JP2001217800A - ２重デジタル低ｉｆ複合受信機 - Google Patents
２重デジタル低ｉｆ複合受信機Info
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
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- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 広帯域および狭帯域双方の信号を構成要素の
重複なしに処理可能な通信受信機を提供する。 【解決手段】 広帯域キャリヤ（ＢＷ）を含むのに十分
広いスペクトル部分を検出し、広帯域キャリヤをＩおよ
びＱ成分のベースバンドに変換し、各々の成分はＢＷ／
２の帯域幅を有し、ＩおよびＱ成分をさらにＢＷ／４に
等しい帯域幅の成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱを形成
するためにＩおよびＱ成分へとさらに変換し、サブバン
ドの各々は元の送信された情報の一部を含むことができ
る。広帯域モードでは、前記成分の各々は別個に処理さ
れて元の送信情報の各部を抽出し、かつ狭帯域モードで
は、情報を含む各成分は狭帯域の送信キャリヤ内で別個
に処理されて元の送信情報の各部を抽出する。前記成分
は次に再結合されて元の送信情報を再現する。
重複なしに処理可能な通信受信機を提供する。 【解決手段】 広帯域キャリヤ（ＢＷ）を含むのに十分
広いスペクトル部分を検出し、広帯域キャリヤをＩおよ
びＱ成分のベースバンドに変換し、各々の成分はＢＷ／
２の帯域幅を有し、ＩおよびＱ成分をさらにＢＷ／４に
等しい帯域幅の成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱを形成
するためにＩおよびＱ成分へとさらに変換し、サブバン
ドの各々は元の送信された情報の一部を含むことができ
る。広帯域モードでは、前記成分の各々は別個に処理さ
れて元の送信情報の各部を抽出し、かつ狭帯域モードで
は、情報を含む各成分は狭帯域の送信キャリヤ内で別個
に処理されて元の送信情報の各部を抽出する。前記成分
は次に再結合されて元の送信情報を再現する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は通信受信機に関
し、かつより特定的には広帯域符号分割多元接続（Ｗｉ
ｄｅ Ｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＷＢＣＤＭＡ）のようなあ
るモードにおける広帯域信号を、かつまた、欧州セルラ
電話システムＧＳＭ（グローバル・システム・モービ
ル：Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｍｏｂｉｌｅ）が１
つの例である、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）のような他
のモードに対する中帯域または狭帯域信号を受信するこ
とができる受信機に関する。
し、かつより特定的には広帯域符号分割多元接続（Ｗｉ
ｄｅ Ｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＷＢＣＤＭＡ）のようなあ
るモードにおける広帯域信号を、かつまた、欧州セルラ
電話システムＧＳＭ（グローバル・システム・モービ
ル：Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｍｏｂｉｌｅ）が１
つの例である、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）のような他
のモードに対する中帯域または狭帯域信号を受信するこ
とができる受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】今日の通信システム、例えばセルラ電話
通信システム、は狭帯域または中帯域技術で動作する。
前記ＧＳＭセルラ電話システム、時分割多元接続（ＴＤ
ＭＡ）システム、はそのような中帯域システムの１つで
ある。例えば、データまたはビデオ伝送に対するより高
速の送信の要求が増大するに応じて、より広い帯域の技
術がより望ましいものになってくる。セルラ通信のため
の１つのそのような広帯域技術は広帯域符号分割多元接
続（ＷＢＣＤＭＡ）である。新しい技術が発展するに応
じて、１つより多くの通信システムで動作して１つのシ
ステムから他のものへと推移できるようにしあるいはユ
ーザが両方のシステムの組み合わされた能力および特徴
（フィーチャ：ｆｅａｔｕｒｅｓ）へとアクセスできる
ようにする通信機器を提供することが一般的になってい
る。したがって、通信受信機が狭帯域または中帯域のシ
ステムからかつまた広帯域通信システムの双方から信号
を受信できることが必要とされる。
通信システム、は狭帯域または中帯域技術で動作する。
前記ＧＳＭセルラ電話システム、時分割多元接続（ＴＤ
ＭＡ）システム、はそのような中帯域システムの１つで
ある。例えば、データまたはビデオ伝送に対するより高
速の送信の要求が増大するに応じて、より広い帯域の技
術がより望ましいものになってくる。セルラ通信のため
の１つのそのような広帯域技術は広帯域符号分割多元接
続（ＷＢＣＤＭＡ）である。新しい技術が発展するに応
じて、１つより多くの通信システムで動作して１つのシ
ステムから他のものへと推移できるようにしあるいはユ
ーザが両方のシステムの組み合わされた能力および特徴
（フィーチャ：ｆｅａｔｕｒｅｓ）へとアクセスできる
ようにする通信機器を提供することが一般的になってい
る。したがって、通信受信機が狭帯域または中帯域のシ
ステムからかつまた広帯域通信システムの双方から信号
を受信できることが必要とされる。
【０００３】単一の広帯域および中帯域受信機を提供す
るための今日の努力は各々のモードに対して異なる受信
機データ経路を提供することによって各々のモードに対
する受信機回路を単に２重化した受信機設計を生じる結
果となっている。一例として、ヨーロッパにおいて現在
開発されている前記広帯域ＣＤＭＡシステム、万能移動
電話システム（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔ
ｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ：ＵＭＴＳ）、におい
ては、チャネル帯域幅は３．８４ＭＨｚであり、一方現
在の欧州セルラシステム、ＧＳＭ、は２００ＫＨｚの帯
域幅を有している。これらのシステムの双方はＩＱ変調
モードで動作し、その場合送信されるべき情報は、適切
に符号化された後、キャリヤ信号に重畳された同相およ
び直角位相変調成分において提供され複素信号または複
合信号を生成し、これはその後受信機によってデコード
されて元の符号化された情報を出現させることになる。
るための今日の努力は各々のモードに対して異なる受信
機データ経路を提供することによって各々のモードに対
する受信機回路を単に２重化した受信機設計を生じる結
果となっている。一例として、ヨーロッパにおいて現在
開発されている前記広帯域ＣＤＭＡシステム、万能移動
電話システム（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔ
ｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ：ＵＭＴＳ）、におい
ては、チャネル帯域幅は３．８４ＭＨｚであり、一方現
在の欧州セルラシステム、ＧＳＭ、は２００ＫＨｚの帯
域幅を有している。これらのシステムの双方はＩＱ変調
モードで動作し、その場合送信されるべき情報は、適切
に符号化された後、キャリヤ信号に重畳された同相およ
び直角位相変調成分において提供され複素信号または複
合信号を生成し、これはその後受信機によってデコード
されて元の符号化された情報を出現させることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】現在これら２つのモー
ドは異なるダウンコンバージョン・ミキサ、ブロッキン
グ・フィルタ、増幅器、アンチエイリアシング・フィル
タ（ａｎｔｉａｌｉａｓｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒｓ）、お
よびアナログ−デジタル変換器を備えた２つの異なる受
信機回路を設けることによって１つの通信受信機ユニッ
ト内へと組み合わされている。前記受信機回路の各々は
従って送信された信号のＩおよびＱ成分を受信しかつデ
コードすることができる別個の受信機である。
ドは異なるダウンコンバージョン・ミキサ、ブロッキン
グ・フィルタ、増幅器、アンチエイリアシング・フィル
タ（ａｎｔｉａｌｉａｓｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒｓ）、お
よびアナログ−デジタル変換器を備えた２つの異なる受
信機回路を設けることによって１つの通信受信機ユニッ
ト内へと組み合わされている。前記受信機回路の各々は
従って送信された信号のＩおよびＱ成分を受信しかつデ
コードすることができる別個の受信機である。
【０００５】したがって、いくつかのモードで動作可能
でありかつ回路の多くの要素が各モードで使用可能であ
り、従って受信機において必要な回路の数を低減するこ
とにより受信機の複雑さを低減する単一の通信受信機を
提供することが有利であろう。
でありかつ回路の多くの要素が各モードで使用可能であ
