JP2001217800A - 2重デジタル低if複合受信機 - Google Patents
2重デジタル低if複合受信機Info
- Publication number
- JP2001217800A JP2001217800A JP2000389165A JP2000389165A JP2001217800A JP 2001217800 A JP2001217800 A JP 2001217800A JP 2000389165 A JP2000389165 A JP 2000389165A JP 2000389165 A JP2000389165 A JP 2000389165A JP 2001217800 A JP2001217800 A JP 2001217800A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- components
- information
- bandwidth
- processing
- communication receiver
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
重複なしに処理可能な通信受信機を提供する。 【解決手段】 広帯域キャリヤ(BW)を含むのに十分
広いスペクトル部分を検出し、広帯域キャリヤをIおよ
びQ成分のベースバンドに変換し、各々の成分はBW/
2の帯域幅を有し、IおよびQ成分をさらにBW/4に
等しい帯域幅の成分II,IQ,QIおよびQQを形成
するためにIおよびQ成分へとさらに変換し、サブバン
ドの各々は元の送信された情報の一部を含むことができ
る。広帯域モードでは、前記成分の各々は別個に処理さ
れて元の送信情報の各部を抽出し、かつ狭帯域モードで
は、情報を含む各成分は狭帯域の送信キャリヤ内で別個
に処理されて元の送信情報の各部を抽出する。前記成分
は次に再結合されて元の送信情報を再現する。
Description
し、かつより特定的には広帯域符号分割多元接続(Wi
de Band Code Division Mul
tiple Access:WBCDMA)のようなあ
るモードにおける広帯域信号を、かつまた、欧州セルラ
電話システムGSM(グローバル・システム・モービ
ル:Global System Mobile)が1
つの例である、時分割多元接続(TDMA)のような他
のモードに対する中帯域または狭帯域信号を受信するこ
とができる受信機に関する。
通信システム、は狭帯域または中帯域技術で動作する。
前記GSMセルラ電話システム、時分割多元接続(TD
MA)システム、はそのような中帯域システムの1つで
ある。例えば、データまたはビデオ伝送に対するより高
速の送信の要求が増大するに応じて、より広い帯域の技
術がより望ましいものになってくる。セルラ通信のため
の1つのそのような広帯域技術は広帯域符号分割多元接
続(WBCDMA)である。新しい技術が発展するに応
じて、1つより多くの通信システムで動作して1つのシ
ステムから他のものへと推移できるようにしあるいはユ
ーザが両方のシステムの組み合わされた能力および特徴
(フィーチャ:features)へとアクセスできる
ようにする通信機器を提供することが一般的になってい
る。したがって、通信受信機が狭帯域または中帯域のシ
ステムからかつまた広帯域通信システムの双方から信号
を受信できることが必要とされる。
るための今日の努力は各々のモードに対して異なる受信
機データ経路を提供することによって各々のモードに対
する受信機回路を単に2重化した受信機設計を生じる結
果となっている。一例として、ヨーロッパにおいて現在
開発されている前記広帯域CDMAシステム、万能移動
電話システム(Universal Mobile T
elephone System:UMTS)、におい
ては、チャネル帯域幅は3.84MHzであり、一方現
在の欧州セルラシステム、GSM、は200KHzの帯
域幅を有している。これらのシステムの双方はIQ変調
モードで動作し、その場合送信されるべき情報は、適切
に符号化された後、キャリヤ信号に重畳された同相およ
び直角位相変調成分において提供され複素信号または複
合信号を生成し、これはその後受信機によってデコード
されて元の符号化された情報を出現させることになる。
ドは異なるダウンコンバージョン・ミキサ、ブロッキン
グ・フィルタ、増幅器、アンチエイリアシング・フィル
タ(antialiasing filters)、お
よびアナログ−デジタル変換器を備えた2つの異なる受
信機回路を設けることによって1つの通信受信機ユニッ
ト内へと組み合わされている。前記受信機回路の各々は
従って送信された信号のIおよびQ成分を受信しかつデ
コードすることができる別個の受信機である。
でありかつ回路の多くの要素が各モードで使用可能であ
り、従って受信機において必要な回路の数を低減するこ
とにより受信機の複雑さを低減する単一の通信受信機を
提供することが有利であろう。
域幅は3.84MHzであるから、前記WBCDMA信
号の各々のIおよびQ成分は3.84MHz/2の範囲
にあることになる。これらの広い帯域幅は、送信信号の
要求されるダイナミックレンジが与えられれば、フラッ
シュ(Flash)またはパイプライン化(Pipel
ined)データコンバータのような複雑なデータコン
バータまたはデータ変換器を使用することを必要とし、
該データコンバータは、非常に高速であるためスペクト
ル拡散システムにおける送信された符号を再生するため
に符号のトラッキングを可能とするよう高いサンプリン
グレートを許容するが、GSMモードにとって特に適し
たものではなく、それはこれらのデータコンバータは高
い電力消費および限られたダイナミックレンジ(10ビ
ット)を有するのに対しGSMモードは高いダイナミッ
クレンジ(14ビット)を必要とするが低いサンプリン
グレートを許容するためである。より低い電力消費は、
もちろん、セルラ電話のような携帯用または移動通信機
器においては常に望ましいものである。前記GSMモー
ドは異なる帯域幅に対して容易にプログラム可能であ
り、より広いダイナミックレンジを有し、かつ電力消費
が少ないシグマ−デルタ(Sigma−Delta)デ
ジタル−アナログ変換器または他の変換器を使用できる
ようにする。
ある広帯域チャネルのサブバンド(sub−band
s)をデュアル低中間周波(IF)デジタル手法を使用
してII,IQ,QI,QQと称されるより狭い帯域幅
成分へと重ね合わせる(superimpose)こと
によって得ることができ、この場合各々の成分は中帯域
幅または狭帯域幅モードが選択された場合に再使用でき
る共通のデータコンバータを使用することができる。
キャリアへと符号化されかつ変調された情報を伝達する
無線信号を検出しかつ復調するためのデュアルモード通
信受信機を提供することによって達成でき、該通信受信
