JP2003318762A - イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式 - Google Patents
イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】携帯電話などの無線装置における受信装置にお
いて、それを小型化したい要求があり、そのために中間
周波回路における表面波フィルタの使用を回避する必要
があった。そのためにはイメージ信号キャンセル型ヘテ
ロダイン受信方式（低ＩＦ 方式）の採用が効果的であ
るが、Ｉ相およびＱ相の可変ゲイン中間周波増幅器のゲ
インを揃えることが容易でなく、十分なイメージ除去比
が得られないといった問題点があった。 【解決手段】本発明では、Ｉ相およびＱ相の中間周波数
信号に対して、直交する二つの信号で変調をかけた後、
二つの信号を重ね合わせてから一つの増幅器で増幅し、
その後で変調をかけた直交する二つの信号によって変調
することにより、一つの増幅器でＩ相およびＱ相の信号
を増幅できるので、両相に対するゲインのずれが無く、
高いイメージ除去比を得ることができる。
いて、それを小型化したい要求があり、そのために中間
周波回路における表面波フィルタの使用を回避する必要
があった。そのためにはイメージ信号キャンセル型ヘテ
ロダイン受信方式（低ＩＦ 方式）の採用が効果的であ
るが、Ｉ相およびＱ相の可変ゲイン中間周波増幅器のゲ
インを揃えることが容易でなく、十分なイメージ除去比
が得られないといった問題点があった。 【解決手段】本発明では、Ｉ相およびＱ相の中間周波数
信号に対して、直交する二つの信号で変調をかけた後、
二つの信号を重ね合わせてから一つの増幅器で増幅し、
その後で変調をかけた直交する二つの信号によって変調
することにより、一つの増幅器でＩ相およびＱ相の信号
を増幅できるので、両相に対するゲインのずれが無く、
高いイメージ除去比を得ることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、イメージ信号キャ
ンセル型ヘテロダイン受信方式の受信装置に関するもの
である。
ンセル型ヘテロダイン受信方式の受信装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】今まで用いられてきたイメージ信号キャ
ンセル型ヘテロダイン受信方式の受信装置のブロック図
を図１２に示す。受信装置において、イメージ信号キャ
ンセル型ヘテロダイン受信方式は低ＩＦ方式とも呼ば
れ、ヘテロダイン方式の利点を持ちながら中間周波フィ
ルタであるバンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂの実現が
特に小型化の観点から容易であるといった利点を持って
いる。低ＩＦ方式の受信装置においては、２相の中間周
波信号である中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを
それぞれ増幅する必要があるが、従来の受信装置では、
それらを別々の増幅器３２ａ，３２ｂにより増幅してい
た。
ンセル型ヘテロダイン受信方式の受信装置のブロック図
を図１２に示す。受信装置において、イメージ信号キャ
ンセル型ヘテロダイン受信方式は低ＩＦ方式とも呼ば
れ、ヘテロダイン方式の利点を持ちながら中間周波フィ
ルタであるバンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂの実現が
特に小型化の観点から容易であるといった利点を持って
いる。低ＩＦ方式の受信装置においては、２相の中間周
波信号である中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを
それぞれ増幅する必要があるが、従来の受信装置では、
それらを別々の増幅器３２ａ，３２ｂにより増幅してい
た。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】低ＩＦ方式の受信装置
では、中間周波増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂにお
いて可変利得増幅器を使用する必要があるが、２相の中
間周波信号を別々の増幅器３２ａ，３２ｂで増幅するの
で、二つの可変利得増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂ
の利得を精度良く一致させることが困難であった。この
ことが原因して、今までは低ＩＦ方式の受信装置におい
て高いイメージ信号除去比を実現することが困難であっ
た。本発明は、低ＩＦ方式の受信装置において高いイメ
ージ信号除去比を実現することを目的としている。
では、中間周波増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂにお
いて可変利得増幅器を使用する必要があるが、２相の中
間周波信号を別々の増幅器３２ａ，３２ｂで増幅するの
で、二つの可変利得増幅器である増幅器３２ａ，３２ｂ
の利得を精度良く一致させることが困難であった。この
ことが原因して、今までは低ＩＦ方式の受信装置におい
て高いイメージ信号除去比を実現することが困難であっ
た。本発明は、低ＩＦ方式の受信装置において高いイメ
ージ信号除去比を実現することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】２相の中間周波信号を一
つの増幅器によりそれぞれ増幅することにより、２相の
間の中間周波増幅における利得の差をなくすことがで
き、低ＩＦ方式の受信装置において高いイメージ信号除
去比を実現することができる。二つの入力信号を一つの
増幅器でそれぞれ増幅する手段としては、互いに直交す
る二つの信号により二つの入力信号に対して変調を掛
け、その出力同士を足し合わせた信号を一つの増幅器で
増幅し、増幅器の出力信号を先の互いに直交する二つの
信号により変調を掛けることにより、それぞれの入力信
号に対して増幅された信号を得ることができる。
つの増幅器によりそれぞれ増幅することにより、２相の
間の中間周波増幅における利得の差をなくすことがで
き、低ＩＦ方式の受信装置において高いイメージ信号除
去比を実現することができる。二つの入力信号を一つの
増幅器でそれぞれ増幅する手段としては、互いに直交す
る二つの信号により二つの入力信号に対して変調を掛
け、その出力同士を足し合わせた信号を一つの増幅器で
増幅し、増幅器の出力信号を先の互いに直交する二つの
信号により変調を掛けることにより、それぞれの入力信
号に対して増幅された信号を得ることができる。
【０００５】
【実施例】図１は、本発明の第１の実施例に対するブロ
ック図であり、ＱＰＳＫによりディジタル変調された高
周波信号を受信する受信装置のうちの、高周波信号を入
力してからディジタル信号を出力するまでの部分であ
る。図２は、図１における変調器５３のブロック図であ
る。中間周波数に対するイメージ信号は変調器５３にお
ける加算器７３ａ，７３ｂにおいて相殺しているので、
高いイメージ信号除去比を得るためには、高周波信号か
ら中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂまでの利得を
揃える必要がある。
ック図であり、ＱＰＳＫによりディジタル変調された高
周波信号を受信する受信装置のうちの、高周波信号を入
力してからディジタル信号を出力するまでの部分であ
る。図２は、図１における変調器５３のブロック図であ
る。中間周波数に対するイメージ信号は変調器５３にお
ける加算器７３ａ，７３ｂにおいて相殺しているので、
高いイメージ信号除去比を得るためには、高周波信号か
ら中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂまでの利得を
揃える必要がある。
【０００６】アンテナなどにより受信した高周波信号
は、バンドパスフィルタ４１により必要な周波数帯域の
信号が取り出された後、高周波増幅器３１により増幅さ
れ、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。第１局部発振
器１１においては、受信した高周波信号を中間周波信号
に変換するための信号を発振し、その信号は移相器５１
により位相が互いに９０度ずれた２相の信号に変換さ
れ、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。ミキサ２１
ａ，２１ｂにおいては、増幅された高周波信号と、移相
器５１から出力される２相の信号の混合が行なわれ、そ
れらの信号の周波数の差を周波数とする信号が２相の信
号として取り出される。ミキサ２１ａ，２１ｂの出力信
号は、バンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂに入力され、
受信したい信号およびそのイメージ信号のみが通過し、
中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂが出力される。
は、バンドパスフィルタ４１により必要な周波数帯域の
信号が取り出された後、高周波増幅器３１により増幅さ
れ、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。第１局部発振
器１１においては、受信した高周波信号を中間周波信号
に変換するための信号を発振し、その信号は移相器５１
により位相が互いに９０度ずれた２相の信号に変換さ
れ、ミキサ２１ａ，２１ｂに供給される。ミキサ２１
ａ，２１ｂにおいては、増幅された高周波信号と、移相
器５１から出力される２相の信号の混合が行なわれ、そ
れらの信号の周波数の差を周波数とする信号が２相の信
号として取り出される。ミキサ２１ａ，２１ｂの出力信
号は、バンドパスフィルタ４２ａ，４２ｂに入力され、
受信したい信号およびそのイメージ信号のみが通過し、
中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂが出力される。
【０００７】直交信号発生器１２は、中間周波数よりも
高い周波数の互いに直交する二つの信号である変調用直
交信号９１ａ，９１ｂを出力する。中間周波増幅器入力
信号９４ａ，９４ｂは、乗算器２２ａ，２２ｂにおい
て、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂによって変
調され、変調された二つの信号は加算器７１によって足
し合わされ、中間周波増幅器である増幅器３２によって
増幅される。増幅器３２の出力信号は、乗算器２５ａ，
２５ｂにおいて変調用直交信号９１ａ，９１ｂによって
変調され、それぞれローパスフィルタ４３ａ，４３ｂを
通過することによって中間周波増幅器出力信号９５ａ，
９５ｂが生成される。
高い周波数の互いに直交する二つの信号である変調用直
交信号９１ａ，９１ｂを出力する。中間周波増幅器入力
信号９４ａ，９４ｂは、乗算器２２ａ，２２ｂにおい
て、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂによって変
調され、変調された二つの信号は加算器７１によって足
し合わされ、中間周波増幅器である増幅器３２によって
増幅される。増幅器３２の出力信号は、乗算器２５ａ，
２５ｂにおいて変調用直交信号９１ａ，９１ｂによって
変調され、それぞれローパスフィルタ４３ａ，４３ｂを
通過することによって中間周波増幅器出力信号９５ａ，
９５ｂが生成される。
【０００８】変調用直交信号９１ａ，９１ｂは互いに直
交しているので、中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５
ｂは、それぞれ中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂ
に対して増幅を行なったものとなっている。また、二つ
の信号に対して一つの増幅器３２により増幅を行なって
いるので、中間周波増幅器入力信号９４ａから中間周波
増幅器出力信号９５ａまでの利得と、中間周波増幅器入
力信号９４ｂから中間周波増幅器出力信号９５ｂまでの
利得を揃えることができる。
交しているので、中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５
ｂは、それぞれ中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂ
に対して増幅を行なったものとなっている。また、二つ
の信号に対して一つの増幅器３２により増幅を行なって
いるので、中間周波増幅器入力信号９４ａから中間周波
増幅器出力信号９５ａまでの利得と、中間周波増幅器入
力信号９４ｂから中間周波増幅器出力信号９５ｂまでの
利得を揃えることができる。
【０００９】中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂ
は、変調器５３において、第２局部発振器１３の出力で
ある２相の局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂにより変
調され、イメージ信号は除去され、所望の受信信号に対
するベースバンド信号９６ａ，９６ｂが得られる。中間
周波増幅器入力信号９４ａから中間周波増幅器出力信号
９５ａまでの利得と、中間周波増幅器入力信号９４ｂか
ら中間周波増幅器出力信号９５ｂまでの利得が等しいの
で、変調器５３においてイメージ信号を高い除去率にお
いて除去することが可能となる。ベースバンド信号９６
ａ，９６ｂは復調器６１に入力され、ディジタル信号が
復調される。
は、変調器５３において、第２局部発振器１３の出力で
ある２相の局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂにより変
調され、イメージ信号は除去され、所望の受信信号に対
するベースバンド信号９６ａ，９６ｂが得られる。中間
周波増幅器入力信号９４ａから中間周波増幅器出力信号
９５ａまでの利得と、中間周波増幅器入力信号９４ｂか
ら中間周波増幅器出力信号９５ｂまでの利得が等しいの
で、変調器５３においてイメージ信号を高い除去率にお
いて除去することが可能となる。ベースバンド信号９６
ａ，９６ｂは復調器６１に入力され、ディジタル信号が
復調される。
【００１０】本発明の第１の実施例においては、変調用
直交信号９１ａ，９１ｂとして、図３に示すような、互
いに位相が９０度ずれた２相の矩形波を用いている。２
値信号である矩形波を用いることにより、乗算器２２
ａ，２２ｂ，２５ａ，２５ｂをアナログスイッチなどに
より実現することができるので、中間周波増幅器入力信
号９４ａから中間周波増幅器出力信号９５ａまでの利得
と、中間周波増幅器入力信号９４ｂから中間周波増幅器
出力信号９５ｂまでの利得を揃えることがより容易にな
る。また、直交信号発生器１２における変調用直交信号
９１ａ，９１ｂの生成も容易なものとなる。
直交信号９１ａ，９１ｂとして、図３に示すような、互
いに位相が９０度ずれた２相の矩形波を用いている。２
値信号である矩形波を用いることにより、乗算器２２
ａ，２２ｂ，２５ａ，２５ｂをアナログスイッチなどに
より実現することができるので、中間周波増幅器入力信
号９４ａから中間周波増幅器出力信号９５ａまでの利得
と、中間周波増幅器入力信号９４ｂから中間周波増幅器
出力信号９５ｂまでの利得を揃えることがより容易にな
る。また、直交信号発生器１２における変調用直交信号
９１ａ，９１ｂの生成も容易なものとなる。
【００１１】本発明の第１の実施例においては、ローパ
スフィルタ４３ａ，４３ｂを使用しているが、ローパス
フィルタ４３ａ，４３ｂの代わりにバンドパスフィルタ
を用いてもよい。また、ローパスフィルタ４３ａ，４３
ｂの代わりに、変調用直交信号９１ａ，９１ｂの１周期
または整数周期に渡る平均値に比例する値を出力するも
のであってもよいし、その値に対してローパスまたはバ
ンドパスのフィルタ演算した値を出力するものであって
もよい。
スフィルタ４３ａ，４３ｂを使用しているが、ローパス
フィルタ４３ａ，４３ｂの代わりにバンドパスフィルタ
を用いてもよい。また、ローパスフィルタ４３ａ，４３
ｂの代わりに、変調用直交信号９１ａ，９１ｂの１周期
または整数周期に渡る平均値に比例する値を出力するも
のであってもよいし、その値に対してローパスまたはバ
ンドパスのフィルタ演算した値を出力するものであって
もよい。
【００１２】本発明の第１の実施例においては、乗算器
２５ａ，２５ｂの出力に対してローパスフィルタ４３
ａ，４３ｂを通してから信号を変調器５３に入力してい
るが、乗算器２５ａ，２５ｂの出力信号を直接変調器５
３に入力し、変調器５３の出力信号に対してローパスフ
ィルタにより不要な信号成分を除去するようにしてもよ
い。
２５ａ，２５ｂの出力に対してローパスフィルタ４３
ａ，４３ｂを通してから信号を変調器５３に入力してい
るが、乗算器２５ａ，２５ｂの出力信号を直接変調器５
３に入力し、変調器５３の出力信号に対してローパスフ
ィルタにより不要な信号成分を除去するようにしてもよ
い。
【００１３】本発明の第１の実施例においては、中間周
波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを得るのに、高周波信
号から１回の周波数変換を行なっているが、複数回の周
波数変換により高周波信号から中間周波増幅器入力信号
９４ａ，９４ｂを得るようにしてもよい。
波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを得るのに、高周波信
号から１回の周波数変換を行なっているが、複数回の周
波数変換により高周波信号から中間周波増幅器入力信号
９４ａ，９４ｂを得るようにしてもよい。
【００１４】本発明の第１の実施例においては、変調用
直交信号９１ａ，９１ｂとして２相の矩形波を用いてい
たが、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂの周波数
帯域以下の周波数成分を含まない平均値ゼロの互いに直
交する信号であればよく、互いに周波数が異なる二つの
信号を用いてもよい。また、信号波形は矩形でなくても
よく、正弦波であってもよい。さらに、変調用直交信号
９１ａ，９１ｂとして、図４に示すものを用いてもよ
い。これは、{1,-1,1,-1,1,1,-1,-1}を系列とする信号
と、それに対して半周期ずれた信号である{1,1,-1,-1,
1,-1,1,-1}を系列とする信号である。図３に示す変調用
直交信号を用いた場合、二つの信号の相関がゼロとなる
時間差は１点であるので、増幅器３２によって位相遅れ
などが発生すると、信号の干渉が発生してしまう。しか
し、図４に示す変調用直交信号を用いた場合、信号の波
形は複雑になるが、二つの信号の相関がゼロとなる時間
差の範囲が広いため、増幅器３２によって発生する位相
遅れに起因する信号の干渉は発生しにくい。
直交信号９１ａ，９１ｂとして２相の矩形波を用いてい
たが、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂの周波数
帯域以下の周波数成分を含まない平均値ゼロの互いに直
交する信号であればよく、互いに周波数が異なる二つの
信号を用いてもよい。また、信号波形は矩形でなくても
よく、正弦波であってもよい。さらに、変調用直交信号
９１ａ，９１ｂとして、図４に示すものを用いてもよ
い。これは、{1,-1,1,-1,1,1,-1,-1}を系列とする信号
と、それに対して半周期ずれた信号である{1,1,-1,-1,
1,-1,1,-1}を系列とする信号である。図３に示す変調用
直交信号を用いた場合、二つの信号の相関がゼロとなる
時間差は１点であるので、増幅器３２によって位相遅れ
などが発生すると、信号の干渉が発生してしまう。しか
し、図４に示す変調用直交信号を用いた場合、信号の波
形は複雑になるが、二つの信号の相関がゼロとなる時間
差の範囲が広いため、増幅器３２によって発生する位相
遅れに起因する信号の干渉は発生しにくい。
【００１５】本発明の第１の実施例においては、受信周
波数が第１局部発振器１１の出力周波数と第２局部発振
器１３の出力周波数の和となるように、変調器５３が構
成されていたが、受信周波数が第１局部発振器１１の出
力周波数と第２局部発振器１３の出力周波数の差となる
ように変調器５３を構成してもよい。また、イメージ信
号の強度などの状況に応じて、受信周波数を第１局部発
振器１１の出力周波数と第２局部発振器１３の出力周波
数の和と差で切り換えるようにしてもよい。
波数が第１局部発振器１１の出力周波数と第２局部発振
器１３の出力周波数の和となるように、変調器５３が構
成されていたが、受信周波数が第１局部発振器１１の出
力周波数と第２局部発振器１３の出力周波数の差となる
ように変調器５３を構成してもよい。また、イメージ信
号の強度などの状況に応じて、受信周波数を第１局部発
振器１１の出力周波数と第２局部発振器１３の出力周波
数の和と差で切り換えるようにしてもよい。
【００１６】本発明の第１の実施例は、ＱＰＳＫにより
ディジタル変調された高周波信号を受信するものであっ
たが、別の変調方式により変調された高周波信号に対す
る受信装置に本発明を適用してもよく、π／４シフトＱ
ＰＳＫやＦＳＫによりディジタル変調された高周波信号
に対する受信装置や、ＦＭなどによりアナログ変調され
た高周波信号に対する受信装置に適用してもよい。ま
た、直接拡散による符号分割通信の高周波信号に対する
受信装置に適用してもよい。
ディジタル変調された高周波信号を受信するものであっ
たが、別の変調方式により変調された高周波信号に対す
る受信装置に本発明を適用してもよく、π／４シフトＱ
ＰＳＫやＦＳＫによりディジタル変調された高周波信号
に対する受信装置や、ＦＭなどによりアナログ変調され
た高周波信号に対する受信装置に適用してもよい。ま
た、直接拡散による符号分割通信の高周波信号に対する
受信装置に適用してもよい。
【００１７】図５は、本発明の第２の実施例に対するブ
ロック図であり、隣り合う三つの周波数帯の高周波信号
を同時に受信するものである。受信する信号の周波数ス
ペクトルを図６に示す。三つの周波数帯の信号は、それ
ぞれディジタル信号が変調されているものである。中心
周波数をｆｃとする中央の周波数帯域の信号はダイレク
トコンバージョン方式で受信し、両サイドの中心周波数
をｆｃ＋ｆｓとする帯域の信号と中心周波数をｆｃ−ｆ
ｓとする帯域の信号を低ＩＦ方式により受信する。ただ
し、第１局部発振器１１の発振周波数はｆｃであり、第
２局部発振器１３の発振周波数はｆｓである。図７は、
図５における変調器５４の実現例である。
ロック図であり、隣り合う三つの周波数帯の高周波信号
を同時に受信するものである。受信する信号の周波数ス
ペクトルを図６に示す。三つの周波数帯の信号は、それ
ぞれディジタル信号が変調されているものである。中心
周波数をｆｃとする中央の周波数帯域の信号はダイレク
トコンバージョン方式で受信し、両サイドの中心周波数
をｆｃ＋ｆｓとする帯域の信号と中心周波数をｆｃ−ｆ
ｓとする帯域の信号を低ＩＦ方式により受信する。ただ
し、第１局部発振器１１の発振周波数はｆｃであり、第
２局部発振器１３の発振周波数はｆｓである。図７は、
図５における変調器５４の実現例である。
【００１８】受信した高周波信号は、バンドパスフィル
タ４１、高周波増幅器３１を経て、ミキサ２１ａ，２１
ｂにおいて、周波数ｆｃの２相の信号により変調され
る。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂでは、周波数1.5
×ｆｓ以下の信号のみが通過するようになっているの
で、ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号には、
受信したい三つの周波数帯域の信号のみが含まれること
になる。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号
は、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂにより変調
され、増幅器３２において増幅された後、乗算器２５
ａ，２５ｂにおいて再び変調用直交信号９１ａ，９１ｂ
によりそれぞれ変調されることにより、ローパスフィル
タ４５ａ，４５ｂの出力信号に対して増幅された信号が
それぞれ得られる。
タ４１、高周波増幅器３１を経て、ミキサ２１ａ，２１
ｂにおいて、周波数ｆｃの２相の信号により変調され
る。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂでは、周波数1.5
×ｆｓ以下の信号のみが通過するようになっているの
で、ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号には、
受信したい三つの周波数帯域の信号のみが含まれること
になる。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号
は、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂにより変調
され、増幅器３２において増幅された後、乗算器２５
ａ，２５ｂにおいて再び変調用直交信号９１ａ，９１ｂ
によりそれぞれ変調されることにより、ローパスフィル
タ４５ａ，４５ｂの出力信号に対して増幅された信号が
それぞれ得られる。
【００１９】乗算器２５ａ，２５ｂの出力信号におい
て、周波数がfs/2以下の信号成分は、図６における真中
の周波数帯の信号成分であるので、ローパスフィルタ４
６ａ，４６ｂによって周波数がfs/2以下の信号成分が取
り出され、復調器６１ｃによりディジタル信号に復調さ
れる。
て、周波数がfs/2以下の信号成分は、図６における真中
の周波数帯の信号成分であるので、ローパスフィルタ４
６ａ，４６ｂによって周波数がfs/2以下の信号成分が取
り出され、復調器６１ｃによりディジタル信号に復調さ
れる。
【００２０】一方、図６における両側の周波数帯の信号
成分は、乗算器２５ａ，２５ｂの出力信号において、周
波数がfs/2から1.5×ｆｓの間の信号成分となってい
る。そこで、バンドパスフィルタ４４ａ，４４ｂにより
周波数がｆｓ／２から1.5×ｆｓの間の信号成分を取り
だし、変調器５４により、図６における右側の周波数帯
の信号成分をベースバンド信号９６ａ，９６ｂとして取
りだし、同時に図６における左側の周波数成分をベース
バンド信号９６ｃ，９６ｄとして取り出している。
成分は、乗算器２５ａ，２５ｂの出力信号において、周
波数がfs/2から1.5×ｆｓの間の信号成分となってい
る。そこで、バンドパスフィルタ４４ａ，４４ｂにより
周波数がｆｓ／２から1.5×ｆｓの間の信号成分を取り
だし、変調器５４により、図６における右側の周波数帯
の信号成分をベースバンド信号９６ａ，９６ｂとして取
りだし、同時に図６における左側の周波数成分をベース
バンド信号９６ｃ，９６ｄとして取り出している。
【００２１】本発明の第２の実施例においては、隣り合
う三つの周波数帯の信号を受信していたが、隣り合う二
つの周波数帯の信号を受信するものであってもよい。そ
の際、片方の周波数帯域の信号をダイレクトコンバージ
ョン方式で受信し、他方を低ＩＦ方式で受信してもよい
が、第１局部発振器１１の発振周波数を二つの周波数帯
の中心周波数の平均とし、第２局部発振器１３の発振周
波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の半分として、
二つの周波数帯の双方とも低ＩＦ方式で受信するとよ
い。また、隣り合わない二つの周波数帯の信号を受信す
るものであってもよい。その際、第１局部発振器１１の
発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均、第２
局部発振器１３の発振周波数を二つの周波数帯の中心周
波数の差の半分とし、二つの周波数帯の間の不要信号を
遮断するために、図５におけるローパスフィルタ４５
ａ，４５ｂをバンドパスフィルタと置き換える。さら
に、第２局部発振器１３の出力信号として、複数の周波
数の出力信号を用意することにより、三つ以上の周波数
帯の信号を低ＩＦ方式で受信してもよい。
う三つの周波数帯の信号を受信していたが、隣り合う二
つの周波数帯の信号を受信するものであってもよい。そ
の際、片方の周波数帯域の信号をダイレクトコンバージ
ョン方式で受信し、他方を低ＩＦ方式で受信してもよい
が、第１局部発振器１１の発振周波数を二つの周波数帯
の中心周波数の平均とし、第２局部発振器１３の発振周
波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の半分として、
二つの周波数帯の双方とも低ＩＦ方式で受信するとよ
い。また、隣り合わない二つの周波数帯の信号を受信す
るものであってもよい。その際、第１局部発振器１１の
発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均、第２
局部発振器１３の発振周波数を二つの周波数帯の中心周
波数の差の半分とし、二つの周波数帯の間の不要信号を
遮断するために、図５におけるローパスフィルタ４５
ａ，４５ｂをバンドパスフィルタと置き換える。さら
に、第２局部発振器１３の出力信号として、複数の周波
数の出力信号を用意することにより、三つ以上の周波数
帯の信号を低ＩＦ方式で受信してもよい。
【００２２】図８は、本発明の第３の実施例に対するブ
ロック図であり、ＱＰＳＫによりディジタル変調された
高周波信号を受信する受信装置のうちの、高周波信号を
入力してからディジタル信号を出力するまでの部分であ
る。基本的な動作は本発明の第１の実施例と同じである
部分が多いが、本発明の第１の実施例においては一旦中
間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂを生成してからベ
ースバンド信号９６ａ，９６ｂを得ているのに対し、本
発明の第３の実施例においては、増幅器３２の出力信号
から中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂを生成せず
にベースバンド信号９６ａ，９６ｂを得ているところが
異なっている。以下、本発明の第３の実施例について、
その動作が本発明の第１の実施例と相違する点を説明す
る。
ロック図であり、ＱＰＳＫによりディジタル変調された
高周波信号を受信する受信装置のうちの、高周波信号を
入力してからディジタル信号を出力するまでの部分であ
る。基本的な動作は本発明の第１の実施例と同じである
部分が多いが、本発明の第１の実施例においては一旦中
間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂを生成してからベ
ースバンド信号９６ａ，９６ｂを得ているのに対し、本
発明の第３の実施例においては、増幅器３２の出力信号
から中間周波増幅器出力信号９５ａ，９５ｂを生成せず
にベースバンド信号９６ａ，９６ｂを得ているところが
異なっている。以下、本発明の第３の実施例について、
その動作が本発明の第１の実施例と相違する点を説明す
る。
【００２３】説明のため、増幅器３２の出力信号をx
(t)、変調用直交信号９１ａ，９１ｂをそれぞれｍ
ａ（ｔ）、ｍｂ（ｔ）、局部発振器出力信号９２ａ，９
２ｂをそれぞれｖａ（ｔ）、ｖｂ（ｔ）とする。本発明
の第１の実施例において、ローパスフィルタ４３ａ，４
３ｂが変調器５３の出力側に設置された場合、ベースバ
ンド信号９６ａ，９６ｂは数１およぶ数２により表わさ
れる信号ｙａ（ｔ）、ｙｂ（ｔ）に対してローパスフィ
ルタを掛けたものとなる。
(t)、変調用直交信号９１ａ，９１ｂをそれぞれｍ
ａ（ｔ）、ｍｂ（ｔ）、局部発振器出力信号９２ａ，９
２ｂをそれぞれｖａ（ｔ）、ｖｂ（ｔ）とする。本発明
の第１の実施例において、ローパスフィルタ４３ａ，４
３ｂが変調器５３の出力側に設置された場合、ベースバ
ンド信号９６ａ，９６ｂは数１およぶ数２により表わさ
れる信号ｙａ（ｔ）、ｙｂ（ｔ）に対してローパスフィ
ルタを掛けたものとなる。
【００２４】（数１）
ｙａ（ｔ）＝ｖｂ（ｔ）｛ｍａ（ｔ）ｘ（ｔ）｝＋ｖａ
（ｔ）｛ｍｂ（ｔ）ｘ（ｔ）｝
（ｔ）｛ｍｂ（ｔ）ｘ（ｔ）｝
【００２５】（数２）
ｙｂ（ｔ）＝ｖｂ（ｔ）｛ｍｂ（ｔ）ｘ（ｔ）｝−ｖａ
（ｔ）｛ｍａ（ｔ）ｘ（ｔ）｝
（ｔ）｛ｍａ（ｔ）ｘ（ｔ）｝
【００２６】数１、数２ともに、第１項および第２項に
共通因子x(t)を持つ。また、乗算の順番は入れ替えても
結果は同じであるので、数３、数４により定義する信号
ｗ ａ（ｔ）、ｗｂ（ｔ）とすると
共通因子x(t)を持つ。また、乗算の順番は入れ替えても
結果は同じであるので、数３、数４により定義する信号
ｗ ａ（ｔ）、ｗｂ（ｔ）とすると
【００２７】（数３）
ｗａ（ｔ）＝ｖｂ（ｔ）ｍａ（ｔ）＋ｖａ（ｔ）ｍ
ｂ（ｔ）
ｂ（ｔ）
【００２８】（数４）
ｗｂ（ｔ）＝ｖｂ（ｔ）ｍｂ（ｔ）−ｖａ（ｔ）ｍ
ａ（ｔ）
ａ（ｔ）
【００２９】を用いてｙａ（ｔ）、ｙｂ（ｔ）を数５、
数６のように求めることができる。
数６のように求めることができる。
【００３０】（数５）
ｙａ（ｔ）＝ｗａ（ｔ）ｘ（ｔ）
【００３１】（数６）
ｙｂ（ｔ）＝ｗｂ（ｔ）ｘ（ｔ）
【００３２】そこで、本発明の第３の実施例において
は、ベースバンド信号検出用変調信号９３ａ，９３ｂと
してｗａ（ｔ）、ｗｂ（ｔ）を変調器５２において生成
し、数５，数６の演算を乗算器２３ａ，２３ｂにおいて
行なうようにしている。変調器５２は、数３，数４の演
算を行なうものであるが、その実現例を図９に示す。
は、ベースバンド信号検出用変調信号９３ａ，９３ｂと
してｗａ（ｔ）、ｗｂ（ｔ）を変調器５２において生成
し、数５，数６の演算を乗算器２３ａ，２３ｂにおいて
行なうようにしている。変調器５２は、数３，数４の演
算を行なうものであるが、その実現例を図９に示す。
【００３３】変調用直交信号９１ａ，９１ｂとして２相
の矩形波などの２値信号を用い、局部発振器出力信号９
２ａ，９２ｂとして２相の矩形波を用いることにより、
ベースバンド信号検出用変調信号９３ａ，９３ｂは、{-
a, 0, a}（ただし、aは定数）の３値信号となるので、
乗算器２３ａ，２３ｂはアナログスイッチ等で実現する
ことができる。さらに、変調用直交信号９１ａ，９１ｂ
を局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂに同期させること
により、乗算器２３ａ，２３ｂおよびローパスフィルタ
４３ａ，４３ｂをスイッチトキャパシタ回路により実現
することができる。
の矩形波などの２値信号を用い、局部発振器出力信号９
２ａ，９２ｂとして２相の矩形波を用いることにより、
ベースバンド信号検出用変調信号９３ａ，９３ｂは、{-
a, 0, a}（ただし、aは定数）の３値信号となるので、
乗算器２３ａ，２３ｂはアナログスイッチ等で実現する
ことができる。さらに、変調用直交信号９１ａ，９１ｂ
を局部発振器出力信号９２ａ，９２ｂに同期させること
により、乗算器２３ａ，２３ｂおよびローパスフィルタ
４３ａ，４３ｂをスイッチトキャパシタ回路により実現
することができる。
【００３４】本発明の第３の実施例においては、中間周
波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを得るのに、高周波信
号から１回の周波数変換を行なっているが、複数回の周
波数変換により高周波信号から中間周波増幅器入力信号
９４ａ，９４ｂを得るようにしてもよい。
波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂを得るのに、高周波信
号から１回の周波数変換を行なっているが、複数回の周
波数変換により高周波信号から中間周波増幅器入力信号
９４ａ，９４ｂを得るようにしてもよい。
【００３５】本発明の第３の実施例においては、変調用
直交信号９１ａ，９１ｂとして２相の矩形波を用いてい
たが、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂの周波数
帯域以下の周波数成分を含まない平均値ゼロの互いに直
交する信号であればよく、互いに周波数が異なる二つの
信号を用いてもよい。また、矩形波でなくてもよく、正
弦波であってもよい。また、変調用直交信号９１ａ，９
１ｂとして、図４に示す信号を用いてもよい。
直交信号９１ａ，９１ｂとして２相の矩形波を用いてい
たが、中間周波増幅器入力信号９４ａ，９４ｂの周波数
帯域以下の周波数成分を含まない平均値ゼロの互いに直
交する信号であればよく、互いに周波数が異なる二つの
信号を用いてもよい。また、矩形波でなくてもよく、正
弦波であってもよい。また、変調用直交信号９１ａ，９
１ｂとして、図４に示す信号を用いてもよい。
【００３６】本発明の第３の実施例は、ＱＰＳＫにより
ディジタル変調された高周波信号を受信するものであっ
たが、別の変調方式により変調された高周波信号に対す
る受信装置に本発明を適用してもよく、π／４シフトＱ
ＰＳＫやＦＳＫによりディジタル変調された高周波信号
に対する受信装置や、ＦＭなどによりアナログ変調され
た高周波信号に対する受信装置に適用してもよい。ま
た、直接拡散による符号分割通信の高周波信号に対する
受信装置に適用してもよい。
ディジタル変調された高周波信号を受信するものであっ
たが、別の変調方式により変調された高周波信号に対す
る受信装置に本発明を適用してもよく、π／４シフトＱ
ＰＳＫやＦＳＫによりディジタル変調された高周波信号
に対する受信装置や、ＦＭなどによりアナログ変調され
た高周波信号に対する受信装置に適用してもよい。ま
た、直接拡散による符号分割通信の高周波信号に対する
受信装置に適用してもよい。
【００３７】図１０は、本発明の第４の実施例に対する
ブロック図であり、隣り合う三つの周波数帯の高周波信
号を同時に受信するものである。受信する信号の周波数
スペクトルは図６に示すものと同じである。三つの周波
数帯の信号は、それぞれディジタル信号が変調されてい
るものである。中心周波数をｆｃとする中央の周波数帯
域の信号はダイレクトコンバージョン方式で受信し、両
サイドの中心周波数をｆｃ＋ｃｓとする帯域の信号と中
心周波数をｆｃ−ｆｓとする帯域の信号を低ＩＦ方式に
より受信する。ただし、第１局部発振器１１の発振周波
数はｆｃであり、第２局部発振器１３の発振周波数はｆ
ｓである。図１１は、図１０における変調器５５の実現
例である。
ブロック図であり、隣り合う三つの周波数帯の高周波信
号を同時に受信するものである。受信する信号の周波数
スペクトルは図６に示すものと同じである。三つの周波
数帯の信号は、それぞれディジタル信号が変調されてい
るものである。中心周波数をｆｃとする中央の周波数帯
域の信号はダイレクトコンバージョン方式で受信し、両
サイドの中心周波数をｆｃ＋ｃｓとする帯域の信号と中
心周波数をｆｃ−ｆｓとする帯域の信号を低ＩＦ方式に
より受信する。ただし、第１局部発振器１１の発振周波
数はｆｃであり、第２局部発振器１３の発振周波数はｆ
ｓである。図１１は、図１０における変調器５５の実現
例である。
【００３８】受信した高周波信号は、バンドパスフィル
タ４１、高周波増幅器３１を経て、ミキサ２１ａ，２１
ｂにおいて、周波数ｆｃの２相の信号により変調され
る。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂでは、周波数1.5
×ｆｓ以下の信号のみが通過するようになっているの
で、ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号には、
受信したい三つの周波数帯域の信号のみが含まれること
になる。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号
は、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂにより変調
され、増幅器３２において増幅される。
タ４１、高周波増幅器３１を経て、ミキサ２１ａ，２１
ｂにおいて、周波数ｆｃの２相の信号により変調され
る。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂでは、周波数1.5
×ｆｓ以下の信号のみが通過するようになっているの
で、ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号には、
受信したい三つの周波数帯域の信号のみが含まれること
になる。ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力信号
は、それぞれ変調用直交信号９１ａ，９１ｂにより変調
され、増幅器３２において増幅される。
【００３９】増幅器３２の出力信号は、乗算器２３ｅ，
２３ｆにおいて、再び変調用直交信号９１ａ，９１ｂに
より変調されると、その出力信号の周波数がfs/2以下の
信号成分は、図６における真中の周波数帯のベースバン
ド信号であるので、ローパスフィルタ４６ａ，４６ｂに
よって周波数がfs/2以下の信号成分が取り出され、復調
器６１ｃによりディジタル信号に復調される。
２３ｆにおいて、再び変調用直交信号９１ａ，９１ｂに
より変調されると、その出力信号の周波数がfs/2以下の
信号成分は、図６における真中の周波数帯のベースバン
ド信号であるので、ローパスフィルタ４６ａ，４６ｂに
よって周波数がfs/2以下の信号成分が取り出され、復調
器６１ｃによりディジタル信号に復調される。
【００４０】一方、図６における右側の周波数帯の信号
成分は、乗算器２３ａ，２３ｂにおいてベースバンド信
号検出用変調信号９３ａ，９３ｂにより変調され、その
ベースバンド信号が取り出される。その際、図６におけ
る中央の周波数帯の信号成分が混入されているが、その
信号成分の周波数はｆｓ／２以上であるので、ローパス
フィルタ４３ａ，４３ｂによって周波数がｆｓ／２未満
の信号成分のみが取り出され、図６における右側の周波
数帯の信号成分に対するベースバンド信号として復調器
６１ａに入力され、ディジタル信号が復調される。図６
における左側の周波数帯の信号成分も同様に、乗算器２
３ｃ，２３ｄにおいてベースバンド信号検出用変調信号
９３ｃ，９３ｄにより変調され、ローパスフィルタ４３
ｃ，４３ｄによって周波数がｆｓ／２未満の信号成分の
みが取り出され、図６における左側の周波数帯の信号成
分に対するベースバンド信号として復調器６１ｂに入力
され、ディジタル信号が復調される。
成分は、乗算器２３ａ，２３ｂにおいてベースバンド信
号検出用変調信号９３ａ，９３ｂにより変調され、その
ベースバンド信号が取り出される。その際、図６におけ
る中央の周波数帯の信号成分が混入されているが、その
信号成分の周波数はｆｓ／２以上であるので、ローパス
フィルタ４３ａ，４３ｂによって周波数がｆｓ／２未満
の信号成分のみが取り出され、図６における右側の周波
数帯の信号成分に対するベースバンド信号として復調器
６１ａに入力され、ディジタル信号が復調される。図６
における左側の周波数帯の信号成分も同様に、乗算器２
３ｃ，２３ｄにおいてベースバンド信号検出用変調信号
９３ｃ，９３ｄにより変調され、ローパスフィルタ４３
ｃ，４３ｄによって周波数がｆｓ／２未満の信号成分の
みが取り出され、図６における左側の周波数帯の信号成
分に対するベースバンド信号として復調器６１ｂに入力
され、ディジタル信号が復調される。
【００４１】本発明の第４の実施例においては、隣り合
う三つの周波数帯の信号を受信していたが、隣り合う二
つの周波数帯の信号を受信するものであってもよい。そ
の際、片方の周波数帯域の信号をダイレクトコンバージ
ョン方式で受信し、他方を低ＩＦ方式で受信してもよい
が、第１局部発振器１１の発振周波数を二つの周波数帯
の中心周波数の平均とし、第２局部発振器１３の発振周
波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の半分として、
二つの周波数帯の双方とも低ＩＦ方式で受信するとよ
い。また、隣り合わない二つの周波数帯の信号を受信す
るものであってもよい。その際、第１局部発振器１１の
発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均、第２
局部発振器１３の発振周波数を二つの周波数帯の中心周
波数の差の半分とし、二つの周波数帯の間の不要信号を
遮断するために、図１０におけるローパスフィルタ４５
ａ，４５ｂをバンドパスフィルタと置き換える。さら
に、第２局部発振器１３の出力信号として、複数の周波
数の出力信号を用意することにより、三つ以上の周波数
帯の信号を低ＩＦ方式で受信してもよい。
う三つの周波数帯の信号を受信していたが、隣り合う二
つの周波数帯の信号を受信するものであってもよい。そ
の際、片方の周波数帯域の信号をダイレクトコンバージ
ョン方式で受信し、他方を低ＩＦ方式で受信してもよい
が、第１局部発振器１１の発振周波数を二つの周波数帯
の中心周波数の平均とし、第２局部発振器１３の発振周
波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の半分として、
二つの周波数帯の双方とも低ＩＦ方式で受信するとよ
い。また、隣り合わない二つの周波数帯の信号を受信す
るものであってもよい。その際、第１局部発振器１１の
発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均、第２
局部発振器１３の発振周波数を二つの周波数帯の中心周
波数の差の半分とし、二つの周波数帯の間の不要信号を
遮断するために、図１０におけるローパスフィルタ４５
ａ，４５ｂをバンドパスフィルタと置き換える。さら
に、第２局部発振器１３の出力信号として、複数の周波
数の出力信号を用意することにより、三つ以上の周波数
帯の信号を低ＩＦ方式で受信してもよい。
【００４２】
【発明の効果】以上のように、本発明を用いることによ
り、低ＩＦ方式の受信装置において、高いイメージ信号
除去比を実現することができる。
り、低ＩＦ方式の受信装置において、高いイメージ信号
除去比を実現することができる。
