JP2002111760A - デジタルダウンコンバータ - Google Patents
デジタルダウンコンバータInfo
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 18
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ローカル発振器の消費電力を増大させること
なく、低いスプリアスレベルと高い周波数精度を得られ
るようにする。 【解決手段】 ＲＦ信号またはＩＦ信号にて受信信号を
サンプリングして得たデジタル信号をＩＦ入力信号とし
て、第１のローカル発振器３０４を用いて第２のＩＦ信
号に変換する第１のミキサー３０３と、第１のミキサー
３０３出力の目的帯域外信号抑圧のために帯域制限を行
うデジタルフィルタ出力を入力として、第２のローカル
発振器３１４を用いてデジタルフィルタ出力を検波器処
理周波数に変換する第２のミキサー３１３とを備え、第
１のローカル発振器３０４の発振可能ステップを第２の
ローカル発振器３１４の発振可能ステップより大きい設
定とする。
なく、低いスプリアスレベルと高い周波数精度を得られ
るようにする。 【解決手段】 ＲＦ信号またはＩＦ信号にて受信信号を
サンプリングして得たデジタル信号をＩＦ入力信号とし
て、第１のローカル発振器３０４を用いて第２のＩＦ信
号に変換する第１のミキサー３０３と、第１のミキサー
３０３出力の目的帯域外信号抑圧のために帯域制限を行
うデジタルフィルタ出力を入力として、第２のローカル
発振器３１４を用いてデジタルフィルタ出力を検波器処
理周波数に変換する第２のミキサー３１３とを備え、第
１のローカル発振器３０４の発振可能ステップを第２の
ローカル発振器３１４の発振可能ステップより大きい設
定とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線受信信号をＲ
Ｆ（無線周波数）信号またはＩＦ（中間周波数）信号で
サンプリングしてデジタル信号処理するデジタルダウン
コンバータに関する。
Ｆ（無線周波数）信号またはＩＦ（中間周波数）信号で
サンプリングしてデジタル信号処理するデジタルダウン
コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のデータ通信受信機におけるデジタ
ル信号処理回路の周波数変換部の一例を、すなわち、デ
ジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ）を、図４を参照して
説明する。このＤＤＣに入力する信号１００は、ＲＦ帯
あるいはＩＦ帯の変調波であって、周波数Ｆｓ１でサン
プリングされた周波数Ｆｉｆ１のＩＦ信号である。この
入力されたＩＦ信号は、ミキサー１０１ａおよびミキサ
ー１０１ｂにおいて、ローカル発振器（ＤＤＳ）１０２
から出力される周波数Ｆｃのｃｏｓ波とｓｉｎ波と混
合、または、混合、直交検波される。このＤＤＳ１０２
から出力されるｃｏｓ波とｓｉｎ波の周波数ＦｃがＦｃ
＝Ｆｉｆ１の関係を満たすように設定されていると、前
記ＩＦ信号は一気に検波処理周波数の信号に変換され
る。さらに、この変換されたＩＦ信号は、サンプリング
レート変換器１０３ａ、および１０３ｂにより１／ｎに
ダウンサンプルされ（Ｆｓ２＝Ｆｓ１／ｎ）、周波数Ｆ
ｂのベースバンド信号が再生される。このベースバンド
信号の波形はロールオフ・フィルタ１０４ａ、および１
０４ｂによりロールオフ整形され、さらに図示しない自
動利得増幅器（ＡＧＣ）において可変増幅されて出力さ
れる。これによりＩＦ信号は、同相成分Ｉ信号と直交成
分Ｑ信号とからなる複素ベースバンド信号として出力さ
れる。
ル信号処理回路の周波数変換部の一例を、すなわち、デ
ジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ）を、図４を参照して
説明する。このＤＤＣに入力する信号１００は、ＲＦ帯
あるいはＩＦ帯の変調波であって、周波数Ｆｓ１でサン
プリングされた周波数Ｆｉｆ１のＩＦ信号である。この
入力されたＩＦ信号は、ミキサー１０１ａおよびミキサ
ー１０１ｂにおいて、ローカル発振器（ＤＤＳ）１０２
から出力される周波数Ｆｃのｃｏｓ波とｓｉｎ波と混
合、または、混合、直交検波される。このＤＤＳ１０２
から出力されるｃｏｓ波とｓｉｎ波の周波数ＦｃがＦｃ
＝Ｆｉｆ１の関係を満たすように設定されていると、前
記ＩＦ信号は一気に検波処理周波数の信号に変換され
る。さらに、この変換されたＩＦ信号は、サンプリング
レート変換器１０３ａ、および１０３ｂにより１／ｎに
ダウンサンプルされ（Ｆｓ２＝Ｆｓ１／ｎ）、周波数Ｆ
ｂのベースバンド信号が再生される。このベースバンド
信号の波形はロールオフ・フィルタ１０４ａ、および１
０４ｂによりロールオフ整形され、さらに図示しない自
動利得増幅器（ＡＧＣ）において可変増幅されて出力さ
れる。これによりＩＦ信号は、同相成分Ｉ信号と直交成
分Ｑ信号とからなる複素ベースバンド信号として出力さ
れる。
【０００３】このように、ＲＦ信号、ＩＦ信号にて受信
信号をサンプリングし、このサンプリングしたデジタル
信号をデジタル信号処理によって複素ベースバンド信号
に変換するデジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ）におい
ては、ミキサー１０１ａ、１０１ｂに用いるローカル発
振器１０２の演算処理によって発生するスプリアスは、
隣接チャンネル妨害特性やバンド外からの妨害特性を悪
化させる。この妨害特性の悪化は、隣接チャンネルやバ
ンド外とスプリアスとの乗算により目的外信号が帯域内
に発生することによるものである。このため、（１）ロ
ーカル発振器１０２のスプリアスを問題ないレベルまで
下げるために演算精度の向上を図ったり、（２）ローカ
ル発振器１０２において発生するスプリアスを拡散して
スプリアスのピークレベルを軽減するＤｉｔｈｅｒ法を
採用したり、（３）ローカル発振器１０２のスプリアス