機は検出された帯域をサブバンドへと再分割しかつ該サ
ブバンドを該サブバンドの帯域幅と同様の帯域幅を備え
た複数の成分へと重ね合わせるための手段、各々の成分
に別個に含まれる情報の部分を処理するための手段、お
よび前記成分からの処理された情報を組み合わせて送信
された元の情報を再現するための手段を具備する。
域幅のキャリアへと符号化されかつ変調された情報を伝
達する無線信号を検出しかつ復調するためのデュアルモ
ード通信受信機を動作させる方法を提供することによっ
て達成でき、該方法は、検出された信号を検出されたサ
ブバンドへと再分割する段階、前記検出されたサブバン
ドを前記サブバンドの帯域幅と同じまたは同様の帯域幅
を備えた複数の成分へと重ね合わせる段階、各々の成分
に別個に含まれる情報の部分を処理する段階、および前
記成分からの処理された情報を組み合わせて元の送信さ
れた情報を再現する段階を具備する。
機の全体のブロック図である。入力信号Vinは前に述
べたように無線周波または中間周波チャネルへと変換さ
れるベースバンド・スペクトルを表わす複素または複合
信号であり、同相(In−phase)および直角位相
(Quadrature−phase)成分を有する入
力信号を生成するために送信機における変調器によって
加えられる情報を有し、該入力信号Vinは増幅器10
0に印加され、該増幅器100の出力は2つの直交ミキ
サまたはダウンコンバータ102,104に供給され
る。入力信号VinはBWの帯域幅を有する。入力信号
Vinは4つのサブバンドへと再分割される。
線周波信号(RF)または中間周波(IF)チャネル
を、例えば、ギルバート型ミキサ(Gilbert T
ypeof Mixer)またはチョッパ型ミキサ(C
hopper Type of Mixer)を使用し
てDCスペクトルへとダウンコンバートする。
tor)105は2つのアナログ−デジタル変換器10
6および107をドライブして直交アナログ出力(si
n(wt)およびcos(wt)、この場合w=2*P
i*BW/4)を生成し、これらは次に直交ネットワー
ク108をドライブし、該直交ネットワーク108は2
つのRFまたはIF発振器信号を伝達するためにPi/
2で分割または除算し、これらの信号は直交ミキサ10
2,104の2つの局部発振器ポートに供給するために
直交している。
バンドまたは低中間周波数における(以後、ベースバン
ドへの言及は代わりに、受信機の設計に応じて、低中間
周波を含むことがある)入力信号Vinの直交表現であ
る。
ローパス・ブロッキングフィルタ(容量)によってろ波
されかつ次にそれぞれさらに他のミキサ(乗算器)11
0,112,114および116に供給され、これらの
ミキサにおいて帯域幅BW/2のIおよびQサブバンド
成分はさらに帯域幅BW/4の4つの成分II,IQ,
QIおよびQQへと分割される。これら4つの成分は増
幅されかつ、各々BW/4に等しいかまたはそれより大
きな帯域幅を有する、ローパスフィルタ118,12
0,122および124によってさらなるブロッキング
ろ波(blocking filtering)を行な
うためにろ波される。
からベースバンドへのミキサ102および104を除き
低周波ミキサ/乗算器である。該ミキサ/乗算器11
0,112,114および116は利得を有する乗算器
DACとして実施することができ、この場合デジタル入
力ポートは供給されるcos(wt)およびsin(w
t)のデジタル表現を有しかつ前記アナログ入力ポート
はミキサ102および104のろ波された出力である。
乗算器DACのクロック周波数はこのクロックの高調波
におけるスプリアス応答を避けるために前に設けられる
ブロッキングの量に依存する。また、この乗算器DAC
は受信機における自動利得制御(AGC)信号を設定す
るために使用できる。
は中帯域または狭帯域がろ波できるようにプログラム可
能なカットオフ周波数を備えたアクティブまたは能動R
C型のフィルタに基づいている。これらのフィルタはB
W/4に等しい帯域幅を有し、これは同様のブロッキン
グ排除要求を備えたBW/2に等しい帯域幅のフィルタ
に対してそれらの設計を簡略化する。これは前記フィル
タがフィルタごとに要求されるポールの数を低減できる
ようにし、それは次により少ないグループまたは群およ
び振幅リップルを導入することになる。また、プログラ
ミングのカットオフ周波数範囲が低減される。
および124の出力は、シグマ−デルタA/D変換器と
することができる、アナログ−デジタル変換器126,
128,130および132、ならびにデシメイション
・フィルタ134,136,138および140へと供
給され後に詳細に説明する成分信号IIf,IQf,Q
IfおよびQQfを生成する。該信号はコンバイナ14
2において利得および位相修正されかつ再結合されて出
力信号Vout++およびVout−+を生成する。こ
れらの出力信号はその後復調されかつデコードされて送
信機の変調器によって前記複素または複合入力信号へと
前に符号化された情報を表わすデジタルビットストリー
ムを生成する。
8,130および132は好ましくは種々の広帯域また
は中帯域または狭帯域信号成分に対してオーバサンプリ
ング比をプログラム可能なシグマ−デルタ型のA/D変
調器である。前記成分II,IQ,QI,QQはそれら
の帯域幅が各々BW/4に低減されているから、これは
同じダイナミックレンジに対してシグマ−デルタに対す
るオーバサンプリングの要求されるオーバサンプリング
・クロック周波数を低減する。例えば、BW=3.84
MHzを有するWBCDMAモードにおいては、前記オ
ーバサンプリングクロックは26MHzの範囲において
選択されそれによって10ビットの分解能に対して26
MHz/(3.84MHz/4)=27.08の範囲に
なるようにされ、一方、GMSモードにおいては、前記
オーバサンプリングクロックは14ビットの分解能に対
してオーバサンプリング比13MHz/0.2KHz=
65に対し13MHzとなる。
8,130および132はオーバサンブリングの特定周
波数でオーバサンプルされたデジタルストリームを発生
する。これらのデジタル出力はこの種の変調器にとって
典型的であるようにシグマ−デルタ変調器の次数(or
der)および形式に応じて成形されたノイズスペクト
ルを含む。前記デジタル出力は次にデジタル的にろ波さ
れてシグマ−デルタ変調器の前記成形されたノイズを除
去し、かつ次に選択ろ波(selectivity f
iltering)を行なうためにより低いクロックレ
ートで動作するデシメイション・デジタルフィルタ13
4,136,138および140によってさらに処理す
るためにより低いクロック周波数へとデシメイトされ
る。デジタル出力IIf,IQf,QIfおよびQQf
は次にコンバイナ142におけるデジタル乗算器および
加算器によって処理されて利得および位相の不平衡の修
正を行ないかつベクトルVout++およびVout−
