JP2782395B2 - スペクトラム拡散方式受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散方式受信装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電気通信システムにお
けるスペクトラム拡散方式受信装置に関するものであ
る。
けるスペクトラム拡散方式受信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来のスペクトラム拡散方式受信
装置の構成を示している。図２において、１０１はアン
テナ、１０２はダブルバランスドミキサ、１０３は局部
発振回路、１０４は中間周波増幅回路、１０５はバンド
パスフィルタ、１０６はＡ／Ｄコンバータ、１０７およ
び１０８は局部搬送波と受信信号との乗算を行なうディ
ジタル乗算器、１０９は９０°移相回路、１１０は正弦
波形を発生する局部搬送波発生回路、１１１，１１２，
１１３および１１４は逆拡散を行なうディジタル乗算
器、１１５，１１６，１１７および１１８はローパスフ
ィルタ、１１９，１２０，１２１および１２２は２乗回
路、１２３および１２４は加算器、１２５は減算器、１
２６はＤ／Ａコンバータ、１２７はローパスフィルタ、
１２８は電圧制御発振器、１２９は１／２ビットずつ位
相が異なる３系統の拡散符号を発生する局部拡散符号発
生回路、１３０はベースバンド復調回路である。
装置の構成を示している。図２において、１０１はアン
テナ、１０２はダブルバランスドミキサ、１０３は局部
発振回路、１０４は中間周波増幅回路、１０５はバンド
パスフィルタ、１０６はＡ／Ｄコンバータ、１０７およ
び１０８は局部搬送波と受信信号との乗算を行なうディ
ジタル乗算器、１０９は９０°移相回路、１１０は正弦
波形を発生する局部搬送波発生回路、１１１，１１２，
１１３および１１４は逆拡散を行なうディジタル乗算
器、１１５，１１６，１１７および１１８はローパスフ
ィルタ、１１９，１２０，１２１および１２２は２乗回
路、１２３および１２４は加算器、１２５は減算器、１
２６はＤ／Ａコンバータ、１２７はローパスフィルタ、
１２８は電圧制御発振器、１２９は１／２ビットずつ位
相が異なる３系統の拡散符号を発生する局部拡散符号発
生回路、１３０はベースバンド復調回路である。
【０００３】次に、上記従来例の動作について説明す
る。図２において、ＰＳＫ変調で生成された送信信号
は、アンテナ１０１で受信され、受信信号と局部発振回
路１０３で発振された周波数とがダブルバランスドミキ
サ１０２で混合され、中間周波増幅回路１０４で増幅さ
れた後、バンドパスフィルタ１０５を通してＡ／Ｄコン
バータ１０６でディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコ
ンバータ１０６の出力は、ディジタル乗算器１０７およ
び１０８において、９０°移相回路１０９および局部搬
送波発生回路１１０で生成された直交搬送波と乗算され
る。ディジタル乗算器１０７および１０８の出力は２分
配され、局部拡散符号発生回路１２９で生成された１ビ
ットの位相差を持つ局部拡散符号により、それぞれディ
ジタル乗算器１１１，１１２，１１３および１１４で逆
拡散される。逆拡散後の同相成分のローパスフィルタ１
１５および１１７の出力には、局部搬送波発生回路１１
０で生成された局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差の余弦に比例した信号が現われる。同様に直交成分の
ローパスフィルタ１１６および１１８には、局搬送波と
受信信号の搬送波との位相差の正弦に比例した信号が現
われる。各ローパスフィルタ１１５，１１６，１１７お
よび１１８の出力を各２乗回路１１９，１２０，１２１
および１２２でそれぞれ２乗し、加算器１２３および１
２４で加算することにより、各加算器１２３および１２
４の出力には、局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差およびベースバンドデータによるＰＳＫ変調の影響が
取り除かれて、局部拡散符号の位相のずれによる相関値
の変化だけを示す信号が現われる。次いで減算器１２５
で加算器１２３および１２４の出力の差分をとり、Ｄ／
Ａコンバータ１２６でアナログ信号に変換し、ローパス
フィルタ１２７を通した後、電圧制御発振器１２８で局
部拡散符号発生回路１２９を制御する。これにより、局