発生がローカル発振器１０２の発振周波数に依存するこ
とを利用してスプリアスが発生しない周波数で使用した
りするなどの対応策が取られていた。
信号をサンプリングし、このサンプリングしたデジタル
信号をデジタル信号処理によって複素ベースバンド信号
に変換するデジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ）におい
ては、ミキサー１０１ａ、１０１ｂに用いるローカル発
振器１０２の演算処理によって発生するスプリアスは、
隣接チャンネル妨害特性やバンド外からの妨害特性を悪
化させる。この妨害特性の悪化は、隣接チャンネルやバ
ンド外とスプリアスとの乗算により目的外信号が帯域内
に発生することによるものである。このため、（１）ロ
ーカル発振器１０２のスプリアスを問題ないレベルまで
下げるために演算精度の向上を図ったり、（２）ローカ
ル発振器１０２において発生するスプリアスを拡散して
スプリアスのピークレベルを軽減するＤｉｔｈｅｒ法を
採用したり、（３）ローカル発振器１０２のスプリアス
発生がローカル発振器１０２の発振周波数に依存するこ
とを利用してスプリアスが発生しない周波数で使用した
りするなどの対応策が取られていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなスプリアス対策にあっても、それぞれ（１）回路規
模と消費電力の増大を招いたり、（２）スプリアスレベ
ルを下げる方法を採用した場合よりは少ないが、前記同
様に回路規模と消費電力の増大とＣ／Ｎの悪化とを招
き、さらに（３）利用可能な周波数が制限されるといっ
た問題があった。特に、消費電力の増大は、受信信号サ
ンプリング周波数で動作するために、ＤＤＣにおいて最
も高速な処理が要求されるローカル発振器１０２におい
て、ＤＤＣ全体における消費電力のウェイトが大きいた
めに大きな問題となっていた。
うなスプリアス対策にあっても、それぞれ（１）回路規
模と消費電力の増大を招いたり、（２）スプリアスレベ
ルを下げる方法を採用した場合よりは少ないが、前記同
様に回路規模と消費電力の増大とＣ／Ｎの悪化とを招
き、さらに（３）利用可能な周波数が制限されるといっ
た問題があった。特に、消費電力の増大は、受信信号サ
ンプリング周波数で動作するために、ＤＤＣにおいて最
も高速な処理が要求されるローカル発振器１０２におい
て、ＤＤＣ全体における消費電力のウェイトが大きいた
めに大きな問題となっていた。
【０００５】本発明は、前記のような問題を解決するも
のであり、ローカル発振器の消費電力を増大させること
なく、低いスプリアスレベルと高い周波数精度を得るこ
とができるデジタルダウンコンバータを得ることを目的
とする。
のであり、ローカル発振器の消費電力を増大させること
なく、低いスプリアスレベルと高い周波数精度を得るこ
とができるデジタルダウンコンバータを得ることを目的
とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】前記目的達成のため、請
求項１に記載のデジタルダウンコンバータは、ＲＦ信号
またはＩＦ信号にて受信信号をサンプリングして得たデ
ジタル信号をＩＦ入力信号として、第１のローカル発振
器を用いて第２のＩＦ信号に変換する第１のミキサー
と、該第１のミキサー出力の目的帯域外信号抑圧のため
に帯域制限を行うデジタルフィルタ出力を入力として、
第２のローカル発振器を用いて前記デジタルフィルタ出
力を検波器処理周波数に変換する第２のミキサーとを備
えたデジタルダウンコンバータであって、前記第１のロ
ーカル発振器の発振可能な周波数ステップを前記第２の
ローカル発振器の発振可能な周波数ステップより大きい
設定としたものである。
求項１に記載のデジタルダウンコンバータは、ＲＦ信号
またはＩＦ信号にて受信信号をサンプリングして得たデ
ジタル信号をＩＦ入力信号として、第１のローカル発振
器を用いて第２のＩＦ信号に変換する第１のミキサー
と、該第１のミキサー出力の目的帯域外信号抑圧のため
に帯域制限を行うデジタルフィルタ出力を入力として、
第２のローカル発振器を用いて前記デジタルフィルタ出
力を検波器処理周波数に変換する第２のミキサーとを備
えたデジタルダウンコンバータであって、前記第１のロ
ーカル発振器の発振可能な周波数ステップを前記第２の
ローカル発振器の発振可能な周波数ステップより大きい
設定としたものである。
【０００７】また、請求項２に記載のデジタルダウンコ
ンバータは、請求項１に記載のデジタルダウンコンバー
タにおいて、前記第１のローカル発振器および第２のロ
ーカル発振器を正弦波／余弦波を出力するダイレクトデ
ジタルシンセサイザとしたものである。
ンバータは、請求項１に記載のデジタルダウンコンバー
タにおいて、前記第１のローカル発振器および第２のロ
ーカル発振器を正弦波／余弦波を出力するダイレクトデ
ジタルシンセサイザとしたものである。
【０００８】また、請求項３に記載のデジタルダウンコ
ンバータは、請求項２に記載のデジタルダウンコンバー
タにおいて、前記第１のローカル発振器としてのダイレ
クトデジタルシンセサイザの位相演算語長を、位相デー
タを正弦波／余弦波に変換する正弦波／余弦波テーブル
の入力語長に一致させるようにしたものである。
ンバータは、請求項２に記載のデジタルダウンコンバー
タにおいて、前記第１のローカル発振器としてのダイレ
クトデジタルシンセサイザの位相演算語長を、位相デー
タを正弦波／余弦波に変換する正弦波／余弦波テーブル
の入力語長に一致させるようにしたものである。
【０００９】また、請求項４に記載のデジタルダウンコ
ンバータは、請求項１に記載のデジタルダウンコンバー
タにおいて、前記第１のローカル発振器においてはテー
ブル読み出し方式（テーブルルックアップ方式）を用い
て、位相を正弦波／余弦波に変換するための正弦波／余
弦波テーブルを順次読み出すようにしたものである。
ンバータは、請求項１に記載のデジタルダウンコンバー
タにおいて、前記第１のローカル発振器においてはテー