+で表わされる4つのデジタル出力成分を発生する。
および124、シグマ−デルタ変換器126,128,
130および132、およびデジタル・デシメイション
フィルタ134,136,138および140の帯域幅
はまたいくつかの帯域幅設定を取り扱うためにプログラ
ム可能にすることができる。
は、受信機が示されており、該受信機においては、入力
信号は4つの成分に分割される。しかしながら、入力信
号の帯域幅および前記成分の所望の帯域幅に応じて異な
る数の成分を使用できることが理解されるであろう。
る受信機における種々のポイントでの信号のスペクトル
表現を参照することにより最もよく理解することができ
る。増幅器100に印加される入力チャネルは図2にお
いてそれぞれ、以後sub0,sub1,sub2およ
びsub3と称されかつ参照数字160,162,16
4および166によって参照される4つのサブバンドへ
と再分割または細分される。図2は4つのサブバンドへ
と分割された後のVinのスペクトル表現である。前記
サブバンドの各々はBW/4の帯域幅を有する。
チャネルはRFまたはIF周波数から、ミキサ102お
よび104の出力として、2つの成分、IおよびQ、に
おいてベースバンドへとダウンコンバートされ、これら
の出力は直交位相関係にありかつ各々の成分はBW/2
(0からBW/2)のスペクトル帯域幅を有する。
バンドにおける入力チャネルの表現であるとすれば、V
inは前記4つのサブバンドに対応する4つのベクトル
の合計として表現することができ、例えば、Vin=V
in0+Vin1+Vin2+Vin3となる。図2は
またこの表現を示し、そこではVin0はsub0に対
応し、Vin1はsub1に対応し、Vin2はsub
2に対応し、そしてVin3はsub3に対応する。
要素IおよびQ成分(ラインf上)で表現されたVin
のスペクトルを示す。したがって、Vinの実数部、例
えば、I=I0+I1+I2+I3はそれぞれ図3
(b)において160I,162I,164Iおよび1
66Iとして示され、かつ虚数部はj・Q=j・Q0+
j・Q1+j・Q2+j・Q3はそれぞれ図3(a)に
おいて160Q,162Q,164Qおよび166Qと
して示されている。
166はsub0,160と混合され、sub2,16
4はsub1,162と混合され、再び前記fラインの
下にIおよびj・Qスペクトルが別個に見られる。
0,112,114および116において低IF直交信
号cos(wt)およびsin(wt)と混合され(こ
の場合、w=2・pi・BW/4または最も近い値であ
る)、すなわち前記低IFクロックはIまたはQ帯域幅
の半分である。該動作は次のようになる。
HQQは、それぞれ、前記II,IQ,QIおよびQQ
経路における、それぞれ、アナログおよびデジタルフィ
ルタ118,120,122および124、および13
4,136,138および140の伝達関数である。前
記**は時間領域のたたみ込み(convolutio
n)を意味する。
+wだけ、すなわち、+BW/4だけシフトすることと
等価である。e−j(wt)による乗算は−wだけ、す
なわち−BW/4だけスペクトルをシフトすることと等
価である。
(c)および図4(d)に示されるスペクトルになり、
これらの図はまたそれぞれ前記フィルタ118,12
0,122および124の出力を、各々図面に示され
る、II,IQ,QIおよびQQとして図式的に示す。
帯域幅BW/2のフィルタとしてかつ、それぞれ、II
f,IQf,QIfおよびQQfとしてフィルタ13
4,136,138および140の出力も帯域幅W/2
のフィルタとして示されている。上で述べたスペクトル
のシフトもまた図4に図式的に示されている。前記I
I,IQ,QIおよびQQ経路におけるフィルタの出力
の各々は前記4つのサブバンドの各々を含み、これが成
分II,IQ,QIおよびQQが図4(a)〜図4
(d)に示されるように、重ね合わされた4つのサブバ
ンドを有する理由であり、かつ従って入力信号Vin内
に元々含まれる全ての情報が元の信号を再現するために
利用または入手可能であるが、信号の処理は元の信号V
inよりも狭い帯域幅において行なわれ従って広い帯域
幅をサポートするためこの動作を行なうために通常使用
されるフラッシュまたはパイプライン化データコンバー
タではなくシグマ−デルタA/D変換器によって達成で
きる。
された)情報の再現の形式で出力を生成するため、前記
4つのサブバンドの各々の情報はコンバイナ142にお
いて再結合されて2つのベクトル成分Vout++およ
びVout−+を形成しなければならない。
If) Vout−+=(IIf+QQf)+j・(−IQf+
QIf)
5(b)に図式的に示されるように、前記Vout++
ベクトルはサブバンド0およびサブバンド1、160お
よび162、の再現に対応し、かつ前記Vout−+ベ
クトルはサブバンド2およびサブバンド3、164およ
び166、の再現に対応する。コンバイナ142による
再結合はいくつかの方法で行なわれ、例えば次のように
行なうことができる。Vout++に対してIIf−Q
Qf=I++を達成するため加算器/減算器を使用す
る。Vout++に対してIQf+QIf=Q++を達
成するため加算器/減算器を使用する。Vout−+に
対してIIf+QQf=I−+を達成するため加算器/
減算器を使用する。Vout−+に対して−IQf+Q
If=Q−+を達成するため加算器/減算器を使用す
る。
は複素乗算器を使用して形成され、加算器および乗算器
を使用して次のデジタル演算操作を行なう。すなわち、
(I++ +j・Q++)・(cos(wt)−j・s
in(wt))=I++・cos(wt)+Q++・s
in(wt)+j・(−I++・sin(wt)+Q+
+・cos(wt))
乗算器を使用して形成され、加算器および乗算器を使用
して次のデジタル演算操作を行なう。すなわち、(I−
++j・Q−+)・(cos(wt)+j・sin(w
t))=I−+・cos(wt)−Q−+・sin(w
t)+j・(I−+sin(wt)+Q−+・cos
(wt))
Qfの4つ全ては各々のサブバンドを再現するために必
要とされることに注意を要する。サブバンドを別個に復
元するために4つ全ての成分が利用できることが要求さ
れる。各々の成分(II,IQ,QIおよびQQ)は前
記BW/4の中にそれらのそれぞれのスペクトルで示さ
れるように4つのサブバンド全てに関連する情報を含ん
でいる。これが受信機が4つのサブバンド全てを並列に
処理することができるようにしかつより好ましいA/D
変換技術を使用できるようにする。このため、前記受信
機は2重デカルト(ダブル・カーテシアン:Doubl
e Cartesian)受信機と称することができ、
それは各々のサブバンドを再現するために前記4つの成
分が必要とされるからである。
スペクトル幅を有しかつこれら4つの成分をデジタル化