部拡散符号発生回路１２９で生成される局部拡散符号の
位相は、受信信号との相関値が最も高い点を追跡するこ
とになり、ベースバンド復調回路１３０で受信信号が正
しく復調されることになる。
る。図２において、ＰＳＫ変調で生成された送信信号
は、アンテナ１０１で受信され、受信信号と局部発振回
路１０３で発振された周波数とがダブルバランスドミキ
サ１０２で混合され、中間周波増幅回路１０４で増幅さ
れた後、バンドパスフィルタ１０５を通してＡ／Ｄコン
バータ１０６でディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコ
ンバータ１０６の出力は、ディジタル乗算器１０７およ
び１０８において、９０°移相回路１０９および局部搬
送波発生回路１１０で生成された直交搬送波と乗算され
る。ディジタル乗算器１０７および１０８の出力は２分
配され、局部拡散符号発生回路１２９で生成された１ビ
ットの位相差を持つ局部拡散符号により、それぞれディ
ジタル乗算器１１１，１１２，１１３および１１４で逆
拡散される。逆拡散後の同相成分のローパスフィルタ１
１５および１１７の出力には、局部搬送波発生回路１１
０で生成された局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差の余弦に比例した信号が現われる。同様に直交成分の
ローパスフィルタ１１６および１１８には、局搬送波と
受信信号の搬送波との位相差の正弦に比例した信号が現
われる。各ローパスフィルタ１１５，１１６，１１７お
よび１１８の出力を各２乗回路１１９，１２０，１２１
および１２２でそれぞれ２乗し、加算器１２３および１
２４で加算することにより、各加算器１２３および１２
４の出力には、局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差およびベースバンドデータによるＰＳＫ変調の影響が
取り除かれて、局部拡散符号の位相のずれによる相関値
の変化だけを示す信号が現われる。次いで減算器１２５
で加算器１２３および１２４の出力の差分をとり、Ｄ／
Ａコンバータ１２６でアナログ信号に変換し、ローパス
フィルタ１２７を通した後、電圧制御発振器１２８で局
部拡散符号発生回路１２９を制御する。これにより、局
部拡散符号発生回路１２９で生成される局部拡散符号の
位相は、受信信号との相関値が最も高い点を追跡するこ
とになり、ベースバンド復調回路１３０で受信信号が正
しく復調されることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスペクトラム拡散方式受信装置では、拡散符号の同
期追跡を行なう遅延ロックループとして、受信信号と局
部搬送波との乗算を行なうための多ビット対多ビットの
ディジタル乗算器１０７および１０８が必要であり、回
路規模および消費電力が大きくなるという問題があっ
た。
来のスペクトラム拡散方式受信装置では、拡散符号の同
期追跡を行なう遅延ロックループとして、受信信号と局
部搬送波との乗算を行なうための多ビット対多ビットの
ディジタル乗算器１０７および１０８が必要であり、回
路規模および消費電力が大きくなるという問題があっ
た。
【０００５】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、多ビット対多ビットの乗算を行なうこと
なく、回路規模および消費電力の小さい遅延ロックルー
プを備えたスペクトラム拡散方式受信装置を提供するこ
とを目的とする。
るものであり、多ビット対多ビットの乗算を行なうこと
なく、回路規模および消費電力の小さい遅延ロックルー
プを備えたスペクトラム拡散方式受信装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、アンテナで捕らえた受信信号を中間周波
帯域信号に変換する局部発振器およびミキサと、ミキサ
から出力される中間周波帯域信号を量子化するＡ／Ｄ変
換器と、発振周波数が中間周波帯域信号の搬送波周波数
に等しくデューティサイクル５０％の直交した１組の２
値信号（矩形波）を発生する発振器と、位相が僅かにず
れた２つの局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回
路と、直交した１組の２値信号の同相成分と局部拡散符
号の内の位相が進んでいる方との排他的論理和を演算す
る第１のＥＸ−ＯＲ回路と、直交した１組の２値信号の
