JPH05191376A - スペクトラム拡散方式受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散方式受信装置Info
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- JPH05191376A JPH05191376A JP566692A JP566692A JPH05191376A JP H05191376 A JPH05191376 A JP H05191376A JP 566692 A JP566692 A JP 566692A JP 566692 A JP566692 A JP 566692A JP H05191376 A JPH05191376 A JP H05191376A
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- signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 局部搬送波を±１の２値の信号にすることに
より遅延ロックループの回路規模および消費電力を小さ
くすること。 【構成】 拡散符号の同期追跡を行なう遅延ロックルー
プとして、発振周波数が搬送波に等しくデューティサイ
クル５０％の直交した１組の２値の矩形波信号を発生す
る局部搬送波発生回路８と、位相が１／２ビットずつず
れた２つの局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回
路２７と、同相成分および直交成分のそれぞれの高周波
成分を除去するローパスフィルタ１３〜１６と、同相成
分および直交成分のぞれぞれの２乗を計算する２乗回路
１７〜２０の出力を加算する２つの加算器２１，２２
と、これら加算器の出力の差を計算する減算器２３と、
この減算器の出力から高周波成分を除去するローパスフ
ィルタ２５と、局部拡散符号生成回路２７を駆動する電
圧制御発振器２６とを備えている。
より遅延ロックループの回路規模および消費電力を小さ
くすること。 【構成】 拡散符号の同期追跡を行なう遅延ロックルー
プとして、発振周波数が搬送波に等しくデューティサイ
クル５０％の直交した１組の２値の矩形波信号を発生す
る局部搬送波発生回路８と、位相が１／２ビットずつず
れた２つの局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回
路２７と、同相成分および直交成分のそれぞれの高周波
成分を除去するローパスフィルタ１３〜１６と、同相成
分および直交成分のぞれぞれの２乗を計算する２乗回路
１７〜２０の出力を加算する２つの加算器２１，２２
と、これら加算器の出力の差を計算する減算器２３と、
この減算器の出力から高周波成分を除去するローパスフ
ィルタ２５と、局部拡散符号生成回路２７を駆動する電
圧制御発振器２６とを備えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電気通信システムにお
けるスペクトラム拡散方式受信装置に関するものであ
る。
けるスペクトラム拡散方式受信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来のスペクトラム拡散方式受信
装置の構成を示している。図２において、１０１はアン
テナ、１０２はダブルバランスドミキサ、１０３は局部
発振回路、１０４は中間周波増幅回路、１０５はバンド
パスフィルタ、１０６はＡ／Ｄコンバータ、１０７およ
び１０８は局部搬送波と受信信号との乗算を行なうディ
ジタル乗算器、１０９は９０°移相回路、１１０は正弦
波形を発生する局部搬送波発生回路、１１１，１１２，
１１３および１１４は逆拡散を行なうディジタル乗算
器、１１５，１１６，１１７および１１８はローパスフ
ィルタ、１１９，１２０，１２１および１２２は２乗回
路、１２３および１２４は加算器、１２５は減算器、１
２６はＤ／Ａコンバータ、１２７はローパスフィルタ、
１２８は電圧制御発振器、１２９は１／２ビットずつ位
相が異なる３系統の拡散符号を発生する局部拡散符号発
生回路、１３０はベースバンド復調回路である。
装置の構成を示している。図２において、１０１はアン
テナ、１０２はダブルバランスドミキサ、１０３は局部
発振回路、１０４は中間周波増幅回路、１０５はバンド
パスフィルタ、１０６はＡ／Ｄコンバータ、１０７およ
び１０８は局部搬送波と受信信号との乗算を行なうディ
ジタル乗算器、１０９は９０°移相回路、１１０は正弦
波形を発生する局部搬送波発生回路、１１１，１１２，
１１３および１１４は逆拡散を行なうディジタル乗算
器、１１５，１１６，１１７および１１８はローパスフ
