JP4288489B2 - イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式およびダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式およびダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式に関するものである。
背景技術
従来のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式は、第１６図に示すようになっている。すなわち、アンテナなどにより受信した高周波信号が、バンドパスフィルタ４１により必要な周波数帯域の信号が取り出された後、高周波増幅器３１により増幅され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。第１局部発振器１１においては、受信した高周波信号を中間周波信号に変換するための信号を発振し、その信号は移相器５１により位相が互いに９０度ずれた２相の信号に変換され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。ミキサ２１ａ，２１ｂにおいては、増幅された高周波信号と、移相器５１から出力される２相の信号の混合が行なわれ、それらの信号の周波数の差を周波数とする信号が２相の信号として取り出される。ミキサ２１ａ，２１ｂの出力信号は、バンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂに入力され、受信したい信号およびそのイメージ信号のみが通過し、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂが出力される。
中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂは、中間周波増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂによってそれぞれ増幅されて、中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂが生成される。中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂは、変調器５３において、第２局部発振器１３の出力である２相の局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂにより変調され、イメージ信号は除去され、所望の受信信号に対するベースバンド信号９６ａ，９６ｂが得られる。ベースバンド信号９６ａ，９６ｂは復調器６１に入力され、ディジタル信号が復調される。
イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式は低ＩＦ方式とも呼ばれ、ヘテロダイン方式の利点を持ちながら中間周波フィルタであるバンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂの実現が特に小型化の観点から容易であるといった利点を持っている。イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式においては、２相の中間周波信号である中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂをそれぞれ増幅する必要があるが、今までは、それらを別々の増幅器３２ａ，３２ｂにより増幅していた。
しかし、従来のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式では、中間周波増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂにおいて可変利得増幅器を使用する必要があるが、２相の中間周波信号を別々の増幅器３２ａ，３２ｂで増幅するので、二つの可変利得増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂの利得を精度良く一致させることが困難であった。このことが原因して、従来のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式は、高いイメージ信号除去比を実現することが困難であった。
また、従来のダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式は、第１７図に示すようになっている。すなわち、アンテナなどにより受信した高周波信号は、バンドパスフィルタ４１により必要な周波数帯域の信号が取り出された後、高周波増幅器３１により増幅され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。第１局部発振器１１においては、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換するための信号を発振し、その信号は移相器５１により位相が互いに９０度ずれた２相の信号に変換され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。ミキサ２１ａ，２１ｂにおいては、増幅された高周波信号と、移相器５１から出力される２相の信号の混合が行なわれ、ベースバンド信号が２相の信号として取り出される。ミキサ２１ａ，２１ｂの出力信号は、バンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂに入力され、受信したい帯域の信号のみが通過し、ベースバンド信号９８ａ，９８ｂが出力される。
ベースバンド信号９８ａ，９８ｂは、それぞれ増幅器３２ａ，３２ｂによって増幅されることによって２相のベースバンド出力信号９０ａ，９０ｂが生成される。ベースバンド出力信号９０ａ，９０ｂは、高速フーリエ変換演算器（以下、ＦＦＴ演算器と記す）６２においてサンプリングおよびＦＦＴ演算がなされる。ＦＦＴ演算器６２の出力信号は復調器６４に送られ、判定されたシンボルが出力データとして出力される。
ダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式は、受信装置の小型化が容易であるといった利点を持っている。ダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式においては、２相のベースバンド信号をそれぞれ増幅する必要があるが、従来は、それらが別々の増幅器３２ａ，３２ｂにより増幅されていた。
ダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式では、ベースバンド増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂにおいて可変利得増幅器を使用する必要があるが、２相のベースバンド信号を別々の増幅器３２ａ，３２ｂで増幅するので、二つの可変利得増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂの利得を精度良く一致させることがあまり容易ではなかった。直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭと記す）により変調された信号を受信する際、これらの利得の不一致はサブキャリア同士の干渉を招いてしまうので、これらの利得をある程度揃えることが必要であり、大変であった。また、これらの利得の不一致誤差がサブキャリア同士の非干渉化性能を悪化させていた。
この現象を説明する。第１７図は、従来のダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式の構成を示している。ＯＦＤＭにより変調された高周波信号は、ミキサ２１ａ，２１ｂによりベースバンド信号９８ａ，９８ｂに変換される。今、ｆｃ＋ｆ１の周波数のサブキャリアに対して変調してある信号の値をｓａ、ｆｃ−ｆ１の周波数のサブキャリアに対して変調してある信号の値をｓｂとする。ただし、ｓａおよびｓｂは複素数である。そして、ベースバンド信号９８ａ，９８ｂに含まれる周波数ｆ１成分は、適当な複素数ｐａ，ｐｂを用いて、それぞれ下記数１となる。
［数１］
Re{ｐａ*ｓａ＋ｐｂ*ｓｂ}＋ｊ* Im{ ｐａ*ｓａ−ｐｂ*ｓｂ }
Re{ｐａ*ｓａ−ｐｂ*ｓｂ}−ｊ* Im{ ｐａ*ｓａ＋ｐｂ*ｓｂ }
なお、上記数１において、ｊは純虚数を表すものとし、*は掛け算を表すもので、以下においても同様である。また、Re，Imはそれぞれ｛｝内の実部，虚部を表すものとし、以下においても同様である。
高周波信号の受信時においてフェージングが発生すると、複素数ｐａ，ｐｂの値は変化する。場合によっては、片方の値が極端に小さくなったりする。増幅器３２ａ，３２ｂのゲインをそれぞれｇａ，ｇｂ（ともに実数）とすると、ＦＦＴ演算器６２によって算出されるｆｃ＋ｆ１およびｆｃ−ｆ１の成分は、それぞれ下記数２となる。
［数２］
(ｇａ ＋ ｇｂ)*ｐａ*ｓａ ＋ (ｇａ − ｇｂ)*ｐｂ*ｓｂ，
(ｇａ − ｇｂ)*ｐａ*ｓａ ＋ (ｇａ ＋ ｇｂ)*ｐｂ*ｓｂ
したがってｇａとｇｂの値を精度よく揃えることができれば、ｆｃ＋ｆ１の周波数のサブキャリアに対して変調してある信号とｆｃ−ｆ１の周波数のサブキャリアに対して変調してある信号を干渉なく再生することができる。しかし、ｇａの値とｇｂの値にずれが存在する場合、干渉が発生し、互いの信号を精度よく分離することができなくなる。
本発明は、高いイメージ信号除去比を簡易な構成で安価に実現することができるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式を提供することを目的としている。また、本発明は、サブキャリア同士の非干渉化を容易に実現することができるダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式を提供することを他の目的としている。
発明の開示
本発明の第１の特徴は、アンテナにより受信され増幅された高周波信号に対して、局部発振された位相の異なる２相の第１局部発振器出力信号を混合して２相の中間周波数信号を形成し、２相の中間周波信号に対して二つの互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、合成信号に対して増幅を行なって中間周波増幅器出力信号を生成し、変調用直交信号によりそれぞれ中間周波増幅器出力信号を変調すると共に局部発振された位相の異なる２相の第２局部発振器出力信号を混合することによりイメージ信号が除去された所望のベースバンド信号を形成し、ベースバンド信号を復調することにある。
なお、互いにイメージ信号となる二つの周波数帯の信号を同時に受信するようにすることもできる。
また、本発明の第２の特徴は、アンテナにより受信され増幅された高周波信号に対して、局部発振された位相の異なる２相の第１局部発振器出力信号を混合して２相の中間周波数信号を形成し、２相の中間周波信号に対して二つの互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、合成信号に対して増幅を行ない中間周波増幅器出力信号を生成し、位相の異なる２相の第２局部発振器出力信号に対して変調用直交信号により変調を掛けた信号によってそれぞれ中間周波増幅器出力信号を変調することにより、イメージ信号が除去された所望のベースバンド信号を形成し、ベースバンド信号を復調することにある。
なお、互いにイメージ信号となる二つの周波数帯の信号を同時に受信するようにすることもできる。
また、本発明において、二つの互いに直交する変調用直交信号として互いに位相が９０度ずれている矩形波または正弦波を用いることができる。
さらに、本発明において、二つの互いに直交する変調用直交信号として、それぞれ{1,−1,1,−1,1,1,−1,−1}および{1,1,−1,−1,1,−1,1,−1}を系列とする２値信号を用いることもできる。
第１，第２の特徴においては、２相の中間周波信号を一つの増幅器によりそれぞれ増幅することにより、２相の間の中間周波増幅における利得の差をなくすことができ、イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式において高いイメージ信号除去比を実現することができる。二つの入力信号を一つの増幅器でそれぞれ増幅する手段としては、互いに直交する二つの信号により二つの入力信号に対して変調を掛け、その出力同士を足し合わせた信号を一つの増幅器で増幅し、増幅器の出力信号を先の互いに直交する二つの信号により変調を掛けることにより、それぞれの入力信号に対して増幅された信号を得ることができる。
また、本発明の第３の特徴は、直交周波数分割多重により変調された高周波信号を周波数が受信信号の中心周波数に等しく互いに位相が９０度ずれた２相の局部発振器出力信号によりそれぞれ変調することによって２相のベースバンド信号を形成し、２相のベースバンド信号に対して二つの互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、合成信号に対して増幅を行ない合成信号増幅器出力信号を生成し、変調用直交信号によって合成信号増幅器出力信号を変調し、変調された合成信号増幅器出力信号にフーリエ変換を掛けた結果をもとに、直交周波数分割多重に対する復調を行なうことにある。
さらに、本発明の第４の特徴は、直交周波数分割多重により変調された高周波信号を、周波数が受信信号の中心周波数に等しく互いに位相が９０度ずれた２相の局部発振器出力信号によりそれぞれ変調することにより２相のベースバンド信号を形成し、２相のベースバンド信号に対して、二つの互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、合成信号に対して増幅を行なって合成信号増幅器出力信号を生成し、合成信号増幅器出力信号に対してフーリエ変換を掛けた結果をもとに、直交周波数分割多重に対する復調を行なうことにある。
なお、二つの互いに直交する変調用直交信号として、それぞれ{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする３値信号を用いることができる。
第３，第４の特徴によれば、２相のベースバンド信号を一つの増幅器によりそれぞれ増幅することにより、２相の間のベースバンド増幅における利得の差をなくすことができ、ダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式においてサブキャリア同士の高い非干渉性能を実現することができる。二つの入力信号を一つの増幅器でそれぞれ増幅する手段としては、互いに直交する二つの信号により二つの入力信号に対して変調を掛け、その出力同士を足し合わせた信号を一つの増幅器で増幅し、増幅器の出力信号（合成出力信号）を先の互いに直交する二つの信号により変調を掛けることにより、それぞれの入力信号に対して増幅された信号を得ることができる。
また、前出の互いに直交する二つの信号の信号列を、それぞれ{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする２値信号列とすることより、受信信号のサイン成分およびコサイン成分の増幅におけるクロストークが、受信信号の位相回転として現れるため、実質的に信号受信における信号処理に対して何ら影響を及ぼさなくなる。
さらに、前出の互いに直交する二つの信号の信号列を、それぞれ{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする２値信号列の信号レートを受信するＯＦＤＭ信号の最大サブキャリア周波数の４倍以上とするので、合成出力信号はベースバンド信号を２値信号列の信号レートの１／４倍だけ周波数がシフトし、片側周波数帯域の信号として扱えるため、合成出力信号に対してフーリエ変換を掛けることによりＯＦＤＭに対する復調を行なうことができる。
発明を実施するための最良の形態
１．第１実施例
第１図は、本発明の第１実施例であるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図であり、クォドラチャ フェーズ シフト キーング（以下、ＱＰＳＫと記す）によりディジタル変調された高周波信号を受信する受信装置のうちの、高周波信号を入力してからディジタル信号を出力するまでの部分である。第２図は、第１図における変調器５３のブロック図である。中間周波数に対するイメージ信号は変調器５３における加算器７３ａ，７３ｂにおいて相殺しているので、高いイメージ信号除去比を得るためには、高周波信号から中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂまでの利得を揃える必要がある。
アンテナなどにより受信した高周波信号は、バンドパスフィルタ４１により必要な周波数帯域の信号が取り出された後、高周波増幅器３１により増幅され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。第１局部発振器１１においては、受信した高周波信号を中間周波信号に変換するための信号を発振し、その信号は移相器５１により位相が互いに９０度ずれた２相の信号に変換され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。ミキサ２１ａ，２１ｂにおいては、増幅された高周波信号と、移相器５１から出力される２相の信号の混合が行なわれ、それらの信号の周波数の差を周波数とする信号が２相の信号として取り出される。ミキサ２１ａ，２１ｂの出力信号は、バンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂに入力され、受信したい信号およびそのイメージ信号のみが通過し、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂが出力される。
直交信号発生器１２は、中間周波数よりも高い周波数の互いに直交する二つの信号である変調用直交信号９１ａ，９１ｂを出力する。中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂは、乗算器２２ａ，２２ｂにおいて、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂによって変調され、変調された二つの信号は加算器７１によって足し合わされ、中間周波増幅器である一つの増幅器３２によって増幅される。増幅器３２の出力信号は、乗算器２５ａ，２５ｂにおいて変調用直交信号９１ａ，９１ｂによって変調され、それぞれローパスフィルタ４３ａ，４３ｂを通過することによって中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂが生成される。
変調用直交信号９１ａ，９１ｂは互いに直交しているので、中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂは、それぞれ中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂに対して増幅を行なったものとなっている。また、二つの信号に対して一つの増幅器３２により増幅を行なっているので、中間周波増幅器入力信号９４ａから中間周波増幅器出力信号９５ａまでの利得と、中間周波増幅器入力信号９４ｂから中間周波増幅器出力信号９５ｂまでの利得を揃えることができる。
中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂは、変調器５３において、第２局部発振器１３の出力である２相の局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂにより変調され、イメージ信号は除去され、所望の受信信号に対するベースバンド信号９６ａ，９６ｂが得られる。中間周波増幅器入力信号９４ａから中間周波増幅器出力信号９５ａまでの利得と、中間周波増幅器入力信号９４ｂから中間周波増幅器出力信号９５ｂまでの利得が等しいので、変調器５３においてイメージ信号を高い除去率において除去することが可能となる。ベースバンド信号９６ａ，９６ｂは復調器６１に入力され、ディジタル信号が復調される。
本発明の第１実施例においては、変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして、第３図に示すような、互いに位相が９０度ずれた２相の矩形波を用いている。２値信号である矩形波を用いることにより、乗算器２２ａ，２２ｂ，２５ａ，２５ｂをアナログスイッチなどにより実現することができるので、中間周波増幅器入力信号９４ａから中間周波増幅器出力信号９５ａまでの利得と、中間周波増幅器入力信号９４ｂから中間周波増幅器出力信号９５ｂまでの利得を揃えることがより容易になる。また、直交信号発生器１２における変調用直交信号９１ａ，９１ｂの生成も容易なものとなる。
なお、第１実施例においては、ローパスフィルタ４３ａ，４３ｂを使用しているが、ローパスフィルタ４３ａ，４３ｂの代わりにバンドパスフィルタを用いてもよい。また、ローパスフィルタ４３ａ，４３ｂの代わりに、変調用直交信号９１ａ，９１ｂの１周期または整数周期に渡る平均値に比例する値を出力するものであってもよいし、その値に対してローパスまたはバンドパスのフィルタ演算した値を出力するものであってもよい。
また、第１実施例においては、乗算器２５ａ，２５ｂの出力に対してローパスフィルタ４３ａ，４３ｂを通してから信号を変調器５３に入力しているが、乗算器２５ａ，２５ｂの出力信号を直接変調器５３に入力し、変調器５３の出力信号に対してローパスフィルタにより不要な信号成分を除去するようにしてもよい。
第１実施例においては、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを得るのに、高周波信号から１回の周波数変換を行なっているが、複数回の周波数変換により高周波信号から中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを得るようにしてもよい。
さらに、第１実施例においては、変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして２相の矩形波を用いていたが、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂの周波数帯域以下の周波数成分を含まない平均値ゼロの互いに直交する信号であればよく、互いに周波数が異なる二つの信号を用いてもよい。また、信号波形は矩形でなくてもよく、正弦波であってもよい。さらに、変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして、第４図に示すものを用いてもよい。これは、{1,−1,1,−1,1,1,−1,−1}を系列とする信号と、それに対して半周期ずれた信号である{1,1,−1,−1,1,−1,1,−1}を系列とする信号である。第３図に示す変調用直交信号を用いた場合、二つの信号の相関がゼロとなる時間差は１点であるので、増幅器３２によって位相遅れなどが発生すると、信号の干渉が発生してしまう。しかし、第４図に示す変調用直交信号を用いた場合、信号の波形は複雑になるが、二つの信号の相関がゼロとなる時間差の範囲が広いため、増幅器３２によって発生する位相遅れに起因する信号の干渉は発生しにくい。
また、第１実施例においては、受信周波数が第１局部発振器１１の出力周波数と第２局部発振器１３の出力周波数の和となるように、変調器５３が構成されていたが、受信周波数が第１局部発振器１１の出力周波数と第２局部発振器１３の出力周波数の差となるように変調器５３を構成してもよい。また、イメージ信号の強度などの状況に応じて、受信周波数を第１局部発振器１１の出力周波数と第２局部発振器１３の出力周波数の和と差で切り換えるようにしてもよい。
また、第１実施例は、ＱＰＳＫによりディジタル変調された高周波信号を受信するものであったが、別の変調方式により変調された高周波信号に対する受信装置に本発明を適用してもよく、π／４シフトＱＰＳＫや周波数シフトキーング（以下、ＦＳＫと記す）によりディジタル変調された高周波信号に対する受信装置や、周波数変調（ＦＭ）などによりアナログ変調された高周波信号に対する受信装置に適用してもよい。また、直接拡散による符号分割通信の高周波信号に対する受信装置に適用してもよい。
２．第２実施例
第５図は、本発明の第２実施例であるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図であり、隣り合う三つの周波数帯の高周波信号を同時に受信するものである。受信する信号の周波数スペクトルを第６図に示す。三つの周波数帯の信号は、それぞれディジタル信号が変調されているものである。中心周波数をｆｃとする中央の周波数帯域の信号はダイレクトコンバージョン方式で受信し、両サイドの中心周波数をｆｃ＋ｆｓとする帯域の信号と中心周波数をｆｃ−ｆｓとする帯域の信号をイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式により受信する。ただし、第１局部発振器１１の発振周波数はｆｃであり、第２局部発振器１３の発振周波数はｆｓである。第７図は、第５図における変調器５４の具体例である。
受信した高周波信号は、バンドパスフィルタ４１、高周波増幅器３１を経て、ミキサ２１ａ，２１ｂにおいて、周波数ｆｃの２相の信号により変調される。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂでは、周波数１．５×ｆｓ以下の信号のみが通過するようになっているので、ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号には、受信したい三つの周波数帯域の信号のみが含まれることになる。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号は、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂにより変調され、一つの増幅器３２において増幅された後、乗算器２５ａ，２５ｂにおいて再び変調用直交信号９１ａ，９１ｂによりそれぞれ変調されることにより、ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号に対して増幅された信号がそれぞれ得られる。
乗算器２５ａ，２５ｂの出力信号において、周波数がｆｓ／２以下の信号成分は、第６図における真中の周波数帯の信号成分であるので、ローパスフィルタ４６ａ，４６ｂによって周波数がｆｓ／２以下の信号成分が取り出され、復調器６１ｃによりデジタル信号に復調される。
一方、第６図における両側の周波数帯の信号成分は、乗算器２５ａ，２５ｂの出力信号において、周波数がｆｓ／２から１．５×ｆｓの間の信号成分となっている。そこで、バンドパスフィルタ４４ａ，４４ｂにより周波数がｆｓ／２から１．５×ｆｓの間の信号成分を取りだし、変調器５４により、第６図における右側の周波数帯の信号成分をベースバンド信号９６ａ，９６ｂとして取りだし、同時に第６図における左側の周波数成分をベースバンド信号９６ｃ，９６ｄとして取り出している。
第２実施例においては、隣り合う三つの周波数帯の信号を受信していたが、隣り合う二つの周波数帯の信号を受信するものであってもよい。その際、片方の周波数帯域の信号をダイレクトコンバージョン方式で受信し、他方をイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式で受信してもよいが、第１局部発振器１１の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均とし、第２局部発振器１３の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の半分として、二つの周波数帯の双方ともイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式で受信するとよい。また、隣り合わない二つの周波数帯の信号を受信するものであってもよい。その際、第１局部発振器１１の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均、第２局部発振器１３の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の半分とし、二つの周波数帯の間の不要信号を遮断するために、第５図におけるローパスフィルタ４５ａ，４５ｂをバンドパスフィルタと置き換える。さらに、第２局部発振器１３の出力信号として、複数の周波数の出力信号を用意することにより、三つ以上の周波数帯の信号をイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式で受信してもよい。
３．第３実施例
第８図は、本発明の第３実施例であるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図であり、ＱＰＳＫによりディジタル変調された高周波信号を受信する受信装置のうちの、高周波信号を入力してからディジタル信号を出力するまでの部分である。基本的な動作は本発明の第１実施例と同じである部分が多いが、第１実施例においては一旦中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂを生成してからベースバンド信号９６ａ，９６ｂを得ているのに対し、第３実施例においては、増幅器３２の出力信号から中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂを生成せずにベースバンド信号９６ａ，９６ｂを得ているところが異なっている。以下、第３実施例について、その動作が第１実施例と相違する点を説明する。
説明のため、増幅器３２の出力信号をｘ（ｔ）、変調用直交信号９１ａ，９１ｂをそれぞれｍａ（ｔ），ｍｂ（ｔ）、局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂをそれぞれｖａ（ｔ），ｖｂ（ｔ）とする。
第１実施例において、ローパスフィルタ４３ａ，４３ｂが変調器５３の出力側に設置された場合、ベースバンド信号９６ａ，９６ｂは下記数３および数４により表わされる信号ｙａ（ｔ），ｙｂ（ｔ）に対してローパスフィルタを掛けたものとなる。
［数３］
ｙａ（ｔ）＝ｖｂ（ｔ）｛ｍａ（ｔ）ｘ（ｔ）｝＋ｖａ（ｔ）｛ｍｂ（ｔ）ｘ（ｔ）｝
［数４］
ｙｂ（ｔ）＝ｖｂ（ｔ）｛ｍｂ（ｔ）ｘ（ｔ）｝＋ｖａ（ｔ）｛ｍａ（ｔ）ｘ（ｔ）｝
数３、数４ともに、第１項および第２項に共通因子ｘ（ｔ）を持つ。また、乗算の順番は入れ替えても結果は同じであるので、下記数５、数６により定義する信号ｗａ（ｔ），ｗｂ（ｔ）を用いて、ｙａ（ｔ），ｙｂ（ｔ）を下記数７、数８のように求めることができる。
［数５］
ｗａ（ｔ）＝ｖｂ（ｔ）ｍａ（ｔ）＋ｖａ（ｔ）ｍｂ（ｔ）
［数６］
ｗｂ（ｔ）＝ｖｂ（ｔ）ｍｂ（ｔ）−ｖａ（ｔ）ｍａ（ｔ）
［数７］
ｙａ（ｔ）＝ｗａ（ｔ）ｘ（ｔ）
［数８］
ｙｂ（ｔ）＝ｗｂ（ｔ）ｘ（ｔ）
そこで、第３実施例においては、ベースバンド信号検出用変調信号９３ａ，９３ｂとしてｗａ（ｔ），ｗｂ（ｔ）を変調器５２において生成し、数７，数８の演算を乗算器２３ａ，２３ｂにおいて行なうようにしている。変調器５２は、数５，数６の演算を行なうものであるが、その具体例を第９図に示す。
変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして２相の矩形波などの２値信号を用い、局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂとして２相の矩形波を用いることにより、ベースバンド信号検出用変調信号９３ａ，９３ｂは、{−a, 0, a}（ただし、aは定数）の３値信号となるので、乗算器２３ａ，２３ｂはアナログスイッチ等で実現することができる。さらに、変調用直交信号９１ａ，９１ｂを局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂに同期させることにより、乗算器２３ａ，２３ｂおよびローパスフィルタ４３ａ，４３ｂをスイッチトキャパシタ回路により実現することができる。
なお、第３実施例においては、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを得るのに、高周波信号から１回の周波数変換を行なっているが、複数回の周波数変換により高周波信号から中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを得るようにしてもよい。
また、第３実施例においては、変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして２相の矩形波を用いていたが、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂの周波数帯域以下の周波数成分を含まない平均値ゼロの互いに直交する信号であればよく、互いに周波数が異なる二つの信号を用いてもよい。また、矩形波でなくてもよく、正弦波であってもよい。また、変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして、第４図に示す信号を用いてもよい。
さらに、第３実施例は、ＱＰＳＫによりディジタル変調された高周波信号を受信するものであったが、別の変調方式により変調された高周波信号に対する受信装置に本発明を適用してもよく、π／４シフトＱＰＳＫやＦＳＫによりディジタル変調された高周波信号に対する受信装置や、ＦＭなどによりアナログ変調された高周波信号に対する受信装置に適用してもよい。また、直接拡散による符号分割通信の高周波信号に対する受信装置に適用してもよい。
４．第４実施例
第１０図は、本発明の第４実施例であるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図であり、隣り合う三つの周波数帯の高周波信号を同時に受信するものである。受信する信号の周波数スペクトルは第６図に示すものと同じである。三つの周波数帯の信号は、それぞれディジタル信号が変調されているものである。中心周波数をｆｃとする中央の周波数帯域の信号はダイレクトコンバージョン方式で受信し、両サイドの中心周波数をｆｃ＋ｆｓとする帯域の信号と中心周波数をｆｃ−ｆｓとする帯域の信号をイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式により受信する。ただし、第１局部発振器１１の発振周波数はｆｃであり、第２局部発振器１３の発振周波数はｆｓである。第１１図は、第１０図における変調器５５の具体例である。
受信した高周波信号は、バンドパスフィルタ４１、高周波増幅器３１を経て、ミキサ２１ａ，２１ｂにおいて、周波数ｆｃの２相の信号により変調される。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂでは、周波数１．５×ｆｓ以下の信号のみが通過するようになっているので、ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号には、受信したい三つの周波数帯域の信号のみが含まれることになる。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号は、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂにより変調され、増幅器３２において増幅される。
増幅器３２の出力信号は、乗算器２３ｅ，２３ｆにおいて、再び変調用直交信号９１ａ，９１ｂにより変調されると、その出力信号の周波数がｆｓ／２以下の信号成分は、第６図における真中の周波数帯のベースバンド信号であるので、ローパスフィルタ４６ａ，４６ｂによって周波数がｆｓ／２以下の信号成分が取り出され、復調器６１ｃによりデジタル信号に復調される。
一方、第６図における右側の周波数帯の信号成分は、乗算器２３ａ，２３ｂにおいてベースバンド信号検出用変調信号９３ａ，９３ｂにより変調され、そのベースバンド信号が取り出される。その際、第６図における中央の周波数帯の信号成分が混入されているが、その信号成分の周波数はｆｓ／２以上であるので、ローパスフィルタ４３ａ，４３ｂによって周波数がｆｓ／２未満の信号成分のみが取り出され、第６図における右側の周波数帯の信号成分に対するベースバンド信号として復調器６１ａに入力され、ディジタル信号が復調される。第６図における左側の周波数帯の信号成分も同様に、乗算器２３ｃ，２３ｄにおいてベースバンド信号検出用変調信号９３ｃ，９３ｄにより変調され、ローパスフィルタ４３ｃ，４３ｄによって周波数がｆｓ／２未満の信号成分のみが取り出され、第６図における左側の周波数帯の信号成分に対するベースバンド信号として復調器６１ｂに入力され、ディジタル信号が復調される。
なお、本発明の第４実施例においては、隣り合う三つの周波数帯の信号を受信していたが、隣り合う二つの周波数帯の信号を受信するものであってもよい。その際、片方の周波数帯域の信号をダイレクトコンバージョン方式で受信し、他方をイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式で受信してもよいが、第１局部発振器１１の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均とし、第２局部発振器１３の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の半分として、二つの周波数帯の双方ともイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式で受信するとよい。また、隣り合わない二つの周波数帯の信号を受信するものであってもよい。その際、第１局部発振器１１の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均、第２局部発振器１３の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の半分とし、二つの周波数帯の間の不要信号を遮断するために、第１０図におけるローパスフィルタ４５ａ，４５ｂをバンドパスフィルタと置き換える。さらに、第２局部発振器１３の出力信号として、複数の周波数の出力信号を用意することにより、三つ以上の周波数帯の信号をイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式で受信してもよい。
５．第５実施例
第１２図は、第５実施例であるダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式の構成を示すに対するブロック図であり、ＯＦＤＭにより変調された高周波信号を受信する受信装置のうちの、高周波信号を入力してからシンボルデータを出力するまでの部分である。
アンテナなどにより受信した高周波信号は、バンドパスフィルタ４１により必要な周波数帯域の信号が取り出された後、高周波増幅器３１により増幅され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。第１局部発振器１１においては、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換するための信号を発振し、その信号は移相器５１により位相が互いに９０度ずれた２相の信号に変換され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。ミキサ２１ａ，２１ｂにおいては、増幅された高周波信号と、移相器５１から出力される２相の信号の混合が行なわれ、ベースバンド信号が２相の信号として取り出される。ミキサ２１ａ，２１ｂの出力信号は、バンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂに入力され、受信したい帯域の信号のみが通過し、ベースバンド信号９８ａ，９８ｂが出力される。
直交信号発生器１２は、サブキャリアの最高周波数よりも高い周波数の互いに直交する二つの信号である変調用直交信号９１ａ，９１ｂを出力する。この例においては、第１３図に示すような{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする３値信号を用いる。これらの信号のサンプリング周波数はＦＦＴ演算器６２におけるサンプリング周波数の２倍とする。
ベースバンド信号９８ａ，９８ｂは、乗算器２２ａ，２２ｂにおいて、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂによって変調され、変調された二つの信号は加算器７１によって足し合わされ、一つの増幅器３２によって増幅される。増幅器３２の出力信号は、乗算器２５ａ，２５ｂにおいて変調用直交信号９１ａ，９１ｂによってそれぞれ変調され、それぞれローパスフィルタ４３ａ，４３ｂを通過することによって２相のベースバンド出力信号９０ａ，９０ｂが生成される。
変調用直交信号９１ａ，９１ｂは互いに直交しているので、ベースバンド出力信号９０ａ，９０ｂは、それぞれベースバンド信号９８ａ，９８ｂに対して増幅を行なったものとなっている。また、二つの信号に対して一つの増幅器３２により増幅を行なっているので、ベースバンド信号９８ａからベースバンド出力信号９０ａまでの利得と、ベースバンド信号９８ｂからベースバンド出力信号９０ｂまでの利得を揃えることができる。
変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして、前述のように第１３図に示すような{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする３値信号を用いると、乗算器２２ａ，２２ｂはアナログスイッチにより実現することができ、ローパスフィルタ４３ａ，４３ｂはサンプルホールドまたはアナログスイッチと積分器の組み合わせにより実現することができる。
ベースバンド出力信号９０ａ，９０ｂは、ＦＦＴ演算器６２においてサンプリングおよびＦＦＴ演算がなされる。ベースバンド出力信号９０ａの値が実部、ベースバンド出力信号９０ｂの値が虚部として扱われる。このとき、ベースバンド信号９８ａからベースバンド出力信号９０ａまでの利得と、ベースバンド信号９８ｂからベースバンド出力信号９０ｂまでの利得が揃っているので、サブキャリア同士の干渉を抑制することができる。ＦＦＴ演算器６２の出力信号は復調器６４に送られ、判定されたシンボルが出力データとして出力される。
変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして、前述のように第１３図に示すような{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする３値信号を用いることに対しては、ベースバンド信号９８ａからベースバンド出力信号９０ａまでの増幅と、ベースバンド信号９８ｂからベースバンド出力信号９０ｂまでの増幅におけるクロストークの実質的な影響をなくすことができるといった利点がある。すなわち、増幅器３２の位相遅れが増幅する周波数帯において十分に小さい場合は、このようなクロストークは十分に小さいが、そうでない場合はクロストークが発生する。
ベースバンド信号９８ａからベースバンド出力信号９０ａまでの増幅率およびベースバンド信号９８ｂからベースバンド出力信号９０ｂまでの増幅率がともに等しくｇｃであるとする。ベースバンド信号９８ａからベースバンド出力信号９０ｂまでのクロストーク増幅率をｊ*ｇｄ（ｇｄは実数、クロストーク増幅率は純虚数となる）とすると、変調用直交信号９１ａ，９１ｂの性質より、ベースバンド信号９８ｂからベースバンド出力信号９０ａまでのクロストーク増幅率は−ｊ*ｇｄとなる。すると、ベースバンド出力信号９０ａ，９０ｂに含まれている周波数ｆ１成分は、それぞれ下記数９となる。
［数９］
(ｇｃ＋ｊ*ｇｄ)*Re{ｐａ*ｓａ＋ｐｂ*ｓｂ}＋ (ｊ*ｇｃ−ｇｄ)* Im{ ｐａ*ｓａ−ｐｂ*ｓｂ }
(ｇｃ＋ｊ*ｇｄ)*Re{ｐａ*ｓａ−ｐｂ*ｓｂ}− (ｊ*ｇｃ−ｇｄ)* Im{ ｐａ*ｓａ＋ｐｂ*ｓｂ }
したがって、実際にＦＦＴ演算器６２において算出される周波数ｆ１およびｆ１のスペクトルは、それぞれ下記数１０となり、本来ＦＦＴ演算器６２において算出されるべき値に対して位相が∠(ｇｃ＋ｊ*ｇｄ)だけ回転することになる。
［数１０］
(ｇｃ＋ｊ*ｇｄ)*ｐａ*ｓａ
(ｇｃ＋ｊ*ｇｄ)*ｐｂ*ｓｂ
もともと、ｐａおよびｐｂの位相角は不明であり、等価器によりその値を推定しないといけないものである。クロストークによって回転する位相角は、ｐａおよびｐｂの位相角に対してすべて足される形で影響しかつ一定の値となるので、等価器において∠ｐａ*(ｇｃ＋ｊ*ｇｄ)および∠ｐｂ*(ｇｃ＋ｊ*ｇｄ)の値を推定するようにすれば、クロストークの影響は実質的になくなる。
なお、第５実施例においては、変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして第１３図に示すような{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする３値信号を用いていたが、他の種類の直交信号を用いても良く、第３図に示すような位相が互いに４分の１周期ずれた矩形波を用いても良く、第４図に示すような波形の信号を用いても良い。
６．第６実施例
第１４図は、本発明の第６実施例であるダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式の構成を示すブロック図であり、ＯＦＤＭにより変調された高周波信号を受信する受信装置のうちの、高周波信号を入力してからシンボルデータを出力するまでの部分である。
アンテナなどにより受信した高周波信号は、バンドパスフィルタ４１により必要な周波数帯域の信号が取り出された後、高周波増幅器３１により増幅され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。第１局部発振器１１においては、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換するための信号を発振し、その信号は移相器５１により位相が互いに９０度ずれた２相の信号に変換され、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。ミキサ２１ａ，２１ｂにおいては、増幅された高周波信号と、移相器５１から出力される２相の信号の混合が行なわれ、ベースバンド信号が２相の信号として取り出される。ミキサ２１ａ，２１ｂの出力信号は、バンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂに入力され、受信したい帯域の信号のみが通過し、ベースバンド信号９８ａ，９８ｂが出力される。
ベースバンド信号９８ａ，９８ｂは、乗算器２２ａ，２２ｂにおいて、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂによって変調され、変調された二つの信号は加算器７１によって足し合わされ、一つの増幅器３２によって増幅される。
直交信号発生器１２は、サブキャリアの最高周波数よりも高い周波数の互いに直交する二つの信号である変調用直交信号９１ａ，９１ｂを出力する。この例においては、第１３図に示すような{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする３値信号を用いる。これらの信号のサンプリング周波数はＦＦＴ演算器６２におけるサンプリング周波数の２倍とする。すると、第１５図（ａ）に示すようなベースバンド信号のスペクトルに対して、ベースバンド合成信号のスペクトルは第１５図（ｂ）に示すようになる。スペクトルの対称性より、スカラー信号であるベースバンド合成信号のスペクトルからベースバンド信号のスペクトルを算出することができる。すなわち、ベースバンド合成信号をサンプリング周波数ｆｇでサンプリングしてからＦＦＴを掛けることにより、ベースバンド合成信号のスペクトルを算出し、そのデータを周波数方向にｆｇ／２だけずらすことにより、ベースバンド信号のスペクトルを得ることができる。この際に行なうＦＦＴ演算は、実数のスカラー信号に対して行なうので、複素数信号に対するＦＦＴ演算より効率良く行なうことができる。ＦＦＴ演算器６３の出力信号は復調器６４に送られ、判定されたシンボルが出力データとして出力される。
なお、第６実施例においては、変調用直交信号９１ａ，９１ｂは第１３図に示すような{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする３値信号を用いていたが、第３図に示すような互いに位相が４分の１周期ずれた矩形波の信号を用いても良いし、互いに位相が４分の１周期ずれた正弦波の信号を用いても良い。
産業上の利用可能性
本発明のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式は、２相の中間周波信号を一つの増幅器によりそれぞれ増幅することにより、高いイメージ信号除去比を実現することができる。また、本発明のダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式は、２相のベースバンド信号を一つの増幅器によりそれぞれ増幅することにより、サブキャリア同士の高い非干渉性能を実現することができる。そのため、これら両受信方式は、中間周波回路における表面波フィルタの使用を回避することができ、携帯電話などの無線装置における受信装置を小型化するのに有効である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の第１実施例であるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図である。
第２図は、第１実施例における変調器を示すブロック図である。
第３図は、変調用直交信号の第１の例と、二つの変調用直交信号の相互相関関数を示す信号波形図である。
第４図は、変調用直交信号の第２の例と、二つの変調用直交信号の相互相関関数を示す信号波形図である。
第５図は、本発明の第２実施例であるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図である。
第６図は、第２実施例における受信信号を示す信号波形図である。
第７図は、第２実施例における変調器を示すブロック図である。
第８図は、本発明の第３実施例であるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図である。
第９図は、第３実施例における変調器を示すブロック図である。
第１０図は、本発明の第４実施例であるイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図である。
第１１図は、第４実施例における変調器を示すブロック図である。
第１２図は、第５実施例であるダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式の構成を示すブロック図である。
第１３図は、第５実施例における変調用直交信号を示すグラフである。
第１４図は、第６実施例であるダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式の構成を示すブロック図である。
第１５図は、第６実施例における信号スペクトルを示す信号波形図である。
第１６図は、従来のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式の構成を示すブロック図である。
第１７図は、従来のダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式の構成を示すブロック図である。

Claims (9)

1. アンテナにより受信され増幅された高周波信号に対して、局部発振された位相の異なる２相の第１局部発振器出力信号を混合して２相の中間周波数信号を形成し、該２相の中間周波信号に対して二つの互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、該合成信号に対して増幅を行なって中間周波増幅器出力信号を生成し、前記変調用直交信号によりそれぞれ前記中間周波増幅器出力信号を変調すると共に局部発振された位相の異なる２相の第２局部発振器出力信号を混合することによりイメージ信号が除去された所望のベースバンド信号を形成し、該ベースバンド信号を復調することを特徴とするイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式。
2. 互いにイメージ信号となる二つの周波数帯の信号を同時に受信することを特徴とする請求の範囲第１項に記載のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式。
3. アンテナにより受信され増幅された高周波信号に対して、局部発振された位相の異なる２相の第１局部発振器出力信号を混合して２相の中間周波数信号を形成し、該２相の中間周波信号に対して二つの互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、該合成信号に対して増幅を行ない中間周波増幅器出力信号を生成し、位相の異なる２相の第２局部発振器出力信号に対して前記変調用直交信号により変調を掛けた信号によってそれぞれ前記中間周波増幅器出力信号を変調することにより、イメージ信号が除去された所望のベースバンド信号を形成し、該ベースバンド信号を復調することを特徴とするイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式。
4. 互いにイメージ信号となる二つの周波数帯の信号を同時に受信することを特徴とする請求の範囲第３項に記載のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式。
5. 該二つの互いに直交する変調用直交信号として互いに位相が９０度ずれている矩形波または正弦波を用いることを特徴とする請求の範囲第１項から第４項のいずれか１項に記載のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式。
6. 該二つの互いに直交する変調用直交信号として、それぞれ{1,−1,1,−1,1,1,−1,−1}および{1,1,−1,−1,1,−1,1,−1}を系列とする２値信号を用いることを特徴とする請求の範囲第１項から第４項のいずれか１項に記載のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式。
7. 直交周波数分割多重により変調された高周波信号を周波数が受信信号の中心周波数に等しく互いに位相が９０度ずれた２相の局部発振器出力信号によりそれぞれ変調することによって２相のベースバンド信号を形成し、該２相のベースバンド信号に対して二つの互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、該合成信号に対して増幅を行ない合成信号増幅器出力信号を生成し、前記変調用直交信号によって前記合成信号増幅器出力信号を変調し、変調された該合成信号増幅器出力信号にフーリエ変換を掛けた結果をもとに、直交周波数分割多重に対する復調を行なうことを特徴とするダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式。
8. 直交周波数分割多重により変調された高周波信号を、周波数が受信信号の中心周波数に等しく互いに位相が９０度ずれた２相の局部発振器出力信号によりそれぞれ変調することにより２相のベースバンド信号を形成し、該２相のベースバンド信号に対して、二つの互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、該合成信号に対して増幅を行なって合成信号増幅器出力信号を生成し、前記合成信号増幅器出力信号に対してフーリエ変換を掛けた結果をもとに、直交周波数分割多重に対する復調を行なうことを特徴とするダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式。
9. 該二つの互いに直交する変調用直交信号として、それぞれ{0,1,0,−1}および{1,0,−1,0}を系列とする３値信号を用いることを特徴とする請求の範囲第７項または第８項に記載のダイレクトコンバージョン直交周波数分割多重受信方式。

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