するために同じローパスA/D変換器を備えた同じロー
パスフィルタが必要とされることに注意を要する。
幅要求を有するIIf,QQf,QIfおよびIQfと
称される4つのベースバンド出力成分(2重デカルト)
を備えた帯域幅BWのRFまたはIF入力チャネルを有
する受信機とみることができる。元のスペクトルを再現
し戻すため、2つの再現ベクトルVout++およびV
out−+がそれぞれ−wだけかつ+wだけシフトされ
ることが必要であり、かつそれぞれe
−j(wt−phi0)およびe
+j(wt−phi0)で乗算されることが必要であ
る。
−j(wt−phi0) +Vout−+・e
+j(wt−phi0) この場合、phi0は位相の不連続を除去するよう選択
される。sin(wt)およびcos(wt)が発生さ
れる必要があるから、sin(wt)およびcos(w
t)を発生した位相発生器は単に−phi0のオフセッ
トでスタートする。
の表現で置き換えることにより次の式を得る。
hi0)+IQf・sin(wt−phi0))+2・
j・(QIf・cos(wt−phi0)+QQf・s
in(wt−phi0))
成分は次のようになる。
IQf・sin(wt−phi0)) Qr=(QIf・cos(wt−phi0)+QQf・
sin(wt−phi0))
ルVout rの実数および虚数出力を発生するためか
つまた前記4つの経路によって導入される不整合に対す
る利得および位相修正を提供するためにコンバイナ14
2の再現構成が図6に示されている。図6において実施
される再結合方程式Ir=(IIf・cos(wt−p
hi0)+IQf・sin(wt−phi0))および
Qr=(QIf・cos(wt−phi0)+QQf・
sin(wt−phi0))はまたそれらがそれらの間
で整合しない場合に前記成分の間の利得および位相修正
を使用する。
れ、IQfは利得修正項Kiqによって乗算され、QQ
fは利得修正項Kqqによって乗算され、かつQIfは
利得修正項Kqiによって乗算され、これらの乗算はそ
れぞれ乗算器170,172,174および176によ
って行なわれる。前記利得修正項は修正された各項が等
しい振幅になるよう選択される。
Qfの間で位相を修正することが必要とされる。例え
ば、IIfをcos(wt−phi0)により、乗算す
るよりはむしろ、それは乗算器178においてcos
(wt−phi0+PhiIQ)によって乗算され、こ
の場合PhiIQはIIfおよびIQfの間の位相の不
整合を補償するためにIQfに対してIIfの位相をシ
フトするために使用される位相値である。同様に、前記
項PhiQIは乗算器180において適用されるQIf
およびQQfの間の位相不整合を補償するための位相修
正である。
位相整合されると、かつQIfおよびQQfが利得およ
び位相整合されると、(IIf,IQf)、加算器18
2の出力、および(QQf,QIf)、加算器184の
出力、は位相が整合されなければならない。これは加算
器182の出力に加算器184の出力である項Kriを
加算することによって行なわれる。これは単に次の式で
説明できる。
cos(PhiIR)+sin(wt)・sin(Ph
iIR)
ために、虚数部sin(wt)(加算器184の出力)
がとられかつKri=sin(PhiIR)によって乗
算され、そして加算器182の出力cos(wt)・c
os(PhiIR)に加えられることを意味する。co
s(PhiIR)による乗算の演算は加算器182の前
にKii′=Kii・cos(PhrIR)およびKi
q′=Kiq・cos(PhiIR)の変更によって達
成でき乗算器を節約する。
cos(wt−phi0+PhiIQ)+Kiq・co
s(PhiIR)・IQf・sin(wt−phi0)
+Qr・Kri、およびQr=Kqq・QQf・sin
(wt−phi0−PhiQI)+Kqi・QIf・c
os(wt−phi0)
(これらの双方は本説明の目的で狭帯域と称することが
でき、その理由はそれらが前に述べた広帯域に対して狭
いからである)を有する場合、すなわちBWよりはむし
ろBW/2のような場合(例えば、GSMセルラ電話信
号)、前記受信機の成分の枝路の内の2つはオフに切り
替えることができ、一方他の2つの枝路はオンに留める
ことができ、デジタル局部発振器が0に設定されまたは
利得制御(AGC)を設定するために使用される。(す
なわち、cos(wt)=1またはcos(wt)=A
GCおよびsin(wt)=0である。)これは次に単
一デカルト受信機として機能する。
ードで示されている。図6に示されるように、図7の受
信機への入力は図1のものと同様に操作され、すなわ
ち、局部発振器105、および局部発振器直交発生器1
08は前に述べたのと同じ信号を生成し、これは入力チ
ャネルをベースバンドへと低減しかつスペクトルをその
IおよびQ直交成分へと分割するよう作用するミキサ1
02および104と同様である。しかしながら、図6の
受信機においては、IQおよびQQ経路はそこへの入力
信号を0によって乗算することによりディスエーブルさ
れる。これは2つの経路のみがアクティブに留まること
ができるようにし、前記複合の、しかしながら、狭い、
またはより狭い、帯域の入力信号のIおよびQ成分の各
々に対して1つの経路を許容する。
れぞれアナログのローパスフィルタ118および122
において入力チャネルをろ波し、A/D変換器126お
よび130(これはシグマ−デルタ変換器とすることが
できる)においてアナログ−デジタル変換を行ない、か
つフィルタ134および138においてデジタルろ波を
提供し、出力信号IoutおよびQoutを生成し、こ
れらは次に送信機によって符号化された元の符号化情報
を引き出すために使用される。
および狭帯域の信号の双方が同じ受信機構成要素によっ
て処理できかつ構成要素およびデータ経路の重複が避け
られる。
においては、受信機は入力信号が4つの場合(または、
中帯域または狭帯域信号の場合2つの成分)へと分割さ
れるものとして説明されているが、入力信号の帯域幅お
よび構成成分の所望の帯域幅に応じて異なる数の構成成
分を使用できることが理解されるであろう。
ロック図である。
である。
(a)および実数部(b)に分離して示す説明図であ
る。
QQの、サブバンドの各々をsin(wt)またはco
s(wt)と混合しかつ前記成分の各々をろ波した後
の、スペクトル表現を示す説明図である。
するVout++ベクトル、およびサブバンド2および
サブバンド3の再現に対応するVout−+ベクトルを
図式的に示す説明図である。
略的ブロック回路図である。
信機の構成を示す本発明に係わる通信受信機の全体的な
ブロック図である。
ィルタ 142 コンバイナ
Claims (19)
- 【請求項1】 送信のために広帯域幅または狭帯域幅の
キャリヤへと符号化されかつ変調された情報を伝達する
無線信号を検出しかつ復調するための2重モード通信受