ィルタ、１１９，１２０，１２１および１２２は２乗回
路、１２３および１２４は加算器、１２５は減算器、１
２６はＤ／Ａコンバータ、１２７はローパスフィルタ、
１２８は電圧制御発振器、１２９は１／２ビットずつ位
相が異なる３系統の拡散符号を発生する局部拡散符号発
生回路、１３０はベースバンド復調回路である。
【０００３】次に、上記従来例の動作について説明す
る。図２において、ＰＳＫ変調で生成された送信信号
は、アンテナ１０１で受信され、受信信号と局部発振回
路１０３で発振された周波数とがダブルバランスドミキ
サ１０２で混合され、中間周波増幅回路１０４で増幅さ
れた後、バンドパスフィルタ１０５を通してＡ／Ｄコン
バータ１０６でディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコ
ンバータ１０６の出力は、ディジタル乗算器１０７およ
び１０８において、９０°移相回路１０９および局部搬
送波発生回路１１０で生成された直交搬送波と乗算され
る。ディジタル乗算器１０７および１０８の出力は２分
配され、局部拡散符号発生回路１２９で生成された１ビ
ットの位相差を持つ局部拡散符号により、それぞれディ
ジタル乗算器１１１，１１２，１１３および１１４で逆
拡散される。逆拡散後の同相成分のローパスフィルタ１
１５および１１７の出力には、局部搬送波発生回路１１
０で生成された局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差の余弦に比例した信号が現われる。同様に直交成分の
ローパスフィルタ１１６および１１８には、局搬送波と
受信信号の搬送波との位相差の正弦に比例した信号が現
われる。各ローパスフィルタ１１５，１１６，１１７お
よび１１８の出力を各２乗回路１１９，１２０，１２１
および１２２でそれぞれ２乗し、加算器１２３および１
２４で加算することにより、各加算器１２３および１２
４の出力には、局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差およびベースバンドデータによるＰＳＫ変調の影響が
取り除かれて、局部拡散符号の位相のずれによる相関値
の変化だけを示す信号が現われる。次いで減算器１２５
で加算器１２３および１２４の出力の差分をとり、Ｄ／
Ａコンバータ１２６でアナログ信号に変換し、ローパス
フィルタ１２７を通した後、電圧制御発振器１２８で局
部拡散符号発生回路１２９を制御する。これにより、局
部拡散符号発生回路１２９で生成される局部拡散符号の
位相は、受信信号との相関値が最も高い点を追跡するこ
とになり、ベースバンド復調回路１３０で受信信号が正
しく復調されることになる。
る。図２において、ＰＳＫ変調で生成された送信信号
は、アンテナ１０１で受信され、受信信号と局部発振回
路１０３で発振された周波数とがダブルバランスドミキ
サ１０２で混合され、中間周波増幅回路１０４で増幅さ
れた後、バンドパスフィルタ１０５を通してＡ／Ｄコン
バータ１０６でディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコ
ンバータ１０６の出力は、ディジタル乗算器１０７およ
び１０８において、９０°移相回路１０９および局部搬
送波発生回路１１０で生成された直交搬送波と乗算され
る。ディジタル乗算器１０７および１０８の出力は２分
配され、局部拡散符号発生回路１２９で生成された１ビ
ットの位相差を持つ局部拡散符号により、それぞれディ
ジタル乗算器１１１，１１２，１１３および１１４で逆
拡散される。逆拡散後の同相成分のローパスフィルタ１
１５および１１７の出力には、局部搬送波発生回路１１
０で生成された局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差の余弦に比例した信号が現われる。同様に直交成分の
ローパスフィルタ１１６および１１８には、局搬送波と
受信信号の搬送波との位相差の正弦に比例した信号が現
われる。各ローパスフィルタ１１５，１１６，１１７お
よび１１８の出力を各２乗回路１１９，１２０，１２１
および１２２でそれぞれ２乗し、加算器１２３および１
２４で加算することにより、各加算器１２３および１２
４の出力には、局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差およびベースバンドデータによるＰＳＫ変調の影響が
取り除かれて、局部拡散符号の位相のずれによる相関値
の変化だけを示す信号が現われる。次いで減算器１２５
で加算器１２３および１２４の出力の差分をとり、Ｄ／
Ａコンバータ１２６でアナログ信号に変換し、ローパス
フィルタ１２７を通した後、電圧制御発振器１２８で局
