JP4355443B2 - ２重デジタル低ｉｆ複合受信機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は通信受信機に関し、かつより特定的には広帯域符号分割多元接続（Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＷＢＣＤＭＡ）のようなあるモードにおける広帯域信号を、かつまた、欧州セルラ電話システムＧＳＭ（グローバル・システム・モービル：Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｍｏｂｉｌｅ）が１つの例である、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）のような他のモードに対する中帯域または狭帯域信号を受信することができる受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
今日の通信システム、例えばセルラ電話通信システム、は狭帯域または中帯域技術で動作する。前記ＧＳＭセルラ電話システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、はそのような中帯域システムの１つである。例えば、データまたはビデオ伝送に対するより高速の送信の要求が増大するに応じて、より広い帯域の技術がより望ましいものになってくる。セルラ通信のための１つのそのような広帯域技術は広帯域符号分割多元接続（ＷＢＣＤＭＡ）である。新しい技術が発展するに応じて、１つより多くの通信システムで動作して１つのシステムから他のものへと推移できるようにしあるいはユーザが両方のシステムの組み合わされた能力および特徴（フィーチャ：ｆｅａｔｕｒｅｓ）へとアクセスできるようにする通信機器を提供することが一般的になっている。したがって、通信受信機が狭帯域または中帯域のシステムからかつまた広帯域通信システムの双方から信号を受信できることが必要とされる。
【０００３】
単一の広帯域および中帯域受信機を提供するための今日の努力は各々のモードに対して異なる受信機データ経路を提供することによって各々のモードに対する受信機回路を単に２重化した受信機設計を生じる結果となっている。一例として、ヨーロッパにおいて現在開発されている前記広帯域ＣＤＭＡシステム、万能移動電話システム（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ：ＵＭＴＳ）、においては、チャネル帯域幅は３．８４ＭＨｚであり、一方現在の欧州セルラシステム、ＧＳＭ、は２００ＫＨｚの帯域幅を有している。これらのシステムの双方はＩＱ変調モードで動作し、その場合送信されるべき情報は、適切に符号化された後、キャリヤ信号に重畳された同相および直角位相変調成分において提供され複素信号または複合信号を生成し、これはその後受信機によってデコードされて元の符号化された情報を出現させることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
現在これら２つのモードは異なるダウンコンバージョン・ミキサ、ブロッキング・フィルタ、増幅器、アンチエイリアシング・フィルタ（ａｎｔｉａｌｉａｓｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒｓ）、およびアナログ−デジタル変換器を備えた２つの異なる受信機回路を設けることによって１つの通信受信機ユニット内へと組み合わされている。前記受信機回路の各々は従って送信された信号のＩおよびＱ成分を受信しかつデコードすることができる別個の受信機である。
【０００５】
したがって、いくつかのモードで動作可能でありかつ回路の多くの要素が各モードで使用可能であり、従って受信機において必要な回路の数を低減することにより受信機の複雑さを低減する単一の通信受信機を提供することが有利であろう。
【０００６】
前記ＷＢＣＤＭＡ ＵＭＴＳシステムの帯域幅は３．８４ＭＨｚであるから、前記ＷＢＣＤＭＡ信号の各々のＩおよびＱ成分は３．８４ＭＨｚ／２の範囲にあることになる。これらの広い帯域幅は、送信信号の要求されるダイナミックレンジが与えられれば、フラッシュ（Ｆｌａｓｈ）またはパイプライン化（Ｐｉｐｅｌｉｎｅｄ）データコンバータのような複雑なデータコンバータまたはデータ変換器を使用することを必要とし、該データコンバータは、非常に高速であるためスペクトル拡散システムにおける送信された符号を再生するために符号のトラッキングを可能とするよう高いサンプリングレートを許容するが、ＧＳＭモードにとって特に適したものではなく、それはこれらのデータコンバータは高い電力消費および限られたダイナミックレンジ（１０ビット）を有するのに対しＧＳＭモードは高いダイナミックレンジ（１４ビット）を必要とするが低いサンプリングレートを許容するためである。より低い電力消費は、もちろん、セルラ電話のような携帯用または移動通信機器においては常に望ましいものである。前記ＧＳＭモードは異なる帯域幅に対して容易にプログラム可能であり、より広いダイナミックレンジを有し、かつ電力消費が少ないシグマ−デルタ（Ｓｉｇｍａ−Ｄｅｌｔａ）デジタル−アナログ変換器または他の変換器を使用できるようにする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述のおよび他の利点はある広帯域チャネルのサブバンド（ｓｕｂ−ｂａｎｄｓ）をデュアル低中間周波（ＩＦ）デジタル手法を使用してＩＩ，ＩＱ，ＱＩ，ＱＱと称されるより狭い帯域幅成分へと重ね合わせる（ｓｕｐｅｒｉｍｐｏｓｅ）ことによって得ることができ、この場合各々の成分は中帯域幅または狭帯域幅モードが選択された場合に再使用できる共通のデータコンバータを使用することができる。
【０００８】
これは送信のために広帯域または狭帯域のキャリアへと符号化されかつ変調された情報を伝達する無線信号を検出しかつ復調するためのデュアルモード通信受信機を提供することによって達成でき、該通信受信機は検出された帯域をサブバンドへと再分割しかつ該サブバンドを該サブバンドの帯域幅と同様の帯域幅を備えた複数の成分へと重ね合わせるための手段、各々の成分に別個に含まれる情報の部分を処理するための手段、および前記成分からの処理された情報を組み合わせて送信された元の情報を再現するための手段を具備する。
【０００９】
これはまた送信のために広いまたは狭い帯域幅のキャリアへと符号化されかつ変調された情報を伝達する無線信号を検出しかつ復調するためのデュアルモード通信受信機を動作させる方法を提供することによって達成でき、該方法は、検出された信号を検出されたサブバンドへと再分割する段階、前記検出されたサブバンドを前記サブバンドの帯域幅と同じまたは同様の帯域幅を備えた複数の成分へと重ね合わせる段階、各々の成分に別個に含まれる情報の部分を処理する段階、および前記成分からの処理された情報を組み合わせて元の送信された情報を再現する段階を具備する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係わる通信受信機の全体のブロック図である。入力信号Ｖｉｎは前に述べたように無線周波または中間周波チャネルへと変換されるベースバンド・スペクトルを表わす複素または複合信号であり、同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）および直角位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）成分を有する入力信号を生成するために送信機における変調器によって加えられる情報を有し、該入力信号Ｖｉｎは増幅器１００に印加され、該増幅器１００の出力は２つの直交ミキサまたはダウンコンバータ１０２，１０４に供給される。入力信号ＶｉｎはＢＷの帯域幅を有する。入力信号Ｖｉｎは４つのサブバンドへと再分割される。
【００１１】
ＩＱダウンコンバータ１０２，１０４は無線周波信号（ＲＦ）または中間周波（ＩＦ）チャネルを、例えば、ギルバート型ミキサ（Ｇｉｌｂｅｒｔ Ｔｙｐｅｏｆ Ｍｉｘｅｒ）またはチョッパ型ミキサ（Ｃｈｏｐｐｅｒ Ｔｙｐｅ ｏｆ Ｍｉｘｅｒ）を使用してＤＣスペクトルへとダウンコンバートする。
【００１２】
局部発振器（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１０５は２つのアナログ−デジタル変換器１０６および１０７をドライブして直交アナログ出力（ｓｉｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗｔ）、この場合ｗ＝２＊Ｐｉ＊ＢＷ／４）を生成し、これらは次に直交ネットワーク１０８をドライブし、該直交ネットワーク１０８は２つのＲＦまたはＩＦ発振器信号を伝達するためにＰｉ／２で分割または除算し、これらの信号は直交ミキサ１０２，１０４の２つの局部発振器ポートに供給するために直交している。
【００１３】
ミキサ１０２および１０４の出力はベースバンドまたは低中間周波数における（以後、ベースバンドへの言及は代わりに、受信機の設計に応じて、低中間周波を含むことがある）入力信号Ｖｉｎの直交表現である。
【００１４】
ミキサ１０２および１０４の出力は第１のローパス・ブロッキングフィルタ（容量）によってろ波されかつ次にそれぞれさらに他のミキサ（乗算器）１１０，１１２，１１４および１１６に供給され、これらのミキサにおいて帯域幅ＢＷ／２のＩおよびＱサブバンド成分はさらに帯域幅ＢＷ／４の４つの成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱへと分割される。これら４つの成分は増幅されかつ、各々ＢＷ／４に等しいかまたはそれより大きな帯域幅を有する、ローパスフィルタ１１８，１２０，１２２および１２４によってさらなるブロッキングろ波（ｂｌｏｃｋｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）を行なうためにろ波される。
【００１５】
前記ミキサはＩおよびＱ ＩＦまたはＲＦからベースバンドへのミキサ１０２および１０４を除き低周波ミキサ／乗算器である。該ミキサ／乗算器１１０，１１２，１１４および１１６は利得を有する乗算器ＤＡＣとして実施することができ、この場合デジタル入力ポートは供給されるｃｏｓ（ｗｔ）およびｓｉｎ（ｗｔ）のデジタル表現を有しかつ前記アナログ入力ポートはミキサ１０２および１０４のろ波された出力である。乗算器ＤＡＣのクロック周波数はこのクロックの高調波におけるスプリアス応答を避けるために前に設けられるブロッキングの量に依存する。また、この乗算器ＤＡＣは受信機における自動利得制御（ＡＧＣ）信号を設定するために使用できる。
【００１６】
前記ローパスフィルタは一般に広帯域または中帯域または狭帯域がろ波できるようにプログラム可能なカットオフ周波数を備えたアクティブまたは能動ＲＣ型のフィルタに基づいている。これらのフィルタはＢＷ／４に等しい帯域幅を有し、これは同様のブロッキング排除要求を備えたＢＷ／２に等しい帯域幅のフィルタに対してそれらの設計を簡略化する。これは前記フィルタがフィルタごとに要求されるポールの数を低減できるようにし、それは次により少ないグループまたは群および振幅リップルを導入することになる。また、プログラミングのカットオフ周波数範囲が低減される。
【００１７】
ローパスフィルタ１１８，１２０，１２２および１２４の出力は、シグマ−デルタＡ／Ｄ変換器とすることができる、アナログ−デジタル変換器１２６，１２８，１３０および１３２、ならびにデシメイション・フィルタ１３４，１３６，１３８および１４０へと供給され後に詳細に説明する成分信号ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆを生成する。該信号はコンバイナ１４２において利得および位相修正されかつ再結合されて出力信号Ｖｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−＋を生成する。これらの出力信号はその後復調されかつデコードされて送信機の変調器によって前記複素または複合入力信号へと前に符号化された情報を表わすデジタルビットストリームを生成する。
【００１８】
アナログ−デジタル変換器１２６，１２８，１３０および１３２は好ましくは種々の広帯域または中帯域または狭帯域信号成分に対してオーバサンプリング比をプログラム可能なシグマ−デルタ型のＡ／Ｄ変調器である。前記成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩ，ＱＱはそれらの帯域幅が各々ＢＷ／４に低減されているから、これは同じダイナミックレンジに対してシグマ−デルタに対するオーバサンプリングの要求されるオーバサンプリング・クロック周波数を低減する。例えば、ＢＷ＝３．８４ＭＨｚを有するＷＢＣＤＭＡモードにおいては、前記オーバサンプリングクロックは２６ＭＨｚの範囲において選択されそれによって１０ビットの分解能に対して２６ＭＨｚ／（３．８４ＭＨｚ／４）＝２７．０８の範囲になるようにされ、一方、ＧＭＳモードにおいては、前記オーバサンプリングクロックは１４ビットの分解能に対してオーバサンプリング比１３ＭＨｚ／０．２ＫＨｚ＝６５に対し１３ＭＨｚとなる。
【００１９】
前記シグマ−デルタ変調器１２６，１２８，１３０および１３２はオーバサンブリングの特定周波数でオーバサンプルされたデジタルストリームを発生する。これらのデジタル出力はこの種の変調器にとって典型的であるようにシグマ−デルタ変調器の次数（ｏｒｄｅｒ）および形式に応じて成形されたノイズスペクトルを含む。前記デジタル出力は次にデジタル的にろ波されてシグマ−デルタ変調器の前記成形されたノイズを除去し、かつ次に選択ろ波（ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）を行なうためにより低いクロックレートで動作するデシメイション・デジタルフィルタ１３４，１３６，１３８および１４０によってさらに処理するためにより低いクロック周波数へとデシメイトされる。デジタル出力ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆは次にコンバイナ１４２におけるデジタル乗算器および加算器によって処理されて利得および位相の不平衡の修正を行ないかつベクトルＶｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−＋で表わされる４つのデジタル出力成分を発生する。
【００２０】
アナログフィルタ１１８，１２０，１２２および１２４、シグマ−デルタ変換器１２６，１２８，１３０および１３２、およびデジタル・デシメイションフィルタ１３４，１３６，１３８および１４０の帯域幅はまたいくつかの帯域幅設定を取り扱うためにプログラム可能にすることができる。
【００２１】
図１に示される好ましい実施形態においては、受信機が示されており、該受信機においては、入力信号は４つの成分に分割される。しかしながら、入力信号の帯域幅および前記成分の所望の帯域幅に応じて異なる数の成分を使用できることが理解されるであろう。
【００２２】
図１の受信機の動作は図２〜図５に示される受信機における種々のポイントでの信号のスペクトル表現を参照することにより最もよく理解することができる。増幅器１００に印加される入力チャネルは図２においてそれぞれ、以後ｓｕｂ０，ｓｕｂ１，ｓｕｂ２およびｓｕｂ３と称されかつ参照数字１６０，１６２，１６４および１６６によって参照される４つのサブバンドへと再分割または細分される。図２は４つのサブバンドへと分割された後のＶｉｎのスペクトル表現である。前記サブバンドの各々はＢＷ／４の帯域幅を有する。
【００２３】
これら４つのサブバンドの基礎を成すＲＦチャネルはＲＦまたはＩＦ周波数から、ミキサ１０２および１０４の出力として、２つの成分、ＩおよびＱ、においてベースバンドへとダウンコンバートされ、これらの出力は直交位相関係にありかつ各々の成分はＢＷ／２（０からＢＷ／２）のスペクトル帯域幅を有する。
【００２４】
もしベクトルＶｉｎ＝Ｉ＋ｊ・Ｑがベースバンドにおける入力チャネルの表現であるとすれば、Ｖｉｎは前記４つのサブバンドに対応する４つのベクトルの合計として表現することができ、例えば、Ｖｉｎ＝Ｖｉｎ０＋Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２＋Ｖｉｎ３となる。図２はまたこの表現を示し、そこではＶｉｎ０はｓｕｂ０に対応し、Ｖｉｎ１はｓｕｂ１に対応し、Ｖｉｎ２はｓｕｂ２に対応し、そしてＶｉｎ３はｓｕｂ３に対応する。
【００２５】
図３（ａ）および図３（ｂ）は、その構成要素ＩおよびＱ成分（ラインｆ上）で表現されたＶｉｎのスペクトルを示す。したがって、Ｖｉｎの実数部、例えば、Ｉ＝Ｉ０＋Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３はそれぞれ図３（ｂ）において１６０Ｉ，１６２Ｉ，１６４Ｉおよび１６６Ｉとして示され、かつ虚数部はｊ・Ｑ＝ｊ・Ｑ０＋ｊ・Ｑ１＋ｊ・Ｑ２＋ｊ・Ｑ３はそれぞれ図３（ａ）において１６０Ｑ，１６２Ｑ，１６４Ｑおよび１６６Ｑとして示されている。
【００２６】
それから、前に述べたように、ｓｕｂ３，１６６はｓｕｂ０，１６０と混合され、ｓｕｂ２，１６４はｓｕｂ１，１６２と混合され、再び前記ｆラインの下にＩおよびｊ・Ｑスペクトルが別個に見られる。
【００２７】
各々の成分ＩおよびＱは次にミキサ１１０，１１２，１１４および１１６において低ＩＦ直交信号ｃｏｓ（ｗｔ）およびｓｉｎ（ｗｔ）と混合され（この場合、ｗ＝２・ｐｉ・ＢＷ／４または最も近い値である）、すなわち前記低ＩＦクロックはＩまたはＱ帯域幅の半分である。該動作は次のようになる。
【数１】
ＩＩｆ＝ＩＩ＊＊ＨＩＩ， ＩＩ＝Ｉｃｏｓ（ｗｔ）
ＩＱｆ＝ＩＱ＊＊ＨＩＱ， ＩＱ＝Ｉｓｉｎ（ｗｔ）
ＱＩｆ＝ＱＩ＊＊ＨＱＩ， ＱＩ＝Ｑｃｏｓ（ｗｔ）
ＱＱｆ＝ＱＱ＊＊ＨＱＱ， ＱＱ＝Ｑｓｉｎ（ｗｔ）
【００２８】
この場合、ＨＩＩ，ＨＩＱ，ＨＱＩおよびＨＱＱは、それぞれ、前記ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ経路における、それぞれ、アナログおよびデジタルフィルタ１１８，１２０，１２２および１２４、および１３４，１３６，１３８および１４０の伝達関数である。
前記＊＊は時間領域のたたみ込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）を意味する。
【００２９】
【数２】
ＩＩ＝Ｉ・（ｅ^{＋ｊ（ｗｔ）}＋ｅ^{−ｊ（ｗｔ）}）／２
ＩＱ＝Ｉ・（ｅ^{＋ｊ（ｗｔ）}−ｅ^{−ｊ（ｗｔ）}）／２ｊ
ＱＩ＝Ｑ・（ｅ^{＋ｊ（ｗｔ）}＋ｅ^{−ｊ（ｗｔ）}）／２
ＱＱ＝Ｑ・（ｅ^{＋ｊ（ｗｔ）}−ｅ^{−ｊ（ｗｔ）}）／２ｊ
【００３０】
ｅ^{＋ｊ（ｗｔ）}による乗算はスペクトルを＋ｗだけ、すなわち、＋ＢＷ／４だけシフトすることと等価である。ｅ^{−ｊ（ｗｔ）}による乗算は−ｗだけ、すなわち−ＢＷ／４だけスペクトルをシフトすることと等価である。
【００３１】
結果として図４（ａ）、図４（ｂ）、図４（ｃ）および図４（ｄ）に示されるスペクトルになり、これらの図はまたそれぞれ前記フィルタ１１８，１２０，１２２および１２４の出力を、各々図面に示される、ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱとして図式的に示す。帯域幅ＢＷ／２のフィルタとしてかつ、それぞれ、ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆとしてフィルタ１３４，１３６，１３８および１４０の出力も帯域幅Ｗ／２のフィルタとして示されている。上で述べたスペクトルのシフトもまた図４に図式的に示されている。前記ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ経路におけるフィルタの出力の各々は前記４つのサブバンドの各々を含み、これが成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱが図４（ａ）〜図４（ｄ）に示されるように、重ね合わされた４つのサブバンドを有する理由であり、かつ従って入力信号Ｖｉｎ内に元々含まれる全ての情報が元の信号を再現するために利用または入手可能であるが、信号の処理は元の信号Ｖｉｎよりも狭い帯域幅において行なわれ従って広い帯域幅をサポートするためこの動作を行なうために通常使用されるフラッシュまたはパイプライン化データコンバータではなくシグマ−デルタＡ／Ｄ変換器によって達成できる。
【００３２】
送信された元の（しかしながら、今や処理された）情報の再現の形式で出力を生成するため、前記４つのサブバンドの各々の情報はコンバイナ１４２において再結合されて２つのベクトル成分Ｖｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−＋を形成しなければならない。
【数３】
Ｖｏｕｔ＋＋＝（ＩＩｆ−ＱＱｆ）
＋ｊ・（ＩＱｆ＋ＱＩｆ）
Ｖｏｕｔ−＋＝（ＩＩｆ＋ＱＱｆ）
＋ｊ・（−ＩＱｆ＋ＱＩｆ）
【００３３】
したがって、それぞれ図５（ａ）および図５（ｂ）に図式的に示されるように、前記Ｖｏｕｔ＋＋ベクトルはサブバンド０およびサブバンド１、１６０および１６２、の再現に対応し、かつ前記Ｖｏｕｔ−＋ベクトルはサブバンド２およびサブバンド３、１６４および１６６、の再現に対応する。コンバイナ１４２による再結合はいくつかの方法で行なわれ、例えば次のように行なうことができる。
Ｖｏｕｔ＋＋に対してＩＩｆ−ＱＱｆ＝Ｉ＋＋を達成するため加算器／減算器を使用する。
Ｖｏｕｔ＋＋に対してＩＱｆ＋ＱＩｆ＝Ｑ＋＋を達成するため加算器／減算器を使用する。
Ｖｏｕｔ−＋に対してＩＩｆ＋ＱＱｆ＝Ｉ−＋を達成するため加算器／減算器を使用する。
Ｖｏｕｔ−＋に対して−ＩＱｆ＋ＱＩｆ＝Ｑ−＋を達成するため加算器／減算器を使用する。
【００３４】
前記演算操作Ｖｏｕｔ＋＋ｅ^{−ｊ（ｗｔ）}は複素乗算器を使用して形成され、加算器および乗算器を使用して次のデジタル演算操作を行なう。すなわち、（Ｉ＋＋ ＋ｊ・Ｑ＋＋）・（ｃｏｓ（ｗｔ）−ｊ・ｓｉｎ（ｗｔ））＝Ｉ＋＋・ｃｏｓ（ｗｔ）＋Ｑ＋＋・ｓｉｎ（ｗｔ）＋ｊ・（−Ｉ＋＋・ｓｉｎ（ｗｔ）＋Ｑ＋＋・ｃｏｓ（ｗｔ））
【００３５】
演算操作Ｖｏｕｔ−＋ｅ^{ｊ（ｗｔ）}は複素乗算器を使用して形成され、加算器および乗算器を使用して次のデジタル演算操作を行なう。すなわち、（Ｉ−＋ ＋ｊ・Ｑ−＋）・（ｃｏｓ（ｗｔ）＋ｊ・ｓｉｎ（ｗｔ））＝Ｉ−＋・ｃｏｓ（ｗｔ）−Ｑ−＋・ｓｉｎ（ｗｔ）＋ｊ・（Ｉ−＋ｓｉｎ（ｗｔ）＋Ｑ−＋・ｃｏｓ（ｗｔ））
【００３６】
前記成分ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆの４つ全ては各々のサブバンドを再現するために必要とされることに注意を要する。サブバンドを別個に復元するために４つ全ての成分が利用できることが要求される。各々の成分（ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ）は前記ＢＷ／４の中にそれらのそれぞれのスペクトルで示されるように４つのサブバンド全てに関連する情報を含んでいる。これが受信機が４つのサブバンド全てを並列に処理することができるようにしかつより好ましいＡ／Ｄ変換技術を使用できるようにする。このため、前記受信機は２重デカルト（ダブル・カーテシアン：Ｄｏｕｂｌｅ Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）受信機と称することができ、それは各々のサブバンドを再現するために前記４つの成分が必要とされるからである。
【００３７】
また、これら４つの実数成分はＢＷ／４のスペクトル幅を有しかつこれら４つの成分をデジタル化するために同じローパスＡ／Ｄ変換器を備えた同じローパスフィルタが必要とされることに注意を要する。
【００３８】
本発明を採用した受信機はＢＷ／４の帯域幅要求を有するＩＩｆ，ＱＱｆ，ＱＩｆおよびＩＱｆと称される４つのベースバンド出力成分（２重デカルト）を備えた帯域幅ＢＷのＲＦまたはＩＦ入力チャネルを有する受信機とみることができる。元のスペクトルを再現し戻すため、２つの再現ベクトルＶｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−＋がそれぞれ−ｗだけかつ＋ｗだけシフトされることが必要であり、かつそれぞれｅ^{−ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０）}およびｅ^{＋ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０）}で乗算されることが必要である。
【００３９】
【数４】
Ｖｏｕｔ ｒ
＝Ｖｏｕｔ＋＋・ｅ^{−ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０）}
＋Ｖｏｕｔ−＋・ｅ^{＋ｊ（ｗｔ−ｐｈｉ０）}
この場合、ｐｈｉ０は位相の不連続を除去するよう選択される。ｓｉｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗｔ）が発生される必要があるから、ｓｉｎ（ｗｔ）およびｃｏｓ（ｗｔ）を発生した位相発生器は単に−ｐｈｉ０のオフセットでスタートする。
【００４０】
Ｖｏｕｔ＋＋およびＶｏｕｔ−＋をそれらの表現で置き換えることにより次の式を得る。
【数５】
Ｖｏｕｔ ｒ＝２（ＩＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
＋ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））
＋２・ｊ・（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
＋ＱＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））
【００４１】
すなわち、再現された同相および直角位相成分は次のようになる。
【数６】
Ｉｒ＝（ＩＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
＋ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））
Ｑｒ＝（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
＋ＱＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））
【００４２】
上で述べた数式に従って再現されたベクトルＶｏｕｔ ｒの実数および虚数出力を発生するためかつまた前記４つの経路によって導入される不整合に対する利得および位相修正を提供するためにコンバイナ１４２の再現構成が図６に示されている。図６において実施される再結合方程式Ｉｒ＝（ＩＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））およびＱｒ＝（ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）＋ＱＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０））はまたそれらがそれらの間で整合しない場合に前記成分の間の利得および位相修正を使用する。
【００４３】
ＩＩｆは利得修正項Ｋｉｉによって乗算され、ＩＱｆは利得修正項Ｋｉｑによって乗算され、ＱＱｆは利得修正項Ｋｑｑによって乗算され、かつＱＩｆは利得修正項Ｋｑｉによって乗算され、これらの乗算はそれぞれ乗算器１７０，１７２，１７４および１７６によって行なわれる。前記利得修正項は修正された各項が等しい振幅になるよう選択される。
【００４４】
さらに、ＩＩｆ，ＩＱｆ，ＱＩｆおよびＱＱｆの間で位相を修正することが必要とされる。例えば、ＩＩｆをｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）により、乗算するよりはむしろ、それは乗算器１７８においてｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０＋ＰｈｉＩＱ）によって乗算され、この場合ＰｈｉＩＱはＩＩｆおよびＩＱｆの間の位相の不整合を補償するためにＩＱｆに対してＩＩｆの位相をシフトするために使用される位相値である。同様に、前記項ＰｈｉＱＩは乗算器１８０において適用されるＱＩｆおよびＱＱｆの間の位相不整合を補償するための位相修正である。
【００４５】
いったんＩＩｆおよびＩＱｆが利得および位相整合されると、かつＱＩｆおよびＱＱｆが利得および位相整合されると、（ＩＩｆ，ＩＱｆ）、加算器１８２の出力、および（ＱＱｆ，ＱＩｆ）、加算器１８４の出力、は位相が整合されなければならない。これは加算器１８２の出力に加算器１８４の出力である項Ｋｒｉを加算することによって行なわれる。これは単に次の式で説明できる。
【数７】
ｃｏｓ（ｗｔ＋ＰｈｉＩＲ）
＝ｃｏｓ（ｗｔ）ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）
＋ｓｉｎ（ｗｔ）・ｓｉｎ（ＰｈｉＩＲ）
【００４６】
これは、位相値ＰｈｉＲによって修正するために、虚数部ｓｉｎ（ｗｔ）（加算器１８４の出力）がとられかつＫｒｉ＝ｓｉｎ（ＰｈｉＩＲ）によって乗算され、そして加算器１８２の出力ｃｏｓ（ｗｔ）・ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）に加えられることを意味する。ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）による乗算の演算は加算器１８２の前にＫｉｉ′＝Ｋｉｉ・ｃｏｓ（ＰｈｒＩＲ）およびＫｉｑ′＝Ｋｉｑ・ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）の変更によって達成でき乗算器を節約する。
【００４７】
したがって次のようになる。
【数８】
Ｉｒ＝Ｋｉｉ・ｃｏｓ（ＰｈＩＲ）
・Ｉｆｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０＋ＰｈｉＩＱ）
＋Ｋｉｑ・ｃｏｓ（ＰｈｉＩＲ）
・ＩＱｆ・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
＋Ｑｒ・Ｋｒｉ、および
Ｑｒ＝Ｋｑｑ・ＱＱｆ
・ｓｉｎ（ｗｔ−ｐｈｉ０−ＰｈｉＱＩ）
＋Ｋｑｉ・ＱＩｆ・ｃｏｓ（ｗｔ−ｐｈｉ０）
【００４８】
前記受信信号が狭帯域幅または中帯域幅（これらの双方は本説明の目的で狭帯域と称することができ、その理由はそれらが前に述べた広帯域に対して狭いからである）を有する場合、すなわちＢＷよりはむしろＢＷ／２のような場合（例えば、ＧＳＭセルラ電話信号）、前記受信機の成分の枝路の内の２つはオフに切り替えることができ、一方他の２つの枝路はオンに留めることができ、デジタル局部発振器が０に設定されまたは利得制御（ＡＧＣ）を設定するために使用される。（すなわち、ｃｏｓ（ｗｔ）＝１またはｃｏｓ（ｗｔ）＝ＡＧＣおよびｓｉｎ（ｗｔ）＝０である。）これは次に単一デカルト受信機として機能する。
【００４９】
図１の受信機は図７においてそのようなモードで示されている。図６に示されるように、図７の受信機への入力は図１のものと同様に操作され、すなわち、局部発振器１０５、および局部発振器直交発生器１０８は前に述べたのと同じ信号を生成し、これは入力チャネルをベースバンドへと低減しかつスペクトルをそのＩおよびＱ直交成分へと分割するよう作用するミキサ１０２および１０４と同様である。しかしながら、図６の受信機においては、ＩＱおよびＱＱ経路はそこへの入力信号を０によって乗算することによりディスエーブルされる。これは２つの経路のみがアクティブに留まることができるようにし、前記複合の、しかしながら、狭い、またはより狭い、帯域の入力信号のＩおよびＱ成分の各々に対して１つの経路を許容する。
【００５０】
前記アクティブな経路ＩＩおよびＱＩはそれぞれアナログのローパスフィルタ１１８および１２２において入力チャネルをろ波し、Ａ／Ｄ変換器１２６および１３０（これはシグマ−デルタ変換器とすることができる）においてアナログ−デジタル変換を行ない、かつフィルタ１３４および１３８においてデジタルろ波を提供し、出力信号ＩｏｕｔおよびＱｏｕｔを生成し、これらは次に送信機によって符号化された元の符号化情報を引き出すために使用される。
【００５１】
理解できるように、このようにして広帯域および狭帯域の信号の双方が同じ受信機構成要素によって処理できかつ構成要素およびデータ経路の重複が避けられる。
【００５２】
前に述べたように、上記好ましい実施形態においては、受信機は入力信号が４つの場合（または、中帯域または狭帯域信号の場合２つの成分）へと分割されるものとして説明されているが、入力信号の帯域幅および構成成分の所望の帯域幅に応じて異なる数の構成成分を使用できることが理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる通信受信機全体の構成を示すブロック図である。
【図２】入力信号Ｖｉｎのスペクトル表現を示す説明図である。
【図３】入力信号Ｖｉｎのスペクトル表現を虚数部（ａ）および実数部（ｂ）に分離して示す説明図である。
【図４】信号Ｖｉｎである成分ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱの、サブバンドの各々をｓｉｎ（ｗｔ）またはｃｏｓ（ｗｔ）と混合しかつ前記成分の各々をろ波した後の、スペクトル表現を示す説明図である。
【図５】サブバンド０およびサブバンド１の再現に対応するＶｏｕｔ＋＋ベクトル、およびサブバンド２およびサブバンド３の再現に対応するＶｏｕｔ−＋ベクトルを図式的に示す説明図である。
【図６】本発明に係わるコンバイナ回路の構成を示す概略的ブロック回路図である。
【図７】狭帯域幅または中帯域幅信号の受信のための受信機の構成を示す本発明に係わる通信受信機の全体的なブロック図である。
【符号の説明】
１００ 増幅器
１０２，１０４ 直交ミキサまたはダウンコンバータ
１０５局部発振器
１０６，１０７ Ａ／Ｄ変換器
１０８ 直交ネットワーク
１１０，１１２，１１４，１１６ ミキサ
１１８，１２０，１２２，１２４ ローパスフィルタ
１２６，１２８，１３０，１３２ Ａ／Ｄ変換器
１３４，１３６，１３８，１４０ デシメイション・フィルタ
１４２ コンバイナ

Claims (11)

1. キャリヤの同相−直角位相（ＩＱ）変調を有する広帯域キャリヤ信号または狭帯域キャリヤ信号として送信される送信情報を受信しかつ処理するよう構成された通信受信機であって、
   広帯域信号の帯域幅（ＢＷ）を包含するのに十分広いスペクトルの一部を検出し、かつ該検出した信号をＩおよびＱ成分におけるベースバンドへと変換するための検出および変換手段（１００〜１０８）であって、各々の成分はＢＷ／２の帯域幅を有するもの、
   を具備し、さらに、
   前記ＩおよびＱ成分を少なくとも広帯域信号からさらに他のＩおよびＱ成分に変換してサブ成分（ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ）を形成するためのさらに他の変換手段（１１０〜１１６）であって、前記サブ成分の各々はＢＷ／４の帯域幅を有し、かつ元の送信情報の部分を含むことができるもの、
   広帯域モードにおいて、前記サブ成分（ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ）の各々を別個に処理して元の送信情報の部分を抽出するよう動作し、かつ狭帯域モードにおいて、狭帯域送信信号内の情報（ＩＩおよびＱＩ）を含む前記サブ成分の各々を別個に処理して元の送信情報の部分を抽出するよう動作可能な処理手段（１１８〜１４０）、および
   前記抽出された情報を再結合して元の送信情報を再現するための再結合手段（１４２）、
   を具備することを特徴とする通信受信機。
2. 前記検出および変換手段（１００〜１０８）は、受信された無線信号を単一の局部発振器出力（１０５）によって混合して前記受信された無線信号を前記処理が行なわれる周波数へとダウンコンバートし、かつその後該ダウンコンバートされた信号を独立したかつ同時的な処理のためにＢＷ／２の帯域幅を有する成分へと分割することを特徴とする請求項１に記載の通信受信機。
3. 前記検出および変換手段（１００〜１０８）は、受信された無線信号を単一の局部発振器出力（１０５）により混合して前記受信された無線信号を中間周波数へとダウンコンバートし、かつその後該ダウンコンバートされた信号を独立したかつ同時的な処理のためにＢＷ／２の帯域幅を有する成分へと分割することを特徴とする請求項１に記載の通信受信機。
4. 前記さらに他の変換手段（１１０〜１１６）は、前記ダウンコンバートされたＩおよびＱ成分を局部的に発生された信号と混合して前記サブ成分（ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ）を生成するための成分混合手段を具備することを特徴とする請求項２または３に記載の通信受信機。
5. 前記成分混合手段は、そのデジタル入力が局部発振器からの低周波デジタル局部発振器信号によって駆動される乗算器ＤＡＣを具備することを特徴とする請求項４に記載の通信受信機。
6. 前記乗算器ＤＡＣは自動利得調整のための利得制御を提供することを特徴とする請求項５に記載の通信受信機。
7. 前記処理手段（１１８〜１４０）は、アナログ−デジタル変換器（１２６〜１３２）を具備することを特徴とする請求項６に記載の通信受信機。
8. 前記アナログ−デジタル変換器（１２６〜１３２）は、広帯域または狭帯域変換のためのプログラム可能なオーバサンプリング比を備えたシグマ−デルタＡ／Ｄ変換器からなることを特徴とする請求項７に記載の通信受信機。
9. 前記さらに他の変換手段（１１０〜１１６）は、前記サブ成分（ＩＩ，ＩＱ，ＱＩおよびＱＱ）のためのそれぞれの経路を有し、前記サブ成分の内の２つの経路は狭帯域モードにおいてディスエーブルされることを特徴とする請求項１〜８の内のいずれか１項に記載の通信受信機。
10. 前記再結合手段（１４２）は、前記再結合プロセスの間にデジタル局部発振器（１０５）からの信号との複素混合と組み合わせて前記サブ成分のためのデジタル利得および位相修正を行なうよう構成されていることを特徴とする請求項１〜９の内のいずれか１項に記載の通信受信機。
11. 前記再結合手段（１４２）は前記再結合プロセスの間に前記デジタル局部発振器を位相シフトすることにより位相の不連続性を除去するよう構成されていることを特徴とする請求項１０に記載の通信受信機。

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