信機であって、 前記検出された帯域をサブバンドへと再分割するための
手段、 前記サブバンドを前記サブバンドの帯域幅と同様の帯域
幅を備えた複数の成分へと重ねるための手段、 各々の成分に含まれる情報の部分を別個に処理するため
の手段、および前記成分からの処理された情報を組み合
わせて送信された元の情報を再現するための手段、 を具備することを特徴とする2重モード通信受信機。 - 【請求項2】 前記検出された帯域をサブバンドへと分
割するための手段は、前記無線信号を単一の局部発振器
出力によって混合して前記無線信号を前記処理が行なわ
れる周波数へとダウンコンバートし、かつその後該ダウ
ンコンバートされた信号を独立したかつ同時的な処理の
ために前記サブバンドに等しい帯域幅を有する成分へと
分割することを特徴とする請求項1に記載の通信受信
機。 - 【請求項3】 前記検出された帯域をサブバンドへと分
割するための手段は前記無線信号を単一の局部発振器出
力により混合して前記無線信号を中間周波数へとダウン
コンバートしかつその後該ダウンコンバートされた信号
を独立したかつ同時的な処理のために前記サブバンドに
等しい帯域幅を備えた成分へと分割することを特徴とす
る請求項1に記載の通信受信機。 - 【請求項4】 前記検出された帯域を前記サブバンドの
帯域幅に等しい帯域幅を備えた成分へと分割するための
手段は前記ダウンコンバートされた信号を局部的に発生
された信号と混合して前記成分を生成することを特徴と
する請求項2に記載の通信受信機。 - 【請求項5】 前記局部的に発生された信号との混合は
乗算器DACを使用しデジタル入力が低周波デジタル局
部発振器信号によって駆動されることを特徴とする請求
項4に記載の通信受信機。 - 【請求項6】 前記乗算器DACは自動利得調整のため
の利得制御を提供することを特徴とする請求項5に記載
の通信受信機。 - 【請求項7】 前記サブバンドに等しい帯域幅を備えた
前記成分の各々に含まれる情報の部分を処理するための
手段はアナログ−デジタル変換器を具備することを特徴
とする請求項4に記載の通信受信機。 - 【請求項8】 前記アナログ−デジタル変換器は広帯域
または狭帯域変換のためのプログラム可能なオーバサン
プリング比を備えたシグマ−デルタA/D変換器である
ことを特徴とする請求項7に記載の通信受信機。 - 【請求項9】 送信のために広帯域幅または狭帯域幅の
キャリヤへと符号化されかつ変調された情報を伝達する
無線信号を検出しかつ復調するための2重モード通信受
信機の動作方法であって、 検出された帯域幅を複数のサブバンドへと再分割する段
階、 各々のサブバンドに含まれる情報の部分を別個に処理す
る段階、そして前記サブバンドからの処理された情報を
組み合わせて送信された元の情報を再現する段階、 を具備することを特徴とする2重モード通信受信機の動
作方法。 - 【請求項10】 前記検出された帯域をサブバンドへと
分割する段階は、前記無線信号を単一の局部発振器出力
によって混合して前記無線信号を前記処理が行なわれる
周波数へとダウンコンバートし、かつその後該ダウンコ
ンバートされた信号を独立したかつ同時的な処理のため
に前記サブバンドに等しい帯域幅を有する成分へと分割
することを特徴とする請求項9に記載の方法。 - 【請求項11】 前記検出された帯域をサブバンドへと
分割する段階は前記無線信号を単一の局部発振器出力に
より混合して前記無線信号を中間周波数へとダウンコン
バートしかつその後該ダウンコンバートされた信号を独
立したかつ同時的な処理のために前記サブバンドに等し
い帯域幅を備えた成分へと分割することを特徴とする請
求項9に記載の方法。 - 【請求項12】 前記検出された帯域を前記サブバンド
に等しい帯域幅を備えた成分へと分割する段階は前記ダ
ウンコンバートされた信号を局部的に発生された信号と
混合して前記成分を生成することを特徴とする請求項1
0に記載の方法。 - 【請求項13】 前記サブバンドに等しい帯域幅を備え
た前記成分の各々に含まれる情報の部分を処理する段階
はアナログ−デジタル変換器によって行なわれることを
特徴とする請求項12に記載の方法。 - 【請求項14】 前記アナログ−デジタル変換器は広帯
域または狭帯域変換のためのプログラム可能なオーバサ
ンプリング比を備えたシグマ−デルタA/D変換器であ
ることを特徴とする請求項13に記載の方法。 - 【請求項15】 同相−直角位相(IQ)変調を有する
広帯域キャリヤまたは狭帯域キャリヤによって送信され
る情報を受信しかつ処理するよう構成された通信受信機
であって、 前記広帯域キャリヤ(BW)を包含するのに十分広いス
ペクトルの部分を検出するための手段、 前記広帯域キャリヤをIおよびQ成分におけるベースバ
ンドへと変換するための手段であって、各々の成分はB
W/2の帯域幅を有するもの、 前記IおよびQ成分をさらに他のIおよびQ成分に変換
して成分II,IQ,QIおよびQQを形成するための
手段であって、該成分の各々はBW/4の帯域幅を有し
かつ前記元の送信情報の部分を含むことができるもの、 広帯域モードにおいて、前記元の送信情報の部分を抽出
するために前記成分の各々を別個に処理するための手
段、 狭帯域モードにおいて、前記元の送信情報の部分を抽出
するために前記狭帯域送信キャリヤ内の情報を含む成分
の各々を別個に処理するための手段、および前記抽出さ
れた情報を再結合して元の送信された情報を再現するた
めの手段、 を具備することを特徴とする通信受信機。 - 【請求項16】 同相−直角位相(IQ)変調を有する
広帯域キャリヤまたは狭帯域キャリヤによって送信され
る情報を受信しかつ処理する方法であって、 前記広帯域キャリヤ(BW)を包含するのに十分広いス
ペクトルの部分を検出する段階、 前記広帯域キャリヤをIおよびQ成分におけるベースバ
ンドに変換する段階であって、各々の成分はBW/2の
帯域幅を有する前記段階、 前記IおよびQ成分をさらに他のIおよびQ成分に変換
して成分II,IQ,QIおよびQQを形成する段階で
あって、該成分の各々はBW/4の帯域幅を有しかつ元
の送信された情報の一部を含むことができる前記段階、 広帯域モードにおいて、前記成分の各々を別個に処理し
て元の送信された情報の部分を抽出する段階、 狭帯域モードにおいて、前記狭帯域送信キャリヤ内の情
報を含む成分の各々を別個に処理して元の送信された情
報の部分を抽出する段階、および前記抽出された情報を
再結合して元の送信された情報を再現する段階、 を具備することを特徴とする情報を受信しかつ処理する
方法。 - 【請求項17】 2つの成分の前記経路は狭帯域モード
ではディスエーブルされることを特徴とする請求項16
に記載の方法。 - 【請求項18】 前記再結合の処理の間にデジタル局部
発振器による複合ミキシングと組み合わせて前記4つの
成分に対するデジタル利得および位相修正が行なわれる