り、従って受信機において必要な回路の数を低減するこ
とにより受信機の複雑さを低減する単一の通信受信機を
提供することが有利であろう。
【０００６】前記ＷＢＣＤＭＡ ＵＭＴＳシステムの帯
域幅は３．８４ＭＨｚであるから、前記ＷＢＣＤＭＡ信
号の各々のＩおよびＱ成分は３．８４ＭＨｚ／２の範囲
にあることになる。これらの広い帯域幅は、送信信号の
要求されるダイナミックレンジが与えられれば、フラッ
シュ（Ｆｌａｓｈ）またはパイプライン化（Ｐｉｐｅｌ
ｉｎｅｄ）データコンバータのような複雑なデータコン
バータまたはデータ変換器を使用することを必要とし、
該データコンバータは、非常に高速であるためスペクト
ル拡散システムにおける送信された符号を再生するため
に符号のトラッキングを可能とするよう高いサンプリン
グレートを許容するが、ＧＳＭモードにとって特に適し
たものではなく、それはこれらのデータコンバータは高
い電力消費および限られたダイナミックレンジ（１０ビ
ット）を有するのに対しＧＳＭモードは高いダイナミッ
クレンジ（１４ビット）を必要とするが低いサンプリン
グレートを許容するためである。より低い電力消費は、
もちろん、セルラ電話のような携帯用または移動通信機
器においては常に望ましいものである。前記ＧＳＭモー
ドは異なる帯域幅に対して容易にプログラム可能であ
り、より広いダイナミックレンジを有し、かつ電力消費
が少ないシグマ−デルタ（Ｓｉｇｍａ−Ｄｅｌｔａ）デ
ジタル−アナログ変換器または他の変換器を使用できる
ようにする。
域幅は３．８４ＭＨｚであるから、前記ＷＢＣＤＭＡ信
号の各々のＩおよびＱ成分は３．８４ＭＨｚ／２の範囲
にあることになる。これらの広い帯域幅は、送信信号の
要求されるダイナミックレンジが与えられれば、フラッ
シュ（Ｆｌａｓｈ）またはパイプライン化（Ｐｉｐｅｌ
ｉｎｅｄ）データコンバータのような複雑なデータコン
バータまたはデータ変換器を使用することを必要とし、
該データコンバータは、非常に高速であるためスペクト
ル拡散システムにおける送信された符号を再生するため
に符号のトラッキングを可能とするよう高いサンプリン
グレートを許容するが、ＧＳＭモードにとって特に適し
たものではなく、それはこれらのデータコンバータは高
い電力消費および限られたダイナミックレンジ（１０ビ
ット）を有するのに対しＧＳＭモードは高いダイナミッ
クレンジ（１４ビット）を必要とするが低いサンプリン
グレートを許容するためである。より低い電力消費は、
もちろん、セルラ電話のような携帯用または移動通信機
器においては常に望ましいものである。前記ＧＳＭモー
ドは異なる帯域幅に対して容易にプログラム可能であ
り、より広いダイナミックレンジを有し、かつ電力消費
が少ないシグマ−デルタ（Ｓｉｇｍａ−Ｄｅｌｔａ）デ
ジタル−アナログ変換器または他の変換器を使用できる
ようにする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述のおよび他の利点は
ある広帯域チャネルのサブバンド（ｓｕｂ−ｂａｎｄ
ｓ）をデュアル低中間周波（ＩＦ）デジタル手法を使用
してＩＩ，ＩＱ，ＱＩ，ＱＱと称されるより狭い帯域幅
成分へと重ね合わせる（ｓｕｐｅｒｉｍｐｏｓｅ）こと
によって得ることができ、この場合各々の成分は中帯域
幅または狭帯域幅モードが選択された場合に再使用でき
る共通のデータコンバータを使用することができる。
ある広帯域チャネルのサブバンド（ｓｕｂ−ｂａｎｄ
ｓ）をデュアル低中間周波（ＩＦ）デジタル手法を使用
してＩＩ，ＩＱ，ＱＩ，ＱＱと称されるより狭い帯域幅
成分へと重ね合わせる（ｓｕｐｅｒｉｍｐｏｓｅ）こと
によって得ることができ、この場合各々の成分は中帯域
幅または狭帯域幅モードが選択された場合に再使用でき
る共通のデータコンバータを使用することができる。
【０００８】これは送信のために広帯域または狭帯域の
キャリアへと符号化されかつ変調された情報を伝達する
無線信号を検出しかつ復調するためのデュアルモード通
信受信機を提供することによって達成でき、該通信受信
機は検出された帯域をサブバンドへと再分割しかつ該サ
ブバンドを該サブバンドの帯域幅と同様の帯域幅を備え
た複数の成分へと重ね合わせるための手段、各々の成分
に別個に含まれる情報の部分を処理するための手段、お
よび前記成分からの処理された情報を組み合わせて送信
された元の情報を再現するための手段を具備する。
キャリアへと符号化されかつ変調された情報を伝達する
無線信号を検出しかつ復調するためのデュアルモード通
信受信機を提供することによって達成でき、該通信受信
機は検出された帯域をサブバンドへと再分割しかつ該サ
ブバンドを該サブバンドの帯域幅と同様の帯域幅を備え
た複数の成分へと重ね合わせるための手段、各々の成分
に別個に含まれる情報の部分を処理するための手段、お
よび前記成分からの処理された情報を組み合わせて送信
された元の情報を再現するための手段を具備する。
【０００９】これはまた送信のために広いまたは狭い帯
域幅のキャリアへと符号化されかつ変調された情報を伝
達する無線信号を検出しかつ復調するためのデュアルモ
ード通信受信機を動作させる方法を提供することによっ
て達成でき、該方法は、検出された信号を検出されたサ
ブバンドへと再分割する段階、前記検出されたサブバン
ドを前記サブバンドの帯域幅と同じまたは同様の帯域幅
を備えた複数の成分へと重ね合わせる段階、各々の成分
に別個に含まれる情報の部分を処理する段階、および前
記成分からの処理された情報を組み合わせて元の送信さ
れた情報を再現する段階を具備する。
域幅のキャリアへと符号化されかつ変調された情報を伝
達する無線信号を検出しかつ復調するためのデュアルモ
ード通信受信機を動作させる方法を提供することによっ
て達成でき、該方法は、検出された信号を検出されたサ
ブバンドへと再分割する段階、前記検出されたサブバン
ドを前記サブバンドの帯域幅と同じまたは同様の帯域幅
を備えた複数の成分へと重ね合わせる段階、各々の成分
に別個に含まれる情報の部分を処理する段階、および前
記成分からの処理された情報を組み合わせて元の送信さ
れた情報を再現する段階を具備する。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は、本発明に係わる通信受信
機の全体のブロック図である。入力信号Ｖｉｎは前に述
べたように無線周波または中間周波チャネルへと変換さ
れるベースバンド・スペクトルを表わす複素または複合
信号であり、同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）および直角位相
（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）成分を有する入
力信号を生成するために送信機における変調器によって
加えられる情報を有し、該入力信号Ｖｉｎは増幅器１０
０に印加され、該増幅器１００の出力は２つの直交ミキ
サまたはダウンコンバータ１０２，１０４に供給され
る。入力信号ＶｉｎはＢＷの帯域幅を有する。入力信号
Ｖｉｎは４つのサブバンドへと再分割される。
機の全体のブロック図である。入力信号Ｖｉｎは前に述
べたように無線周波または中間周波チャネルへと変換さ
れるベースバンド・スペクトルを表わす複素または複合
信号であり、同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）および直角位相
（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）成分を有する入
力信号を生成するために送信機における変調器によって
加えられる情報を有し、該入力信号Ｖｉｎは増幅器１０
０に印加され、該増幅器１００の出力は２つの直交ミキ
サまたはダウンコンバータ１０２，１０４に供給され
る。入力信号ＶｉｎはＢＷの帯域幅を有する。入力信号
Ｖｉｎは４つのサブバンドへと再分割される。
【００１１】ＩＱダウンコンバータ１０２，１０４は無
線周波信号（ＲＦ）または中間周波（ＩＦ）チャネル
を、例えば、ギルバート型ミキサ（Ｇｉｌｂｅｒｔ Ｔ
ｙｐｅｏｆ Ｍｉｘｅｒ）またはチョッパ型ミキサ（Ｃ
ｈｏｐｐｅｒ Ｔｙｐｅ ｏｆ Ｍｉｘｅｒ）を使用し
てＤＣスペクトルへとダウンコンバートする。
線周波信号（ＲＦ）または中間周波（ＩＦ）チャネル
を、例えば、ギルバート型ミキサ（Ｇｉｌｂｅｒｔ Ｔ
ｙｐｅｏｆ Ｍｉｘｅｒ）またはチョッパ型ミキサ（Ｃ
ｈｏｐｐｅｒ Ｔｙｐｅ ｏｆ Ｍｉｘｅｒ）を使用し
てＤＣスペクトルへとダウンコンバートする。
【００１２】局部発振器（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａ
ｔｏｒ）１０５は２つのアナログ−デジタル変換器１０
６および１０７をドライブして直交アナログ出力（ｓｉ
ｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗｔ）、この場合ｗ＝２＊Ｐ
ｉ＊ＢＷ／４）を生成し、これらは次に直交ネットワー
ク１０８をドライブし、該直交ネットワーク１０８は２
つのＲＦまたはＩＦ発振器信号を伝達するためにＰｉ／
２で分割または除算し、これらの信号は直交ミキサ１０
２，１０４の２つの局部発振器ポートに供給するために
直交している。
ｔｏｒ）１０５は２つのアナログ−デジタル変換器１０
６および１０７をドライブして直交アナログ出力（ｓｉ
ｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗｔ）、この場合ｗ＝２＊Ｐ
ｉ＊ＢＷ／４）を生成し、これらは次に直交ネットワー