部拡散符号発生回路１２９を制御する。これにより、局
部拡散符号発生回路１２９で生成される局部拡散符号の
位相は、受信信号との相関値が最も高い点を追跡するこ
とになり、ベースバンド復調回路１３０で受信信号が正
しく復調されることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスペクトラム拡散方式受信装置では、拡散符号の同
期追跡を行なう遅延ロックループとして、受信信号と局
部搬送波との乗算を行なうための多ビット対多ビットの
ディジタル乗算器１０７および１０８が必要であり、回
路規模および消費電力が大きくなるという問題があっ
た。
来のスペクトラム拡散方式受信装置では、拡散符号の同
期追跡を行なう遅延ロックループとして、受信信号と局
部搬送波との乗算を行なうための多ビット対多ビットの
ディジタル乗算器１０７および１０８が必要であり、回
路規模および消費電力が大きくなるという問題があっ
た。
【０００５】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、多ビット対多ビットの乗算を行なうこと
なく、回路規模および消費電力の小さい遅延ロックルー
プを備えたスペクトラム拡散方式受信装置を提供するこ
とを目的とする。
るものであり、多ビット対多ビットの乗算を行なうこと
なく、回路規模および消費電力の小さい遅延ロックルー
プを備えたスペクトラム拡散方式受信装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、拡散符号の同期追跡を行なう遅延ロック
ループとして、発振周波数が搬送波に等しくデューティ
サイクル５０％の直交した１組の２値の矩形波信号を発
生する局部搬送波発生回路と、位相が僅かにずれた２つ
の局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回路と、同
相成分および直交成分のそれぞれの高周波成分を除去す
るローパスフィルタと、同相成分および直交成分のそれ
ぞれの２乗を計算する２乗回路と、同相成分および直交
成分のそれぞれの２乗回路の出力を加算する加算器と、
２つの加算器の出力の差を計算する減算器と、減算器の
出力から高周波成分を除去するローパスフィルタと、局
部拡散符号発生回路を駆動する電圧制御発振器とを備え
たものである。
成するために、拡散符号の同期追跡を行なう遅延ロック
ループとして、発振周波数が搬送波に等しくデューティ
サイクル５０％の直交した１組の２値の矩形波信号を発
生する局部搬送波発生回路と、位相が僅かにずれた２つ
の局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回路と、同
相成分および直交成分のそれぞれの高周波成分を除去す
るローパスフィルタと、同相成分および直交成分のそれ
ぞれの２乗を計算する２乗回路と、同相成分および直交
成分のそれぞれの２乗回路の出力を加算する加算器と、
２つの加算器の出力の差を計算する減算器と、減算器の
出力から高周波成分を除去するローパスフィルタと、局
部拡散符号発生回路を駆動する電圧制御発振器とを備え
たものである。
【０００７】
【作用】したがって、本発明によれば、遅延ロックルー
プで用いる局部搬送波に±１の２値のみを取る矩形波を
用いることにより、乗算器の構成を簡単にすることがで
きる。すなわち、多ビットの数と±１のみをとる２値の
数との乗算は、多ビットの数のサインビットと２値の数
の排他的論理和を取るだけで実現でき、多ビット対多ビ
ットの乗算に比較して、遅延ロックループの構成を簡略
化することができる。
プで用いる局部搬送波に±１の２値のみを取る矩形波を
用いることにより、乗算器の構成を簡単にすることがで
きる。すなわち、多ビットの数と±１のみをとる２値の
数との乗算は、多ビットの数のサインビットと２値の数
の排他的論理和を取るだけで実現でき、多ビット対多ビ
ットの乗算に比較して、遅延ロックループの構成を簡略
化することができる。
【０００８】また、遅延ロックループの局部搬送波に矩
形波を用いた場合においても、同相・直交の各ローパス
フィルタの出力には、局部搬送波と受信信号の搬送波と
の位相差の正弦および余弦に比例した出力が現われるの
で、同相・直交それぞれ逆拡散後のローパスフィルタの
出力の２乗和をとることにより、局部搬送波と受信信号
の搬送波との位相差およびベースバンドデータ変調の影
響を除去することができる。
形波を用いた場合においても、同相・直交の各ローパス
フィルタの出力には、局部搬送波と受信信号の搬送波と
の位相差の正弦および余弦に比例した出力が現われるの
で、同相・直交それぞれ逆拡散後のローパスフィルタの
出力の２乗和をとることにより、局部搬送波と受信信号
の搬送波との位相差およびベースバンドデータ変調の影
響を除去することができる。
【０００９】
【実施例】図１は本発明の一実施例の構成を示すもので
ある。図１において、１はアンテナ、２はダブルバラン
スドミキサ、３は局部発振回路、４は中間周波増幅回
路、５はバンドパスフィルタ、６はＡ／Ｄコンバータ、
７は９０°移相回路、８は発振周波数が搬送波に等しく
デューティサイクル５０％の直交した１組の２値の矩形
波信号を発生する局部搬送波発生回路、９，１０，１１
および１２は逆拡散を行なうための１ビット対多ビット
のディジタル乗算器、１３，１４，１５および１６はロ
ーパスフィルタ、１７，１８，１９および２０は２乗回
路、２１および２２は加算器、２３は減算器、２４はＤ
／Ａコンバータ、２５はローパスフィルタ、２６は局部
拡散符号発生回路２７を駆動する電圧制御発振器、２７
は１／２ビットずつ位相が異なる３系統の拡散符号を発
生する局部拡散符号発生回路、２８，２９，３０および
３１は２値の局部搬送波と局部拡散符号との排他的論理
和を演算する排他的論理和演算回路、３２はベースバン
ド復調回路である。
ある。図１において、１はアンテナ、２はダブルバラン
スドミキサ、３は局部発振回路、４は中間周波増幅回
路、５はバンドパスフィルタ、６はＡ／Ｄコンバータ、
７は９０°移相回路、８は発振周波数が搬送波に等しく
デューティサイクル５０％の直交した１組の２値の矩形
波信号を発生する局部搬送波発生回路、９，１０，１１
および１２は逆拡散を行なうための１ビット対多ビット
のディジタル乗算器、１３，１４，１５および１６はロ
ーパスフィルタ、１７，１８，１９および２０は２乗回
路、２１および２２は加算器、２３は減算器、２４はＤ
／Ａコンバータ、２５はローパスフィルタ、２６は局部
拡散符号発生回路２７を駆動する電圧制御発振器、２７
は１／２ビットずつ位相が異なる３系統の拡散符号を発
生する局部拡散符号発生回路、２８，２９，３０および
３１は２値の局部搬送波と局部拡散符号との排他的論理
和を演算する排他的論理和演算回路、３２はベースバン
ド復調回路である。
【００１０】次に上記実施例の動作について説明する。
上記の実施例において、ＰＳＫ変調により生成された送
信信号は、アンテナ１で受信され、受信信号と局部発振
回路３で発振された周波数とがダブルバランスドミキサ
２で混合され、中間周波増幅回路４で増幅された後、バ
ンドパスフィルタ５を通してＡ／Ｄコンバータ６でディ
ジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ６の出力
は、ディジタル乗算器９，１０，１１および１２に分配
され、同相および直交搬送波との乗算と逆拡散とが同時
に行なわれる。排他的論理和演算回路２８，２９，３０
および３１では、９０°移相回路７および局部搬送波発
生回路８で生成された２値の局部搬送波と局部拡散符号
発生回路２７で生成された局部拡散符号との乗算が予め
行なわれる。逆拡散後の同相成分のローパスフィルタ１
３および１５の出力には、局部搬送波発生回路８で生成
された局部搬送波と受信信号の搬送波との位相差の余弦
に比例した信号が現われる。同様に直交成分のローパス
フィルタ１４および１６には、局部搬送波と受信信号の
搬送波との位相差の正弦に比例した信号が現われる。各
ローパスフィルタ１３，１４，１５および１６の出力を
それぞれ２乗回路１７，１８，１９および２０で２乗
し、加算器２１および２２でそれぞれ加算することによ
り、加算器２１おび２２の出力には、局部搬送波と受信
信号の搬送波との位相差およびベースバンドデータによ
る変調の影響が取り除かれて、局部拡散符号の位相のい
ずれによる相関値の低下だけを示す信号が現われる。次
いで減算器２３で加算器２１および２２の出力の差分を
とり、Ｄ／Ａコンバータ２４でアナログ信号に変換し、
ローパスフィルタ２５を通した後、電圧制御発振器２６
で局部拡散符号発生回路２７を制御する。これにより、
局部拡散符号発生回路２７で生成される局部拡散符号の
位相は、受信信号との相関値が最も高い点を追跡するこ
とになり、ベースバンド復調回路３２で受信信号が正し
く復調されることになる。
上記の実施例において、ＰＳＫ変調により生成された送
信信号は、アンテナ１で受信され、受信信号と局部発振
回路３で発振された周波数とがダブルバランスドミキサ
２で混合され、中間周波増幅回路４で増幅された後、バ
ンドパスフィルタ５を通してＡ／Ｄコンバータ６でディ
ジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ６の出力
は、ディジタル乗算器９，１０，１１および１２に分配
され、同相および直交搬送波との乗算と逆拡散とが同時
に行なわれる。排他的論理和演算回路２８，２９，３０
および３１では、９０°移相回路７および局部搬送波発
生回路８で生成された２値の局部搬送波と局部拡散符号
発生回路２７で生成された局部拡散符号との乗算が予め
行なわれる。逆拡散後の同相成分のローパスフィルタ１
３および１５の出力には、局部搬送波発生回路８で生成
された局部搬送波と受信信号の搬送波との位相差の余弦
に比例した信号が現われる。同様に直交成分のローパス
フィルタ１４および１６には、局部搬送波と受信信号の
搬送波との位相差の正弦に比例した信号が現われる。各
ローパスフィルタ１３，１４，１５および１６の出力を
それぞれ２乗回路１７，１８，１９および２０で２乗
し、加算器２１および２２でそれぞれ加算することによ
り、加算器２１おび２２の出力には、局部搬送波と受信
信号の搬送波との位相差およびベースバンドデータによ
る変調の影響が取り除かれて、局部拡散符号の位相のい
ずれによる相関値の低下だけを示す信号が現われる。次
いで減算器２３で加算器２１および２２の出力の差分を
とり、Ｄ／Ａコンバータ２４でアナログ信号に変換し、
ローパスフィルタ２５を通した後、電圧制御発振器２６
で局部拡散符号発生回路２７を制御する。これにより、
局部拡散符号発生回路２７で生成される局部拡散符号の
位相は、受信信号との相関値が最も高い点を追跡するこ
とになり、ベースバンド復調回路３２で受信信号が正し
く復調されることになる。
【００１１】
【発明の効果】本発明は、上記実施例から明らかなよう
に、拡散符号の同期追跡を行なう遅延ロックループとし
て、発振周波数が搬送波に等しくデューティサイクル５
０％の直交した１組の２値の矩形波信号を発生する局部
搬送波発生回路と、位相が僅かにずれた２つの局部拡散
符号を発生する局部拡散符号発生回路と、同相成分およ
び直交成分のそれぞれの高周波成分を除去するローパス
フィルタと、同相成分および直交成分のそれぞれの２乗
を計算する２乗回路と、同相成分および直交成分のそれ
ぞれの２乗回路の出力を加算する加算器と、２つの加算
器の出力の差を計算する減算器と、減算器の出力から高
周波成分を除去するローパスフィルタと、局部拡散符号
発生回路を駆動する電圧制御発振器とを備えているの
で、局部搬送波発生回路で±１の２値の局部搬送波を生
成することにより、多ビット対多ビットの乗算を行なう
ことなく、局部搬送波と受信信号の搬送波との位相差お
よびベースバンドデータによる変調の影響を受けない、
かつ構成の簡略化された、消費電力の小さい遅延ロック
ループおよびスペクトラム拡散方式受信装置を実現する
ことができる。
に、拡散符号の同期追跡を行なう遅延ロックループとし
て、発振周波数が搬送波に等しくデューティサイクル５
０％の直交した１組の２値の矩形波信号を発生する局部
搬送波発生回路と、位相が僅かにずれた２つの局部拡散
符号を発生する局部拡散符号発生回路と、同相成分およ
び直交成分のそれぞれの高周波成分を除去するローパス
フィルタと、同相成分および直交成分のそれぞれの２乗
を計算する２乗回路と、同相成分および直交成分のそれ
ぞれの２乗回路の出力を加算する加算器と、２つの加算
器の出力の差を計算する減算器と、減算器の出力から高
周波成分を除去するローパスフィルタと、局部拡散符号
発生回路を駆動する電圧制御発振器とを備えているの
で、局部搬送波発生回路で±１の２値の局部搬送波を生
成することにより、多ビット対多ビットの乗算を行なう
ことなく、局部搬送波と受信信号の搬送波との位相差お
よびベースバンドデータによる変調の影響を受けない、
かつ構成の簡略化された、消費電力の小さい遅延ロック
ループおよびスペクトラム拡散方式受信装置を実現する
ことができる。
【図１】本発明の一実施例におけるスペクトラム拡散方
式受信装置の概略ブロック図
式受信装置の概略ブロック図
【図２】従来のスペクトラム拡散方式受信装置の概略ブ
ロック図
ロック図
１ アンテナ ２ ダブルバランスドミキサ ３ 局部発振回路 ４ 中間周波増幅回路 ５ バンドパスフィルタ ６ Ａ／Ｄコンバータ ７ ９０°移相回路 ８ 局部搬送波発生回路 ９，１０，１１，１２ ディジタル乗算器 １３，１４，１５，１６ ローパスフィルタ １７，１８，１９，２０ ２乗回路 ２１，２２ 加算器 ２３ 減算器 ２４ Ｄ／Ａコンバータ ２５ ローパスフィルタ ２６ 電圧制御発振器 ２７ 局部拡散符号発生回路 ２８，２９，３０，３１ 排他的論理和回路 ３２ ベースバンド復調回路
Claims (1)
- 【請求項１】 拡散符号の同期追跡を行なう遅延ロック
ループとして、発振周波数が搬送波に等しくデューティ
サイクル５０％の直交した１組の２値の矩形波信号を発
生する局部搬送波発生回路と、位相が僅かにずれた２つ
の局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回路と、同
相成分および直交成分のそれぞれの高周波成分を除去す
るローパスフィルタと、同相成分および直交成分のそれ
ぞれの２乗を計算する２乗回路と、同相成分および直交
成分のそれぞれの２乗回路の出力を加算する加算器と、
２つの加算器の出力の差を計算する減算器と、減算器の
出力から高周波成分を除去するローパスフィルタと、局
部拡散符号発生回路を駆動する電圧制御発振器とを備え
たスペクトラム拡散方式受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP566692A JP2782395B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | スペクトラム拡散方式受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP566692A JP2782395B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | スペクトラム拡散方式受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191376A true JPH05191376A (ja) | 1993-07-30 |
| JP2782395B2 JP2782395B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=11617432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP566692A Expired - Fee Related JP2782395B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | スペクトラム拡散方式受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2782395B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11157650B1 (en) | 2017-09-28 | 2021-10-26 | Csidentity Corporation | Identity security architecture systems and methods |
| US11195225B2 (en) | 2006-03-31 | 2021-12-07 | The 41St Parameter, Inc. | Systems and methods for detection of session tampering and fraud prevention |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03101534A (ja) * | 1989-09-14 | 1991-04-26 | Hitachi Zosen Corp | 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 |
-
1992
- 1992-01-16 JP JP566692A patent/JP2782395B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03101534A (ja) * | 1989-09-14 | 1991-04-26 | Hitachi Zosen Corp | 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11195225B2 (en) | 2006-03-31 | 2021-12-07 | The 41St Parameter, Inc. | Systems and methods for detection of session tampering and fraud prevention |
| US11157650B1 (en) | 2017-09-28 | 2021-10-26 | Csidentity Corporation | Identity security architecture systems and methods |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2782395B2 (ja) | 1998-07-30 |
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