ことを特徴とする請求項16に記載の方法。 - 【請求項19】 前記再結合の処理の間にデジタル局部
発振器を位相シフトすることにより位相の不連続性が除
去されることを特徴とする請求項19に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP99403266.2 | 1999-12-23 | ||
EP19990403266 EP1111803B1 (en) | 1999-12-23 | 1999-12-23 | Dual mode with a single receiver circuit |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001217800A true JP2001217800A (ja) | 2001-08-10 |
JP2001217800A5 JP2001217800A5 (ja) | 2008-02-07 |
JP4355443B2 JP4355443B2 (ja) | 2009-11-04 |
Family
ID=8242232
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000389165A Expired - Fee Related JP4355443B2 (ja) | 1999-12-23 | 2000-12-21 | 2重デジタル低if複合受信機 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6931241B2 (ja) |
EP (1) | EP1111803B1 (ja) |
JP (1) | JP4355443B2 (ja) |
KR (1) | KR100736057B1 (ja) |
DE (1) | DE69921495T2 (ja) |
Families Citing this family (25)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7099688B2 (en) * | 2001-12-07 | 2006-08-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Combined Low-IF/direct down conversion baseband architecture for 3G GSM/WCDMA receivers |
US6819910B2 (en) * | 2002-03-08 | 2004-11-16 | Broadcom Corp. | Radio employing a self calibrating transmitter with reuse of receiver circuitry |
US7310386B2 (en) * | 2002-04-25 | 2007-12-18 | Broadcom Corporation | Radio receiver utilizing a single analog to digital converter |
FR2843249A1 (fr) * | 2002-07-31 | 2004-02-06 | Koninkl Philips Electronics Nv | Recepteur comportant des moyens de reception multiples en parallele. |
TW566011B (en) * | 2002-09-23 | 2003-12-11 | Ind Tech Res Inst | Dual mode receiving method and device |
US7003263B2 (en) * | 2003-05-12 | 2006-02-21 | Lucent Technologies Inc. | Telecommunications receiver and a transmitter |
US7233778B2 (en) * | 2003-05-27 | 2007-06-19 | Broadcom Corporation | Apparatus and method for converting a signal from a first analog format to a second analog format |
DE10360470B4 (de) * | 2003-12-22 | 2010-11-18 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Demodulieren eines Empfangssignals |
KR100622646B1 (ko) * | 2004-05-12 | 2006-09-14 | 전자부품연구원 | 2.3 - 2.4 GHz 무선 통신을 위한 다중표준 송수신기구조 |
CA2590456C (en) * | 2004-12-10 | 2014-10-07 | Maxlinear Inc. | Harmonic reject receiver architecture and mixer |
KR100618347B1 (ko) | 2005-02-01 | 2006-08-31 | 삼성전자주식회사 | 생성하는 4개의 쿼드러쳐신호 모두에 대해 위상조정이가능한 쿼드러쳐신호 생성장치 |
US7142144B1 (en) * | 2005-05-19 | 2006-11-28 | Ami Semiconductor, Inc. | Low power sigma delta modulator |
JP2009502094A (ja) * | 2005-07-20 | 2009-01-22 | ナショナル ユニバーシティ オブ シンガポール | 共振器における反共振の相殺 |
US8059758B2 (en) * | 2006-02-10 | 2011-11-15 | Qualcomm, Incorporated | Conversion of multiple analog signals in an analog to digital converter |
FR2900006B1 (fr) * | 2006-04-13 | 2013-09-20 | St Microelectronics Sa | Recepteur de signal radio, du type a frequence intermediaire |
US8099072B2 (en) * | 2006-11-21 | 2012-01-17 | Qualcomm Incorporated | Frequency changer circuits |
KR100897158B1 (ko) * | 2007-12-03 | 2009-05-14 | 한국전자통신연구원 | 다중 채널 튜닝 수신 장치 및 그 다중 채널 튜닝 방법 |
DE102008003669B4 (de) * | 2008-01-09 | 2010-10-21 | Eads Deutschland Gmbh | Verfahren zum Empfang eines breitbandigen elektromagnetischen Signals |
US8085088B2 (en) * | 2009-03-04 | 2011-12-27 | National Semiconductor Corporation | Quadrature signal demodulator circuitry suitable for doppler ultrasound |
US8514919B2 (en) | 2009-08-26 | 2013-08-20 | Bae Systems National Security Solutions Inc. | Synthetic instrument unit |
EP2434640B1 (en) * | 2010-09-24 | 2012-12-05 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) | Correction of imbalances in a complex intermediate frequency mixer |
EP2434641B1 (en) | 2010-09-24 | 2012-12-05 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) | Complex intermediate frequency mixer stage and calibration thereof |
WO2019031447A1 (ja) * | 2017-08-08 | 2019-02-14 | 日本電信電話株式会社 | 光送信機、光受信機及び通信システム |
CN108897019A (zh) * | 2018-04-27 | 2018-11-27 | 武汉大学 | 一种双模双通道的gps/北斗二代导航射频接收系统 |
US11456898B2 (en) * | 2020-01-21 | 2022-09-27 | Maxim Integrated Products, Inc. | Low-power complex analog LMS adaptation systems and methods |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5053983A (en) * | 1971-04-19 | 1991-10-01 | Hyatt Gilbert P | Filter system having an adaptive control for updating filter samples |
US5815525A (en) * | 1991-05-13 | 1998-09-29 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
US5668837A (en) * | 1993-10-14 | 1997-09-16 | Ericsson Inc. | Dual-mode radio receiver for receiving narrowband and wideband signals |
US5642358A (en) * | 1994-04-08 | 1997-06-24 | Ericsson Inc. | Multiple beamwidth phased array |
US5745846A (en) * | 1995-08-07 | 1998-04-28 | Lucent Technologies, Inc. | Channelized apparatus for equalizing carrier powers of multicarrier signal |
FR2742946B1 (fr) * | 1995-12-22 | 1998-01-16 | Alcatel Mobile Comm France | Terminal de radiocommunication multimode |
FI108486B (fi) * | 1997-01-31 | 2002-01-31 | Nokia Corp | Menetelmõ ja piirijõrjestely vastaanotettujen signaalien kõsittelemiseksi tiedonsiirtojõrjestelmõssõ |
US5974305A (en) * | 1997-05-15 | 1999-10-26 | Nokia Mobile Phones Limited | Dual band architectures for mobile stations |
US6157329A (en) * | 1997-09-15 | 2000-12-05 | Massachusetts Institute Of Technology | Bandpass sigma-delta modulator employing high-Q resonator for narrowband noise suppression |
JPH11234150A (ja) * | 1998-02-09 | 1999-08-27 | Toshiba Corp | デジタル復調装置 |
US6337885B1 (en) * | 1998-02-13 | 2002-01-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio receiver that digitizes a received signal at a plurality of digitization frequencies |
US6028850A (en) * | 1998-07-10 | 2000-02-22 | Hyundai Electronics America, Inc. | Wireless transceiver and frequency plan |
US6330290B1 (en) * | 1998-09-25 | 2001-12-11 | Lucent Technologies, Inc. | Digital I/Q imbalance compensation |
US6160859A (en) * | 1998-10-19 | 2000-12-12 | Motorola, Inc. | Integrated multi-mode bandpass sigma-delta receiver subsystem with interference mitigation and method of using the same |