直交成分と局部拡散符号の内の位相が進んでいる方との
排他的論理和を演算する第２のＥＸ−ＯＲ回路と、直交
した１組の２値信号の同相成分と局部拡散符号の内の位
相が遅れている方との排他的論理和を演算する第３のＥ
Ｘ−ＯＲ回路と、直交した１組の２値信号の直交成分と
局部拡散符号の内の位相が遅れている方との排他的論理
和を演算する第４のＥＸ−ＯＲ回路と、Ａ／Ｄ変換器か
ら出力される量子化された中間周波帯域信号と４個のＥ
Ｘ−ＯＲ回路から各々出力される１ビット信号との乗算
を別々に行う４個の乗算器と、４個の乗算器の各々の出
力に含まれる高周波成分を除去する４個のローパスフィ
ルタと、４個ローパスフィルタの各々の出力について２
乗を計算する４個の２乗回路と、局部拡散符号の内の位
相の進んでいる方の信号を処理している２つの２乗回路
の出力を加算する第１の加算器と、局部拡散符号の内の
位相の遅れている方の信号を処理している２つの２乗回
路の出力を加算する第２の加算器と、２つの加算器の出
力の差を計算する減算器と、減算器の出力をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力から
高周波成分を除去するローパスフィルタと、ローパスフ
ィルタの出力電圧で発振周波数が制御されるとともに、
局部拡散符号発生回路の動作クロックを出力する電圧制
御発振器とを備えたものである。
成するために、アンテナで捕らえた受信信号を中間周波
帯域信号に変換する局部発振器およびミキサと、ミキサ
から出力される中間周波帯域信号を量子化するＡ／Ｄ変
換器と、発振周波数が中間周波帯域信号の搬送波周波数
に等しくデューティサイクル５０％の直交した１組の２
値信号（矩形波）を発生する発振器と、位相が僅かにず
れた２つの局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回
路と、直交した１組の２値信号の同相成分と局部拡散符
号の内の位相が進んでいる方との排他的論理和を演算す
る第１のＥＸ−ＯＲ回路と、直交した１組の２値信号の
直交成分と局部拡散符号の内の位相が進んでいる方との
排他的論理和を演算する第２のＥＸ−ＯＲ回路と、直交
した１組の２値信号の同相成分と局部拡散符号の内の位
相が遅れている方との排他的論理和を演算する第３のＥ
Ｘ−ＯＲ回路と、直交した１組の２値信号の直交成分と
局部拡散符号の内の位相が遅れている方との排他的論理
和を演算する第４のＥＸ−ＯＲ回路と、Ａ／Ｄ変換器か
ら出力される量子化された中間周波帯域信号と４個のＥ
Ｘ−ＯＲ回路から各々出力される１ビット信号との乗算
を別々に行う４個の乗算器と、４個の乗算器の各々の出
力に含まれる高周波成分を除去する４個のローパスフィ
ルタと、４個ローパスフィルタの各々の出力について２
乗を計算する４個の２乗回路と、局部拡散符号の内の位
相の進んでいる方の信号を処理している２つの２乗回路
の出力を加算する第１の加算器と、局部拡散符号の内の
位相の遅れている方の信号を処理している２つの２乗回
路の出力を加算する第２の加算器と、２つの加算器の出
力の差を計算する減算器と、減算器の出力をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力から
高周波成分を除去するローパスフィルタと、ローパスフ
ィルタの出力電圧で発振周波数が制御されるとともに、
局部拡散符号発生回路の動作クロックを出力する電圧制
御発振器とを備えたものである。
【０００７】
【作用】したがって、本発明によれば、遅延ロックルー
プで用いる局部搬送波に±１の２値のみを取る矩形波を
用いることにより、乗算器の構成を簡単にすることがで
きる。すなわち、多ビットの数と±１のみをとる２値の
数との乗算は、多ビットの数のサインビットと２値の数
の排他的論理和を取るだけで実現でき、多ビット対多ビ
ットの乗算に比較して、遅延ロックループの構成を簡略
化することができる。
プで用いる局部搬送波に±１の２値のみを取る矩形波を
用いることにより、乗算器の構成を簡単にすることがで
きる。すなわち、多ビットの数と±１のみをとる２値の
数との乗算は、多ビットの数のサインビットと２値の数
の排他的論理和を取るだけで実現でき、多ビット対多ビ
ットの乗算に比較して、遅延ロックループの構成を簡略
化することができる。
【０００８】また、遅延ロックループの局部搬送波に矩
形波を用いた場合においても、同相・直交の各ローパス
フィルタの出力には、局部搬送波と受信信号の搬送波と
の位相差の正弦および余弦に比例した出力が現われるの
で、同相・直交それぞれ逆拡散後のローパスフィルタの
出力の２乗和をとることにより、局部搬送波と受信信号
の搬送波との位相差およびベースバンドデータ変調の影
響を除去することができる。
形波を用いた場合においても、同相・直交の各ローパス
フィルタの出力には、局部搬送波と受信信号の搬送波と
の位相差の正弦および余弦に比例した出力が現われるの
で、同相・直交それぞれ逆拡散後のローパスフィルタの
出力の２乗和をとることにより、局部搬送波と受信信号
の搬送波との位相差およびベースバンドデータ変調の影
響を除去することができる。
【０００９】
【実施例】図１は本発明の一実施例の構成を示すもので
ある。図１において、１はアンテナ、２はアンテナ１で
捕らえた受信信号を局部発振回路３からのローカル周波
数をもとに中間周波帯域信号に変換するバランスドミキ
サ、３は局部発振回路、４はバランスドミキサ２から出
力される中間周波帯域信号を増幅する中間周波増幅回
路、５は中間周波増輻回路４の出力を帯域制限するバン
ドパスフィルタ、６はバンドパスフィルタ５の出力を量
子化するＡ／Ｄコンバータである。７は９０゜移相回路
であり、局部搬送波発生回路８から出力された中間周波
帯域信号の搬送波周波数に等しい発振周波数の位相を９
０゜ずらして、局部搬送波発生回路８とともにデューテ
ィサイクル５０％の直交した１組の２値信号（矩形波）
を発生する。２７は位相が僅かにずれた２つの局部拡散
符号を発生する局部拡散符号発生回路である。２８は局
部搬送波発生回路８から出力された直交搬送波の内の同
相成分と局部拡散符号発生回路２７から出力された局部
拡散符号の内の位相が進んでいる方との排他的論理和を
演算する第１の排他的論理和演算回路、２９は９０゜移
相回路７から出力された直交搬送波の内の直交成分と局
部拡散符号の内の位相が進んでいる方との排他的論理和
を演算する第２の排他的論理和演算回路、３０は局部搬
送波発生回路８から出力された直交搬送波の内の同相成
分と局部拡散符号発生回路２７から出力された局部拡散
符号の内の位相が遅れている方との排他的論理和を演算
する第３の排他的論理和演算回路、３１は９０゜移相回
路７から出力された直交搬送波の内の直交成分と局部拡
散符号の内の位相が遅れている方との排他的論理和を演
算する第４の排他的論理和演算回路である。９、１０、
１１および１２は、Ａ／Ｄコンバータ６から出力される
量子化された中間周波帯域信号と４個の排他的論理和演
算回路２８、２、３０、３１から各々出力される１ビッ
ト信号との乗算を別々に行う１ビット対多ビットの４個
のディジタル乗算器である。１３、１４、１５および１
６は、４個のディジタル乗算器９〜１２の各々の出力に
含まれる高周波成分を除去する４個のローパスフィルタ
である。１７、１８、１９および２０は、４個ローパス
フィルタ１３〜１６の各々の出力について２乗を計算す
る４個の２乗回路である。２１は局部拡散符号の内の位
相の 進んでいる方の信号を処理している２つの２乗回路
１７、１８の出力を加算する第１の加算器、２２は局部
拡散符号の内の位相の遅れている方の信号を処理してい
る２つの２乗回路１９、２０の出力を加算する第２の加
算器である。２３は２つの加算器２１、２２の出力の差
を計算する減算器、２４は減算器２３の出力をアナログ
信号に変換するＤ／Ａコンバータ、２５はＤ／Ａコンバ
ータ２４の出力から高周波成分を除去するローパスフィ
ルタ、２６はローパスフィルタ２５の出力電圧で発振周
波数が制御されるとともに、局部拡散符号発生回路２７
の動作クロックを出力する電圧制御発振器である。３２
はＡ／Ｄコンバータ６から量子化された中間周波帯域信
号と局部拡散符号発生回路２７からの局部拡散符号をも
とに受信信号を復調するベースバンド復調回路である。
ある。図１において、１はアンテナ、２はアンテナ１で
捕らえた受信信号を局部発振回路３からのローカル周波
数をもとに中間周波帯域信号に変換するバランスドミキ
サ、３は局部発振回路、４はバランスドミキサ２から出
力される中間周波帯域信号を増幅する中間周波増幅回
路、５は中間周波増輻回路４の出力を帯域制限するバン
ドパスフィルタ、６はバンドパスフィルタ５の出力を量
子化するＡ／Ｄコンバータである。７は９０゜移相回路
であり、局部搬送波発生回路８から出力された中間周波
帯域信号の搬送波周波数に等しい発振周波数の位相を９
０゜ずらして、局部搬送波発生回路８とともにデューテ
ィサイクル５０％の直交した１組の２値信号（矩形波）
を発生する。２７は位相が僅かにずれた２つの局部拡散
符号を発生する局部拡散符号発生回路である。２８は局
部搬送波発生回路８から出力された直交搬送波の内の同
相成分と局部拡散符号発生回路２７から出力された局部
拡散符号の内の位相が進んでいる方との排他的論理和を
演算する第１の排他的論理和演算回路、２９は９０゜移
相回路７から出力された直交搬送波の内の直交成分と局
部拡散符号の内の位相が進んでいる方との排他的論理和
を演算する第２の排他的論理和演算回路、３０は局部搬
送波発生回路８から出力された直交搬送波の内の同相成
分と局部拡散符号発生回路２７から出力された局部拡散
符号の内の位相が遅れている方との排他的論理和を演算
する第３の排他的論理和演算回路、３１は９０゜移相回
路７から出力された直交搬送波の内の直交成分と局部拡
散符号の内の位相が遅れている方との排他的論理和を演
算する第４の排他的論理和演算回路である。９、１０、
１１および１２は、Ａ／Ｄコンバータ６から出力される
量子化された中間周波帯域信号と４個の排他的論理和演
算回路２８、２、３０、３１から各々出力される１ビッ
ト信号との乗算を別々に行う１ビット対多ビットの４個
のディジタル乗算器である。１３、１４、１５および１
６は、４個のディジタル乗算器９〜１２の各々の出力に
含まれる高周波成分を除去する４個のローパスフィルタ
である。１７、１８、１９および２０は、４個ローパス
フィルタ１３〜１６の各々の出力について２乗を計算す
る４個の２乗回路である。２１は局部拡散符号の内の位
相の 進んでいる方の信号を処理している２つの２乗回路
１７、１８の出力を加算する第１の加算器、２２は局部
拡散符号の内の位相の遅れている方の信号を処理してい
る２つの２乗回路１９、２０の出力を加算する第２の加
算器である。２３は２つの加算器２１、２２の出力の差
を計算する減算器、２４は減算器２３の出力をアナログ
信号に変換するＤ／Ａコンバータ、２５はＤ／Ａコンバ
ータ２４の出力から高周波成分を除去するローパスフィ
ルタ、２６はローパスフィルタ２５の出力電圧で発振周
波数が制御されるとともに、局部拡散符号発生回路２７
の動作クロックを出力する電圧制御発振器である。３２
はＡ／Ｄコンバータ６から量子化された中間周波帯域信
号と局部拡散符号発生回路２７からの局部拡散符号をも
とに受信信号を復調するベースバンド復調回路である。
【００１０】次に上記実施例の動作について説明する。
上記の実施例において、ＰＳＫ変調により生成された送
信信号は、アンテナ１で受信され、受信信号と局部発振
回路３で発振された周波数とがダブルバランスドミキサ
２で混合され、中間周波増幅回路４で増幅された後、バ
ンドパスフィルタ５を通してＡ／Ｄコンバータ６でディ
ジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ６の出力
は、ディジタル乗算器９，１０，１１および１２に分配
され、同相および直交搬送波との乗算と逆拡散とが同時
に行なわれる。排他的論理和演算回路２８，２９，３０
および３１では、９０°移相回路７および局部搬送波発
生回路８で生成された２値の局部搬送波と局部拡散符号
発生回路２７で生成された局部拡散符号との乗算が予め
行なわれる。逆拡散後の同相成分のローパスフィルタ１
３および１５の出力には、局部搬送波発生回路８で生成
された局部搬送波と受信信号の搬送波との位相差の余弦
に比例した信号が現われる。同様に直交成分のローパス
フィルタ１４および１６には、局部搬送波と受信信号の
搬送波との位相差の正弦に比例した信号が現われる。各
ローパスフィルタ１３，１４，１５および１６の出力を
それぞれ２乗回路１７，１８，１９および２０で２乗
し、加算器２１および２２でそれぞれ加算することによ
り、加算器２１おび２２の出力には、局部搬送波と受信
信号の搬送波との位相差およびベースバンドデータによ
る変調の影響が取り除かれて、局部拡散符号の位相のい
ずれによる相関値の低下だけを示す信号が現われる。次
いで減算器２３で加算器２１および２２の出力の差分を
とり、Ｄ／Ａコンバータ２４でアナログ信号に変換し、
ローパスフィルタ２５を通した後、電圧制御発振器２６
で局部拡散符号発生回路２７を制御する。これにより、
局部拡散符号発生回路２７で生成される局部拡散符号の
位相は、受信信号との相関値が最も高い点を追跡するこ
とになり、ベースバンド復調回路３２で受信信号が正し
く復調されることになる。
上記の実施例において、ＰＳＫ変調により生成された送
信信号は、アンテナ１で受信され、受信信号と局部発振
回路３で発振された周波数とがダブルバランスドミキサ
２で混合され、中間周波増幅回路４で増幅された後、バ
ンドパスフィルタ５を通してＡ／Ｄコンバータ６でディ
ジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ６の出力
は、ディジタル乗算器９，１０，１１および１２に分配
され、同相および直交搬送波との乗算と逆拡散とが同時
に行なわれる。排他的論理和演算回路２８，２９，３０
および３１では、９０°移相回路７および局部搬送波発
生回路８で生成された２値の局部搬送波と局部拡散符号
発生回路２７で生成された局部拡散符号との乗算が予め
行なわれる。逆拡散後の同相成分のローパスフィルタ１
３および１５の出力には、局部搬送波発生回路８で生成
された局部搬送波と受信信号の搬送波との位相差の余弦
に比例した信号が現われる。同様に直交成分のローパス
フィルタ１４および１６には、局部搬送波と受信信号の
搬送波との位相差の正弦に比例した信号が現われる。各
ローパスフィルタ１３，１４，１５および１６の出力を
それぞれ２乗回路１７，１８，１９および２０で２乗
し、加算器２１および２２でそれぞれ加算することによ
り、加算器２１おび２２の出力には、局部搬送波と受信
信号の搬送波との位相差およびベースバンドデータによ
る変調の影響が取り除かれて、局部拡散符号の位相のい
ずれによる相関値の低下だけを示す信号が現われる。次
いで減算器２３で加算器２１および２２の出力の差分を
とり、Ｄ／Ａコンバータ２４でアナログ信号に変換し、
ローパスフィルタ２５を通した後、電圧制御発振器２６
で局部拡散符号発生回路２７を制御する。これにより、
局部拡散符号発生回路２７で生成される局部拡散符号の
位相は、受信信号との相関値が最も高い点を追跡するこ
とになり、ベースバンド復調回路３２で受信信号が正し
く復調されることになる。
【００１１】
【発明の効果】本発明は、上記実施例から明らかなよう
に、アンテナで捕らえた受信信号を中間周波帯域信号に
変換する局部発振器およびミキサと、ミキサから出力さ
れる中間周波帯域信号を量子化するＡ／Ｄ変換器と、発
振周波数が中間周波帯域信号の搬送波周波数に等しくデ
ューティサイクル５０％の直交した１組の２値信号（矩
形波）を発生する発振器と、位相が僅かにずれた２つの
局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回路と、直交
した１組の２値信号の同相成分と局部拡散符号の内の位
相が進んでいる方との排他的論理和を演算する第１のＥ
Ｘ−ＯＲ回路と、直交した１組の２値信号の直交成分と
局部拡散符号の内の位相が進んでいる方との排他的論理
和を演算する第２のＥＸ−ＯＲ回路と、直交した１組の
２値信号の同相成分と局部拡散符号の内の位相が遅れて
いる方との排他的論理和を演算する第３のＥＸ−ＯＲ回
路と、直交した１組の２値信号の直交成分と局部拡散符
号の内の位相が遅れている方との排他的論理和を演算す
る第４のＥＸ−ＯＲ回路と、Ａ／Ｄ変換器から出力され
る量子化された中間周波帯域信号と４個のＥＸ−ＯＲ回
路から各々出力される１ビット信号との乗算を別々に行
う４個の乗算器と、４個の乗算器の各々の出力に含まれ
る高周波成分を除去する４個のローパスフィルタと、４
個ローパスフィルタの各々の出力について２乗を計算す
る４個の２乗回路と、局部拡散符号の内の位相の進んで
いる方の信号を処理している２つの２乗回路の出力を加
算する第１の加算器と、局部拡散符号の内の位相の遅れ
ている方の信号を処理している２つの２乗回路の出力を
加算する第２の加算器と、２つの加算器の出力の差を計
算する減算器と、減算器の出力をアナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力から高周波成分
を除去するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出
力電圧で発振周波数が制御されるとともに、局部拡散符
号発生回路の動作クロックを出力する電圧制御発振器と
を備えているので、局部搬送波発生回路で±１の２値の
局部搬送波を生成することにより、多ビット対多ビット
の乗算を行うことなく、１ビット対多ビットの乗算を行
うものであり、局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差およびベースバンドデータによる変調の影響を受けな
い、かつ構成の簡略化された、消費電力の小さい遅延ロ
ックループおよびスペクトラム拡散方式受信装置を実現
することができる。
に、アンテナで捕らえた受信信号を中間周波帯域信号に
変換する局部発振器およびミキサと、ミキサから出力さ
れる中間周波帯域信号を量子化するＡ／Ｄ変換器と、発
振周波数が中間周波帯域信号の搬送波周波数に等しくデ
ューティサイクル５０％の直交した１組の２値信号（矩
形波）を発生する発振器と、位相が僅かにずれた２つの
局部拡散符号を発生する局部拡散符号発生回路と、直交
した１組の２値信号の同相成分と局部拡散符号の内の位
相が進んでいる方との排他的論理和を演算する第１のＥ
Ｘ−ＯＲ回路と、直交した１組の２値信号の直交成分と
局部拡散符号の内の位相が進んでいる方との排他的論理
和を演算する第２のＥＸ−ＯＲ回路と、直交した１組の
２値信号の同相成分と局部拡散符号の内の位相が遅れて
いる方との排他的論理和を演算する第３のＥＸ−ＯＲ回
路と、直交した１組の２値信号の直交成分と局部拡散符
号の内の位相が遅れている方との排他的論理和を演算す
る第４のＥＸ−ＯＲ回路と、Ａ／Ｄ変換器から出力され
る量子化された中間周波帯域信号と４個のＥＸ−ＯＲ回
路から各々出力される１ビット信号との乗算を別々に行
う４個の乗算器と、４個の乗算器の各々の出力に含まれ
る高周波成分を除去する４個のローパスフィルタと、４
個ローパスフィルタの各々の出力について２乗を計算す
る４個の２乗回路と、局部拡散符号の内の位相の進んで
いる方の信号を処理している２つの２乗回路の出力を加
算する第１の加算器と、局部拡散符号の内の位相の遅れ
ている方の信号を処理している２つの２乗回路の出力を
加算する第２の加算器と、２つの加算器の出力の差を計
算する減算器と、減算器の出力をアナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力から高周波成分
を除去するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出
力電圧で発振周波数が制御されるとともに、局部拡散符
号発生回路の動作クロックを出力する電圧制御発振器と
を備えているので、局部搬送波発生回路で±１の２値の
局部搬送波を生成することにより、多ビット対多ビット
の乗算を行うことなく、１ビット対多ビットの乗算を行
うものであり、局部搬送波と受信信号の搬送波との位相
差およびベースバンドデータによる変調の影響を受けな
い、かつ構成の簡略化された、消費電力の小さい遅延ロ
ックループおよびスペクトラム拡散方式受信装置を実現
することができる。
【図１】本発明の一実施例におけるスペクトラム拡散方
式受信装置の概略ブロック図
式受信装置の概略ブロック図
【図２】従来のスペクトラム拡散方式受信装置の概略ブ
ロック図
ロック図
１ アンテナ ２ ダブルバランスドミキサ ３ 局部発振回路 ４ 中間周波増幅回路 ５ バンドパスフィルタ ６ Ａ／Ｄコンバータ ７ ９０°移相回路 ８ 局部搬送波発生回路 ９，１０，１１，１２ ディジタル乗算器 １３，１４，１５，１６ ローパスフィルタ １７，１８，１９，２０ ２乗回路 ２１，２２ 加算器 ２３ 減算器 ２４ Ｄ／Ａコンバータ ２５ ローパスフィルタ ２６ 電圧制御発振器 ２７ 局部拡散符号発生回路 ２８，２９，３０，３１ 排他的論理和回路 ３２ ベースバンド復調回路
Claims (1)
- 【請求項１】 アンテナで捕らえた受信信号を中間周波
帯域信号に変換する局部発振器およびミキサと、 前記ミキサから出力される中間周波帯域信号を量子化す
るＡ／Ｄ変換器と、 発振周波数が中間周波帯域信号の搬送波周波数に等しく
デューティサイクル５０％の直交した１組の２値信号
（矩形波）を発生する発振器と、 位相が僅かにずれた２つの局部拡散符号を発生する局部
拡散符号発生回路と、 前記直交した１組の２値信号の同相成分と前記局部拡散
符号の内の位相が進んでいる方との排他的論理和を演算
する第１のＥＸ−ＯＲ回路と、 前記直交した１組の２値信号の直交成分と前記局部拡散
符号の内の位相が進んでいる方との排他的論理和を演算
する第２のＥＸ−ＯＲ回路と、 前記直交した１組の２値信号の同相成分と前記局部拡散
符号の内の位相が遅れている方との排他的論理和を演算