ク１０８をドライブし、該直交ネットワーク１０８は２
つのＲＦまたはＩＦ発振器信号を伝達するためにＰｉ／
２で分割または除算し、これらの信号は直交ミキサ１０
２，１０４の２つの局部発振器ポートに供給するために
直交している。
【００１３】ミキサ１０２および１０４の出力はベース
バンドまたは低中間周波数における（以後、ベースバン
ドへの言及は代わりに、受信機の設計に応じて、低中間
周波を含むことがある）入力信号Ｖｉｎの直交表現であ
る。
バンドまたは低中間周波数における（以後、ベースバン
ドへの言及は代わりに、受信機の設計に応じて、低中間
周波を含むことがある）入力信号Ｖｉｎの直交表現であ
る。
【００１４】ミキサ１０２および１０４の出力は第１の
ローパス・ブロッキングフィルタ（容量）によってろ波
されかつ次にそれぞれさらに他のミキサ（乗算器）１１
０，１１２，１１４および１１６に供給され、これらの
ミキサにおいて帯域幅ＢＷ／２のＩおよびＱサブバンド
成分はさらに帯域幅ＢＷ／４の４つの成分ＩＩ，ＩＱ，
ＱＩおよびＱＱへと分割される。これら４つの成分は増
幅されかつ、各々ＢＷ／４に等しいかまたはそれより大
きな帯域幅を有する、ローパスフィルタ１１８，１２
０，１２２および１２４によってさらなるブロッキング
ろ波（ｂｌｏｃｋｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）を行な
うためにろ波される。
ローパス・ブロッキングフィルタ（容量）によってろ波
されかつ次にそれぞれさらに他のミキサ（乗算器）１１
０，１１２，１１４および１１６に供給され、これらの
ミキサにおいて帯域幅ＢＷ／２のＩおよびＱサブバンド
成分はさらに帯域幅ＢＷ／４の４つの成分ＩＩ，ＩＱ，
ＱＩおよびＱＱへと分割される。これら４つの成分は増
幅されかつ、各々ＢＷ／４に等しいかまたはそれより大
きな帯域幅を有する、ローパスフィルタ１１８，１２
０，１２２および１２４によってさらなるブロッキング
ろ波（ｂｌｏｃｋｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）を行な
うためにろ波される。
【００１５】前記ミキサはＩおよびＱ ＩＦまたはＲＦ
からベースバンドへのミキサ１０２および１０４を除き
低周波ミキサ／乗算器である。該ミキサ／乗算器１１
０，１１２，１１４および１１６は利得を有する乗算器
ＤＡＣとして実施することができ、この場合デジタル入
力ポートは供給されるｃｏｓ（ｗｔ）およびｓｉｎ（ｗ
ｔ）のデジタル表現を有しかつ前記アナログ入力ポート
はミキサ１０２および１０４のろ波された出力である。
乗算器ＤＡＣのクロック周波数はこのクロックの高調波
におけるスプリアス応答を避けるために前に設けられる
ブロッキングの量に依存する。また、この乗算器ＤＡＣ
は受信機における自動利得制御（ＡＧＣ）信号を設定す
るために使用できる。
からベースバンドへのミキサ１０２および１０４を除き
低周波ミキサ／乗算器である。該ミキサ／乗算器１１
０，１１２，１１４および１１６は利得を有する乗算器
ＤＡＣとして実施することができ、この場合デジタル入
力ポートは供給されるｃｏｓ（ｗｔ）およびｓｉｎ（ｗ
ｔ）のデジタル表現を有しかつ前記アナログ入力ポート
はミキサ１０２および１０４のろ波された出力である。
乗算器ＤＡＣのクロック周波数はこのクロックの高調波
におけるスプリアス応答を避けるために前に設けられる
ブロッキングの量に依存する。また、この乗算器ＤＡＣ
は受信機における自動利得制御（ＡＧＣ）信号を設定す
るために使用できる。
【００１６】前記ローパスフィルタは一般に広帯域また
は中帯域または狭帯域がろ波できるようにプログラム可
能なカットオフ周波数を備えたアクティブまたは能動Ｒ
Ｃ型のフィルタに基づいている。これらのフィルタはＢ
Ｗ／４に等しい帯域幅を有し、これは同様のブロッキン
グ排除要求を備えたＢＷ／２に等しい帯域幅のフィルタ
に対してそれらの設計を簡略化する。これは前記フィル
タがフィルタごとに要求されるポールの数を低減できる
ようにし、それは次により少ないグループまたは群およ
び振幅リップルを導入することになる。また、プログラ
ミングのカットオフ周波数範囲が低減される。
は中帯域または狭帯域がろ波できるようにプログラム可
能なカットオフ周波数を備えたアクティブまたは能動Ｒ
Ｃ型のフィルタに基づいている。これらのフィルタはＢ
Ｗ／４に等しい帯域幅を有し、これは同様のブロッキン
グ排除要求を備えたＢＷ／２に等しい帯域幅のフィルタ
に対してそれらの設計を簡略化する。これは前記フィル
タがフィルタごとに要求されるポールの数を低減できる
ようにし、それは次により少ないグループまたは群およ
び振幅リップルを導入することになる。また、プログラ
ミングのカットオフ周波数範囲が低減される。
【００１７】ローパスフィルタ１１８，１２０，１２２
および１２４の出力は、シグマ−デルタＡ／Ｄ変換器と
することができる、アナログ−デジタル変換器１２６，
１２８，１３０および１３２、ならびにデシメイション
・フィルタ１３４，１３６，１３８および１４０へと供
給され後に詳細に説明する成分信号ＩＩｆ，ＩＱｆ，Ｑ
ＩｆおよびＱＱｆを生成する。該信号はコンバイナ１４
２において利得および位相修正されかつ再結合されて出
力信号Ｖｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−＋を生成する。こ
れらの出力信号はその後復調されかつデコードされて送
信機の変調器によって前記複素または複合入力信号へと
前に符号化された情報を表わすデジタルビットストリー
ムを生成する。
および１２４の出力は、シグマ−デルタＡ／Ｄ変換器と
することができる、アナログ−デジタル変換器１２６，
１２８，１３０および１３２、ならびにデシメイション
・フィルタ１３４，１３６，１３８および１４０へと供
給され後に詳細に説明する成分信号ＩＩｆ，ＩＱｆ，Ｑ
ＩｆおよびＱＱｆを生成する。該信号はコンバイナ１４
２において利得および位相修正されかつ再結合されて出
力信号Ｖｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−＋を生成する。こ
れらの出力信号はその後復調されかつデコードされて送
信機の変調器によって前記複素または複合入力信号へと
前に符号化された情報を表わすデジタルビットストリー
ムを生成する。
【００１８】アナログ−デジタル変換器１２６，１２
８，１３０および１３２は好ましくは種々の広帯域また
は中帯域または狭帯域信号成分に対してオーバサンプリ
ング比をプログラム可能なシグマ−デルタ型のＡ／Ｄ変
調器である。前記成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩ，ＱＱはそれら
の帯域幅が各々ＢＷ／４に低減されているから、これは
同じダイナミックレンジに対してシグマ−デルタに対す
るオーバサンプリングの要求されるオーバサンプリング
・クロック周波数を低減する。例えば、ＢＷ＝３．８４
ＭＨｚを有するＷＢＣＤＭＡモードにおいては、前記オ
ーバサンプリングクロックは２６ＭＨｚの範囲において
選択されそれによって１０ビットの分解能に対して２６
ＭＨｚ／（３．８４ＭＨｚ／４）＝２７．０８の範囲に
なるようにされ、一方、ＧＭＳモードにおいては、前記
オーバサンプリングクロックは１４ビットの分解能に対
してオーバサンプリング比１３ＭＨｚ／０．２ＫＨｚ＝
６５に対し１３ＭＨｚとなる。
８，１３０および１３２は好ましくは種々の広帯域また
は中帯域または狭帯域信号成分に対してオーバサンプリ
ング比をプログラム可能なシグマ−デルタ型のＡ／Ｄ変
調器である。前記成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩ，ＱＱはそれら
の帯域幅が各々ＢＷ／４に低減されているから、これは
同じダイナミックレンジに対してシグマ−デルタに対す
るオーバサンプリングの要求されるオーバサンプリング
・クロック周波数を低減する。例えば、ＢＷ＝３．８４
ＭＨｚを有するＷＢＣＤＭＡモードにおいては、前記オ
ーバサンプリングクロックは２６ＭＨｚの範囲において
選択されそれによって１０ビットの分解能に対して２６
ＭＨｚ／（３．８４ＭＨｚ／４）＝２７．０８の範囲に
なるようにされ、一方、ＧＭＳモードにおいては、前記
オーバサンプリングクロックは１４ビットの分解能に対
してオーバサンプリング比１３ＭＨｚ／０．２ＫＨｚ＝
６５に対し１３ＭＨｚとなる。
【００１９】前記シグマ−デルタ変調器１２６，１２
８，１３０および１３２はオーバサンブリングの特定周
波数でオーバサンプルされたデジタルストリームを発生
する。これらのデジタル出力はこの種の変調器にとって
典型的であるようにシグマ−デルタ変調器の次数（ｏｒ
ｄｅｒ）および形式に応じて成形されたノイズスペクト
ルを含む。前記デジタル出力は次にデジタル的にろ波さ
れてシグマ−デルタ変調器の前記成形されたノイズを除
去し、かつ次に選択ろ波（ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ ｆ
ｉｌｔｅｒｉｎｇ）を行なうためにより低いクロックレ
ートで動作するデシメイション・デジタルフィルタ１３
４，１３６，１３８および１４０によってさらに処理す
るためにより低いクロック周波数へとデシメイトされ
る。デジタル出力ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆ
は次にコンバイナ１４２におけるデジタル乗算器および
加算器によって処理されて利得および位相の不平衡の修
正を行ないかつベクトルＶｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−
＋で表わされる４つのデジタル出力成分を発生する。
８，１３０および１３２はオーバサンブリングの特定周
波数でオーバサンプルされたデジタルストリームを発生
する。これらのデジタル出力はこの種の変調器にとって
典型的であるようにシグマ−デルタ変調器の次数（ｏｒ
ｄｅｒ）および形式に応じて成形されたノイズスペクト
ルを含む。前記デジタル出力は次にデジタル的にろ波さ
れてシグマ−デルタ変調器の前記成形されたノイズを除
去し、かつ次に選択ろ波（ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ ｆ
ｉｌｔｅｒｉｎｇ）を行なうためにより低いクロックレ
ートで動作するデシメイション・デジタルフィルタ１３
４，１３６，１３８および１４０によってさらに処理す
るためにより低いクロック周波数へとデシメイトされ
る。デジタル出力ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆ
は次にコンバイナ１４２におけるデジタル乗算器および
加算器によって処理されて利得および位相の不平衡の修
正を行ないかつベクトルＶｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−
＋で表わされる４つのデジタル出力成分を発生する。
【００２０】アナログフィルタ１１８，１２０，１２２
および１２４、シグマ−デルタ変換器１２６，１２８，
１３０および１３２、およびデジタル・デシメイション
フィルタ１３４，１３６，１３８および１４０の帯域幅
はまたいくつかの帯域幅設定を取り扱うためにプログラ
ム可能にすることができる。
および１２４、シグマ−デルタ変換器１２６，１２８，
１３０および１３２、およびデジタル・デシメイション
フィルタ１３４，１３６，１３８および１４０の帯域幅
はまたいくつかの帯域幅設定を取り扱うためにプログラ
ム可能にすることができる。
【００２１】図１に示される好ましい実施形態において
は、受信機が示されており、該受信機においては、入力
信号は４つの成分に分割される。しかしながら、入力信
号の帯域幅および前記成分の所望の帯域幅に応じて異な
る数の成分を使用できることが理解されるであろう。
は、受信機が示されており、該受信機においては、入力
信号は４つの成分に分割される。しかしながら、入力信
号の帯域幅および前記成分の所望の帯域幅に応じて異な
る数の成分を使用できることが理解されるであろう。
【００２２】図１の受信機の動作は図２〜図５に示され
る受信機における種々のポイントでの信号のスペクトル
表現を参照することにより最もよく理解することができ
る。増幅器１００に印加される入力チャネルは図２にお
いてそれぞれ、以後ｓｕｂ０，ｓｕｂ１，ｓｕｂ２およ
びｓｕｂ３と称されかつ参照数字１６０，１６２，１６
４および１６６によって参照される４つのサブバンドへ
と再分割または細分される。図２は４つのサブバンドへ
と分割された後のＶｉｎのスペクトル表現である。前記
サブバンドの各々はＢＷ／４の帯域幅を有する。
る受信機における種々のポイントでの信号のスペクトル
表現を参照することにより最もよく理解することができ
る。増幅器１００に印加される入力チャネルは図２にお
いてそれぞれ、以後ｓｕｂ０，ｓｕｂ１，ｓｕｂ２およ
びｓｕｂ３と称されかつ参照数字１６０，１６２，１６
４および１６６によって参照される４つのサブバンドへ
と再分割または細分される。図２は４つのサブバンドへ
と分割された後のＶｉｎのスペクトル表現である。前記
サブバンドの各々はＢＷ／４の帯域幅を有する。
【００２３】これら４つのサブバンドの基礎を成すＲＦ
チャネルはＲＦまたはＩＦ周波数から、ミキサ１０２お
よび１０４の出力として、２つの成分、ＩおよびＱ、に
おいてベースバンドへとダウンコンバートされ、これら
の出力は直交位相関係にありかつ各々の成分はＢＷ／２
（０からＢＷ／２）のスペクトル帯域幅を有する。
チャネルはＲＦまたはＩＦ周波数から、ミキサ１０２お
よび１０４の出力として、２つの成分、ＩおよびＱ、に
おいてベースバンドへとダウンコンバートされ、これら
の出力は直交位相関係にありかつ各々の成分はＢＷ／２
（０からＢＷ／２）のスペクトル帯域幅を有する。
【００２４】もしベクトルＶｉｎ＝Ｉ＋ｊ・Ｑがベース
バンドにおける入力チャネルの表現であるとすれば、Ｖ
ｉｎは前記４つのサブバンドに対応する４つのベクトル
の合計として表現することができ、例えば、Ｖｉｎ＝Ｖ
ｉｎ０＋Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３となる。図２は
またこの表現を示し、そこではＶｉｎ０はｓｕｂ０に対
応し、Ｖｉｎ１はｓｕｂ１に対応し、Ｖｉｎ２はｓｕｂ
２に対応し、そしてＶｉｎ３はｓｕｂ３に対応する。
バンドにおける入力チャネルの表現であるとすれば、Ｖ
ｉｎは前記４つのサブバンドに対応する４つのベクトル
の合計として表現することができ、例えば、Ｖｉｎ＝Ｖ
ｉｎ０＋Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３となる。図２は
またこの表現を示し、そこではＶｉｎ０はｓｕｂ０に対
応し、Ｖｉｎ１はｓｕｂ１に対応し、Ｖｉｎ２はｓｕｂ
２に対応し、そしてＶｉｎ３はｓｕｂ３に対応する。
【００２５】図３（ａ）および図３（ｂ）は、その構成
要素ＩおよびＱ成分（ラインｆ上）で表現されたＶｉｎ
のスペクトルを示す。したがって、Ｖｉｎの実数部、例
えば、Ｉ＝Ｉ０＋Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３はそれぞれ図３
（ｂ）において１６０Ｉ，１６２Ｉ，１６４Ｉおよび１
６６Ｉとして示され、かつ虚数部はｊ・Ｑ＝ｊ・Ｑ０＋
ｊ・Ｑ１＋ｊ・Ｑ２＋ｊ・Ｑ３はそれぞれ図３（ａ）に
おいて１６０Ｑ，１６２Ｑ，１６４Ｑおよび１６６Ｑと
して示されている。
要素ＩおよびＱ成分（ラインｆ上）で表現されたＶｉｎ
のスペクトルを示す。したがって、Ｖｉｎの実数部、例
えば、Ｉ＝Ｉ０＋Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３はそれぞれ図３
（ｂ）において１６０Ｉ，１６２Ｉ，１６４Ｉおよび１
６６Ｉとして示され、かつ虚数部はｊ・Ｑ＝ｊ・Ｑ０＋
ｊ・Ｑ１＋ｊ・Ｑ２＋ｊ・Ｑ３はそれぞれ図３（ａ）に
おいて１６０Ｑ，１６２Ｑ，１６４Ｑおよび１６６Ｑと
して示されている。
【００２６】それから、前に述べたように、ｓｕｂ３，
１６６はｓｕｂ０，１６０と混合され、ｓｕｂ２，１６
４はｓｕｂ１，１６２と混合され、再び前記ｆラインの
下にＩおよびｊ・Ｑスペクトルが別個に見られる。
１６６はｓｕｂ０，１６０と混合され、ｓｕｂ２，１６
４はｓｕｂ１，１６２と混合され、再び前記ｆラインの
下にＩおよびｊ・Ｑスペクトルが別個に見られる。
【００２７】各々の成分ＩおよびＱは次にミキサ１１
０，１１２，１１４および１１６において低ＩＦ直交信
号ｃｏｓ（ｗｔ）およびｓｉｎ（ｗｔ）と混合され（こ
の場合、ｗ＝２・ｐｉ・ＢＷ／４または最も近い値であ
る）、すなわち前記低ＩＦクロックはＩまたはＱ帯域幅
の半分である。該動作は次のようになる。
０，１１２，１１４および１１６において低ＩＦ直交信
号ｃｏｓ（ｗｔ）およびｓｉｎ（ｗｔ）と混合され（こ
の場合、ｗ＝２・ｐｉ・ＢＷ／４または最も近い値であ
る）、すなわち前記低ＩＦクロックはＩまたはＱ帯域幅
の半分である。該動作は次のようになる。
【数１】 ＩＩｆ＝ＩＩ＊＊ＨＩＩ， ＩＩ＝Ｉｃｏｓ（ｗｔ） ＩＱｆ＝ＩＱ＊＊ＨＩＱ， ＩＱ＝Ｉｓｉｎ（ｗｔ） ＱＩｆ＝ＱＩ＊＊ＨＱＩ， ＱＩ＝Ｑｃｏｓ（ｗｔ） ＱＱｆ＝ＱＱ＊＊ＨＱＱ， ＱＱ＝Ｑｓｉｎ（ｗｔ）
【００２８】この場合、ＨＩＩ，ＨＩＱ，ＨＱＩおよび
ＨＱＱは、それぞれ、前記ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ
経路における、それぞれ、アナログおよびデジタルフィ
ルタ１１８，１２０，１２２および１２４、および１３
４，１３６，１３８および１４０の伝達関数である。前
記＊＊は時間領域のたたみ込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏ
ｎ）を意味する。
ＨＱＱは、それぞれ、前記ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ
経路における、それぞれ、アナログおよびデジタルフィ
ルタ１１８，１２０，１２２および１２４、および１３
４，１３６，１３８および１４０の伝達関数である。前
記＊＊は時間領域のたたみ込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏ
ｎ）を意味する。
【００２９】
【数２】 ＩＩ＝Ｉ・（ｅ＋ｊ（ｗｔ）＋ｅ−ｊ（ｗｔ））／２ ＩＱ＝Ｉ・（ｅ＋ｊ（ｗｔ）−ｅ−ｊ（ｗｔ））／２ｊ ＱＩ＝Ｑ・（ｅ＋ｊ（ｗｔ）＋ｅ−ｊ（ｗｔ））／２ ＱＱ＝Ｑ・（ｅ＋ｊ（ｗｔ）−ｅ−ｊ（ｗｔ））／２ｊ
【００３０】ｅ＋ｊ（ｗｔ）による乗算はスペクトルを
＋ｗだけ、すなわち、＋ＢＷ／４だけシフトすることと
等価である。ｅ−ｊ（ｗｔ）による乗算は−ｗだけ、す
なわち−ＢＷ／４だけスペクトルをシフトすることと等
価である。
＋ｗだけ、すなわち、＋ＢＷ／４だけシフトすることと
等価である。ｅ−ｊ（ｗｔ）による乗算は−ｗだけ、す
なわち−ＢＷ／４だけスペクトルをシフトすることと等
価である。
【００３１】結果として図４（ａ）、図４（ｂ）、図４
（ｃ）および図４（ｄ）に示されるスペクトルになり、
これらの図はまたそれぞれ前記フィルタ１１８，１２
０，１２２および１２４の出力を、各々図面に示され
る、ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱとして図式的に示す。
帯域幅ＢＷ／２のフィルタとしてかつ、それぞれ、ＩＩ
ｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆとしてフィルタ１３
４，１３６，１３８および１４０の出力も帯域幅Ｗ／２
のフィルタとして示されている。上で述べたスペクトル
のシフトもまた図４に図式的に示されている。前記Ｉ
Ｉ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ経路におけるフィルタの出力
の各々は前記４つのサブバンドの各々を含み、これが成
分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱが図４（ａ）〜図４
（ｄ）に示されるように、重ね合わされた４つのサブバ
ンドを有する理由であり、かつ従って入力信号Ｖｉｎ内
に元々含まれる全ての情報が元の信号を再現するために
利用または入手可能であるが、信号の処理は元の信号Ｖ
ｉｎよりも狭い帯域幅において行なわれ従って広い帯域
幅をサポートするためこの動作を行なうために通常使用
されるフラッシュまたはパイプライン化データコンバー
タではなくシグマ−デルタＡ／Ｄ変換器によって達成で
きる。
（ｃ）および図４（ｄ）に示されるスペクトルになり、
これらの図はまたそれぞれ前記フィルタ１１８，１２
０，１２２および１２４の出力を、各々図面に示され
る、ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱとして図式的に示す。
帯域幅ＢＷ／２のフィルタとしてかつ、それぞれ、ＩＩ
ｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆとしてフィルタ１３
４，１３６，１３８および１４０の出力も帯域幅Ｗ／２
のフィルタとして示されている。上で述べたスペクトル
のシフトもまた図４に図式的に示されている。前記Ｉ
Ｉ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ経路におけるフィルタの出力
の各々は前記４つのサブバンドの各々を含み、これが成
分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱが図４（ａ）〜図４
（ｄ）に示されるように、重ね合わされた４つのサブバ
ンドを有する理由であり、かつ従って入力信号Ｖｉｎ内
に元々含まれる全ての情報が元の信号を再現するために
利用または入手可能であるが、信号の処理は元の信号Ｖ
ｉｎよりも狭い帯域幅において行なわれ従って広い帯域
幅をサポートするためこの動作を行なうために通常使用
されるフラッシュまたはパイプライン化データコンバー
タではなくシグマ−デルタＡ／Ｄ変換器によって達成で
きる。
【００３２】送信された元の（しかしながら、今や処理
された）情報の再現の形式で出力を生成するため、前記
４つのサブバンドの各々の情報はコンバイナ１４２にお
いて再結合されて２つのベクトル成分Ｖｏｕｔ＋＋およ
びＶｏｕｔ−＋を形成しなければならない。
された）情報の再現の形式で出力を生成するため、前記
４つのサブバンドの各々の情報はコンバイナ１４２にお
いて再結合されて２つのベクトル成分Ｖｏｕｔ＋＋およ
びＶｏｕｔ−＋を形成しなければならない。
【数３】 Ｖｏｕｔ＋＋＝（ＩＩｆ−ＱＱｆ）＋ｊ・（ＩＱｆ＋Ｑ
Ｉｆ） Ｖｏｕｔ−＋＝（ＩＩｆ＋ＱＱｆ）＋ｊ・（−ＩＱｆ＋
ＱＩｆ）
Ｉｆ） Ｖｏｕｔ−＋＝（ＩＩｆ＋ＱＱｆ）＋ｊ・（−ＩＱｆ＋
ＱＩｆ）
【００３３】したがって、それぞれ図５（ａ）および図
５（ｂ）に図式的に示されるように、前記Ｖｏｕｔ＋＋
ベクトルはサブバンド０およびサブバンド１、１６０お
よび１６２、の再現に対応し、かつ前記Ｖｏｕｔ−＋ベ
クトルはサブバンド２およびサブバンド３、１６４およ
び１６６、の再現に対応する。コンバイナ１４２による
再結合はいくつかの方法で行なわれ、例えば次のように
行なうことができる。Ｖｏｕｔ＋＋に対してＩＩｆ−Ｑ
Ｑｆ＝Ｉ＋＋を達成するため加算器／減算器を使用す
る。Ｖｏｕｔ＋＋に対してＩＱｆ＋ＱＩｆ＝Ｑ＋＋を達
成するため加算器／減算器を使用する。Ｖｏｕｔ−＋に
対してＩＩｆ＋ＱＱｆ＝Ｉ−＋を達成するため加算器／
減算器を使用する。Ｖｏｕｔ−＋に対して−ＩＱｆ＋Ｑ
Ｉｆ＝Ｑ−＋を達成するため加算器／減算器を使用す
る。
５（ｂ）に図式的に示されるように、前記Ｖｏｕｔ＋＋
ベクトルはサブバンド０およびサブバンド１、１６０お
よび１６２、の再現に対応し、かつ前記Ｖｏｕｔ−＋ベ
クトルはサブバンド２およびサブバンド３、１６４およ
び１６６、の再現に対応する。コンバイナ１４２による
再結合はいくつかの方法で行なわれ、例えば次のように
行なうことができる。Ｖｏｕｔ＋＋に対してＩＩｆ−Ｑ
Ｑｆ＝Ｉ＋＋を達成するため加算器／減算器を使用す
る。Ｖｏｕｔ＋＋に対してＩＱｆ＋ＱＩｆ＝Ｑ＋＋を達
成するため加算器／減算器を使用する。Ｖｏｕｔ−＋に
対してＩＩｆ＋ＱＱｆ＝Ｉ−＋を達成するため加算器／
減算器を使用する。Ｖｏｕｔ−＋に対して−ＩＱｆ＋Ｑ
Ｉｆ＝Ｑ−＋を達成するため加算器／減算器を使用す
る。
【００３４】前記演算操作Ｖｏｕｔ＋＋ｅ−ｊ（ｗｔ）
は複素乗算器を使用して形成され、加算器および乗算器
を使用して次のデジタル演算操作を行なう。すなわち、
（Ｉ＋＋ ＋ｊ・Ｑ＋＋）・（ｃｏｓ（ｗｔ）−ｊ・ｓ
ｉｎ（ｗｔ））＝Ｉ＋＋・ｃｏｓ（ｗｔ）＋Ｑ＋＋・ｓ
ｉｎ（ｗｔ）＋ｊ・（−Ｉ＋＋・ｓｉｎ（ｗｔ）＋Ｑ＋
＋・ｃｏｓ（ｗｔ））
は複素乗算器を使用して形成され、加算器および乗算器
を使用して次のデジタル演算操作を行なう。すなわち、
（Ｉ＋＋ ＋ｊ・Ｑ＋＋）・（ｃｏｓ（ｗｔ）−ｊ・ｓ
ｉｎ（ｗｔ））＝Ｉ＋＋・ｃｏｓ（ｗｔ）＋Ｑ＋＋・ｓ
ｉｎ（ｗｔ）＋ｊ・（−Ｉ＋＋・ｓｉｎ（ｗｔ）＋Ｑ＋
＋・ｃｏｓ（ｗｔ））
【００３５】演算操作Ｖｏｕｔ−＋ｅｊ（ｗｔ）は複素
乗算器を使用して形成され、加算器および乗算器を使用
して次のデジタル演算操作を行なう。すなわち、（Ｉ−
＋＋ｊ・Ｑ−＋）・（ｃｏｓ（ｗｔ）＋ｊ・ｓｉｎ（ｗ
ｔ））＝Ｉ−＋・ｃｏｓ（ｗｔ）−Ｑ−＋・ｓｉｎ（ｗ
ｔ）＋ｊ・（Ｉ−＋ｓｉｎ（ｗｔ）＋Ｑ−＋・ｃｏｓ
（ｗｔ））
乗算器を使用して形成され、加算器および乗算器を使用
して次のデジタル演算操作を行なう。すなわち、（Ｉ−
＋＋ｊ・Ｑ−＋）・（ｃｏｓ（ｗｔ）＋ｊ・ｓｉｎ（ｗ
ｔ））＝Ｉ−＋・ｃｏｓ（ｗｔ）−Ｑ−＋・ｓｉｎ（ｗ
ｔ）＋ｊ・（Ｉ−＋ｓｉｎ（ｗｔ）＋Ｑ−＋・ｃｏｓ
（ｗｔ））
【００３６】前記成分ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱ
Ｑｆの４つ全ては各々のサブバンドを再現するために必
要とされることに注意を要する。サブバンドを別個に復
元するために４つ全ての成分が利用できることが要求さ
れる。各々の成分（ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ）は前
記ＢＷ／４の中にそれらのそれぞれのスペクトルで示さ
れるように４つのサブバンド全てに関連する情報を含ん
でいる。これが受信機が４つのサブバンド全てを並列に
処理することができるようにしかつより好ましいＡ／Ｄ
変換技術を使用できるようにする。このため、前記受信
機は２重デカルト（ダブル・カーテシアン：Ｄｏｕｂｌ
ｅ Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）受信機と称することができ、
それは各々のサブバンドを再現するために前記４つの成
分が必要とされるからである。
Ｑｆの４つ全ては各々のサブバンドを再現するために必
要とされることに注意を要する。サブバンドを別個に復
元するために４つ全ての成分が利用できることが要求さ
れる。各々の成分（ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ）は前
記ＢＷ／４の中にそれらのそれぞれのスペクトルで示さ
れるように４つのサブバンド全てに関連する情報を含ん
でいる。これが受信機が４つのサブバンド全てを並列に
処理することができるようにしかつより好ましいＡ／Ｄ
変換技術を使用できるようにする。このため、前記受信
機は２重デカルト（ダブル・カーテシアン：Ｄｏｕｂｌ
ｅ Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）受信機と称することができ、
それは各々のサブバンドを再現するために前記４つの成
分が必要とされるからである。
【００３７】また、これら４つの実数成分はＢＷ／４の
スペクトル幅を有しかつこれら４つの成分をデジタル化
するために同じローパスＡ／Ｄ変換器を備えた同じロー
パスフィルタが必要とされることに注意を要する。
スペクトル幅を有しかつこれら４つの成分をデジタル化
するために同じローパスＡ／Ｄ変換器を備えた同じロー
パスフィルタが必要とされることに注意を要する。
【００３８】本発明を採用した受信機はＢＷ／４の帯域
幅要求を有するＩＩｆ，ＱＱｆ，ＱＩｆおよびＩＱｆと
称される４つのベースバンド出力成分（２重デカルト）
を備えた帯域幅ＢＷのＲＦまたはＩＦ入力チャネルを有
する受信機とみることができる。元のスペクトルを再現
し戻すため、２つの再現ベクトルＶｏｕｔ＋＋およびＶ
ｏｕｔ−＋がそれぞれ−ｗだけかつ＋ｗだけシフトされ
ることが必要であり、かつそれぞれｅ
−ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０）およびｅ
＋ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０）で乗算されることが必要であ
る。
幅要求を有するＩＩｆ，ＱＱｆ，ＱＩｆおよびＩＱｆと
称される４つのベースバンド出力成分（２重デカルト）
を備えた帯域幅ＢＷのＲＦまたはＩＦ入力チャネルを有
する受信機とみることができる。元のスペクトルを再現
し戻すため、２つの再現ベクトルＶｏｕｔ＋＋およびＶ
ｏｕｔ−＋がそれぞれ−ｗだけかつ＋ｗだけシフトされ
ることが必要であり、かつそれぞれｅ
−ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０）およびｅ
＋ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０）で乗算されることが必要であ
る。
【００３９】
【数４】Ｖｏｕｔ ｒ＝Ｖｏｕｔ＋＋・ｅ
−ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０） ＋Ｖｏｕｔ−＋・ｅ
＋ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０） この場合、ｐｈｉ０は位相の不連続を除去するよう選択
される。ｓｉｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗｔ）が発生さ
れる必要があるから、ｓｉｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗ
ｔ）を発生した位相発生器は単に−ｐｈｉ０のオフセッ
トでスタートする。
−ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０） ＋Ｖｏｕｔ−＋・ｅ
＋ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０） この場合、ｐｈｉ０は位相の不連続を除去するよう選択
される。ｓｉｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗｔ）が発生さ
れる必要があるから、ｓｉｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗ
ｔ）を発生した位相発生器は単に−ｐｈｉ０のオフセッ
トでスタートする。
【００４０】Ｖｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−＋をそれら
の表現で置き換えることにより次の式を得る。
の表現で置き換えることにより次の式を得る。
【数５】Ｖｏｕｔ ｒ＝２（ＩＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐ
ｈｉ０）＋ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））＋２・
ｊ・（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋ＱＱｆ・ｓ
ｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））
ｈｉ０）＋ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））＋２・
ｊ・（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋ＱＱｆ・ｓ
ｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））
【００４１】すなわち、再現された同相および直角位相
成分は次のようになる。
成分は次のようになる。
【数６】Ｉｒ＝（ＩＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋
ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０）） Ｑｒ＝（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋ＱＱｆ・
ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））
ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０）） Ｑｒ＝（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋ＱＱｆ・
ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））
【００４２】上で述べた数式に従って再現されたベクト
ルＶｏｕｔ ｒの実数および虚数出力を発生するためか
つまた前記４つの経路によって導入される不整合に対す
る利得および位相修正を提供するためにコンバイナ１４
２の再現構成が図６に示されている。図６において実施
される再結合方程式Ｉｒ＝（ＩＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐ
ｈｉ０）＋ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））および
Ｑｒ＝（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋ＱＱｆ・
ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））はまたそれらがそれらの間
で整合しない場合に前記成分の間の利得および位相修正
を使用する。
ルＶｏｕｔ ｒの実数および虚数出力を発生するためか
つまた前記４つの経路によって導入される不整合に対す
る利得および位相修正を提供するためにコンバイナ１４
２の再現構成が図６に示されている。図６において実施
される再結合方程式Ｉｒ＝（ＩＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐ
ｈｉ０）＋ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））および
Ｑｒ＝（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋ＱＱｆ・
ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））はまたそれらがそれらの間
で整合しない場合に前記成分の間の利得および位相修正
を使用する。
【００４３】ＩＩｆは利得修正項Ｋｉｉによって乗算さ
れ、ＩＱｆは利得修正項Ｋｉｑによって乗算され、ＱＱ
ｆは利得修正項Ｋｑｑによって乗算され、かつＱＩｆは
利得修正項Ｋｑｉによって乗算され、これらの乗算はそ
れぞれ乗算器１７０，１７２，１７４および１７６によ
って行なわれる。前記利得修正項は修正された各項が等
しい振幅になるよう選択される。
れ、ＩＱｆは利得修正項Ｋｉｑによって乗算され、ＱＱ
ｆは利得修正項Ｋｑｑによって乗算され、かつＱＩｆは
利得修正項Ｋｑｉによって乗算され、これらの乗算はそ
れぞれ乗算器１７０，１７２，１７４および１７６によ
って行なわれる。前記利得修正項は修正された各項が等
しい振幅になるよう選択される。
【００４４】さらに、ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱ
Ｑｆの間で位相を修正することが必要とされる。例え
ば、ＩＩｆをｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）により、乗算す
るよりはむしろ、それは乗算器１７８においてｃｏｓ
（ｗｔ−ｐｈｉ０＋ＰｈｉＩＱ）によって乗算され、こ
の場合ＰｈｉＩＱはＩＩｆおよびＩＱｆの間の位相の不
整合を補償するためにＩＱｆに対してＩＩｆの位相をシ
フトするために使用される位相値である。同様に、前記
項ＰｈｉＱＩは乗算器１８０において適用されるＱＩｆ
およびＱＱｆの間の位相不整合を補償するための位相修
正である。
Ｑｆの間で位相を修正することが必要とされる。例え
ば、ＩＩｆをｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）により、乗算す
るよりはむしろ、それは乗算器１７８においてｃｏｓ
（ｗｔ−ｐｈｉ０＋ＰｈｉＩＱ）によって乗算され、こ
の場合ＰｈｉＩＱはＩＩｆおよびＩＱｆの間の位相の不
整合を補償するためにＩＱｆに対してＩＩｆの位相をシ
フトするために使用される位相値である。同様に、前記
項ＰｈｉＱＩは乗算器１８０において適用されるＱＩｆ
およびＱＱｆの間の位相不整合を補償するための位相修
正である。
【００４５】いったんＩＩｆおよびＩＱｆが利得および
位相整合されると、かつＱＩｆおよびＱＱｆが利得およ
び位相整合されると、（ＩＩｆ，ＩＱｆ）、加算器１８
２の出力、および（ＱＱｆ，ＱＩｆ）、加算器１８４の
出力、は位相が整合されなければならない。これは加算
器１８２の出力に加算器１８４の出力である項Ｋｒｉを
加算することによって行なわれる。これは単に次の式で
説明できる。
位相整合されると、かつＱＩｆおよびＱＱｆが利得およ
び位相整合されると、（ＩＩｆ，ＩＱｆ）、加算器１８
２の出力、および（ＱＱｆ，ＱＩｆ）、加算器１８４の
出力、は位相が整合されなければならない。これは加算
器１８２の出力に加算器１８４の出力である項Ｋｒｉを
加算することによって行なわれる。これは単に次の式で
説明できる。
【数７】ｃｏｓ（ｗｔ＋ＰｈｉＩＲ）＝ｃｏｓ（ｗｔ）
ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）＋ｓｉｎ（ｗｔ）・ｓｉｎ（Ｐｈ
ｉＩＲ）
ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）＋ｓｉｎ（ｗｔ）・ｓｉｎ（Ｐｈ
ｉＩＲ）
【００４６】これは、位相値ＰｈｉＲによって修正する
ために、虚数部ｓｉｎ（ｗｔ）（加算器１８４の出力）
がとられかつＫｒｉ＝ｓｉｎ（ＰｈｉＩＲ）によって乗
算され、そして加算器１８２の出力ｃｏｓ（ｗｔ）・ｃ
ｏｓ（ＰｈｉＩＲ）に加えられることを意味する。ｃｏ
ｓ（ＰｈｉＩＲ）による乗算の演算は加算器１８２の前
にＫｉｉ′＝Ｋｉｉ・ｃｏｓ（ＰｈｒＩＲ）およびＫｉ
ｑ′＝Ｋｉｑ・ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）の変更によって達
成でき乗算器を節約する。
ために、虚数部ｓｉｎ（ｗｔ）（加算器１８４の出力）
がとられかつＫｒｉ＝ｓｉｎ（ＰｈｉＩＲ）によって乗
算され、そして加算器１８２の出力ｃｏｓ（ｗｔ）・ｃ
ｏｓ（ＰｈｉＩＲ）に加えられることを意味する。ｃｏ
ｓ（ＰｈｉＩＲ）による乗算の演算は加算器１８２の前
にＫｉｉ′＝Ｋｉｉ・ｃｏｓ（ＰｈｒＩＲ）およびＫｉ
ｑ′＝Ｋｉｑ・ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）の変更によって達
成でき乗算器を節約する。
【００４７】したがって次のようになる。
【数８】Ｉｒ＝Ｋｉｉ・ｃｏｓ（ＰｈＩＲ）・Ｉｆｆ・
ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０＋ＰｈｉＩＱ）＋Ｋｉｑ・ｃｏ
ｓ（ＰｈｉＩＲ）・ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
＋Ｑｒ・Ｋｒｉ、およびＱｒ＝Ｋｑｑ・ＱＱｆ・ｓｉｎ
（ｗｔ−ｐｈｉ０−ＰｈｉＱＩ）＋Ｋｑｉ・ＱＩｆ・ｃ
ｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０＋ＰｈｉＩＱ）＋Ｋｉｑ・ｃｏ
ｓ（ＰｈｉＩＲ）・ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
＋Ｑｒ・Ｋｒｉ、およびＱｒ＝Ｋｑｑ・ＱＱｆ・ｓｉｎ
（ｗｔ−ｐｈｉ０−ＰｈｉＱＩ）＋Ｋｑｉ・ＱＩｆ・ｃ
ｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
【００４８】前記受信信号が狭帯域幅または中帯域幅
（これらの双方は本説明の目的で狭帯域と称することが
でき、その理由はそれらが前に述べた広帯域に対して狭
いからである）を有する場合、すなわちＢＷよりはむし
ろＢＷ／２のような場合（例えば、ＧＳＭセルラ電話信
号）、前記受信機の成分の枝路の内の２つはオフに切り
替えることができ、一方他の２つの枝路はオンに留める
ことができ、デジタル局部発振器が０に設定されまたは
利得制御（ＡＧＣ）を設定するために使用される。（す
なわち、ｃｏｓ（ｗｔ）＝１またはｃｏｓ（ｗｔ）＝Ａ
ＧＣおよびｓｉｎ（ｗｔ）＝０である。）これは次に単
一デカルト受信機として機能する。
（これらの双方は本説明の目的で狭帯域と称することが
でき、その理由はそれらが前に述べた広帯域に対して狭
いからである）を有する場合、すなわちＢＷよりはむし
ろＢＷ／２のような場合（例えば、ＧＳＭセルラ電話信
号）、前記受信機の成分の枝路の内の２つはオフに切り
替えることができ、一方他の２つの枝路はオンに留める
ことができ、デジタル局部発振器が０に設定されまたは
利得制御（ＡＧＣ）を設定するために使用される。（す
なわち、ｃｏｓ（ｗｔ）＝１またはｃｏｓ（ｗｔ）＝Ａ
ＧＣおよびｓｉｎ（ｗｔ）＝０である。）これは次に単
一デカルト受信機として機能する。
【００４９】図１の受信機は図７においてそのようなモ
ードで示されている。図６に示されるように、図７の受
信機への入力は図１のものと同様に操作され、すなわ
ち、局部発振器１０５、および局部発振器直交発生器１
０８は前に述べたのと同じ信号を生成し、これは入力チ
ャネルをベースバンドへと低減しかつスペクトルをその
ＩおよびＱ直交成分へと分割するよう作用するミキサ１
０２および１０４と同様である。しかしながら、図６の
受信機においては、ＩＱおよびＱＱ経路はそこへの入力
信号を０によって乗算することによりディスエーブルさ
れる。これは２つの経路のみがアクティブに留まること
ができるようにし、前記複合の、しかしながら、狭い、
またはより狭い、帯域の入力信号のＩおよびＱ成分の各
々に対して１つの経路を許容する。
ードで示されている。図６に示されるように、図７の受
信機への入力は図１のものと同様に操作され、すなわ
ち、局部発振器１０５、および局部発振器直交発生器１
０８は前に述べたのと同じ信号を生成し、これは入力チ
ャネルをベースバンドへと低減しかつスペクトルをその
ＩおよびＱ直交成分へと分割するよう作用するミキサ１
０２および１０４と同様である。しかしながら、図６の
受信機においては、ＩＱおよびＱＱ経路はそこへの入力
信号を０によって乗算することによりディスエーブルさ
れる。これは２つの経路のみがアクティブに留まること
ができるようにし、前記複合の、しかしながら、狭い、
またはより狭い、帯域の入力信号のＩおよびＱ成分の各
々に対して１つの経路を許容する。
【００５０】前記アクティブな経路ＩＩおよびＱＩはそ
れぞれアナログのローパスフィルタ１１８および１２２
において入力チャネルをろ波し、Ａ／Ｄ変換器１２６お
よび１３０（これはシグマ−デルタ変換器とすることが
できる）においてアナログ−デジタル変換を行ない、か
つフィルタ１３４および１３８においてデジタルろ波を
提供し、出力信号ＩｏｕｔおよびＱｏｕｔを生成し、こ
れらは次に送信機によって符号化された元の符号化情報
を引き出すために使用される。
れぞれアナログのローパスフィルタ１１８および１２２
において入力チャネルをろ波し、Ａ／Ｄ変換器１２６お
よび１３０（これはシグマ−デルタ変換器とすることが
できる）においてアナログ−デジタル変換を行ない、か
つフィルタ１３４および１３８においてデジタルろ波を
提供し、出力信号ＩｏｕｔおよびＱｏｕｔを生成し、こ
れらは次に送信機によって符号化された元の符号化情報
を引き出すために使用される。
【００５１】理解できるように、このようにして広帯域
および狭帯域の信号の双方が同じ受信機構成要素によっ
て処理できかつ構成要素およびデータ経路の重複が避け
られる。
および狭帯域の信号の双方が同じ受信機構成要素によっ
て処理できかつ構成要素およびデータ経路の重複が避け
られる。
【００５２】前に述べたように、上記好ましい実施形態
においては、受信機は入力信号が４つの場合（または、
中帯域または狭帯域信号の場合２つの成分）へと分割さ
れるものとして説明されているが、入力信号の帯域幅お
よび構成成分の所望の帯域幅に応じて異なる数の構成成
分を使用できることが理解されるであろう。
においては、受信機は入力信号が４つの場合（または、
中帯域または狭帯域信号の場合２つの成分）へと分割さ
れるものとして説明されているが、入力信号の帯域幅お
よび構成成分の所望の帯域幅に応じて異なる数の構成成
分を使用できることが理解されるであろう。
【図１】本発明に係わる通信受信機全体の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】入力信号Ｖｉｎのスペクトル表現を示す説明図
である。
である。
【図３】入力信号Ｖｉｎのスペクトル表現を虚数部
（ａ）および実数部（ｂ）に分離して示す説明図であ
る。
（ａ）および実数部（ｂ）に分離して示す説明図であ
る。
【図４】信号Ｖｉｎである成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよび
ＱＱの、サブバンドの各々をｓｉｎ（ｗｔ）またはｃｏ
ｓ（ｗｔ）と混合しかつ前記成分の各々をろ波した後
の、スペクトル表現を示す説明図である。
ＱＱの、サブバンドの各々をｓｉｎ（ｗｔ）またはｃｏ
ｓ（ｗｔ）と混合しかつ前記成分の各々をろ波した後
の、スペクトル表現を示す説明図である。
【図５】サブバンド０およびサブバンド１の再現に対応
するＶｏｕｔ＋＋ベクトル、およびサブバンド２および
サブバンド３の再現に対応するＶｏｕｔ−＋ベクトルを
図式的に示す説明図である。
するＶｏｕｔ＋＋ベクトル、およびサブバンド２および
サブバンド３の再現に対応するＶｏｕｔ−＋ベクトルを
図式的に示す説明図である。
【図６】本発明に係わるコンバイナ回路の構成を示す概
略的ブロック回路図である。
略的ブロック回路図である。
【図７】狭帯域幅または中帯域幅信号の受信のための受
信機の構成を示す本発明に係わる通信受信機の全体的な
ブロック図である。
信機の構成を示す本発明に係わる通信受信機の全体的な
ブロック図である。
１００ 増幅器 １０２，１０４ 直交ミキサまたはダウンコンバータ １０５局部発振器 １０６，１０７ Ａ／Ｄ変換器 １０８ 直交ネットワーク １１０，１１２，１１４，１１６ ミキサ １１８，１２０，１２２，１２４ ローパスフィルタ １２６，１２８，１３０，１３２ Ａ／Ｄ変換器 １３４，１３６，１３８，１４０ デシメイション・フ
ィルタ １４２ コンバイナ
ィルタ １４２ コンバイナ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ステファン・カフナー アメリカ合衆国 イリノイ州 60102 ア ルゴンクイン アップルウッド・レーン 940
Claims (19)
- 【請求項１】 送信のために広帯域幅または狭帯域幅の
キャリヤへと符号化されかつ変調された情報を伝達する
無線信号を検出しかつ復調するための２重モード通信受
信機であって、 前記検出された帯域をサブバンドへと再分割するための
手段、 前記サブバンドを前記サブバンドの帯域幅と同様の帯域
幅を備えた複数の成分へと重ねるための手段、 各々の成分に含まれる情報の部分を別個に処理するため
の手段、および前記成分からの処理された情報を組み合
わせて送信された元の情報を再現するための手段、 を具備することを特徴とする２重モード通信受信機。 - 【請求項２】 前記検出された帯域をサブバンドへと分
割するための手段は、前記無線信号を単一の局部発振器
出力によって混合して前記無線信号を前記処理が行なわ
れる周波数へとダウンコンバートし、かつその後該ダウ
ンコンバートされた信号を独立したかつ同時的な処理の
ために前記サブバンドに等しい帯域幅を有する成分へと
分割することを特徴とする請求項１に記載の通信受信
機。 - 【請求項３】 前記検出された帯域をサブバンドへと分
割するための手段は前記無線信号を単一の局部発振器出
力により混合して前記無線信号を中間周波数へとダウン
コンバートしかつその後該ダウンコンバートされた信号
を独立したかつ同時的な処理のために前記サブバンドに
等しい帯域幅を備えた成分へと分割することを特徴とす
る請求項１に記載の通信受信機。 - 【請求項４】 前記検出された帯域を前記サブバンドの
帯域幅に等しい帯域幅を備えた成分へと分割するための
手段は前記ダウンコンバートされた信号を局部的に発生
された信号と混合して前記成分を生成することを特徴と
する請求項２に記載の通信受信機。 - 【請求項５】 前記局部的に発生された信号との混合は
乗算器ＤＡＣを使用しデジタル入力が低周波デジタル局
部発振器信号によって駆動されることを特徴とする請求
項４に記載の通信受信機。 - 【請求項６】 前記乗算器ＤＡＣは自動利得調整のため
の利得制御を提供することを特徴とする請求項５に記載
の通信受信機。 - 【請求項７】 前記サブバンドに等しい帯域幅を備えた
前記成分の各々に含まれる情報の部分を処理するための
手段はアナログ−デジタル変換器を具備することを特徴
とする請求項４に記載の通信受信機。 - 【請求項８】 前記アナログ−デジタル変換器は広帯域
または狭帯域変換のためのプログラム可能なオーバサン
プリング比を備えたシグマ−デルタＡ／Ｄ変換器である
ことを特徴とする請求項７に記載の通信受信機。 - 【請求項９】 送信のために広帯域幅または狭帯域幅の
キャリヤへと符号化されかつ変調された情報を伝達する
無線信号を検出しかつ復調するための２重モード通信受
信機の動作方法であって、 検出された帯域幅を複数のサブバンドへと再分割する段
階、 各々のサブバンドに含まれる情報の部分を別個に処理す
る段階、そして前記サブバンドからの処理された情報を
組み合わせて送信された元の情報を再現する段階、 を具備することを特徴とする２重モード通信受信機の動
作方法。 - 【請求項１０】 前記検出された帯域をサブバンドへと
分割する段階は、前記無線信号を単一の局部発振器出力
によって混合して前記無線信号を前記処理が行なわれる
周波数へとダウンコンバートし、かつその後該ダウンコ
ンバートされた信号を独立したかつ同時的な処理のため
に前記サブバンドに等しい帯域幅を有する成分へと分割
することを特徴とする請求項９に記載の方法。 - 【請求項１１】 前記検出された帯域をサブバンドへと
分割する段階は前記無線信号を単一の局部発振器出力に
より混合して前記無線信号を中間周波数へとダウンコン
バートしかつその後該ダウンコンバートされた信号を独
立したかつ同時的な処理のために前記サブバンドに等し
い帯域幅を備えた成分へと分割することを特徴とする請
求項９に記載の方法。 - 【請求項１２】 前記検出された帯域を前記サブバンド
に等しい帯域幅を備えた成分へと分割する段階は前記ダ
ウンコンバートされた信号を局部的に発生された信号と
混合して前記成分を生成することを特徴とする請求項１
０に記載の方法。 - 【請求項１３】 前記サブバンドに等しい帯域幅を備え
た前記成分の各々に含まれる情報の部分を処理する段階
はアナログ−デジタル変換器によって行なわれることを
特徴とする請求項１２に記載の方法。 - 【請求項１４】 前記アナログ−デジタル変換器は広帯
域または狭帯域変換のためのプログラム可能なオーバサ
ンプリング比を備えたシグマ−デルタＡ／Ｄ変換器であ
ることを特徴とする請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１５】 同相−直角位相（ＩＱ）変調を有する
広帯域キャリヤまたは狭帯域キャリヤによって送信され
る情報を受信しかつ処理するよう構成された通信受信機
であって、 前記広帯域キャリヤ（ＢＷ）を包含するのに十分広いス
ペクトルの部分を検出するための手段、 前記広帯域キャリヤをＩおよびＱ成分におけるベースバ
ンドへと変換するための手段であって、各々の成分はＢ
Ｗ／２の帯域幅を有するもの、 前記ＩおよびＱ成分をさらに他のＩおよびＱ成分に変換
して成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱを形成するための
手段であって、該成分の各々はＢＷ／４の帯域幅を有し
かつ前記元の送信情報の部分を含むことができるもの、 広帯域モードにおいて、前記元の送信情報の部分を抽出
するために前記成分の各々を別個に処理するための手
段、 狭帯域モードにおいて、前記元の送信情報の部分を抽出
するために前記狭帯域送信キャリヤ内の情報を含む成分
の各々を別個に処理するための手段、および前記抽出さ
れた情報を再結合して元の送信された情報を再現するた
めの手段、 を具備することを特徴とする通信受信機。 - 【請求項１６】 同相−直角位相（ＩＱ）変調を有する
広帯域キャリヤまたは狭帯域キャリヤによって送信され
る情報を受信しかつ処理する方法であって、 前記広帯域キャリヤ（ＢＷ）を包含するのに十分広いス
ペクトルの部分を検出する段階、 前記広帯域キャリヤをＩおよびＱ成分におけるベースバ
ンドに変換する段階であって、各々の成分はＢＷ／２の
帯域幅を有する前記段階、 前記ＩおよびＱ成分をさらに他のＩおよびＱ成分に変換
して成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱを形成する段階で
あって、該成分の各々はＢＷ／４の帯域幅を有しかつ元
の送信された情報の一部を含むことができる前記段階、 広帯域モードにおいて、前記成分の各々を別個に処理し
て元の送信された情報の部分を抽出する段階、 狭帯域モードにおいて、前記狭帯域送信キャリヤ内の情
報を含む成分の各々を別個に処理して元の送信された情
報の部分を抽出する段階、および前記抽出された情報を
再結合して元の送信された情報を再現する段階、 を具備することを特徴とする情報を受信しかつ処理する
方法。 - 【請求項１７】 ２つの成分の前記経路は狭帯域モード
ではディスエーブルされることを特徴とする請求項１６
に記載の方法。 - 【請求項１８】 前記再結合の処理の間にデジタル局部
発振器による複合ミキシングと組み合わせて前記４つの
成分に対するデジタル利得および位相修正が行なわれる
ことを特徴とする請求項１６に記載の方法。 - 【請求項１９】 前記再結合の処理の間にデジタル局部
発振器を位相シフトすることにより位相の不連続性が除
去されることを特徴とする請求項１９に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP99403266.2 | 1999-12-23 | ||
| EP19990403266 EP1111803B1 (en) | 1999-12-23 | 1999-12-23 | Dual mode with a single receiver circuit |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001217800A true JP2001217800A (ja) | 2001-08-10 |
| JP2001217800A5 JP2001217800A5 (ja) | 2008-02-07 |
| JP4355443B2 JP4355443B2 (ja) | 2009-11-04 |
Family
ID=8242232
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000389165A Expired - Fee Related JP4355443B2 (ja) | 1999-12-23 | 2000-12-21 | ２重デジタル低ｉｆ複合受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6931241B2 (ja) |
| EP (1) | EP1111803B1 (ja) |
| JP (1) | JP4355443B2 (ja) |
| KR (1) | KR100736057B1 (ja) |
| DE (1) | DE69921495T2 (ja) |
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