JP3335222B2 - Ｇｐｓ受信装置 - Google Patents
Ｇｐｓ受信装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＧＰＳ衛星（以下、単に
衛星と称する）から送信されるスペクトラム拡散信号電
波を受信し、移動体等の位置を測定するＧＰＳ受信装置
に関する。
衛星と称する）から送信されるスペクトラム拡散信号電
波を受信し、移動体等の位置を測定するＧＰＳ受信装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のＧＰＳ受信装置は、アン
テナ部で受信したＬ１帯（１．５ＧＨｚ）のＲＦ信号を
ダブルスーパーヘテロダイン方式により２度周波数変換
し、デジタル信号処理し易い低い第２ＩＦ周波数（概略
１０ＭＨｚ以下）を得て、第２ＩＦ周波数の信号を処理
して測位を行っている。この場合、周波数変換する際に
必ずミキサの前にバンドパスフィルタを挿入し、中間周
波信号中にイメージ妨害が混入するのを防いでいた。
テナ部で受信したＬ１帯（１．５ＧＨｚ）のＲＦ信号を
ダブルスーパーヘテロダイン方式により２度周波数変換
し、デジタル信号処理し易い低い第２ＩＦ周波数（概略
１０ＭＨｚ以下）を得て、第２ＩＦ周波数の信号を処理
して測位を行っている。この場合、周波数変換する際に
必ずミキサの前にバンドパスフィルタを挿入し、中間周
波信号中にイメージ妨害が混入するのを防いでいた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このため従来のＧＰＳ
受信装置では、Ｌ１帯のバンドパスフィルタには誘電体
フィルタが用いられ、第１ＩＦ帯にはＳＡＷフィルタや
ＬＣフィルタが用いられていた。これらのフィルタは他
の部品に比較して大きいためＧＰＳ受信装置の小型化の
妨げになるという問題点があった。
受信装置では、Ｌ１帯のバンドパスフィルタには誘電体
フィルタが用いられ、第１ＩＦ帯にはＳＡＷフィルタや
ＬＣフィルタが用いられていた。これらのフィルタは他
の部品に比較して大きいためＧＰＳ受信装置の小型化の
妨げになるという問題点があった。
【０００４】本発明はかかる問題点を解決するためにな
されたもので、中間周波帯にバンドパスフィルタを用い
ることなく、中間周波信号中に混入するイメージ妨害を
除去したＧＰＳ受信装置を提供することを目的とする。
されたもので、中間周波帯にバンドパスフィルタを用い
ることなく、中間周波信号中に混入するイメージ妨害を
除去したＧＰＳ受信装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１のＧＰ
Ｓ受信機は、ＰＮコードでスペクトラム拡散されて衛星
から送信される信号を受信して受信信号を互いに直交す
る中間周波数のＩ信号およびＱ信号に変換する周波数変
換手段と、変換された中間周波数のＩ信号およびＱ信号
をＡ／Ｄ変換してデジタル信号化されたＩ信号およびＱ
信号に変換するデジタル信号化手段とを備えたダウンコ
ンバータ部と、デジタル信号化されたＩ信号と０°位相
のキャリア信号とを第１乗算器で乗算し、デジタル信号
化されたＩ信号と９０°位相のキャリア信号とを第３乗
算器で乗算し、デジタル信号化されたＱ信号と９０°位
相のキャリア信号とを第２乗算器で乗算し、デジタル信
号化されたＱ信号と０°位相のキャリア信号とを第４乗
算器で乗算してデジタル信号化されたＩ信号およびＱ信
号をＩおよびＱベースバンド信号に復調するベースバン
ド復調部と、内部で発生させたＰＮコードと第１および
第２乗算器の出力とを夫々乗算し該乗算出力を、ダウン
コンバータ部の上側または下側ヘテロダインとダウンコ
ンバートのための局部発振出力の間の９０°位相の進・
遅相とキャリア信号間の位相の進・遅相とに基づいて加
算もしくは減算する演算をし、該演算出力を所定期間に
わたって計数した第１の計数値と、内部で発生させたＰ
Ｎコードと第３および第４乗算器の出力とを夫々乗算し
該乗算出力を、ダウンコンバータ部の上側または下側ヘ
テロダインとダウンコンバートのための局部発振出力の
間の９０°位相の進・遅相とキャリア信号間の位相の進
・遅相とに基づいて上記演算が加算の場合は減算し、上
記演算が減算の場合は加算する演算をし、該演算出力を
所定期間にわたって計数した第２の計数値との、第１、
第２の両計数値を乗算した乗算出力に基づいてキャリア
周波数を制御するコスタスループと、復調されたＩおよ
びＱベースバンド信号中のＰＮコードに、内部で発生さ
せたＰＮコードを追尾させるディレイロックループと、
を備えたことを特徴とする。
Ｓ受信機は、ＰＮコードでスペクトラム拡散されて衛星
から送信される信号を受信して受信信号を互いに直交す
る中間周波数のＩ信号およびＱ信号に変換する周波数変
換手段と、変換された中間周波数のＩ信号およびＱ信号
をＡ／Ｄ変換してデジタル信号化されたＩ信号およびＱ
信号に変換するデジタル信号化手段とを備えたダウンコ
ンバータ部と、デジタル信号化されたＩ信号と０°位相
のキャリア信号とを第１乗算器で乗算し、デジタル信号
化されたＩ信号と９０°位相のキャリア信号とを第３乗
算器で乗算し、デジタル信号化されたＱ信号と９０°位
相のキャリア信号とを第２乗算器で乗算し、デジタル信
号化されたＱ信号と０°位相のキャリア信号とを第４乗
算器で乗算してデジタル信号化されたＩ信号およびＱ信
号をＩおよびＱベースバンド信号に復調するベースバン
ド復調部と、内部で発生させたＰＮコードと第１および
第２乗算器の出力とを夫々乗算し該乗算出力を、ダウン
コンバータ部の上側または下側ヘテロダインとダウンコ
ンバートのための局部発振出力の間の９０°位相の進・
遅相とキャリア信号間の位相の進・遅相とに基づいて加
算もしくは減算する演算をし、該演算出力を所定期間に
わたって計数した第１の計数値と、内部で発生させたＰ
Ｎコードと第３および第４乗算器の出力とを夫々乗算し
該乗算出力を、ダウンコンバータ部の上側または下側ヘ
テロダインとダウンコンバートのための局部発振出力の
間の９０°位相の進・遅相とキャリア信号間の位相の進
・遅相とに基づいて上記演算が加算の場合は減算し、上
記演算が減算の場合は加算する演算をし、該演算出力を
所定期間にわたって計数した第２の計数値との、第１、
第２の両計数値を乗算した乗算出力に基づいてキャリア
周波数を制御するコスタスループと、復調されたＩおよ
びＱベースバンド信号中のＰＮコードに、内部で発生さ
せたＰＮコードを追尾させるディレイロックループと、
を備えたことを特徴とする。
【０００６】請求項２記載のＧＰＳ受信装置は、請求項
１のＧＰＳ受信装置におけるコスタスループを、第１乗
算器の出力と第２乗算器の出力を反転した出力とを第１
加算器で加算し、第３および第４乗算器の出力を第２加
算器で加算し、内部で発生させたＰＮコードと第１およ
び第２加算器の出力とを夫々乗算し、該乗算出力を所定
期間にわたって夫々各別に計数した計数値を読み出し、
両計数値を乗算した乗算出力に基づいてキャリア周波数
を制御するように構成したことを特徴とする。
１のＧＰＳ受信装置におけるコスタスループを、第１乗
算器の出力と第２乗算器の出力を反転した出力とを第１
加算器で加算し、第３および第４乗算器の出力を第２加
算器で加算し、内部で発生させたＰＮコードと第１およ
び第２加算器の出力とを夫々乗算し、該乗算出力を所定
期間にわたって夫々各別に計数した計数値を読み出し、
両計数値を乗算した乗算出力に基づいてキャリア周波数
を制御するように構成したことを特徴とする。
【０００７】請求項３のＧＰＳ受信装置は、請求項１記
載のＧＰＳ受信装置におけるディレイロックループを、
内部で発生されかつ１／２チップ位相進んだＰＮコード
と第１、第２、第３および第４乗算器の出力との相関を
夫々検出し、第１乗算器の出力に基づく相関検出出力と
第２乗算器の出力に基づく相関検出出力の反転出力との
加算出力を所定期間にわたって第１カウンタによって計
数し、第３乗算器の出力に基づく相関検出出力と第４乗
算器の出力に基づく相関検出出力との加算出力を所定期
間にわたって第２カウンタによって計数し、内部で発生
されかつ１／２チップ位相遅れたＰＮコードと第１、第
２、第３および第４乗算器の出力との相関を夫々検出
し、第１乗算器の出力に基づく相関検出出力と第２乗算
器の出力に基づく相関検出出力の反転出力との加算出力
を所定期間にわたって第３カウンタによって計数し、第
３乗算器の出力に基づく相関検出出力と第４乗算器の出
力に基づく相関検出出力との加算出力を所定期間にわた
って第４カウンタによって計数し、第１カウンタの計数
値から第３カウンタの計数値を減算し、第２カウンタの
計数値から第４カウンタの計数値を減算し、両減算出力
に基づいて内部で発生されるＰＮコードの位相を受信信
号のＰＮコードの位相に一致させるように構成したこと
を特徴とする。
載のＧＰＳ受信装置におけるディレイロックループを、
内部で発生されかつ１／２チップ位相進んだＰＮコード
と第１、第２、第３および第４乗算器の出力との相関を
夫々検出し、第１乗算器の出力に基づく相関検出出力と
第２乗算器の出力に基づく相関検出出力の反転出力との
加算出力を所定期間にわたって第１カウンタによって計
数し、第３乗算器の出力に基づく相関検出出力と第４乗
算器の出力に基づく相関検出出力との加算出力を所定期
間にわたって第２カウンタによって計数し、内部で発生
されかつ１／２チップ位相遅れたＰＮコードと第１、第
２、第３および第４乗算器の出力との相関を夫々検出
し、第１乗算器の出力に基づく相関検出出力と第２乗算
器の出力に基づく相関検出出力の反転出力との加算出力
を所定期間にわたって第３カウンタによって計数し、第
３乗算器の出力に基づく相関検出出力と第４乗算器の出
力に基づく相関検出出力との加算出力を所定期間にわた
って第４カウンタによって計数し、第１カウンタの計数
値から第３カウンタの計数値を減算し、第２カウンタの
計数値から第４カウンタの計数値を減算し、両減算出力
に基づいて内部で発生されるＰＮコードの位相を受信信
号のＰＮコードの位相に一致させるように構成したこと
を特徴とする。
【０００８】請求項４のＧＰＳ受信装置は、請求項１記
載のＧＰＳ受信装置におけるディレイロックループを、
第１乗算器の出力と第２乗算器の出力を反転した出力と
を第１加算器で加算し、第３および第４乗算器の出力を
第２加算器で加算し、内部で発生されかつ１／２チップ
位相進んだＰＮコードと第１および第２加算器の出力と
を夫々乗算し、該乗算出力を所定期間にわたって夫々各
別に第１および第２カウンタによって計数した計数値を
読み出し、内部で発生されかつ１／２チップ位相遅れた
ＰＮコードと第１および第２加算器の出力とを夫々乗算
し、該乗算出力を所定期間にわたって夫々各別に第３お
よび第４カウンタによって計数した計数値を読み出し、
第１カウンタの計数値から第３カウンタの計数値を減算
し、第２カウンタの計数値から第４カウンタの計数値を
減算し、両減算出力に基づいて内部で発生されるＰＮコ
ードの位相を受信信号のＰＮコードの位相に一致させる
ように構成したことを特徴とする。
載のＧＰＳ受信装置におけるディレイロックループを、
第１乗算器の出力と第２乗算器の出力を反転した出力と
を第１加算器で加算し、第３および第４乗算器の出力を
第２加算器で加算し、内部で発生されかつ１／２チップ
位相進んだＰＮコードと第１および第２加算器の出力と
を夫々乗算し、該乗算出力を所定期間にわたって夫々各
別に第１および第２カウンタによって計数した計数値を
読み出し、内部で発生されかつ１／２チップ位相遅れた
ＰＮコードと第１および第２加算器の出力とを夫々乗算
し、該乗算出力を所定期間にわたって夫々各別に第３お
よび第４カウンタによって計数した計数値を読み出し、
第１カウンタの計数値から第３カウンタの計数値を減算
し、第２カウンタの計数値から第４カウンタの計数値を
減算し、両減算出力に基づいて内部で発生されるＰＮコ
ードの位相を受信信号のＰＮコードの位相に一致させる
ように構成したことを特徴とする。
【０００９】
【作用】請求項１〜４のＧＰＳ受信装置は、ベースバン
ド復調されたＩ信号およびＱ信号に基づく信号を加算お
よび減算することにより、中間周波信号中に混入するイ
メージ妨害がＩＦ帯にバンドパスフィルタを用いること
なく、デジタル的に除去されることになる。この結果、
集積回路化に適した回路となって、ＩＣ化したとき部品
点数の削減を図ることができ、ＧＰＳ受信装置の小型化
が図れる。
ド復調されたＩ信号およびＱ信号に基づく信号を加算お
よび減算することにより、中間周波信号中に混入するイ
メージ妨害がＩＦ帯にバンドパスフィルタを用いること
なく、デジタル的に除去されることになる。この結果、
集積回路化に適した回路となって、ＩＣ化したとき部品
点数の削減を図ることができ、ＧＰＳ受信装置の小型化
が図れる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明を実施例により説明する。
【００１１】図１および図２は本発明の一実施例の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【００１２】図１において、符号１はアンテナ部、２は
ダウンコンバータ部であり、図２において、３は信号処
理部である。
ダウンコンバータ部であり、図２において、３は信号処
理部である。
【００１３】先ず、衛星から送信される電波について説
明する。衛星は合計２４個（システム完成時）あり、軌
道高度約２００００ｋｍの６つの軌道面に打ち上げられ
ている。ここでは衛星から送信されている電波の１つＬ
１、つまりＣ／Ａ（Clear and Acquisition ）コードと
呼ばれるチップ率１．０２３ＭＨｚの擬似雑音符号（Ｐ
Ｎコード）でスペクトラム拡散された帯域幅約２ＭＨ
ｚ、中心周波数１５７５．４２ＭＨｚのＬ１帯の電波を
例に挙げ説明する。
明する。衛星は合計２４個（システム完成時）あり、軌
道高度約２００００ｋｍの６つの軌道面に打ち上げられ
ている。ここでは衛星から送信されている電波の１つＬ
１、つまりＣ／Ａ（Clear and Acquisition ）コードと
呼ばれるチップ率１．０２３ＭＨｚの擬似雑音符号（Ｐ
Ｎコード）でスペクトラム拡散された帯域幅約２ＭＨ
ｚ、中心周波数１５７５．４２ＭＨｚのＬ１帯の電波を
例に挙げ説明する。
【００１４】衛星から送信されたＬ１帯の電波は船舶や
自動車等の移動体に設置されたアンテナ部１で受信され
ダウンコンバータ部２へ導かれる。すなわちアンテナ１
０１で受信されて電気信号に変換され、低雑音増幅器１
０２で増幅されてダウンコンバータ部２へ導かれる。
自動車等の移動体に設置されたアンテナ部１で受信され
ダウンコンバータ部２へ導かれる。すなわちアンテナ１
０１で受信されて電気信号に変換され、低雑音増幅器１
０２で増幅されてダウンコンバータ部２へ導かれる。
【００１５】ダウンコンバータ部２へ入力された信号は
誘電体共振器等で構成されたバンドパスフィルタ２０１
に入力され、バンドパスフィルタ２０１によって不要妨
害波が除去され、ミキサ２０２へ入力される。局部発振
器２０３で発生した第１局部発振周波数、例えば１５５
０．０８ＭＨｚとバンドパスフィルタ２０１の出力とが
ミキサ２０２で周波数混合され、２５．３４ＭＨｚの第
１ＩＦ信号に変換される。
誘電体共振器等で構成されたバンドパスフィルタ２０１
に入力され、バンドパスフィルタ２０１によって不要妨
害波が除去され、ミキサ２０２へ入力される。局部発振
器２０３で発生した第１局部発振周波数、例えば１５５
０．０８ＭＨｚとバンドパスフィルタ２０１の出力とが
ミキサ２０２で周波数混合され、２５．３４ＭＨｚの第
１ＩＦ信号に変換される。
【００１６】第１ＩＦ信号は増幅器２０５で増幅され、
増幅された第１ＩＦ信号はミキサ２０６、２０７へ入力
される。ミキサ２０６および２０７へ夫々入力される第
２局部発振周波数は２４．２２ＭＨｚであり、互いに９
０°の位相差をもっている。本実施例では、ミキサ２０
６へ出力される第２局部発振出力よりもミキサ２０７へ
出力される第２局部発振出力は９０°位相が遅れてい
る。
増幅された第１ＩＦ信号はミキサ２０６、２０７へ入力
される。ミキサ２０６および２０７へ夫々入力される第
２局部発振周波数は２４．２２ＭＨｚであり、互いに９
０°の位相差をもっている。本実施例では、ミキサ２０
６へ出力される第２局部発振出力よりもミキサ２０７へ
出力される第２局部発振出力は９０°位相が遅れてい
る。
【００１７】ここで、第２局部発振周波数２４．２２Ｍ
Ｈｚの第２局部発振出力は第１局部発振周波数の１／６
４に選んである。したがって、局部発振器２０３の発振
出力を分周器２０４で６４分周する。しかし、互いに９
０°の位相差を持たせるために６４分周を１６分周と４
分周とに分け、９０°の位相差はＤフリップフロップを
２個用いて４分周する過程で得ることができる。
Ｈｚの第２局部発振出力は第１局部発振周波数の１／６
４に選んである。したがって、局部発振器２０３の発振
出力を分周器２０４で６４分周する。しかし、互いに９
０°の位相差を持たせるために６４分周を１６分周と４
分周とに分け、９０°の位相差はＤフリップフロップを
２個用いて４分周する過程で得ることができる。
【００１８】分周器２０４から出力される９０°の位相
差を有する第２局部発振周波数の出力と第１ＩＦ信号と
がミキサ２０６、２０７で混合されて、ミキサ２０６と
ミキサ２０７からの出力は互いに９０°の位相差をもつ
１．１２ＭＨｚの第２ＩＦ信号となる。
差を有する第２局部発振周波数の出力と第１ＩＦ信号と
がミキサ２０６、２０７で混合されて、ミキサ２０６と
ミキサ２０７からの出力は互いに９０°の位相差をもつ
１．１２ＭＨｚの第２ＩＦ信号となる。
【００１９】第２ＩＦ信号はそれぞれローパスフィルタ
２０８、２０９に供給されて、ローパスフィルタ２０
８、２０９によって不要な高周波成分が除去された後、
それぞれ増幅器２１０、２１１で増幅され、リミッタ２
１２、２１３で１ビットＡ／Ｄ変換されて、デジタル信
号化されたＩ（In-phase）信号およびＱ（Quadratuer-p
hase）信号になる。これらＩ信号、Ｑ信号は互いに位相
が９０°ずれており、信号処理部３へ導かれる。
２０８、２０９に供給されて、ローパスフィルタ２０
８、２０９によって不要な高周波成分が除去された後、
それぞれ増幅器２１０、２１１で増幅され、リミッタ２
１２、２１３で１ビットＡ／Ｄ変換されて、デジタル信
号化されたＩ（In-phase）信号およびＱ（Quadratuer-p
hase）信号になる。これらＩ信号、Ｑ信号は互いに位相
が９０°ずれており、信号処理部３へ導かれる。
【００２０】信号処理部３はコスタスループを利用した
キャリア再生、ディレイロックループ（ＤＬＬ）を利用
したＣ／Ａコード追尾を行う。コスタスループおよびデ
ィレイロックループでは加算器およびカウンタのローパ
スフィルタ作用を利用したイメージ除去を行う。
キャリア再生、ディレイロックループ（ＤＬＬ）を利用
したＣ／Ａコード追尾を行う。コスタスループおよびデ
ィレイロックループでは加算器およびカウンタのローパ
スフィルタ作用を利用したイメージ除去を行う。
【００２１】信号処理部３へ導かれたＩ信号とＱ信号
は、まずＤフリップフロップ３０１、３０２に夫々各別
に供給され、Ｄフリップフロップ３０１、３０２で共通
のサンプルクロックによりサンプルホールドされる。サ
ンプルクロック周波数は第２ＩＦ周波数１．１２ＭＨｚ
より十分高ければよく、例えば、第２局部発振周波数２
４．２２ＭＨｚを利用することができる。
は、まずＤフリップフロップ３０１、３０２に夫々各別
に供給され、Ｄフリップフロップ３０１、３０２で共通
のサンプルクロックによりサンプルホールドされる。サ
ンプルクロック周波数は第２ＩＦ周波数１．１２ＭＨｚ
より十分高ければよく、例えば、第２局部発振周波数２
４．２２ＭＨｚを利用することができる。
【００２２】サンプルホールドされたＩ信号は乗算器３
０３によってキャリア数値制御発振器（数値制御発振器
をＮＣＯと記す）３１６から出力された０°位相のキャ
リア信号と乗算されると同時にＩ信号は乗算器３０５に
よってキャリアＮＣＯ３１６から出力された９０°位相
のキャリア信号とも乗算される。本実施例において、９
０°位相のキャリア信号は０°位相のキャリア信号より
位相が９０°遅れている。サンプルホールドされたＱ信
号は乗算器３０４によってキャリアＮＣＯ３１６から出
力された９０°位相のキャリア信号と乗算されると同時
に乗算器３０６によってキャリアＮＣＯ３１６から出力
された０°位相のキャリア信号とも乗算される。このよ
うにしてＩ信号およびＱ信号がベースバンド信号に変換
される。キャリアＮＣＯ３１６で生成された０°位相の
キャリア信号（０°信号と記す）は第２ＩＦ周波数のＩ
信号と周波数および位相が同期したデジタルキャリア信
号であり、キャリアＮＣＯ３１６で生成された９０°位
相のキャリア信号（９０°信号と記す）は第２ＩＦ周波
数のＱ信号と周波数および位相が同期したデジタルキャ
リア信号である。
０３によってキャリア数値制御発振器（数値制御発振器
をＮＣＯと記す）３１６から出力された０°位相のキャ
リア信号と乗算されると同時にＩ信号は乗算器３０５に
よってキャリアＮＣＯ３１６から出力された９０°位相
のキャリア信号とも乗算される。本実施例において、９
０°位相のキャリア信号は０°位相のキャリア信号より
位相が９０°遅れている。サンプルホールドされたＱ信
号は乗算器３０４によってキャリアＮＣＯ３１６から出
力された９０°位相のキャリア信号と乗算されると同時
に乗算器３０６によってキャリアＮＣＯ３１６から出力
された０°位相のキャリア信号とも乗算される。このよ
うにしてＩ信号およびＱ信号がベースバンド信号に変換
される。キャリアＮＣＯ３１６で生成された０°位相の
キャリア信号（０°信号と記す）は第２ＩＦ周波数のＩ
信号と周波数および位相が同期したデジタルキャリア信
号であり、キャリアＮＣＯ３１６で生成された９０°位
相のキャリア信号（９０°信号と記す）は第２ＩＦ周波
数のＱ信号と周波数および位相が同期したデジタルキャ
リア信号である。
【００２３】乗算器３０３、３０４、３０５、３０６か
らの出力は後記するＣ／Ａコード発生器３１８から出力
されるＣ／Ａコードにより信号の逆拡散を行うためのＥ
ＸＯＲゲート３０７〜３１０に供給される。インバータ
３１１、加算器３１２、３１３、カウンタ３１４、３１
５によりイメージ除去を行う。つまり、回路ａは信号の
逆拡散とイメージ妨害の除去を行う回路である。
らの出力は後記するＣ／Ａコード発生器３１８から出力
されるＣ／Ａコードにより信号の逆拡散を行うためのＥ
ＸＯＲゲート３０７〜３１０に供給される。インバータ
３１１、加算器３１２、３１３、カウンタ３１４、３１
５によりイメージ除去を行う。つまり、回路ａは信号の
逆拡散とイメージ妨害の除去を行う回路である。
【００２４】Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１７はＣ／Ａコード
のチップ率１．０２３ＭＨｚにドプラ周波数偏位を考慮
した基準クロックを発生する。Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１
７から出力された基準クロックはＣ／Ａコード発生器３
１８に供給されて、受信しようとする各衛星に対応した
１０２３チップのＣ／Ａコード（Ｐ）、Ｃ／Ａコード
（Ｐ）から０．５チップ進んだＣ／Ａコード（Ｅ）、Ｃ
／Ａコード（Ｐ）から０．５チップ遅れたＣ／Ａコード
（Ｌ）がＣ／Ａコード発生器３１８から発生される。
のチップ率１．０２３ＭＨｚにドプラ周波数偏位を考慮
した基準クロックを発生する。Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１
７から出力された基準クロックはＣ／Ａコード発生器３
１８に供給されて、受信しようとする各衛星に対応した
１０２３チップのＣ／Ａコード（Ｐ）、Ｃ／Ａコード
（Ｐ）から０．５チップ進んだＣ／Ａコード（Ｅ）、Ｃ
／Ａコード（Ｐ）から０．５チップ遅れたＣ／Ａコード
（Ｌ）がＣ／Ａコード発生器３１８から発生される。
【００２５】Ｃ／Ａコード発生器３１８から発生された
Ｃ／Ａコード（Ｐ）は前記したようにＥＸＯＲゲート３
０７〜３１０の一方の端子に供給し、ＥＸＯＲゲート３
０７〜３１０の他方の端子に乗算器３０３、３０４、３
０５、３０６からの出力を各別に供給されて信号の逆拡
散を行う。
Ｃ／Ａコード（Ｐ）は前記したようにＥＸＯＲゲート３
０７〜３１０の一方の端子に供給し、ＥＸＯＲゲート３
０７〜３１０の他方の端子に乗算器３０３、３０４、３
０５、３０６からの出力を各別に供給されて信号の逆拡
散を行う。
【００２６】ＥＸＯＲゲート３０８の出力はインバータ
３１１に供給してインバータ３１１において反転され、
ＥＸＯＲゲート３０７の出力とインバータ３１１の出力
とが加算器３１２に供給されて加算される。加算器３１
２からの加算出力はカウンタ３１４に供給されて、カウ
ンタ３１４においてＣ／Ａコードの例えば１周期（１ｍ
ｓｅｃ）の期間計数され、前記１周期経過時における計
数値が読み出されると共に、計数値がリセットされて次
の１周期の期間の計数を開始させる。これにより、カウ
ンタ３１４の出力は１ｍｓｅｃ毎に更新され、カウンタ
３１４はカットオフ周波数４４０Ｈｚのローパスフィル
タとして作用する。カウンタ３１４からイメージ成分が
除去され、かつ不要な高周波成分が除去されたベースバ
ンド信号Ｉ′が出力される。
３１１に供給してインバータ３１１において反転され、
ＥＸＯＲゲート３０７の出力とインバータ３１１の出力
とが加算器３１２に供給されて加算される。加算器３１
２からの加算出力はカウンタ３１４に供給されて、カウ
ンタ３１４においてＣ／Ａコードの例えば１周期（１ｍ
ｓｅｃ）の期間計数され、前記１周期経過時における計
数値が読み出されると共に、計数値がリセットされて次
の１周期の期間の計数を開始させる。これにより、カウ
ンタ３１４の出力は１ｍｓｅｃ毎に更新され、カウンタ
３１４はカットオフ周波数４４０Ｈｚのローパスフィル
タとして作用する。カウンタ３１４からイメージ成分が
除去され、かつ不要な高周波成分が除去されたベースバ
ンド信号Ｉ′が出力される。
【００２７】同様にＥＸＯＲゲート３０９の出力とＥＸ
ＯＲゲート３１０の出力とは加算器３１３に供給されて
加算される。加算器３１３の加算出力はカウンタ３１５
においてＣ／Ａコードの１周期の期間計数されて、カウ
ンタ３１５からイメージ成分が除去され、かつ不要な高
周波成分が除去されたベースバンド信号Ｑ′が出力され
る。
ＯＲゲート３１０の出力とは加算器３１３に供給されて
加算される。加算器３１３の加算出力はカウンタ３１５
においてＣ／Ａコードの１周期の期間計数されて、カウ
ンタ３１５からイメージ成分が除去され、かつ不要な高
周波成分が除去されたベースバンド信号Ｑ′が出力され
る。
【００２８】カウンタ３１４の計数値、すなわちベース
バンド信号Ｉ′と、カウンタ３１５の計数値、すなわち
ベースバンド信号Ｑ′とは乗算器３１９に供給して乗算
してサンプルホールドされたＩ信号とキャリアＮＣＯ３
１６の０°信号との位相差が検出され、乗算器３１９の
乗算出力、すなわち位相誤差出力は演算処理装置３２４
に供給されて、演算処理装置３２４においてフィルタリ
ングされ、キャリアＮＣＯ３１６の発振出力制御データ
としてキャリアＮＣＯ３１６に供給される。キャリアＮ
ＣＯ３１６は供給された発振出力制御データに基づいて
発振周波数が制御される。
バンド信号Ｉ′と、カウンタ３１５の計数値、すなわち
ベースバンド信号Ｑ′とは乗算器３１９に供給して乗算
してサンプルホールドされたＩ信号とキャリアＮＣＯ３
１６の０°信号との位相差が検出され、乗算器３１９の
乗算出力、すなわち位相誤差出力は演算処理装置３２４
に供給されて、演算処理装置３２４においてフィルタリ
ングされ、キャリアＮＣＯ３１６の発振出力制御データ
としてキャリアＮＣＯ３１６に供給される。キャリアＮ
ＣＯ３１６は供給された発振出力制御データに基づいて
発振周波数が制御される。
【００２９】ここで、乗算器３０３〜３０６、ＥＸＯＲ
ゲート３０７〜３１０、インバータ３１１、加算器３１
２、３１３、カウンタ３１４、３１５、乗算器３１９、
演算処理装置３２４およびキャリアＮＣＯ３１６はコス
タスループを構成し、キャリア信号の再生が行われる。
ゲート３０７〜３１０、インバータ３１１、加算器３１
２、３１３、カウンタ３１４、３１５、乗算器３１９、
演算処理装置３２４およびキャリアＮＣＯ３１６はコス
タスループを構成し、キャリア信号の再生が行われる。
【００３０】ここで、カウンタ３１４、３１５からイメ
ージ成分が除去された出力が送出されることについて次
に模式的に説明する。
ージ成分が除去された出力が送出されることについて次
に模式的に説明する。
【００３１】ミキサ２０６および２０７に入力される第
１ＩＦ信号の周波数スペクトラムは図３（ａ）に示す如
くであり、符号ｆC は第２局部発振周波数を示す。図３
において、イメージ成分を方形で、第１ＩＦ信号を半波
の正弦波で示してある。
１ＩＦ信号の周波数スペクトラムは図３（ａ）に示す如
くであり、符号ｆC は第２局部発振周波数を示す。図３
において、イメージ成分を方形で、第１ＩＦ信号を半波
の正弦波で示してある。
【００３２】ローパスフィルタ２０８を介してミキサ２
０６から出力される第２ＩＦ信号の周波数スペクトラム
は図３（ｂ）に示すごとくである。符号ｆ0 はキャリア
ＮＣＯ３１６から出力されるキャリア周波数を示す。ロ
ーパスフィルタ２０９を介してミキサ２０７から出力さ
れる第２ＩＦ信号のスペクトラムは図３（ｃ）に示す如
くである。
０６から出力される第２ＩＦ信号の周波数スペクトラム
は図３（ｂ）に示すごとくである。符号ｆ0 はキャリア
ＮＣＯ３１６から出力されるキャリア周波数を示す。ロ
ーパスフィルタ２０９を介してミキサ２０７から出力さ
れる第２ＩＦ信号のスペクトラムは図３（ｃ）に示す如
くである。
【００３３】ローパスフィルタ２０８の出力は増幅器２
１０で増幅されたうえリミッタ２１２でデジタル化さ
れ、Ｄフリップフロップ３０１によってサンプリングさ
れて、乗算器３０３で０°位相のキャリアと乗算され
る。乗算器３０３からの出力信号の周波数スペクトラム
は図３（ｄ）に示す如くである。ローパスフィルタ２０
９の出力は増幅器２１１で増幅されたうえリミッタ２１
３でデジタル化され、Ｄフリップフロップ３０２によっ
てサンプリングされて、乗算器３０４で９０°位相のキ
ャリアと乗算される。乗算器３０４からの出力信号の周
波数スペクトラムは図３（ｅ）に示す如くである。
１０で増幅されたうえリミッタ２１２でデジタル化さ
れ、Ｄフリップフロップ３０１によってサンプリングさ
れて、乗算器３０３で０°位相のキャリアと乗算され
る。乗算器３０３からの出力信号の周波数スペクトラム
は図３（ｄ）に示す如くである。ローパスフィルタ２０
９の出力は増幅器２１１で増幅されたうえリミッタ２１
３でデジタル化され、Ｄフリップフロップ３０２によっ
てサンプリングされて、乗算器３０４で９０°位相のキ
ャリアと乗算される。乗算器３０４からの出力信号の周
波数スペクトラムは図３（ｅ）に示す如くである。
【００３４】また、乗算器３０５からの出力信号の周波
数スペクトラムは図３（ｇ）に示す如くであり、乗算器
３０６からの出力信号の周波数スペクトラムは図３
（ｈ）に示す如くである。
数スペクトラムは図３（ｇ）に示す如くであり、乗算器
３０６からの出力信号の周波数スペクトラムは図３
（ｈ）に示す如くである。
【００３５】乗算器３０３〜３０６の出力はＣ／Ａコー
ド（Ｐ）とＥＸＯＲゲート３０７〜３１０において逆拡
散されるが、説明の都合上、図３では逆拡散の影響は除
いてある。ＥＸＯＲゲート３０８の出力はインバータ３
１１で反転され、インバータ３１１の出力の周波数スペ
クトラムは図３（ｅ′）に示すごとくになる。
ド（Ｐ）とＥＸＯＲゲート３０７〜３１０において逆拡
散されるが、説明の都合上、図３では逆拡散の影響は除
いてある。ＥＸＯＲゲート３０８の出力はインバータ３
１１で反転され、インバータ３１１の出力の周波数スペ
クトラムは図３（ｅ′）に示すごとくになる。
【００３６】そこで、ＥＸＯＲゲート３０７の出力（周
波数スペクトラムは図３（ｄ））とインバータ３１１の
出力（周波数スペクトラムは図３（ｅ′））とが加算器
３１２において加算されて、直流近傍のイメージ成分は
キャンセルされ、加算器３１２の出力の周波数スペクト
ラムは図３（ｆ）の如くになる。図３（ｆ）に示されて
いる両サイドのイメージ成分はローパスフィルタとして
作用するカウンタ３１４により除去される。このように
してカウンタ３１４の出力には正弦半波で示したベース
バンド信号Ｉ′が現れる。
波数スペクトラムは図３（ｄ））とインバータ３１１の
出力（周波数スペクトラムは図３（ｅ′））とが加算器
３１２において加算されて、直流近傍のイメージ成分は
キャンセルされ、加算器３１２の出力の周波数スペクト
ラムは図３（ｆ）の如くになる。図３（ｆ）に示されて
いる両サイドのイメージ成分はローパスフィルタとして
作用するカウンタ３１４により除去される。このように
してカウンタ３１４の出力には正弦半波で示したベース
バンド信号Ｉ′が現れる。
【００３７】同様に、加算器３１３においてＥＸＯＲゲ
ート３０９の出力（周波数スペクトラムは図３（ｇ））
とＥＸＯＲゲート３１０の出力（周波数スペクトラムは
図３（ｈ））とが加算されて、加算器３１３の出力の周
波数スペクトラムは図３（ｉ）の如くになる。図３
（ｉ）の両サイドのイメージ成分はカウンタ３１５によ
るローパスフィルタにより除去されて、カウンタ３１５
からは何も出力されない。
ート３０９の出力（周波数スペクトラムは図３（ｇ））
とＥＸＯＲゲート３１０の出力（周波数スペクトラムは
図３（ｈ））とが加算されて、加算器３１３の出力の周
波数スペクトラムは図３（ｉ）の如くになる。図３
（ｉ）の両サイドのイメージ成分はカウンタ３１５によ
るローパスフィルタにより除去されて、カウンタ３１５
からは何も出力されない。
【００３８】上記のように、第２ＩＦ信号中に混入する
イメージ妨害はデジタル的に除去されて、イメージ成分
が除去された出力がカウンタ３１４、３１５から送出さ
れる。したがって、第２ＩＦ信号中に混入されるイメー
ジ妨害が第１ＩＦ帯にバンドパスフィルタを設けること
なく除去される。
イメージ妨害はデジタル的に除去されて、イメージ成分
が除去された出力がカウンタ３１４、３１５から送出さ
れる。したがって、第２ＩＦ信号中に混入されるイメー
ジ妨害が第１ＩＦ帯にバンドパスフィルタを設けること
なく除去される。
【００３９】これをアナログ信号として数式で説明すれ
ば次の如くである。
ば次の如くである。
【００４０】ミキサ２０６および２０７の入力信号は、
いま第２局部発振周波数ｆC に対して上側波帯、下側波
帯の信号を夫々ＡU cos ωU ｔ、ＡL cos ωL ｔとする
と、 Ａu cos ωu t ＋ＡL cos ωL t ωL ＜ωc ＜ωu …（１） となる。
いま第２局部発振周波数ｆC に対して上側波帯、下側波
帯の信号を夫々ＡU cos ωU ｔ、ＡL cos ωL ｔとする
と、 Ａu cos ωu t ＋ＡL cos ωL t ωL ＜ωc ＜ωu …（１） となる。
【００４１】ミキサ２０６の出力信号は （Ａu cos ωu t ＋ＡL cos ωL t)cos ωc t ＝Ａu /2・｛cos(ωu ＋ωc )t＋cos(ωu −ωc )t｝ ＋ＡL /2・｛cos(ωL ＋ωc )t＋cos(ωc −ωl )t｝ …（２） となる。
【００４２】ミキサ２０７の出力信号は （Ａu cos ωu t ＋ＡL cos ωL t)sin ωc t ＝Ａu /2・｛sin(ωu ＋ωc )t−sin(ωu −ωc )t｝ ＋ＡL /2・｛sin(ωL ＋ωc )t＋sin(ωc −ωl )t｝ …（３） となる。
【００４３】キャリアＮＣＯ３１６の角周波数をω0 で
示すと、乗算器３０３の出力信号は Ａu /2・｛cos(ωu ＋ωc )t＋cos(ωu −ωc )t｝cos ωo t ＋ＡL /2・｛cos(ωL ＋ωc )t＋cos(ωc −ωl )t｝cos ωo t ＝Ａu /4・｛cos(ωu ＋ωc ＋ωo )t＋cos(ωu ＋ωc −ωo )t ＋cos(ωu −ωc ＋ωo )t＋cos(ωu −ωc −ωo )t｝ ＋ＡL /4・｛cos(ωL ＋ωc ＋ωo )t＋cos(ωL ＋ωc −ωo )t ＋cos(ωc −ωL ＋ωo )t＋cos(ωc −ωl −ωo )t｝ …（４） となる。
示すと、乗算器３０３の出力信号は Ａu /2・｛cos(ωu ＋ωc )t＋cos(ωu −ωc )t｝cos ωo t ＋ＡL /2・｛cos(ωL ＋ωc )t＋cos(ωc −ωl )t｝cos ωo t ＝Ａu /4・｛cos(ωu ＋ωc ＋ωo )t＋cos(ωu ＋ωc −ωo )t ＋cos(ωu −ωc ＋ωo )t＋cos(ωu −ωc −ωo )t｝ ＋ＡL /4・｛cos(ωL ＋ωc ＋ωo )t＋cos(ωL ＋ωc −ωo )t ＋cos(ωc −ωL ＋ωo )t＋cos(ωc −ωl −ωo )t｝ …（４） となる。
【００４４】乗算器３０４の出力信号は Ａu /2・｛sin(ωu ＋ωc )t−sin(ωu −ωc )t｝sin ωo t ＋ＡL /2・｛sin(ωL ＋ωc )t＋sin(ωc −ωl )t｝sin ωo t ＝−Ａu /4・｛cos(ωu ＋ωc ＋ωo )t−cos(ωu ＋ωc −ωo )t −cos(ωu −ωc ＋ωo )t＋cos(ωu −ωc −ωo )t｝ −ＡL /4・｛cos(ωL ＋ωc ＋ωo )t−cos(ωL ＋ωc −ωo )t ＋cos(ωc −ωL ＋ωo )t−cos(ωc −ωL −ωo )t｝ …（５） となる。
【００４５】加算器３１２の出力信号は Ａu /2・cos(ωu ＋ωc ＋ωo )t＋Ａu /2・cos(ωu −ωc −ωo )t ＋Ａl /2・cos(ωL ＋ωc ＋ωo )t＋ＡL /2・cos(ωc −ωL ＋ωo )t …（６） となる。
【００４６】ここで、ω0 ＝ωU −ωC ＝ωC −ωL で
あって、加算器３１２の出力信号の（６）式中からカウ
ンタ３１４によって（６）式の第１項、第３項の和の周
波数成分、第４項のＡL ／２・cos （２ω0 ｔ）は遮断
されて、カウンタ３１４の出力は、第２項の Ａu /2・cos(ωu −ωc −ωo )t＝Ａu /2 …（７） となり、イメージ成分が除去されて、信号のみとなる。
あって、加算器３１２の出力信号の（６）式中からカウ
ンタ３１４によって（６）式の第１項、第３項の和の周
波数成分、第４項のＡL ／２・cos （２ω0 ｔ）は遮断
されて、カウンタ３１４の出力は、第２項の Ａu /2・cos(ωu −ωc −ωo )t＝Ａu /2 …（７） となり、イメージ成分が除去されて、信号のみとなる。
【００４７】乗算器３０５の出力信号は Ａu /2・｛cos(ωu ＋ωc )t＋cos(ωu −ωc )t｝・sin ωo t ＋ＡL /2・｛cos(ωL ＋ωc )t＋cos(ωc −ωl )t｝・sin ωo t ＝Ａu /4・｛sin(ωu ＋ωc ＋ωo )t−sin(ωu ＋ωc −ωo )t ＋sin(ωu −ωc ＋ωo )t−sin(ωu −ωc −ωo )t｝ ＋ＡL /4・｛sin(ωL ＋ωc ＋ωo )t−sin(ωL ＋ωc −ωo )t ＋sin(ωc −ωL ＋ωo )t−sin(ωc −ωl −ωo )t｝ …（８） となる。
【００４８】乗算器３０６の出力信号は Ａu /2・｛sin(ωu ＋ωc )t−sin(ωu −ωc )t｝・cos ωo t ＋ＡL /2・｛sin(ωL ＋ωc )t＋sin(ωc −ωl )t｝・cos ωo t ＝Ａu /4・｛sin(ωu ＋ωc ＋ωo )t＋sin(ωu ＋ωc −ωo )t −sin(ωu −ωc ＋ωo )t−sin(ωu −ωc −ωo )t｝ ＋ＡL /4・｛sin(ωL ＋ωc ＋ωo )t＋sin(ωL ＋ωc −ωo )t ＋sin(ωc −ωL ＋ωo )t＋sin(ωc −ωL −ωo )t｝ …（９） となる。
【００４９】加算器３１３の出力信号は Ａu /2・sin(ωu ＋ωc ＋ωo )t−Ａu /2・sin(ωu −ωc −ωo )t ＋ＡL /2・sin(ωL ＋ωc ＋ωo )t＋ＡL /2・sin(ωc −ωL ＋ωo )t …（１０） となる。
【００５０】ここで、ω0 ＝ωU −ωC ＝ωC −ωL で
あって、加算器３１３の出力信号の（１０）式中からカ
ウンタ３１５によって（１０）式の第１項、第３項の和
の周波数成分、および第４項のＡL ／２・sin （２ω0
ｔ）は遮断される。また、第２項は−ＡL ／２・ sin０
＝０となり、カウンタ３１５の出力は零となる。
あって、加算器３１３の出力信号の（１０）式中からカ
ウンタ３１５によって（１０）式の第１項、第３項の和
の周波数成分、および第４項のＡL ／２・sin （２ω0
ｔ）は遮断される。また、第２項は−ＡL ／２・ sin０
＝０となり、カウンタ３１５の出力は零となる。
【００５１】これらは図３によって示したのと同様であ
る。
る。
【００５２】なお、上記において、インバータ３１１に
てＥＸＯＲゲート３０８の出力を反転して加算器３１２
で加算する場合を例示したが、インバータ３１１をＥＸ
ＯＲゲート３０７の出力を反転するようにＥＸＯＲゲー
ト３０７側に設けて、ＥＸＯＲゲート３０８の出力とイ
ンバータ３１１により反転されたＥＸＯＲゲート３０７
の出力とを加算してもよい。
てＥＸＯＲゲート３０８の出力を反転して加算器３１２
で加算する場合を例示したが、インバータ３１１をＥＸ
ＯＲゲート３０７の出力を反転するようにＥＸＯＲゲー
ト３０７側に設けて、ＥＸＯＲゲート３０８の出力とイ
ンバータ３１１により反転されたＥＸＯＲゲート３０７
の出力とを加算してもよい。
【００５３】次に、図２において破線で囲った回路ｂお
よびｃは回路ａと同様に構成された回路であって、回路
ａにおけるＣ／Ａコード（Ｐ）に代わって、それぞれＣ
／Ａコード（Ｅ）、Ｃ／Ａコード（Ｌ）とが用いられ
る。回路ｂのカウンタ３２２の計数出力Ｅ（Ｉ′）と回
路ｃのカウンタ３３２の計数出力Ｌ（Ｉ′）とを加算器
３２０に供給し、カウンタ３２２の計数出力Ｅ（Ｉ′）
からカウンタ３３２の計数出力Ｌ（Ｉ′）が加算器３２
０において減算され、同様に回路ｂのカウンタ３２３の
計数出力Ｅ（Ｑ′）から回路ｃのカウンタ３３３の計数
出力Ｌ（Ｑ′）が加算器３２１において減算されて、Ｃ
／Ａコードとの相関が検出され、相関検出出力すなわち
加算器３２０の出力Ｅ−Ｌ（Ｉ′）および加算器３２１
の出力Ｅ−Ｌ（Ｑ′）は演算処理装置３２４に供給され
て、演算処理装置３２４においてフィルタリングされ、
Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１７の発振出力制御データとして
Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１７に供給される。Ｃ／Ａコード
ＮＣＯ３１７は供給された発振出力制御データに基づい
て発振周波数が制御される。
よびｃは回路ａと同様に構成された回路であって、回路
ａにおけるＣ／Ａコード（Ｐ）に代わって、それぞれＣ
／Ａコード（Ｅ）、Ｃ／Ａコード（Ｌ）とが用いられ
る。回路ｂのカウンタ３２２の計数出力Ｅ（Ｉ′）と回
路ｃのカウンタ３３２の計数出力Ｌ（Ｉ′）とを加算器
３２０に供給し、カウンタ３２２の計数出力Ｅ（Ｉ′）
からカウンタ３３２の計数出力Ｌ（Ｉ′）が加算器３２
０において減算され、同様に回路ｂのカウンタ３２３の
計数出力Ｅ（Ｑ′）から回路ｃのカウンタ３３３の計数
出力Ｌ（Ｑ′）が加算器３２１において減算されて、Ｃ
／Ａコードとの相関が検出され、相関検出出力すなわち
加算器３２０の出力Ｅ−Ｌ（Ｉ′）および加算器３２１
の出力Ｅ−Ｌ（Ｑ′）は演算処理装置３２４に供給され
て、演算処理装置３２４においてフィルタリングされ、
Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１７の発振出力制御データとして
Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１７に供給される。Ｃ／Ａコード
ＮＣＯ３１７は供給された発振出力制御データに基づい
て発振周波数が制御される。
【００５４】この場合においても、コスタスループの場
合と同様にイメージ妨害がデジタル的に除去される。
合と同様にイメージ妨害がデジタル的に除去される。
【００５５】回路ｂおよびｃ、加算器３２０および３２
１、演算処理装置３２４、Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１７お
よびＣ／Ａコード発生器３１８はＤＬＬを構成し、加算
器３２０の出力Ｅ−Ｌ（Ｉ′）および加算器３２１の出
力Ｅ−Ｌ（Ｑ′）に基づき、信号中のＣ／Ａコードと周
波数および位相同期をとって信号中のＣ／Ａコードの追
尾が行われて、位置を測定するための擬似距離情報を得
る。
１、演算処理装置３２４、Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１７お
よびＣ／Ａコード発生器３１８はＤＬＬを構成し、加算
器３２０の出力Ｅ−Ｌ（Ｉ′）および加算器３２１の出
力Ｅ−Ｌ（Ｑ′）に基づき、信号中のＣ／Ａコードと周
波数および位相同期をとって信号中のＣ／Ａコードの追
尾が行われて、位置を測定するための擬似距離情報を得
る。
【００５６】また、上記において、カウンタ３２２の計
数出力Ｅ（Ｉ′）からカウンタ３３２の計数出力Ｌ
（Ｉ′）を減算したが、カウンタ３３２の計数出力Ｌ
（Ｉ′）からカウンタ３２２の計数出力Ｅ（Ｉ′）を減
算してもよく、この場合は演算処理装置３２４で対応す
ることができる。また、カウンタ３２３の計数出力Ｅ
（Ｑ′）とカウンタ３３３の計数出力Ｌ（Ｑ′）との関
係についても同様である。
数出力Ｅ（Ｉ′）からカウンタ３３２の計数出力Ｌ
（Ｉ′）を減算したが、カウンタ３３２の計数出力Ｌ
（Ｉ′）からカウンタ３２２の計数出力Ｅ（Ｉ′）を減
算してもよく、この場合は演算処理装置３２４で対応す
ることができる。また、カウンタ３２３の計数出力Ｅ
（Ｑ′）とカウンタ３３３の計数出力Ｌ（Ｑ′）との関
係についても同様である。
【００５７】なお、上記した実施例において乗算器３１
９、加算器３２０、３２１を独立して設けた場合を例示
したが、乗算器３１９、加算器３２０、３２１の処理は
演算処理装置３２４で行っても差し支えない。
９、加算器３２０、３２１を独立して設けた場合を例示
したが、乗算器３１９、加算器３２０、３２１の処理は
演算処理装置３２４で行っても差し支えない。
【００５８】また、乗算器３０３〜３０６はＥＸＯＲゲ
ートであっても差し支えないし、ＥＸＯＲゲート３０７
〜３１０は乗算器であっても差し支えない。
ートであっても差し支えないし、ＥＸＯＲゲート３０７
〜３１０は乗算器であっても差し支えない。
【００５９】次に、本発明の他の実施例について説明す
る。
る。
【００６０】図４は本発明の他の実施例の構成を示すブ
ロック図であり、信号処理部のみを示している。
ロック図であり、信号処理部のみを示している。
【００６１】本発明の他の実施例は、アンテナ部１およ
びダウンコンバータ部２の構成は上記した一実施例の構
成と同様であり、その説明は省略する。
びダウンコンバータ部２の構成は上記した一実施例の構
成と同様であり、その説明は省略する。
【００６２】本他の実施例では、前記一実施例と同様に
Ｄフリップフロップ３０１、３０２によって第２ＩＦ中
間周波数のＩ信号およびＱ信号がサンプルホールドさ
れ、乗算器３０３〜３０６によってベースバンドに変換
される。
Ｄフリップフロップ３０１、３０２によって第２ＩＦ中
間周波数のＩ信号およびＱ信号がサンプルホールドさ
れ、乗算器３０３〜３０６によってベースバンドに変換
される。
【００６３】乗算器３０４の出力はインバータ３４１に
よって反転し、反転された乗算器３０４の出力と乗算器
３０３の出力とは加算器３４０によって加算し、乗算器
３０５の出力と乗算器３０６の出力とは加算器３４２に
よって加算する。加算器３４０および３４２における加
算は前記一実施例の加算器３１２、３１３による加算に
対応するものである。
よって反転し、反転された乗算器３０４の出力と乗算器
３０３の出力とは加算器３４０によって加算し、乗算器
３０５の出力と乗算器３０６の出力とは加算器３４２に
よって加算する。加算器３４０および３４２における加
算は前記一実施例の加算器３１２、３１３による加算に
対応するものである。
【００６４】ここで、加算器３４０および３４２は加算
出力を１ビットの出力とするため、図５に示すように１
ビット入力の加算器３５０と、加算器３５０の全加算出
力を入力とするデジタルローパスフィルタ３５１と、デ
ジタルローパスフィルタ３５１の出力の振幅をリミット
して１ビットのデータに変換するリミッタ３５２で構成
してある。加算器３４０および３４２の出力はイメージ
成分が除去された信号となる。
出力を１ビットの出力とするため、図５に示すように１
ビット入力の加算器３５０と、加算器３５０の全加算出
力を入力とするデジタルローパスフィルタ３５１と、デ
ジタルローパスフィルタ３５１の出力の振幅をリミット
して１ビットのデータに変換するリミッタ３５２で構成
してある。加算器３４０および３４２の出力はイメージ
成分が除去された信号となる。
【００６５】加算器３４０からの出力とＣ／Ａコード発
生器３１８から出力されるＣ／Ａコード（Ｐ）とはＥＸ
ＯＲゲート３４３に供給され、加算器３４２からの出力
とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ／Ａコー
ド（Ｐ）とはＥＸＯＲゲート３４４に供給されて、ＥＸ
ＯＲゲート３４３、３４４において加算器３４０、３４
２の出力はＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ
／Ａコード（Ｐ）により逆拡散される。ＥＸＯＲゲート
３４３の出力はカウンタ３１４によって１ｍｓｅｃの期
間計数されて不要な高域成分が除去され、ＥＸＯＲゲー
ト３４４の出力はカウンタ３１５によって１ｍｓｅｃの
期間計数されて不要な高域成分が除去される。
生器３１８から出力されるＣ／Ａコード（Ｐ）とはＥＸ
ＯＲゲート３４３に供給され、加算器３４２からの出力
とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ／Ａコー
ド（Ｐ）とはＥＸＯＲゲート３４４に供給されて、ＥＸ
ＯＲゲート３４３、３４４において加算器３４０、３４
２の出力はＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ
／Ａコード（Ｐ）により逆拡散される。ＥＸＯＲゲート
３４３の出力はカウンタ３１４によって１ｍｓｅｃの期
間計数されて不要な高域成分が除去され、ＥＸＯＲゲー
ト３４４の出力はカウンタ３１５によって１ｍｓｅｃの
期間計数されて不要な高域成分が除去される。
【００６６】カウンタ３１４の計数値およびカウンタ３
１５の計数値は乗算器３１９によって乗算されて、乗算
出力は演算処理装置３２４においてフィルタリングされ
て、フィルタリングされた乗算出力に基づいてキャリア
ＮＣＯ３１６の発振周波数が制御される。
１５の計数値は乗算器３１９によって乗算されて、乗算
出力は演算処理装置３２４においてフィルタリングされ
て、フィルタリングされた乗算出力に基づいてキャリア
ＮＣＯ３１６の発振周波数が制御される。
【００６７】また、乗算器３０３〜３０６、加算器３４
０、３４２、インバータ３４１、ＥＸＯＲゲート３４
３、３４４、カウンタ３１４、３１５、乗算器３１９、
演算処理装置３２４、キャリアＮＣＯ３１６はコスタス
ループを構成し、キャリア信号の再生を行っている。
０、３４２、インバータ３４１、ＥＸＯＲゲート３４
３、３４４、カウンタ３１４、３１５、乗算器３１９、
演算処理装置３２４、キャリアＮＣＯ３１６はコスタス
ループを構成し、キャリア信号の再生を行っている。
【００６８】加算器３４０からの出力とＣ／Ａコード発
生器３１８から出力されるＣ／Ａコード（Ｅ）とはＥＸ
ＯＲゲート３４５に供給され、加算器３４２からの出力
とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ／Ａコー
ド（Ｅ）とはＥＸＯＲゲート３４６に供給されて、ＥＸ
ＯＲゲート３４５、３４６において加算器３４０、３４
２の出力とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ
／Ａコード（Ｅ）との一致が検出される。ＥＸＯＲゲー
ト３４５の出力はカウンタ３２２によって１ｍｓｅｃの
期間計数されて不要な高域成分が除去され、ＥＸＯＲゲ
ート３４６の出力はカウンタ３２３によって１ｍｓｅｃ
の期間計数されて不要な高域成分が除去される。
生器３１８から出力されるＣ／Ａコード（Ｅ）とはＥＸ
ＯＲゲート３４５に供給され、加算器３４２からの出力
とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ／Ａコー
ド（Ｅ）とはＥＸＯＲゲート３４６に供給されて、ＥＸ
ＯＲゲート３４５、３４６において加算器３４０、３４
２の出力とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ
／Ａコード（Ｅ）との一致が検出される。ＥＸＯＲゲー
ト３４５の出力はカウンタ３２２によって１ｍｓｅｃの
期間計数されて不要な高域成分が除去され、ＥＸＯＲゲ
ート３４６の出力はカウンタ３２３によって１ｍｓｅｃ
の期間計数されて不要な高域成分が除去される。
【００６９】加算器３４０からの出力とＣ／Ａコード発
生器３１８から出力されるＣ／Ａコード（Ｌ）とはＥＸ
ＯＲゲート３４７に供給され、加算器３４２からの出力
とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ／Ａコー
ド（Ｌ）とはＥＸＯＲゲート３４８に供給されて、ＥＸ
ＯＲゲート３４７、３４８において加算器３４０、３４
２の出力とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ
／Ａコード（Ｌ）との一致が検出される。ＥＸＯＲゲー
ト３４７の出力はカウンタ３３２によって１ｍｓｅｃの
期間計数されて不要な高域成分が除去され、ＥＸＯＲゲ
ート３４８の出力はカウンタ３３３によって１ｍｓｅｃ
の期間計数されて不要な高域成分が除去される。カウン
タ３２２の計数値からカウンタ３３２の計数値が加算器
３２０によって減算されて、カウンタ３２３の計数値か
らカウンタ３３３の計数値が加算器３２１によって減算
されて、両減算出力は演算処理装置３２４によってフィ
ルタリングされて、フィルタリング出力がＣ／Ａコード
ＮＣＯ３１７の発振周波数制御データとしてＣ／Ａコー
ドＮＣＯ３１７に供給されて、この発振周波数制御デー
タによってＣ／ＡコードＮＣＯ３１７の発振周波数が制
御される。
生器３１８から出力されるＣ／Ａコード（Ｌ）とはＥＸ
ＯＲゲート３４７に供給され、加算器３４２からの出力
とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ／Ａコー
ド（Ｌ）とはＥＸＯＲゲート３４８に供給されて、ＥＸ
ＯＲゲート３４７、３４８において加算器３４０、３４
２の出力とＣ／Ａコード発生器３１８から出力されるＣ
／Ａコード（Ｌ）との一致が検出される。ＥＸＯＲゲー
ト３４７の出力はカウンタ３３２によって１ｍｓｅｃの
期間計数されて不要な高域成分が除去され、ＥＸＯＲゲ
ート３４８の出力はカウンタ３３３によって１ｍｓｅｃ
の期間計数されて不要な高域成分が除去される。カウン
タ３２２の計数値からカウンタ３３２の計数値が加算器
３２０によって減算されて、カウンタ３２３の計数値か
らカウンタ３３３の計数値が加算器３２１によって減算
されて、両減算出力は演算処理装置３２４によってフィ
ルタリングされて、フィルタリング出力がＣ／Ａコード
ＮＣＯ３１７の発振周波数制御データとしてＣ／Ａコー
ドＮＣＯ３１７に供給されて、この発振周波数制御デー
タによってＣ／ＡコードＮＣＯ３１７の発振周波数が制
御される。
【００７０】ＥＸＯＲゲート３４５〜３４８、カウンタ
３２２、３２３、３３２、３３３、加算器３２０および
３２１、演算処理装置３２４、Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１
７およびＣ／Ａコード発生器３１８はＤＬＬを構成し、
加算器３２０の出力Ｅ−Ｌ（Ｉ′）および加算器３２１
の出力Ｅ−Ｌ（Ｑ′）に基づき、信号中のＣ／Ａコード
と周波数および位相同期をとって信号中のＣ／Ａコード
の追尾が行われて、位置を測定するための擬似距離情報
を得る。
３２２、３２３、３３２、３３３、加算器３２０および
３２１、演算処理装置３２４、Ｃ／ＡコードＮＣＯ３１
７およびＣ／Ａコード発生器３１８はＤＬＬを構成し、
加算器３２０の出力Ｅ−Ｌ（Ｉ′）および加算器３２１
の出力Ｅ−Ｌ（Ｑ′）に基づき、信号中のＣ／Ａコード
と周波数および位相同期をとって信号中のＣ／Ａコード
の追尾が行われて、位置を測定するための擬似距離情報
を得る。
【００７１】なお、上記した本他の実施例においても、
乗算器３１９、加算器３２０、３２１を独立して設けた
場合を例示したが、乗算器３１９、加算器３２０、３２
１の処理を演算処理装置３２４で行っても差し支えな
い。また、乗算器３０３〜３０６はＥＸＯＲゲートを用
いても差し支えない。
乗算器３１９、加算器３２０、３２１を独立して設けた
場合を例示したが、乗算器３１９、加算器３２０、３２
１の処理を演算処理装置３２４で行っても差し支えな
い。また、乗算器３０３〜３０６はＥＸＯＲゲートを用
いても差し支えない。
【００７２】なお、上記した本発明の一実施例および他
の実施例において、ダウンコンバータ部２はロワーサイ
ドヘテロダイン（ロワーローカルと記す）の場合で、ミ
キサ２０７に供給される局部発振出力の位相はミキサ２
０６に供給される局部発振出力の位相より９０°遅れて
おり、且つキャリアＮＣＯ３１６から出力される９０°
信号は０°信号より位相が９０°遅れている場合におけ
るインバータ３１１、３４１の位置を例示したが、これ
に限る必要はなく、ロワーサイドヘテロダイン、アッパ
ーサイドヘテロダイン、局部発振出力の位相、キャリア
ＮＣＯ３１６から出力される９０°信号の進・遅相によ
り、インバータ３１１、３４１を表１に示す加算器側に
挿入すればよい。
の実施例において、ダウンコンバータ部２はロワーサイ
ドヘテロダイン（ロワーローカルと記す）の場合で、ミ
キサ２０７に供給される局部発振出力の位相はミキサ２
０６に供給される局部発振出力の位相より９０°遅れて
おり、且つキャリアＮＣＯ３１６から出力される９０°
信号は０°信号より位相が９０°遅れている場合におけ
るインバータ３１１、３４１の位置を例示したが、これ
に限る必要はなく、ロワーサイドヘテロダイン、アッパ
ーサイドヘテロダイン、局部発振出力の位相、キャリア
ＮＣＯ３１６から出力される９０°信号の進・遅相によ
り、インバータ３１１、３４１を表１に示す加算器側に
挿入すればよい。
【００７３】
【表１】
【００７４】また、表１において、θ１はミキサ２０６
に供給される第２局部発振出力の位相に対するミキサ２
０７に供給される第２局部発振出力の位相を示し、θ２
はキャリアＮＣＯ３１６から出力される０°信号の位相
に対する９０°信号の位相を示し、（−）は遅相を、
（＋）は進相を示している。第１行は上記した実施例の
場合である。
に供給される第２局部発振出力の位相に対するミキサ２
０７に供給される第２局部発振出力の位相を示し、θ２
はキャリアＮＣＯ３１６から出力される０°信号の位相
に対する９０°信号の位相を示し、（−）は遅相を、
（＋）は進相を示している。第１行は上記した実施例の
場合である。
【００７５】さらに、例えば、インバータ３１１の位置
を加算器３１２側と表示しているときはＥＸＯＲゲート
３０７の出力側またはＥＸＯＲゲート３０８の出力側の
いずれに挿入してもよいことは前記の通りであり、イン
バータ３４１についても同様である。
を加算器３１２側と表示しているときはＥＸＯＲゲート
３０７の出力側またはＥＸＯＲゲート３０８の出力側の
いずれに挿入してもよいことは前記の通りであり、イン
バータ３４１についても同様である。
【００７６】
【発明の効果】以上説明したように請求項１〜４記載の
本発明のＧＰＳ受信装置によれば、ベースバンド復調さ
れたＩ信号およびＱ信号に基づく信号を加算および減算
処理するようにしたため、ＩＦ周波信号中に混入するイ
メージ妨害がＩＦ帯にバンドパスフィルタを用いること
なく、デジタル的に除去されることになるという効果が
ある。この結果、集積回路化に適した回路となり、ＩＣ
化したとき部品点数の削減を図ることができ、ＧＰＳ受
信装置を小型化することができる効果がある。
本発明のＧＰＳ受信装置によれば、ベースバンド復調さ
れたＩ信号およびＱ信号に基づく信号を加算および減算
処理するようにしたため、ＩＦ周波信号中に混入するイ
メージ妨害がＩＦ帯にバンドパスフィルタを用いること
なく、デジタル的に除去されることになるという効果が
ある。この結果、集積回路化に適した回路となり、ＩＣ
化したとき部品点数の削減を図ることができ、ＧＰＳ受
信装置を小型化することができる効果がある。
【００７７】請求項１〜４記載の本発明のＧＰＳ受信装
置においては、ＩＦ周波数としてＩ、Ｑの両信号を生成
するので、ＩＦ周波数を信号の片側帯域幅より低く選ぶ
ことができる。この場合、ＩＦ信号Ｉ、Ｑに零周波数に
よる折り返しが生じ雑音となり、信号のＳ／Ｎが悪化す
るが、Ｉ、Ｑの両信号を用いれば後段の処理により、雑
音を取り除くことができ元の信号を再現できるという効
果もある。なお、ＩＦ周波数を低く選べればキャリア信
号発生器の発生周波数を低くできキャリア信号発生器の
低消費電力化が可能となる効果もある。
置においては、ＩＦ周波数としてＩ、Ｑの両信号を生成
するので、ＩＦ周波数を信号の片側帯域幅より低く選ぶ
ことができる。この場合、ＩＦ信号Ｉ、Ｑに零周波数に
よる折り返しが生じ雑音となり、信号のＳ／Ｎが悪化す
るが、Ｉ、Ｑの両信号を用いれば後段の処理により、雑
音を取り除くことができ元の信号を再現できるという効
果もある。なお、ＩＦ周波数を低く選べればキャリア信
号発生器の発生周波数を低くできキャリア信号発生器の
低消費電力化が可能となる効果もある。
【図１】本発明の一実施例におけるアンテナ部およびダ
ウンコンバータ部の構成を示すブロック図である。
ウンコンバータ部の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施例における信号処理部の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施例の作用の説明に供する周波数
スペクトラムの模式図である。
スペクトラムの模式図である。
【図４】本発明の他の実施例における信号処理部の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】本発明の他の実施例におけるベースバンド復調
出力の加算器の構成の一例を示すブロック図である。
出力の加算器の構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】 １…アンテナ部 ２…ダウンコ
ンバータ部 ３…信号処理部 １０１…アン
テナ １０２…低雑音増幅器 ２０１…バン
ドパスフィルタ ２０２、２０６、２０７…ミキサ ２０３…局部
発振器 ２０４…分周器 ２０５、２１
０、２１１…増幅器 ２０８、２０９…ローパスフィルタ ２１２、２１
３…リミッタ ３０１、３０２…Ｄフリップフロップ ３０３〜３０
６、３１９…乗算器 ３０７〜３１０、３４３〜３４８…ＥＸＯＲゲート ３１２、３１３、３２０、３２１、３４０、３４２…加
算器 ３１４、３１５、３２２、３２３、３３２、３３３…カ
ウンタ ３１６…キャリアＮＣＯ ３１７…Ｃ／
ＡコードＮＣＯ ３１８…Ｃ／Ａコード発生器 ３２４…演算
処理装置 ３５０…加算器 ３５１…デジ
タルローパスフィルタ ３５２…リミッタ
ンバータ部 ３…信号処理部 １０１…アン
テナ １０２…低雑音増幅器 ２０１…バン
ドパスフィルタ ２０２、２０６、２０７…ミキサ ２０３…局部
発振器 ２０４…分周器 ２０５、２１
０、２１１…増幅器 ２０８、２０９…ローパスフィルタ ２１２、２１
３…リミッタ ３０１、３０２…Ｄフリップフロップ ３０３〜３０
６、３１９…乗算器 ３０７〜３１０、３４３〜３４８…ＥＸＯＲゲート ３１２、３１３、３２０、３２１、３４０、３４２…加
算器 ３１４、３１５、３２２、３２３、３３２、３３３…カ
ウンタ ３１６…キャリアＮＣＯ ３１７…Ｃ／
ＡコードＮＣＯ ３１８…Ｃ／Ａコード発生器 ３２４…演算
処理装置 ３５０…加算器 ３５１…デジ
タルローパスフィルタ ３５２…リミッタ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−221888（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−343088（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−88865（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−111486（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−40422（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01S 5/00 - 5/14 G01C 21/00 - 21/24 G01C 23/00 - 25/00 H04L 27/227 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (4)
- 【請求項１】ＰＮコードでスペクトラム拡散されて衛星
から送信される信号を受信して受信信号を互いに直交す
る中間周波数のＩ信号およびＱ信号に変換する周波数変
換手段と、変換された中間周波数のＩ信号およびＱ信号
をＡ／Ｄ変換してデジタル信号化されたＩ信号およびＱ
信号に変換するデジタル信号化手段とを備えたダウンコ
ンバータ部と、 デジタル信号化されたＩ信号と０°位相のキャリア信号
とを第１乗算器で乗算し、デジタル信号化されたＩ信号
と９０°位相のキャリア信号とを第３乗算器で乗算し、
デジタル信号化されたＱ信号と９０°位相のキャリア信
号とを第２乗算器で乗算し、デジタル信号化されたＱ信
号と０°位相のキャリア信号とを第４乗算器で乗算して
デジタル信号化されたＩ信号およびＱ信号をＩおよびＱ
ベースバンド信号に復調するベースバンド復調部と、 内部で発生させたＰＮコードと第１および第２乗算器の
出力とを夫々乗算し該乗算出力を、ダウンコンバータ部
の上側または下側ヘテロダインとダウンコンバートのた
めの局部発振出力の間の９０°位相の進・遅相とキャリ
ア信号間の位相の進・遅相とに基づいて加算もしくは減
算する演算をし、該演算出力を所定期間にわたって計数
した第１の計数値と、内部で発生させたＰＮコードと第
３および第４乗算器の出力とを夫々乗算し該乗算出力
を、ダウンコンバータ部の上側または下側ヘテロダイン
とダウンコンバートのための局部発振出力の間の９０°
位相の進・遅相とキャリア信号間の位相の進・遅相とに
基づいて上記演算が加算の場合は減算し、上記演算が減
算の場合は加算する演算をし、該演算出力を所定期間に
わたって計数した第２の計数値との、第１、第２の両計
数値を乗算した乗算出力に基づいてキャリア周波数を制
御するコスタスループと、 復調されたＩおよびＱベースバンド信号中のＰＮコード
に、内部で発生させたＰＮコードを追尾させるディレイ
ロックループと、 を備えたことを特徴とするＧＰＳ受信装置。 - 【請求項２】請求項１記載のＧＰＳ受信装置において、
コスタスループを、第１乗算器の出力と第２乗算器の出
力を反転した出力とを第１加算器で加算し、第３および
第４乗算器の出力を第２加算器で加算し、内部で発生さ
せたＰＮコードと第１および第２加算器の出力とを夫々
乗算し、該乗算出力を所定期間にわたって夫々各別に計
数した計数値を読み出し、両計数値を乗算した乗算出力
に基づいてキャリア周波数を制御するように構成したこ
とを特徴とするＧＰＳ受信装置。 - 【請求項３】請求項１記載のＧＰＳ受信装置において、
ディレイロックループを、内部で発生されかつ１／２チ
ップ位相進んだＰＮコードと第１、第２、第３および第
４乗算器の出力との相関を夫々検出し、第１乗算器の出
力に基づく相関検出出力と第２乗算器の出力に基づく相
関検出出力の反転出力との加算出力を所定期間にわたっ
て第１カウンタによって計数し、第３乗算器の出力に基
づく相関検出出力と第４乗算器の出力に基づく相関検出
出力との加算出力を所定期間にわたって第２カウンタに
よって計数し、内部で発生されかつ１／２チップ位相遅
れたＰＮコードと第１、第２、第３および第４乗算器の
出力との相関を夫々検出し、第１乗算器の出力に基づく
相関検出出力と第２乗算器の出力に基づく相関検出出力
の反転出力との加算出力を所定期間にわたって第３カウ
ンタによって計数し、第３乗算器の出力に基づく相関検
出出力と第４乗算器の出力に基づく相関検出出力との加
算出力を所定期間にわたって第４カウンタによって計数
し、第１カウンタの計数値から第３カウンタの計数値を
減算し、第２カウンタの計数値から第４カウンタの計数
値を減算し、両減算出力に基づいて内部で発生されるＰ
Ｎコードの位相を受信信号のＰＮコードの位相に一致さ
せるように構成したことを特徴とするＧＰＳ受信装置。 - 【請求項４】請求項１記載のＧＰＳ受信装置において、
ディレイロックループを、第１乗算器の出力と第２乗算
器の出力を反転した出力とを第１加算器で加算し、第３
および第４乗算器の出力を第２加算器で加算し、内部で
発生されかつ１／２チップ位相進んだＰＮコードと第１
および第２加算器の出力とを夫々乗算し、該乗算出力を
所定期間にわたって夫々各別に第１および第２カウンタ
によって計数した計数値を読み出し、内部で発生されか
つ１／２チップ位相遅れたＰＮコードと第１および第２
加算器の出力とを夫々乗算し、該乗算出力を所定期間に
わたって夫々各別に第３および第４カウンタによって計
数した計数値を読み出し、第１カウンタの計数値から第
３カウンタの計数値を減算し、第２カウンタの計数値か
ら第４カウンタの計数値を減算し、両減算出力に基づい
て内部で発生されるＰＮコードの位相を受信信号のＰＮ
コードの位相に一致させるように構成したことを特徴と
するＧＰＳ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18124693A JP3335222B2 (ja) | 1993-07-22 | 1993-07-22 | Ｇｐｓ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18124693A JP3335222B2 (ja) | 1993-07-22 | 1993-07-22 | Ｇｐｓ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0735840A JPH0735840A (ja) | 1995-02-07 |
| JP3335222B2 true JP3335222B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=16097355
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18124693A Expired - Fee Related JP3335222B2 (ja) | 1993-07-22 | 1993-07-22 | Ｇｐｓ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3335222B2 (ja) |
-
1993
- 1993-07-22 JP JP18124693A patent/JP3335222B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0735840A (ja) | 1995-02-07 |
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