ブル読み出し方式（テーブルルックアップ方式）を用い
て、位相を正弦波／余弦波に変換するための正弦波／余
弦波テーブルを順次読み出すようにしたものである。
【００１０】また、請求項５に記載のデジタルダウンコ
ンバータは、請求項４に記載のデジタルダウンコンバー
タにおいて、正弦波／余弦波テーブル長を可変長とした
ものである。
ンバータは、請求項４に記載のデジタルダウンコンバー
タにおいて、正弦波／余弦波テーブル長を可変長とした
ものである。
【００１１】また、請求項６に記載のデジタルダウンコ
ンバータは、請求項４または請求項５に記載のデジタル
ダウンコンバータにおいて、複数周期のデータを持つ正
弦波／余弦波テーブルを用いるようにしたものである。
ンバータは、請求項４または請求項５に記載のデジタル
ダウンコンバータにおいて、複数周期のデータを持つ正
弦波／余弦波テーブルを用いるようにしたものである。
【００１２】また、請求項７に記載のデジタルダウンコ
ンバータは、請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の
デジタルダウンコンバータにおいて、前記第１のミキサ
ー出力のフィルタをデシメーションフィルタとして第２
のミキサー以降のサンプリング周波数を下げるようにし
たものである。
ンバータは、請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の
デジタルダウンコンバータにおいて、前記第１のミキサ
ー出力のフィルタをデシメーションフィルタとして第２
のミキサー以降のサンプリング周波数を下げるようにし
たものである。
【００１３】また、請求項８に記載のデジタルダウンコ
ンバータは、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の
デジタルダウンコンバータにおいて、前記デジタルフィ
ルタの帯域幅を、通信チャンネル帯域幅＋第１のローカ
ル発振器の出力周波数ステップとしたものである。
ンバータは、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の
デジタルダウンコンバータにおいて、前記デジタルフィ
ルタの帯域幅を、通信チャンネル帯域幅＋第１のローカ
ル発振器の出力周波数ステップとしたものである。
【００１４】また、請求項９に記載のデジタルダウンコ
ンバータは、請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の
デジタルダウンコンバータにおいて、前記デジタルフィ
ルタを複素ＦＩＲフィルタとして、デジタルダウンコン
バータ周波数設定時に、通信チャンネル帯域幅の半分の
帯域を持つ基準ＬＰＦ係数にｅのｊ（ｎω）乗（ωはフ
ィルタのあるＩＦ周波数）の値を乗じて、複素係数フィ
ルタ用ＢＰＦ係数としたものである。ここでいう基準Ｌ
ＰＦ係数に、ｅのｉ（ｎω）乗の値を乗じた複素係数フ
ィルタ用ＢＰＦ係数とは、複素係数実／複素ＢＰＦの係
数のことを指す。この実／複素ＢＰＦとは、係数が実数
または複素数であることと、信号パスが実数または複素
数であることとを含むＢＰＦである。
ンバータは、請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の
デジタルダウンコンバータにおいて、前記デジタルフィ
ルタを複素ＦＩＲフィルタとして、デジタルダウンコン
バータ周波数設定時に、通信チャンネル帯域幅の半分の
帯域を持つ基準ＬＰＦ係数にｅのｊ（ｎω）乗（ωはフ
ィルタのあるＩＦ周波数）の値を乗じて、複素係数フィ
ルタ用ＢＰＦ係数としたものである。ここでいう基準Ｌ
ＰＦ係数に、ｅのｉ（ｎω）乗の値を乗じた複素係数フ
ィルタ用ＢＰＦ係数とは、複素係数実／複素ＢＰＦの係
数のことを指す。この実／複素ＢＰＦとは、係数が実数
または複素数であることと、信号パスが実数または複素
数であることとを含むＢＰＦである。
【００１５】また、請求項１０に記載のデジタルダウン
コンバータは、請求項９に記載のデジタルダウンコンバ
ータにおいて、前記ＬＰＦ係数に乗算する前記ｅのｊ
（ｎω）乗の値を得るためにローカル発振器を用いたも
のである。
コンバータは、請求項９に記載のデジタルダウンコンバ
ータにおいて、前記ＬＰＦ係数に乗算する前記ｅのｊ
（ｎω）乗の値を得るためにローカル発振器を用いたも
のである。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の一形態を図
について説明する。図２は本発明のデジタルダウンコン
バータを有する受信機の構成を示すブロック図である。
この受信機においては、アンテナ２０１により受信され
た受信信号ｆａ（ｔ）が、ＲＦ部２０２、ミキサー２０
３、ローカル発振器（Ｌｏ）２０４においてＩＦ信号に
変換され、このＩＦ信号は、帯域通過形フィルタ（ＢＰ
Ｆ）２０５により受信バンド以外の信号を抑圧すべく帯
域制限される。アナログ／デジタル（ＡＤＣ）変換器２
０６は、ＢＰＦフィルタ２０５の出力を入力し、サンプ
リング後、受信信号周波数Ｆｄ１のデジタル信号に変換
されたデジタルＩＦ信号ｆ１（ｔ）をＤＤＣ２０７に入
力する。ここで、ｆ１（ｔ）はＲｅａｌ信号であり、±
にスペクトルを持つ。符号２０９はローカル発振器、符
号２０９はベースバンド回路（ＢＢ）、符号２１０はＢ
Ｂ回路２０９で用いるクロックを生成する分周回路（１
／ｋ）である。
について説明する。図２は本発明のデジタルダウンコン
バータを有する受信機の構成を示すブロック図である。
この受信機においては、アンテナ２０１により受信され
た受信信号ｆａ（ｔ）が、ＲＦ部２０２、ミキサー２０
３、ローカル発振器（Ｌｏ）２０４においてＩＦ信号に
変換され、このＩＦ信号は、帯域通過形フィルタ（ＢＰ
Ｆ）２０５により受信バンド以外の信号を抑圧すべく帯
域制限される。アナログ／デジタル（ＡＤＣ）変換器２
０６は、ＢＰＦフィルタ２０５の出力を入力し、サンプ
リング後、受信信号周波数Ｆｄ１のデジタル信号に変換
されたデジタルＩＦ信号ｆ１（ｔ）をＤＤＣ２０７に入
力する。ここで、ｆ１（ｔ）はＲｅａｌ信号であり、±
にスペクトルを持つ。符号２０９はローカル発振器、符
号２０９はベースバンド回路（ＢＢ）、符号２１０はＢ
Ｂ回路２０９で用いるクロックを生成する分周回路（１
／ｋ）である。
【００１７】また、前記ｆ１（ｔ）は、ＤＤＣ２０７を
構成する、図１中の第１のミキサー３０３に入力され
る。この第１のミキサー３０３は乗算器３０１、３０２
により構成された直交変換器であり、これらの乗算器３
０１、３０２に入力されたｆ１（ｔ）と、第１のローカ
ル発振器３０４であるダイレクトデジタルシンセサイザ
（ＤＤＳ）１が出力する周波数Ｆｃ１のローカル信号ｃ
１（ｔ）、−ｓ１（ｔ）とが乗算されて、Ｆｄ２の複素
ＩＦ信号ｆ２（ｔ）に変換される。さらに、このｆ２
（ｔ）は４個のＦＩＲフィルタにより構成される、通過
帯域幅Ｆｂｗのバンドパスフィルタ特性を持つ複素係数
−複素ＦＩＲフィルタ３０５〜３０８により、ｆ１
（ｔ）のイメージ周波数、隣接チャンネル信号、ダウン
サンプル時のエイリアシング発生の目的外信号を抑圧し
た後、１／ｎのサンプリング周波数Ｆｓ２にダウンサン
プルされる。
構成する、図１中の第１のミキサー３０３に入力され
る。この第１のミキサー３０３は乗算器３０１、３０２
により構成された直交変換器であり、これらの乗算器３
０１、３０２に入力されたｆ１（ｔ）と、第１のローカ
ル発振器３０４であるダイレクトデジタルシンセサイザ
（ＤＤＳ）１が出力する周波数Ｆｃ１のローカル信号ｃ
１（ｔ）、−ｓ１（ｔ）とが乗算されて、Ｆｄ２の複素
ＩＦ信号ｆ２（ｔ）に変換される。さらに、このｆ２
（ｔ）は４個のＦＩＲフィルタにより構成される、通過
帯域幅Ｆｂｗのバンドパスフィルタ特性を持つ複素係数
−複素ＦＩＲフィルタ３０５〜３０８により、ｆ１
（ｔ）のイメージ周波数、隣接チャンネル信号、ダウン
サンプル時のエイリアシング発生の目的外信号を抑圧し
た後、１／ｎのサンプリング周波数Ｆｓ２にダウンサン
プルされる。
【００１８】サンプリング周波数Ｆｓ２にダウンサンプ
ルされたｆ２（ｔ）は、続いて、乗算器３０９〜３１２
によって構成される第２のミキサー３１３によって、第
２のＤＤＳ３１４であるＤＤＳ２からの周波数Ｆｃ２の
ローカル信号ｃ２（ｔ）、ｓ２（ｔ）とそれぞれ乗算さ
れて、ベースバンド周波数Ｆｂのｆ３（ｔ）に変換さ
れ、さらにロールオフフィルタ３１５、３１６を通過し
て、図２に示すベースバンド処理部（ＢＢ）２０９へ出
力される。複素係数−複素ＦＩＲフィルタ３０５〜３０
８の係数は、ＤＤＣスタートアップ時、またはＤＤＳ１
の周波数設定時（チャンネル設定時）に、基準ローパス
フィルタ３１７の実係数と、第２のローカル発振器３１
４であるＤＤＳ２の複素信号ｃ２（ｔ）、ｓ２（ｔ）と
をそれぞれ乗じて得る。なお、複素係数−複素ＦＩＲフ
ィルタ３０５〜３０８は演算量低減のために、ポリフェ
ーズフィルタとすることもできる。
ルされたｆ２（ｔ）は、続いて、乗算器３０９〜３１２
によって構成される第２のミキサー３１３によって、第
２のＤＤＳ３１４であるＤＤＳ２からの周波数Ｆｃ２の
ローカル信号ｃ２（ｔ）、ｓ２（ｔ）とそれぞれ乗算さ
れて、ベースバンド周波数Ｆｂのｆ３（ｔ）に変換さ
れ、さらにロールオフフィルタ３１５、３１６を通過し
て、図２に示すベースバンド処理部（ＢＢ）２０９へ出
力される。複素係数−複素ＦＩＲフィルタ３０５〜３０
８の係数は、ＤＤＣスタートアップ時、またはＤＤＳ１
の周波数設定時（チャンネル設定時）に、基準ローパス
フィルタ３１７の実係数と、第２のローカル発振器３１
４であるＤＤＳ２の複素信号ｃ２（ｔ）、ｓ２（ｔ）と
をそれぞれ乗じて得る。なお、複素係数−複素ＦＩＲフ
ィルタ３０５〜３０８は演算量低減のために、ポリフェ
ーズフィルタとすることもできる。
【００１９】また、前記ＤＤＳ１、ＤＤＳ２におけるス
プリアスの発生とそのレベルは、以下の理論式で説明さ
れる。すなわち、位相誤差によるスプリアスの最悪値
（Ｃ／Ｓ）は、下式のようになる。
プリアスの発生とそのレベルは、以下の理論式で説明さ
れる。すなわち、位相誤差によるスプリアスの最悪値
（Ｃ／Ｓ）は、下式のようになる。
【００２０】
【数１】
【００２１】さらに、振幅誤差によるスプリアスの最悪
値（Ｃ／Ｓ）は下式のようになる。
値（Ｃ／Ｓ）は下式のようになる。
【００２２】
【数２】
【００２３】なお、これらの理論式については、「Spur
reduction techniques in sine output direct digita
l synthesis, Proceedings of the IEEE International
Frequency Control Symposium, 1996」に記載されてい
る。本発明は、前記のように周波数ステップは粗いがス
プリアスは少ない第１のローカル発振器３０４と、周波
数ステップは細かいがスプリアス特性は必ずしも良くな
い第２のローカル発振器３１４を用いて、２段階で周波
数変換を行うものであり、第１のローカル発振器３０４
および第２のローカル発振器３１４を正弦波／余弦波を
出力する発振器とすることで、ローカル発振器の発生方
式として、特性が良く解析され、使用例も多いＤＤＳを
使用できる。また、他の例としてＣＯＲＤＩＣでは、演
算量を減らすとスプリアスが増大するため、本発明に単
純には適用できない。しかし、第１のローカル発振器３
０４を前記正弦波／余弦波を出力するＤＤＳとし、第２
のローカル発振器３１４にＣＯＲＤＩＣを用いることは
可能であり、本発明の趣旨にも適っている。なお、上記
ＣＯＲＤＩＣとは、「COordinate Rotation DIgital Co
mputer」のことであり、三角関数の演算を行うためのデ
ジタル回路として知られている。
reduction techniques in sine output direct digita
l synthesis, Proceedings of the IEEE International
Frequency Control Symposium, 1996」に記載されてい
る。本発明は、前記のように周波数ステップは粗いがス
プリアスは少ない第１のローカル発振器３０４と、周波
数ステップは細かいがスプリアス特性は必ずしも良くな
い第２のローカル発振器３１４を用いて、２段階で周波
数変換を行うものであり、第１のローカル発振器３０４
および第２のローカル発振器３１４を正弦波／余弦波を
出力する発振器とすることで、ローカル発振器の発生方
式として、特性が良く解析され、使用例も多いＤＤＳを
使用できる。また、他の例としてＣＯＲＤＩＣでは、演
算量を減らすとスプリアスが増大するため、本発明に単
純には適用できない。しかし、第１のローカル発振器３
０４を前記正弦波／余弦波を出力するＤＤＳとし、第２
のローカル発振器３１４にＣＯＲＤＩＣを用いることは
可能であり、本発明の趣旨にも適っている。なお、上記
ＣＯＲＤＩＣとは、「COordinate Rotation DIgital Co
mputer」のことであり、三角関数の演算を行うためのデ
ジタル回路として知られている。
【００２４】また、第１のローカル発振器により正弦波
／余弦波テーブルを順次読み出すことで、第１のローカ
ル発振器３０４を、位相誤差を原因とするスプリアス発
生のない条件にて使用することができる。ここで、正弦
波／余弦波テーブルにはテーブルデータを書き込んだＲ
ＯＭ（リードオンリメモリ）を使用するが、ＲＡＭ（ラ
ンダムアクセスメモリ）を使用して、電源投入時にテー
ブルデータを書き込むようにしてもよい。ＤＤＳにおい
て、位相誤差を原因とするスプリアス特性は、位相演算
部とＲＯＭの位相語長（アドレス長＝ＲＯＭサイズ）の
差を（＝再量子化ｅｒｒｏｒ）１ｂｉｔ減じる毎に６．
０２ｄＢ改善される。位相演算語長を固定としたとき、
スプリアス改善のために１ｂｉｔＲＯＭのアドレス語長
を増す毎に回路規模（ＲＯＭ）サイズが２倍となり、消
費電力もほぼ２倍となる。ＤＤＳの出力語長（＝ＲＯＭ
データ長）を原因とするスプリアス特性はＤＤＳの出力
語長により決まり、１ｂｉｔ長くする毎に６．０２ｄＢ
改善される。ＲＯＭデータ長は１ｂｉｔ増しても、回路
規模／消費電力ともに語長の比で変化する１１ｂｉｔ出
力を１２ｂｉｔ出力としても回路規模／消費電力増大は
１２／１１＝１．０９１（＝１．０＋１．０／ＬＳＢ）
倍に過ぎず、２倍の変化がある位相スプリアス改善と大
きな差がある。ＤＤＳの出力ステップを粗くすることで
位相演算語長とＲＯＭの位相語長を一致させても短いＲ
ＯＭアドレス長で済む。また、回路規模増大に対するス
プリアス改善効果に優れたＤＤＳ出力語長を決定するこ
とによりスプリアスレベルが決定できるために、低いス
プリアスレベルが実現できる。
／余弦波テーブルを順次読み出すことで、第１のローカ
ル発振器３０４を、位相誤差を原因とするスプリアス発
生のない条件にて使用することができる。ここで、正弦
波／余弦波テーブルにはテーブルデータを書き込んだＲ
ＯＭ（リードオンリメモリ）を使用するが、ＲＡＭ（ラ
ンダムアクセスメモリ）を使用して、電源投入時にテー
ブルデータを書き込むようにしてもよい。ＤＤＳにおい
て、位相誤差を原因とするスプリアス特性は、位相演算
部とＲＯＭの位相語長（アドレス長＝ＲＯＭサイズ）の
差を（＝再量子化ｅｒｒｏｒ）１ｂｉｔ減じる毎に６．
０２ｄＢ改善される。位相演算語長を固定としたとき、
スプリアス改善のために１ｂｉｔＲＯＭのアドレス語長
を増す毎に回路規模（ＲＯＭ）サイズが２倍となり、消
費電力もほぼ２倍となる。ＤＤＳの出力語長（＝ＲＯＭ
データ長）を原因とするスプリアス特性はＤＤＳの出力
語長により決まり、１ｂｉｔ長くする毎に６．０２ｄＢ
改善される。ＲＯＭデータ長は１ｂｉｔ増しても、回路
規模／消費電力ともに語長の比で変化する１１ｂｉｔ出
力を１２ｂｉｔ出力としても回路規模／消費電力増大は
１２／１１＝１．０９１（＝１．０＋１．０／ＬＳＢ）
倍に過ぎず、２倍の変化がある位相スプリアス改善と大
きな差がある。ＤＤＳの出力ステップを粗くすることで
位相演算語長とＲＯＭの位相語長を一致させても短いＲ
ＯＭアドレス長で済む。また、回路規模増大に対するス
プリアス改善効果に優れたＤＤＳ出力語長を決定するこ
とによりスプリアスレベルが決定できるために、低いス
プリアスレベルが実現できる。
【００２５】ところで、ＤＤＳの位相演算語長とＲＯＭ
の入力語長が一致するときに、スプリアスレベルはＤＤ
Ｓ出力語長のみに依存する。また、ＤＤＳの位相演算語
長がＲＯＭの入力語長より大きい場合であっても、発振
周波数の設定によりＲＯＭの入力語長への丸め誤差が発
生しなければ、スプリアスレベルはＤＤＳ出力語長のみ
に依存する。この知見に基づき第１のローカル発振器３
０４において、回路簡略化の手段としてのテーブル読み
出し方式（テーブルルックアップ方式）を用いるように
すれば、スプリアスレベルは位相誤差の無いＤＤＳと同
様に、テーブルに用いるＲＯＭの出力語長（データビッ
ト長）のみに依存する。ここでのテーブル読み出し方式
とは、正弦波／余弦波テーブルを順次読み出していくこ
とによって、ＤＤＳのもつ位相誤差によるスプリアス発
生のない正弦波／余弦波を出力する方式のことである。
さらに、正弦波／余弦波テーブル長を可変長とすること
で、ｆｏｕｔ＝ｆｓ／３、ｆｓ／４、ｆｓ／５、…とい
ったステップでの可変が可能となるほか、長さＮのテー
ブルにＭ周期分のデータを書きこむことで、出力周波数
はｆｏｕｔ＝ｆｓ＊（Ｍ／Ｎ）となり、ｆｏｕｔ＝ｆｓ
＊７／１６、ｆｓ＊６／１６、ｆｓ＊５／１６、ｆｓ＊
４／１６といったステップでの可変が可能になる。Ｎを
固定としたとき、ＤＤＳのように等間隔なステップでの
出力周波数設定が可能となる。
の入力語長が一致するときに、スプリアスレベルはＤＤ
Ｓ出力語長のみに依存する。また、ＤＤＳの位相演算語
長がＲＯＭの入力語長より大きい場合であっても、発振
周波数の設定によりＲＯＭの入力語長への丸め誤差が発
生しなければ、スプリアスレベルはＤＤＳ出力語長のみ
に依存する。この知見に基づき第１のローカル発振器３
０４において、回路簡略化の手段としてのテーブル読み
出し方式（テーブルルックアップ方式）を用いるように
すれば、スプリアスレベルは位相誤差の無いＤＤＳと同
様に、テーブルに用いるＲＯＭの出力語長（データビッ
ト長）のみに依存する。ここでのテーブル読み出し方式
とは、正弦波／余弦波テーブルを順次読み出していくこ
とによって、ＤＤＳのもつ位相誤差によるスプリアス発
生のない正弦波／余弦波を出力する方式のことである。
さらに、正弦波／余弦波テーブル長を可変長とすること
で、ｆｏｕｔ＝ｆｓ／３、ｆｓ／４、ｆｓ／５、…とい
ったステップでの可変が可能となるほか、長さＮのテー
ブルにＭ周期分のデータを書きこむことで、出力周波数
はｆｏｕｔ＝ｆｓ＊（Ｍ／Ｎ）となり、ｆｏｕｔ＝ｆｓ
＊７／１６、ｆｓ＊６／１６、ｆｓ＊５／１６、ｆｓ＊
４／１６といったステップでの可変が可能になる。Ｎを
固定としたとき、ＤＤＳのように等間隔なステップでの
出力周波数設定が可能となる。
【００２６】また、第１のミキサー３０３出力のフィル
タをデシメーションフィルタとして第２のミキサー３１
３以降のサンプリング周波数を下げるようにしたので、
次段のミキサーとローカル発振器のサンプリング周波数
（動作周波数）が下がり、サンプリング周波数が下がる
ことで、第１のローカル発振器と同じ演算を行ってもサ
ンプリング周波数の低下に比例して、消費電力が下が
る。また、出力周波数ステップもサンプリング周波数低
下に比例して細かくなる。よって、第１のローカル発振
器と同一構成の発振器を用いても周波数誤差を縮小でき
る。さらに、デジタルフィルタの帯域幅を、通信チャン
ネル帯域幅＋第１のローカル発振器３０４の出力周波数
ステップとしたことで、そのローカル発振器３０４のス
プリアスが大きな問題となる、近接チャンネルやバンド
外とスプリアスとの乗算により目的外信号が帯域内に発
生することによる妨害を回避できる。デシメーションフ
ィルタの帯域幅をチャンネル帯域幅とすることで目的チ
ャンネルのみを通過させ、第２のローカル発振器出力に
スプリアスを許容したとしてもＣ／Ｎやコンスタレーシ
ョンの悪化にとどまり、目的外信号による妨害という大
きな影響を回避できる。
タをデシメーションフィルタとして第２のミキサー３１
３以降のサンプリング周波数を下げるようにしたので、
次段のミキサーとローカル発振器のサンプリング周波数
（動作周波数）が下がり、サンプリング周波数が下がる
ことで、第１のローカル発振器と同じ演算を行ってもサ
ンプリング周波数の低下に比例して、消費電力が下が
る。また、出力周波数ステップもサンプリング周波数低
下に比例して細かくなる。よって、第１のローカル発振
器と同一構成の発振器を用いても周波数誤差を縮小でき
る。さらに、デジタルフィルタの帯域幅を、通信チャン
ネル帯域幅＋第１のローカル発振器３０４の出力周波数
ステップとしたことで、そのローカル発振器３０４のス
プリアスが大きな問題となる、近接チャンネルやバンド
外とスプリアスとの乗算により目的外信号が帯域内に発
生することによる妨害を回避できる。デシメーションフ
ィルタの帯域幅をチャンネル帯域幅とすることで目的チ
ャンネルのみを通過させ、第２のローカル発振器出力に
スプリアスを許容したとしてもＣ／Ｎやコンスタレーシ
ョンの悪化にとどまり、目的外信号による妨害という大
きな影響を回避できる。
【００２７】また、フィルタの通過帯域幅はチャンネル
帯域幅である事が理想であるが、第１のローカル発振器
の出力周波数ステップが粗いために、受信するチャンネ
ル毎にＩＦ信号の中心周波数にずれ（誤差）が生じる。
チャンネル帯域の上下に其々、第１のローカル発振器の
出力周波数ステップの１／２を広げてフィルタ通過帯域
幅とする。このフィルタの阻止帯域特性は、スプリアス
による目的外信号による妨害度がスプリアスレベルに比
例することから、スプリアスが高いレベルでなければ本
来の目的であるダウンサンプリングによるエイリアシン
グ防止を主目的とできる。これは、スプリアスレベルが
高い場合には、フィルタの阻止帯域をできる限り通過帯
域の近傍まで広げてスプリアスを抑圧するが、スプリア
スレベルが低い場合には、フィルタの阻止帯域をエイリ
アシングの発生帯域に制限することができるので、スプ
リアスレベルが高い場合のフィルタと同一次数のフィル
タでより高い阻止帯域減衰量を得ることが可能となり、
この結果、エイリアシング抑圧度が高くなるからであ
る。なお、デジタルフィルタにおいては、目的チャンネ
ルより第１のデジタルローカル発振器２０６によるオフ
セット分中心周波数をずらすようにすれば、第１のロー
カル発振器の出力周波数ステップが粗いために生じたＩ
Ｆ信号の中心周波数のずれを吸収するために、デジタル
フィルタの通信チャネル帯域幅を広げる必要はない。
帯域幅である事が理想であるが、第１のローカル発振器
の出力周波数ステップが粗いために、受信するチャンネ
ル毎にＩＦ信号の中心周波数にずれ（誤差）が生じる。
チャンネル帯域の上下に其々、第１のローカル発振器の
出力周波数ステップの１／２を広げてフィルタ通過帯域
幅とする。このフィルタの阻止帯域特性は、スプリアス
による目的外信号による妨害度がスプリアスレベルに比
例することから、スプリアスが高いレベルでなければ本
来の目的であるダウンサンプリングによるエイリアシン
グ防止を主目的とできる。これは、スプリアスレベルが
高い場合には、フィルタの阻止帯域をできる限り通過帯
域の近傍まで広げてスプリアスを抑圧するが、スプリア
スレベルが低い場合には、フィルタの阻止帯域をエイリ
アシングの発生帯域に制限することができるので、スプ
リアスレベルが高い場合のフィルタと同一次数のフィル
タでより高い阻止帯域減衰量を得ることが可能となり、
この結果、エイリアシング抑圧度が高くなるからであ
る。なお、デジタルフィルタにおいては、目的チャンネ
ルより第１のデジタルローカル発振器２０６によるオフ
セット分中心周波数をずらすようにすれば、第１のロー
カル発振器の出力周波数ステップが粗いために生じたＩ
Ｆ信号の中心周波数のずれを吸収するために、デジタル
フィルタの通信チャネル帯域幅を広げる必要はない。
【００２８】また、チャネル帯域幅の半分の帯域幅をも
つＬＰＦ（実係数）特性のＦＩＲフィルタ係数にｅｊ
（ｎω）を乗じると、係数が複素化されると共にフィル
タ帯域がωシフトされてＬＰＦ通過帯域の２倍＝チャネ
ル帯域幅の通過帯域を持つ複素ＢＰＦを得る。これをダ
ウンサンプリングフィルタとして利用することで目的チ
ャンネル信号のみの通過とダウンサンプルのエイリアシ
ング発生抑圧をかねることを開示している。なお、ＬＰ
Ｆ特性のＦＩＲフィルタ係数（基準ＬＰＦ係数）に、ｅ
のｉ（ｎω）乗の値を乗じて得られたフィルタ用ＢＰＦ
係数は、複素係数実／複素ＢＰＦの係数となる。この実
／複素ＢＰＦとは、係数が実数または複素数であること
と、信号パスが実数または複素数であることとを含むＢ
ＰＦである。なお、基準ＬＰＦ３１７を複素ＢＰＦとし
て構成するようにしてもよいが、この場合にはフィルタ
帯域シフトのための乗算が複素演算になるので、新たに
乗算器が４個加えて加算器が２個必要になる。また、周
波数シフトステップは周波数シフトのために用いる複素
信号発生器の発生可能ステップによって決まり、目的チ
ャンネルより第１のローカル発振器によるオフセット分
中心周波数をずらしたフィルタをチャンネル毎に得るこ
とも可能であるので、このときは複素ＦＩＲフィルタの
帯域幅に第１のローカル発振器の周波数誤差を加算する
必要がない。
つＬＰＦ（実係数）特性のＦＩＲフィルタ係数にｅｊ
（ｎω）を乗じると、係数が複素化されると共にフィル
タ帯域がωシフトされてＬＰＦ通過帯域の２倍＝チャネ
ル帯域幅の通過帯域を持つ複素ＢＰＦを得る。これをダ
ウンサンプリングフィルタとして利用することで目的チ
ャンネル信号のみの通過とダウンサンプルのエイリアシ
ング発生抑圧をかねることを開示している。なお、ＬＰ
Ｆ特性のＦＩＲフィルタ係数（基準ＬＰＦ係数）に、ｅ
のｉ（ｎω）乗の値を乗じて得られたフィルタ用ＢＰＦ
係数は、複素係数実／複素ＢＰＦの係数となる。この実
／複素ＢＰＦとは、係数が実数または複素数であること
と、信号パスが実数または複素数であることとを含むＢ
ＰＦである。なお、基準ＬＰＦ３１７を複素ＢＰＦとし
て構成するようにしてもよいが、この場合にはフィルタ
帯域シフトのための乗算が複素演算になるので、新たに
乗算器が４個加えて加算器が２個必要になる。また、周
波数シフトステップは周波数シフトのために用いる複素
信号発生器の発生可能ステップによって決まり、目的チ
ャンネルより第１のローカル発振器によるオフセット分
中心周波数をずらしたフィルタをチャンネル毎に得るこ
とも可能であるので、このときは複素ＦＩＲフィルタの
帯域幅に第１のローカル発振器の周波数誤差を加算する
必要がない。
【００２９】このフィルタの阻止帯域減衰量がダウンサ
ンプルによるエイリアシング防止には不足するとき、ダ
ウンサンプル時のエイリアシング発生ポイントに大きな
減衰量を持つ（実係数）フィルタを組み合わせたフィル
タをデシメーションフィルタとすると効果的である。さ
らに、基準ＬＰＦ係数に乗算するｅのｊ（ｎω）乗の値
にローカル発振器を用いることによっても、複素係数Ｆ
ＩＲフィルタのためのＢＰＦ用複素係数を得ることがで
きる。
ンプルによるエイリアシング防止には不足するとき、ダ
ウンサンプル時のエイリアシング発生ポイントに大きな
減衰量を持つ（実係数）フィルタを組み合わせたフィル
タをデシメーションフィルタとすると効果的である。さ
らに、基準ＬＰＦ係数に乗算するｅのｊ（ｎω）乗の値
にローカル発振器を用いることによっても、複素係数Ｆ
ＩＲフィルタのためのＢＰＦ用複素係数を得ることがで
きる。
【００３０】
【発明の効果】以上のように、本発明は周波数ステップ
は粗いものの、スプリアスが少ない第１のローカル発振
器と周波数ステップが細いものの、スプリアスが必ずし
も良くない第２のローカル発振器とを用いて、２段階で
周波数変換を行うようにしたので、回路規模および消費
電力、とりわけローカル発振器での消費電力を抑制し、
低いスプリアスレベルと高い周波数変換精度、さらには
Ｃ／Ｎの劣化の少ないデジタルダウンコンバータを提供
できるという効果が得られる。
は粗いものの、スプリアスが少ない第１のローカル発振
器と周波数ステップが細いものの、スプリアスが必ずし
も良くない第２のローカル発振器とを用いて、２段階で
周波数変換を行うようにしたので、回路規模および消費
電力、とりわけローカル発振器での消費電力を抑制し、
低いスプリアスレベルと高い周波数変換精度、さらには
Ｃ／Ｎの劣化の少ないデジタルダウンコンバータを提供
できるという効果が得られる。
【図１】 本発明の実施の一形態によるデジタルダウン
コンバータを示すブロック図である。
コンバータを示すブロック図である。
【図２】 本発明のデジタルダウンコンバータを備えた
受信機の構成を示すブロック図である。
受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明におけるローカル発振器の基本原理を
説明するブロック図である。
説明するブロック図である。
【図４】 従来のデジタルダウンコンバータを示すブロ
ック図である。
ック図である。
２０７ デジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ） ３０３ 第１のミキサー ３０４ 第１のローカル発振器（ＤＤＳ１） ３０５〜３０８ 複素ＦＩＲフィルタ ３１３ 第２のミキサー ３１４ 第２のローカル発振器（ＤＤＳ２）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｌ 27/38 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｇ
Claims (10)
- 【請求項１】 ＲＦ信号またはＩＦ信号にて受信信号を
サンプリングして得たデジタル信号をＩＦ入力信号とし
て、第１のローカル発振器を用いて第２のＩＦ信号に変
換する第１のミキサーと、 該第１のミキサー出力の目的帯域外信号抑圧のために帯
域制限を行うデジタルフィルタ出力を入力として、第２
のローカル発振器を用いて前記デジタルフィルタ出力を
検波器処理周波数に変換する第２のミキサーとを備えた
デジタルダウンコンバータであって、 前記第１のローカル発振器の発振可能な周波数ステップ
を、前記第２のローカル発振器の発振可能な周波数ステ
ップより大きい設定としたことを特徴とするデジタルダ
ウンコンバータ。 - 【請求項２】 前記第１のローカル発振器および第２の
ローカル発振器が正弦波／余弦波を出力するダイレクト
デジタルシンセサイザであることを特徴とする請求項１
に記載のデジタルダウンコンバータ。 - 【請求項３】 前記第１のローカル発振器としてのダイ
レクトデジタルシンセサイザの位相演算語長が、位相デ
ータを正弦波／余弦波に変換する正弦波／余弦波テーブ
ルの入力語長に一致することを特徴とする請求項２に記
載のデジタルダウンコンバータ。 - 【請求項４】 前記第１のローカル発振器が位相を正弦
波／余弦波に変換するための正弦波／余弦波テーブルを
順次読み出すことを特徴とする請求項１に記載のデジタ
ルダウンコンバータ。 - 【請求項５】 正弦波／余弦波テーブル長が可変長であ
ることを特徴とする請求項４に記載のデジタルダウンコ
ンバータ。 - 【請求項６】 複数周期のデータを持つ正弦波／余弦波
テーブルを用いることを特徴とする請求項４または請求
項５に記載のデジタルダウンコンバータ。 - 【請求項７】 前記第１のミキサー出力のフィルタがデ
シメーションフィルタであり、第２のミキサー以降のサ
ンプリング周波数を下げることを特徴とする請求項１乃
至請求項６のいずれかに記載のデジタルダウンコンバー
タ。 - 【請求項８】 前記デジタルフィルタの帯域幅が、通信
チャンネル帯域幅＋第１のローカル発振器の出力周波数
ステップとすることを特徴とする請求項１乃至請求項７
のいずれかに記載のデジタルダウンコンバータ。 - 【請求項９】 前記デジタルフィルタが複素ＦＩＲフィ
ルタであり、デジタルダウンコンバータ周波数設定時
に、通信チャンネル帯域幅の半分の帯域を持つ基準ＬＰ
Ｆ係数にｅのｊ（ｎω）乗（ωはフィルタのあるＩＦ周
波数）の値を乗じて複素係数フィルタ用ＢＰＦ係数とし
たことを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記
載のデジタルダウンコンバータ。 - 【請求項１０】 前記ＬＰＦ係数に乗算する前記ｅのｊ
（ｎω）乗の値を得るために、ローカル発振器を用いる
ことを特徴とする請求項９に記載のデジタルダウンコン
バータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000287666A JP4633902B2 (ja) | 2000-09-21 | 2000-09-21 | デジタルダウンコンバータ |
| KR10-2001-0057593A KR100429565B1 (ko) | 2000-09-21 | 2001-09-18 | 디지털 다운 컨버터 |
| US09/956,653 US7127227B2 (en) | 2000-09-21 | 2001-09-20 | Digital down-converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000287666A JP4633902B2 (ja) | 2000-09-21 | 2000-09-21 | デジタルダウンコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002111760A true JP2002111760A (ja) | 2002-04-12 |
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ID=18771382
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000287666A Expired - Fee Related JP4633902B2 (ja) | 2000-09-21 | 2000-09-21 | デジタルダウンコンバータ |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7127227B2 (ja) |
| JP (1) | JP4633902B2 (ja) |
| KR (1) | KR100429565B1 (ja) |
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| WO2017190581A1 (en) * | 2016-05-05 | 2017-11-09 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Multi-band transmitter system incorporating a multi-band synthesizer |
Families Citing this family (21)
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|---|---|---|---|---|
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| KR100805506B1 (ko) * | 2002-12-24 | 2008-02-20 | 엘지노텔 주식회사 | 이동통신기지국시스템의 주파수 측정장치 및 방법 |
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