【図１】本発明の第１の実施例についてのブロック図。
【図２】変調器５３の実現例。
【図３】変調用直交信号の第１の例と、二つの変調用直
交信号の相互相関関数。
交信号の相互相関関数。
【図４】変調用直交信号の第２の例と、二つの変調用直
交信号の相互相関関数。
交信号の相互相関関数。
【図５】本発明の第２の実施例についてのブロック図。
【図６】本発明の第２の実施例における受信信号。
【図７】変調器５４の実現例。
【図８】本発明の第３の実施例についてのブロック図。
【図９】変調器５２の実現例。
【図１０】本発明の第４の実施例についてのブロック
図。
図。
【図１１】変調器５５の実現例。
【図１２】従来の低ＩＦ方式受信装置の例についてのブ
ロック図。
ロック図。
１１・・・・第１局部発振器
１２・・・・直交信号発生器
１３・・・・第２局部発振器
２１ａ，２１ｂ・・・・ミキサ
２２ａ，２２ｂ・・・・乗算器
２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ，２３ｅ，２３ｆ・・
・・乗算器 ２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ・・・・乗算器 ２５ａ，２５ｂ・・・・乗算器 ２６ａ，２６ｂ，２６ｃ，２６ｄ・・・・乗算器 ３１・・・・高周波増幅器 ３２，３２ａ，３２ｂ・・・・増幅器 ４１・・・・バンドパスフィルタ ４２ａ，４２ｂ・・・・バンドパスフィルタ ４３ａ，４３ｂ，４３ｃ，４３ｄ・・・・ローパスフィ
ルタ ４４ａ，４４ｂ・・・・バンドパスフィルタ ４５ａ，４５ｂ・・・・ローパスフィルタ ４６ａ，４６ｂ・・・・ローパスフィルタ ５１・・・・移相器 ５２・・・・変調器 ５３・・・・変調器 ５４・・・・変調器 ５５・・・・変調器 ６１，６１ａ，６１ｂ，６１ｃ・・・・復調器 ７１，７２ａ，７２ｂ，７２ｃ，７２ｄ・・・・加算器 ７３ａ，７３ｂ，７３ｃ，７３ｄ・・・・加算器 ９１ａ，９１ｂ・・・・変調用直交信号 ９２ａ，９２ｂ・・・・局部発振器出力信号 ９３ａ，９３ｂ，９３ｃ，９３ｄ・・ベースバンド信号
検出用変調信号 ９４ａ，９４ｂ・・・・中間周波増幅器入力信号 ９５ａ，９５ｂ・・・・中間周波増幅器出力信号 ９６ａ，９６ｂ，９６ｃ，９６ｄ・・ベースバンド信号 ９７ａ，９７ｂ・・・・ベースバンド信号
・・乗算器 ２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ・・・・乗算器 ２５ａ，２５ｂ・・・・乗算器 ２６ａ，２６ｂ，２６ｃ，２６ｄ・・・・乗算器 ３１・・・・高周波増幅器 ３２，３２ａ，３２ｂ・・・・増幅器 ４１・・・・バンドパスフィルタ ４２ａ，４２ｂ・・・・バンドパスフィルタ ４３ａ，４３ｂ，４３ｃ，４３ｄ・・・・ローパスフィ
ルタ ４４ａ，４４ｂ・・・・バンドパスフィルタ ４５ａ，４５ｂ・・・・ローパスフィルタ ４６ａ，４６ｂ・・・・ローパスフィルタ ５１・・・・移相器 ５２・・・・変調器 ５３・・・・変調器 ５４・・・・変調器 ５５・・・・変調器 ６１，６１ａ，６１ｂ，６１ｃ・・・・復調器 ７１，７２ａ，７２ｂ，７２ｃ，７２ｄ・・・・加算器 ７３ａ，７３ｂ，７３ｃ，７３ｄ・・・・加算器 ９１ａ，９１ｂ・・・・変調用直交信号 ９２ａ，９２ｂ・・・・局部発振器出力信号 ９３ａ，９３ｂ，９３ｃ，９３ｄ・・ベースバンド信号
検出用変調信号 ９４ａ，９４ｂ・・・・中間周波増幅器入力信号 ９５ａ，９５ｂ・・・・中間周波増幅器出力信号 ９６ａ，９６ｂ，９６ｃ，９６ｄ・・ベースバンド信号 ９７ａ，９７ｂ・・・・ベースバンド信号
Claims (6)
- 【請求項１】イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受
信方式において、２相の中間周波信号に対して、二つの
互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号
を足し合わせて一つの合成信号を作成し、前記合成信号
に対して増幅を行ない中間周波増幅器出力信号を生成
し、前記変調用直交信号でもって前記中間周波増幅器出
力信号を変調することにより、前記中間周波信号に対し
て増幅された信号を得ることを特徴とするイメージ信号
キャンセル型ヘテロダイン受信方式。 - 【請求項２】請求項１のイメージ信号キャンセル型ヘテ
ロダイン受信方式において、互いにイメージ信号となる
二つの周波数帯の信号を同時に受信することを特徴とす
るイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式。 - 【請求項３】イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受
信方式において、２相の中間周波信号に対して、二つの
互いに直交する変調用直交信号により変調を掛けた信号
を足し合わせて一つの合成信号を作成し、前記合成信号
に対して増幅を行ない中間周波増幅器出力信号を生成
し、局部発振器出力信号に対して前記変調用直交信号に
より変調を掛けた信号でもって前記中間周波増幅器出力
信号を変調することにより、受信信号のベースバンド信
号を得ることを特徴とするイメージ信号キャンセル型ヘ
テロダイン受信方式。 - 【請求項４】請求項３のイメージ信号キャンセル型ヘテ
ロダイン受信方式において、互いにイメージ信号となる
二つの周波数帯の信号を同時に受信することを特徴とす
るイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式。 - 【請求項５】請求項１または請求項２または請求項３ま
たは請求項４のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン
受信方式において、該二つの互いに直交する変調用直交
信号として互いに位相が９０度ずれている矩形波または
正弦波を用いることを特徴とするイメージ信号キャンセ
ル型ヘテロダイン受信方式。 - 【請求項６】請求項１または請求項２または請求項３ま
たは請求項４のイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン
受信方式において、該二つの互いに直交する変調用直交
信号として、それぞれ{1,-1,1,-1,1,1,-1,-1}および{1,
1,-1,-1,1,-1,1,-1}を系列とする２値信号を用いること
を特徴とするイメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受
信方式。
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