する第３のＥＸ−ＯＲ回路と、 前記直交した１組の２値信号の直交成分と前記局部拡散
符号の内の位相が遅れている方との排他的論理和を演算
する第４のＥＸ−ＯＲ回路と、 前記Ａ／Ｄ変換器から出力される量子化された中間周波
帯域信号と前記４個のＥＸ−ＯＲ回路から各々出力され
る１ビット信号との乗算を別々に行う４個の乗算器と、 前記４個の乗算器の各々の出力に含まれる高周波成分を
除去する４個のローパスフィルタと、 前記４個ローパスフィルタの各々の出力について２乗を
計算する４個の２乗回路と、 前記局部拡散符号の内の位相の進んでいる方の信号を処
理している２つの前記２乗回路の出力を加算する第１の
加算器と、 前記局部拡散符号の内の位相の遅れている方の信号を処
理している２つの前記２乗回路の出力を加算する第２の
加算器と、 前記２つの加算器の出力の差を計算する減算器と、 前記減算器の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換
器と、 前記Ｄ／Ａ変換器の出力から高周波成分を除去するロー
パスフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力電圧で発振周波数が制御さ
れるとともに、前記局 部拡散符号発生回路の動作クロッ
クを出力する電圧制御発振器とを備えた、 スペクトラム拡散方式受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP566692A JP2782395B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | スペクトラム拡散方式受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP566692A JP2782395B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | スペクトラム拡散方式受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191376A JPH05191376A (ja) | 1993-07-30 |
| JP2782395B2 true JP2782395B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=11617432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP566692A Expired - Fee Related JP2782395B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | スペクトラム拡散方式受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2782395B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8151327B2 (en) | 2006-03-31 | 2012-04-03 | The 41St Parameter, Inc. | Systems and methods for detection of session tampering and fraud prevention |
| US10699028B1 (en) | 2017-09-28 | 2020-06-30 | Csidentity Corporation | Identity security architecture systems and methods |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03101534A (ja) * | 1989-09-14 | 1991-04-26 | Hitachi Zosen Corp | 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 |
-
1992
- 1992-01-16 JP JP566692A patent/JP2782395B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05191376A (ja) | 1993-07-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |