入力され、ＯＦＤＭシ
ンボルにおけるＱＰＳＫ変調された奇数番直交キャリア
の時間軸上の複素データＩとＱの先頭部と最後部の
波形を排除して、３番目の波形と同じ波形をその極性
を反転して先頭部に補間し２番目の波形と同じ波形
をその極性を反転して最後部に補間した波形にされ
る。

【００７１】偶数番直交キャリア用波形処理部６０、奇
数番直交キャリア用波形処理部６３の出力は、それぞれ
偶数番直交キャリア用ＦＦＴ部６１、奇数番直交キャリ
ア用ＦＦＴ部６４に入力され、従来技術と同様に周波数
軸上の同相軸（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとから
なる複素データの集合であるＯＦＤＭ偶数シンボルおよ
びＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。そして、これらは、並
直列変換部６２に入力され、送信時と同じ順序の直列形
式のＱＰＳＫ複素データ列Ｑk となり、逆マッピング部
６５において、元の送信データが復元される。

【００７２】なお、偶数番直交キャリア用波形処理部６
０、奇数番直交キャリア用波形処理部６４の機能をそれ
ぞれＦＦＴ部において実行してもよい。すなわち、複素
データＩとＱの先頭部と最後部の波形を排除して、
３番目の波形と同じ波形を先頭部にコピーし２番目
の波形と同じ波形を最後部にコピーしてから周波数
軸上の複素データに変換する偶数番直交キャリア用のＦ
ＦＴ処理部、複素データＩとＱの先頭部と最後部の
波形を排除して、３番目の波形と同じ波形をその極性
を反転させて先頭部にコピーし２番目の波形と同じ
波形をその極性を反転させて最後部にコピーしてから
周波数軸上の複素データに変換する奇数番直交キャリア
用のＦＦＴ処理部としてもよい。

【００７３】このようにして、比較的マルチパス妨害の
影響の大きく、また急激な振幅変化や位相変化が起こる
期間である、１つのＯＦＤＭシンボル期間の先頭より２
５％及び最後部の２５％の期間を除く残りの期間のみか
ら復調することが可能になる。

【００７４】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のＯＦＤＭ復調器によれば、マルチパス妨害を低減でき
るとともに、送信側においてガードインタバルが挿入さ
れないから、周波数利用効率を高めることができるとと
もに、各直交キャリアは完全な直交関係となるから、各
変調された直交キャリア相互の干渉が少なくなるという
効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施例を説明する
説明図である。

【図２】ＯＦＤＭ偶数番直交キャリアの波形を説明する
説明図である

【図３】ＯＦＤＭ奇数番直交キャリアの波形を説明する
説明図である。

【図４】本発明のＯＦＤＭ復調器に用いるＯＦＤＭ変調
器を説明する説明図である。

【図５】ＯＦＤＭ偶数シンボルが割り当てられる直交キ
ャリアの配置を説明する説明図である。

【図６】ＯＦＤＭ奇数シンボルが割り当てられる直交キ
ャリアの周波数軸上の配置を説明する説明図である。

【図７】従来のＯＦＤＭ変調器を説明する説明図であ
る。

【図８】ＱＰＳＫ変調方式のシンボルマッピングを説明
する説明図である。

【図９】従来の直交キャリアの周波数軸上の配置を説明
する説明図である。

【図１０】従来のガードインターバルを説明する説明図
である。

【図１１】従来のＯＦＤＭ復調器を説明する説明図であ
る。

【符号の説明】

１マッピング部２直並列
変換部３偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部４奇数番
キャリア用ＩＦＦＴ部５,６並直列変換部１３第１の
発振部１４第１の移相部２５第２
の発振部２６第２の移相部４２第２
の発振部４３第２の移相部４６第１
の発振部４７第１の移相部５０,５７直並
列変換部６０,６３波形処理部６１偶数
番キャリア用ＦＦＴ部６２並直列変換部６４奇数
番キャリア用ＦＦＴ部６５逆マッピング部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の直交キャリアが複素データ系列に
てデジタル変調され、該複素データ系列を２系列に分配
し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の直
交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並列変
換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられた
系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上
の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ
処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、前記
それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力を直交変調する２つの
並直列変調部を有することを特徴とするＯＦＤＭ変調方
式により変調された信号を復調するＯＦＤＭ復調器であ
って、偶数番キャリアの直交変調信号と奇数番キャリアの直交
変調信号とをそれぞれ直交復調するための２つの直並列
変換部と、該直並列変換部の一方によって得られるディ
ジタル復調された偶数番キャリアの時間軸上の複素デー
タをＯＦＤＭシンボルの期間を４等分した先頭部２５％
と最後部２５％の波形を排除し残り中央部の後部２５％
の波形と同じ波形を先頭部２５％に補間し中央部の前部
２５％の波形と同じ波形を最後部２５％に補間する偶数
番キャリア用波形処理部と、該偶数番キャリア用波形処
理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する偶数番
キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記直並列変換部の他方
によって得られるディジタル復調された奇数番キャリア
の時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの期間を４
等分した先頭部２５％と最後部２５％の波形を排除し残
りの中央部の後部２５％の波形と同じ波形をその極性を
反転して先頭部２５％に補間し中央部の前部２５％の波
形と同じ波形をその極性を反転して最後部２５％に補間
する奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア
用波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換す
る奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦ
Ｔ処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デ
ータ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変
換する並直列変換部を有することを特徴とするＯＦＤＭ
復調器。
【請求項２】複数の直交キャリアが複素データ系列に
てディジタル変調され、該複素データ系列を２系列に分
配し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の
直交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並列
変換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てら
れた系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸
上の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦ
Ｔ処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、前
記それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて第１の周波数の
キャリアを乗算する２つの第１乗算部と、該２つの第１
乗算部の各出力に第２の周波数のキャリアを乗算する第
２乗算部を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ変調方式に
おけるＯＦＤＭ復調器であって、変調信号に第２の周波数のキャリアを乗算するための第
２の乗算部と、該第２の乗算部によって得られる偶数番
キャリアの直交変調信号と奇数番キャリアの直交変調信
号のそれぞれに第１の周波数のキャリアを乗算する２つ
の第１の乗算部と、該第１の乗算部の一方によって得ら
れるディジタル変調された偶数番キャリアの時間軸上の
複素データをＯＦＤＭシンボルの期間の４等分した先頭
部２５％と最後部２５％の波形を排除し残りの中央部の
後部２５％の波形と同じ波形を先頭部２５％に補間し中
央部の前部２５％の波形と同じ波形を最後部２５％に補
間する偶数番キャリア用波形処理部と、該偶数番キャリ
ア用波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換
する偶数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記第２の乗
算部の他方によって得られるディジタル変調された奇数
番キャリアの時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボル
の期間の４等分した先頭部２５％と最後部２５％の波形
を排除し残りの中央部の後部２５％の波形と同じ波形を
その極性を反転して先頭部２５％に補間し中央部の前部
２５％の波形と同じ波形をその極性を反転して最後部２
５％に補間する奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数
番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上の複素デー
タに変換する奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記
２つのＦＦＴ処理部より得られる２つの並列な周波数軸
上の複素データ系列を直列形式の周波数軸上の複素デー
タ系列へ変換する並直列変換手段を有することを特徴と
するＯＦＤＭ復調器。