US6675024B1 (en) * | 1999-09-30 | 2004-01-06 | Skyworks Solutions, Inc. | System and method for receiving analog and digital signals |
-
1999
- 1999-12-23 DE DE69921495T patent/DE69921495T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-12-23 EP EP19990403266 patent/EP1111803B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-12-21 US US09/746,692 patent/US6931241B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-12-21 JP JP2000389165A patent/JP4355443B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-22 KR KR1020000080523A patent/KR100736057B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6931241B2 (en) | 2005-08-16 |
DE69921495D1 (de) | 2004-12-02 |
JP4355443B2 (ja) | 2009-11-04 |
US20010014594A1 (en) | 2001-08-16 |
EP1111803A1 (en) | 2001-06-27 |
KR100736057B1 (ko) | 2007-07-06 |
KR20010062641A (ko) | 2001-07-07 |
EP1111803B1 (en) | 2004-10-27 |
DE69921495T2 (de) | 2005-02-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4355443B2 (ja) | 2重デジタル低if複合受信機 | |
US7769359B2 (en) | Adaptive wireless receiver | |
US4736390A (en) | Zero IF radio receiver apparatus | |
JP4152944B2 (ja) | ダイレクトコンバージョンマルチキャリアプロセッサのためのシステムおよび方法 | |
KR100954705B1 (ko) | 직접 컨버젼 수신기 | |
US6782038B1 (en) | Method and apparatus for radio communications | |
KR100809258B1 (ko) | 무선 수신기 및 집적회로 | |
EP0074858A2 (en) | Radio receiver | |
US7593491B1 (en) | Quadrature single-mixer multi-mode radio frequency receiver | |
US20070140382A1 (en) | Bandpass sampling receiver and the sampling method | |
EP1559255A1 (en) | Quadrature mismatch compensation | |
JPH05129984A (ja) | 無線通信装置 | |
JP3432156B2 (ja) | 変調された単側波帯信号を生成する方法および装置 | |
JP2007513562A (ja) | バンドパスサンプリング受信器及びサンプリング方法 | |
JP2001230695A (ja) | 無線機及びそれに使用する周波数変換方法 | |
US20110230153A1 (en) | Providing Channel Filtering In An Automatic Frequency Control Path | |
WO1995017785A1 (en) | Direct conversion cdma receiver | |
US6995595B2 (en) | Direct conversion receiver having a DC offset eliminating function | |
US20080292023A1 (en) | Direct sampling type wireless receiver and method using the same | |
JP3993573B2 (ja) | 複数の無線システムに対応可能な無線通信装置 | |
JP4214635B2 (ja) | ディジタル無線装置 | |
US7558189B2 (en) | Image signal cancel-type heterodyne reception method and direct conversion orthogonal frequency division multiplexing reception method | |
KR100790858B1 (ko) | 시공유 i 채널 및 q 채널을 가진 직접변환 수신기 및수신방법 | |
JP3409136B2 (ja) | ディジタル放送用直交変調装置 | |
JPH09181781A (ja) | 無線機 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20041217 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071217 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20071217 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20071217 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20081114 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090714 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090803 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120807 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130807 Year of fee payment: 4 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |