JP2002076975A - デジタルダウンコンバータ、及び受信機 - Google Patents
デジタルダウンコンバータ、及び受信機Info
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- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 消費電力を低減することができるデジタルダ
ウンコンバータ、及び受信機を実現することにある。 【解決手段】 無線受信手段で受信され、無線周波数ま
たは中間周波数でサンプリングされた受信信号の周波数
を検波処理するための検波用周波数に変換するデジタル
ダウンコンバータにおいて、第１のミキサー２０１は、
受信信号の周波数を第１のＩＦ周波数に変換する。第２
のミキサー２０５は、第１のミキサー２０１によって変
換された第１のＩＦ周波数の信号を検波用周波数である
第２のＩＦ周波数の信号に変換し、さらに、複素化す
る。
ウンコンバータ、及び受信機を実現することにある。 【解決手段】 無線受信手段で受信され、無線周波数ま
たは中間周波数でサンプリングされた受信信号の周波数
を検波処理するための検波用周波数に変換するデジタル
ダウンコンバータにおいて、第１のミキサー２０１は、
受信信号の周波数を第１のＩＦ周波数に変換する。第２
のミキサー２０５は、第１のミキサー２０１によって変
換された第１のＩＦ周波数の信号を検波用周波数である
第２のＩＦ周波数の信号に変換し、さらに、複素化す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線受信信号をＲ
Ｆ（無線周波数）またはＩＦ（中間周波数）でサンプリ
ングしてデジタル信号処理するデジタルダウンコンバー
タ、及び受信機に関する。
Ｆ（無線周波数）またはＩＦ（中間周波数）でサンプリ
ングしてデジタル信号処理するデジタルダウンコンバー
タ、及び受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のデータ通信受信機におけるデジタ
ル信号処理回路の周波数変換部の１例、すなわち、デジ
タルダウンコンバータ（ＤＤＣ）を図４を参照して説明
する。このＤＤＣに入力する信号１００はＲＦ帯あるい
はＩＦ帯の変調波であって、周波数Fs1のサンプル信
号、およびこのサンプル信号により変調されている周波
数Fif1の中間周波キャリアである。このＤＤＣ入力信号
は、ミキサー１０１ａおよびミキサー１０１ｂにおい
て、ローカル発振器（ＤＤＳ）１０２から出力される周
波数Fcのcos波とsin波と混合、検波される。このＤＤＳ
１０２から出力されるcos波とsin波の周波数FcがFc=Fif
1の関係を満たすように設定されていると、前記入力波
は一気にサンプル信号のみに関する検波処理周波数に変
換される。さらに、この検波されたサンプル信号はサン
プリングレート変換器１０３ａ,および１０３ｂにより1
/nにダウンサンプルされ(Fs2=Fs1/n)、周波数Fbのベー
スバンド信号が再生される。このベースバンド信号の波
形はロールオフ・フィルタ１０４ａ,および１０４ｂに
よりロールオフ整形され、さらに自動利得増幅器（ＡＧ
Ｃ）１０５ａおよび１０５ｂにおいて可変増幅されて出
力される。サンプル信号は二つのベースバンド信号、す
なわち同相成分Ｉ信号と直交成分Ｑ信号として出力され
ている。
ル信号処理回路の周波数変換部の１例、すなわち、デジ
タルダウンコンバータ（ＤＤＣ）を図４を参照して説明
する。このＤＤＣに入力する信号１００はＲＦ帯あるい
はＩＦ帯の変調波であって、周波数Fs1のサンプル信
号、およびこのサンプル信号により変調されている周波
数Fif1の中間周波キャリアである。このＤＤＣ入力信号
は、ミキサー１０１ａおよびミキサー１０１ｂにおい
て、ローカル発振器（ＤＤＳ）１０２から出力される周
波数Fcのcos波とsin波と混合、検波される。このＤＤＳ
１０２から出力されるcos波とsin波の周波数FcがFc=Fif
1の関係を満たすように設定されていると、前記入力波
は一気にサンプル信号のみに関する検波処理周波数に変
換される。さらに、この検波されたサンプル信号はサン
プリングレート変換器１０３ａ,および１０３ｂにより1
/nにダウンサンプルされ(Fs2=Fs1/n)、周波数Fbのベー
スバンド信号が再生される。このベースバンド信号の波
形はロールオフ・フィルタ１０４ａ,および１０４ｂに
よりロールオフ整形され、さらに自動利得増幅器（ＡＧ
Ｃ）１０５ａおよび１０５ｂにおいて可変増幅されて出
力される。サンプル信号は二つのベースバンド信号、す
なわち同相成分Ｉ信号と直交成分Ｑ信号として出力され
ている。
【０００３】上述のごとく、ＲＦ又はＩＦにて受信信号
をサンプリングし、デジタル信号処理によって信号の選
択及び検波を行う受信機において、サンプリングした信
号を処理する信号処理回路としてのデジタルダウンコン
バータ（ＤＤＣ）においては、Ｒｅａｌ−Ｃｏｍｐｌｅ
ｘミキサー（直交変換回路）によって一気に検波処理周
波数（一般的にべースバンド）に変換する方法が一般的
であった。このとき、ＩＦ信号をサンプリングするため
には高速なサンプリング周波数が要求される。さらに、
ダウンサンプル処理によってサンプリング周波数を下げ
て消費電力を低減できる後段部より、ミキサー部とロー
カル発振部の消費電力は動作速度が速いために大きい。
cos波とsin波を出力するＤＤＳは、周波数演算部とＲＯ
Ｍ（リードオンリメモリ）を一つとしても、一サンプリ
ング周期にcosとsinのデータを読み出すために２度デー
タを読み出す。このため、消費電力の多くを占めるＲＯ
Ｍの消費電力は２度のアドレスと出力データの変化によ
り２回路と同等になり、ＤＤＳとしての消費電力も単一
波出力の２倍近い電力を消費する。また、ＩＦ周波数を
周波数オフセットの無いべースバンドに変換するために
高精度が必要で（細かい周波数ステップ）、スプリアス
も少ない信号を得るためには位相演算回路の演算語長を
長く取り、ＲＯＭのサイズも大きくする必要がある。
をサンプリングし、デジタル信号処理によって信号の選
択及び検波を行う受信機において、サンプリングした信
号を処理する信号処理回路としてのデジタルダウンコン
バータ（ＤＤＣ）においては、Ｒｅａｌ−Ｃｏｍｐｌｅ
ｘミキサー（直交変換回路）によって一気に検波処理周
波数（一般的にべースバンド）に変換する方法が一般的
であった。このとき、ＩＦ信号をサンプリングするため
には高速なサンプリング周波数が要求される。さらに、
ダウンサンプル処理によってサンプリング周波数を下げ
て消費電力を低減できる後段部より、ミキサー部とロー
カル発振部の消費電力は動作速度が速いために大きい。
cos波とsin波を出力するＤＤＳは、周波数演算部とＲＯ
Ｍ（リードオンリメモリ）を一つとしても、一サンプリ
ング周期にcosとsinのデータを読み出すために２度デー
タを読み出す。このため、消費電力の多くを占めるＲＯ
Ｍの消費電力は２度のアドレスと出力データの変化によ
り２回路と同等になり、ＤＤＳとしての消費電力も単一
波出力の２倍近い電力を消費する。また、ＩＦ周波数を
周波数オフセットの無いべースバンドに変換するために
高精度が必要で（細かい周波数ステップ）、スプリアス
も少ない信号を得るためには位相演算回路の演算語長を
長く取り、ＲＯＭのサイズも大きくする必要がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来のＤ
ＤＣにおいては、次のような課題がある。第１に、ＩＦ
信号をサンプリングするためには高速なサンプリング周
波数が要求される。さらに、初段のミキサーとミキサー
にローカルを供給するローカル発振器（ＤＤＳ）はサン
プリング周波数と同じ周波数で動作するために高速で動
作し、その消費電力は、ＤＤＣ消費電力の大きなウェイ
トを占める。ダウンサンプル処理によってサンプリング
周波数を下げた後段部の消費電力と比較して、前者の消
費電力は大きい。cos波とsin波を出力するＤＤＳ１０２
は、周波数演算部とＲＯＭを一つとしても、一サンプリ
ング周期にcosとsinのデータを読み出すために２度デー
タを読み出す。このため、消費電力の多くを占めるＲＯ
Ｍの消費電力は２度のアドレスと出力データの変化によ
り２回路と同等になり、ＤＤＳとしての消費電力も単一
波出力の２倍近い電力を消費する。
ＤＣにおいては、次のような課題がある。第１に、ＩＦ
信号をサンプリングするためには高速なサンプリング周
波数が要求される。さらに、初段のミキサーとミキサー
にローカルを供給するローカル発振器（ＤＤＳ）はサン
プリング周波数と同じ周波数で動作するために高速で動
作し、その消費電力は、ＤＤＣ消費電力の大きなウェイ
トを占める。ダウンサンプル処理によってサンプリング
周波数を下げた後段部の消費電力と比較して、前者の消
費電力は大きい。cos波とsin波を出力するＤＤＳ１０２
は、周波数演算部とＲＯＭを一つとしても、一サンプリ
ング周期にcosとsinのデータを読み出すために２度デー
タを読み出す。このため、消費電力の多くを占めるＲＯ
Ｍの消費電力は２度のアドレスと出力データの変化によ
り２回路と同等になり、ＤＤＳとしての消費電力も単一
波出力の２倍近い電力を消費する。
【０００５】また、ＩＦ周波数を周波数オフセットのな
いべースバンドに変換するために高精度が必要で（細か
い周波数ステップ）、スプリアスも少ない信号を得るた
めには位相演算回路の演算語長を長く取り、ＲＯＭのサ
イズも大きくする必要がある。上述のごとく従来のＤＤ
Ｃにおいては、初段のミキサー１０１ａ,１０１ｂとミ
キサーにローカルを供給するローカル発振器（ＤＤＳ）
１０２は、ＡＤ変換のサンプリング周波数と同じ周波数
で動作するために高速で動作する。このため初段のミキ
サー１０１ａ,１０１ｂとミキサーにローカルを供給す
るローカル発振器（ＤＤＳ）１０２における消費電力
は、ＤＤＣ消費電力の大きなウェイトを占める。
いべースバンドに変換するために高精度が必要で（細か
い周波数ステップ）、スプリアスも少ない信号を得るた
めには位相演算回路の演算語長を長く取り、ＲＯＭのサ
イズも大きくする必要がある。上述のごとく従来のＤＤ
Ｃにおいては、初段のミキサー１０１ａ,１０１ｂとミ
キサーにローカルを供給するローカル発振器（ＤＤＳ）
１０２は、ＡＤ変換のサンプリング周波数と同じ周波数
で動作するために高速で動作する。このため初段のミキ
サー１０１ａ,１０１ｂとミキサーにローカルを供給す
るローカル発振器（ＤＤＳ）１０２における消費電力
は、ＤＤＣ消費電力の大きなウェイトを占める。
【０００６】本発明は、このような事情を考慮してなさ
れたもので、その目的は、消費電力を低減することがで
きるデジタルダウンコンバータ、及び受信機を実現する
ことにある。
れたもので、その目的は、消費電力を低減することがで
きるデジタルダウンコンバータ、及び受信機を実現する
ことにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、請求項１に記載の発明は、無線受信手段で受信さ
れ、無線周波数または中間周波数でサンプリングされた
受信信号の周波数を検波処理するための検波用周波数に
変換するデジタルダウンコンバータにおいて、前記受信
信号の周波数を第１のＩＦ周波数に変換する第１のミキ
サー手段と、前記第１のミキサー手段によって変換され
た前記第１のＩＦ周波数の信号を前記検波用周波数であ
る第２のＩＦ周波数の信号に変換し、さらに、複素化す
る第２のミキサー手段とを具備することを特徴とする。
めに、請求項１に記載の発明は、無線受信手段で受信さ
れ、無線周波数または中間周波数でサンプリングされた
受信信号の周波数を検波処理するための検波用周波数に
変換するデジタルダウンコンバータにおいて、前記受信
信号の周波数を第１のＩＦ周波数に変換する第１のミキ
サー手段と、前記第１のミキサー手段によって変換され
た前記第１のＩＦ周波数の信号を前記検波用周波数であ
る第２のＩＦ周波数の信号に変換し、さらに、複素化す
る第２のミキサー手段とを具備することを特徴とする。
【０００８】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において、前記第１のＩＦ周波数は、前記サンプ
リングの周波数の１／４倍であることを特徴とする。請
求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載
の発明において、前記デジタルダウンコンバータは、前
記第１のミキサー手段の出力を増幅する自動利得増幅器
を具備することを特徴とする。請求項４に記載の発明
は、請求項２に記載の発明において、前記第２のミキサ
ー手段は、デシメーションフィルタと直交変換器とを備
えたポリフェーズ構成を用いることを特徴とする。
の発明において、前記第１のＩＦ周波数は、前記サンプ
リングの周波数の１／４倍であることを特徴とする。請
求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載
の発明において、前記デジタルダウンコンバータは、前
記第１のミキサー手段の出力を増幅する自動利得増幅器
を具備することを特徴とする。請求項４に記載の発明
は、請求項２に記載の発明において、前記第２のミキサ
ー手段は、デシメーションフィルタと直交変換器とを備
えたポリフェーズ構成を用いることを特徴とする。
【０００９】請求項５に記載の受信機の発明は、請求項
１乃至請求項４のいずれかの項に記載のデジタルダウン
コンバータを備え、前記デジタルダウンコンバータで周
波数変換される受信信号を受信するための無線受信手段
と、前記無線受信手段の出力からエイリアシング周波数
成分と、前記デジタルダウンコンバータに具備された第
１のミキサー手段のイメージ周波数成分とを減衰させる
フィルタと、前記フィルタの出力を無線周波数または中
間周波数でサンプリングして、前記デジタルダウンコン
バータに入力するアナログ・デジタル変換器とを具備す
ることを特徴とする。
１乃至請求項４のいずれかの項に記載のデジタルダウン
コンバータを備え、前記デジタルダウンコンバータで周
波数変換される受信信号を受信するための無線受信手段
と、前記無線受信手段の出力からエイリアシング周波数
成分と、前記デジタルダウンコンバータに具備された第
１のミキサー手段のイメージ周波数成分とを減衰させる
フィルタと、前記フィルタの出力を無線周波数または中
間周波数でサンプリングして、前記デジタルダウンコン
バータに入力するアナログ・デジタル変換器とを具備す
ることを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の実施形態によるデジタル
ダウンコンバータ（ＤＤＣ）は、入力したＩＦ信号また
はＲＦ信号を、ＤＤＣ内初段のＲｅａｌミキサーにより
ＤＤＣ内第１のＩＦ周波数の信号に変換し、該第１のＩ
Ｆ周波数の信号をＲｅａｌ−Ｃｏｍｐｌｅｘミキサー
（直交変換器）によってＤＤＣ内第２のＩＦ周波数、す
なわち検波処理するための検波用周波数の信号に変換す
ると共に複素化するデジタル処理回路として構成される
ものである。
ダウンコンバータ（ＤＤＣ）は、入力したＩＦ信号また
はＲＦ信号を、ＤＤＣ内初段のＲｅａｌミキサーにより
ＤＤＣ内第１のＩＦ周波数の信号に変換し、該第１のＩ
Ｆ周波数の信号をＲｅａｌ−Ｃｏｍｐｌｅｘミキサー
（直交変換器）によってＤＤＣ内第２のＩＦ周波数、す
なわち検波処理するための検波用周波数の信号に変換す
ると共に複素化するデジタル処理回路として構成される
ものである。
【００１１】以下、図面を参照し本発明の実施形態につ
いて説明する。図１は本発明の第１の実施形態によるデ
ジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ）３０７の構成を示す
ブロック図である。図２は同実施形態のＤＤＣ３０７を
構成要素とする受信機の構成を示すブロック図である。
図２において、アンテナ３０１により受信された受信信
号は、ＲＦ部３０２、ミキサー３０３、ローカル発信器
（Ｌｏ）３０４においてＩＦ信号に変換され、このＩＦ
信号は、帯域通過形フィルタ（ＢＰＦ）のＩＦフィルタ
３０５により受信バンド以外の信号を抑圧すべく帯域制
限される。アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器３０６
は、ＩＦフィルタ３０５の出力を入力し、サンプリング
後、受信信号周波数Fd1のデジタル信号に変換されたデ
ジタルＩＦ信号をＤＤＣ３０７に入力する。ＡＤ変換器
３０６のサンプリング周波数はFs1である。このデジタ
ルＩＦ信号は、（１）式で表される。 デジタルＩＦ信号＝f1(t)・cos(nωd1 t)・・・（１） なお、符号３０８はローカル発振器（TCXO）、符号３０
９はベースバンド回路（BB）、符号３１０はBB回路で用
いるクロックを生成する分周回路（1/k）である。
いて説明する。図１は本発明の第１の実施形態によるデ
ジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ）３０７の構成を示す
ブロック図である。図２は同実施形態のＤＤＣ３０７を
構成要素とする受信機の構成を示すブロック図である。
図２において、アンテナ３０１により受信された受信信
号は、ＲＦ部３０２、ミキサー３０３、ローカル発信器
（Ｌｏ）３０４においてＩＦ信号に変換され、このＩＦ
信号は、帯域通過形フィルタ（ＢＰＦ）のＩＦフィルタ
３０５により受信バンド以外の信号を抑圧すべく帯域制
限される。アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器３０６
は、ＩＦフィルタ３０５の出力を入力し、サンプリング
後、受信信号周波数Fd1のデジタル信号に変換されたデ
ジタルＩＦ信号をＤＤＣ３０７に入力する。ＡＤ変換器
３０６のサンプリング周波数はFs1である。このデジタ
ルＩＦ信号は、（１）式で表される。 デジタルＩＦ信号＝f1(t)・cos(nωd1 t)・・・（１） なお、符号３０８はローカル発振器（TCXO）、符号３０
９はベースバンド回路（BB）、符号３１０はBB回路で用
いるクロックを生成する分周回路（1/k）である。
【００１２】図１において、Ｒｅａｌミキサーである第
１の乗算器（ミキサー）２０１は、上記（１）式で表さ
れたデジタルＩＦ信号とローカル発振器（ＤＤＳ）２０
２から出力された周波数Fc1のローカル信号c(t)（但
し、c(t)＝cos（ｎωｃ１ｔ）で表される）とを入力
し、これら入力した信号を乗算する。この乗算の結果、
デジタルＩＦ信号の周波数は、周波数Fs1の１／３２の
周波数Fd2に変換される。この周波数変換されたデジタ
ルＩＦ信号ｆ２（ｔ）は、（２）式で表される。この時
の周波数の関係は、（３）式で表される。 ｆ２（ｔ）＝ f1(t)・cos(ｎ（ωｄ１±ωｃ１）ｔ）・・・（２） Ｆｃ１＝Ｆｄ１−Ｆｓ１／３２・・・（３）
１の乗算器（ミキサー）２０１は、上記（１）式で表さ
れたデジタルＩＦ信号とローカル発振器（ＤＤＳ）２０
２から出力された周波数Fc1のローカル信号c(t)（但
し、c(t)＝cos（ｎωｃ１ｔ）で表される）とを入力
し、これら入力した信号を乗算する。この乗算の結果、
デジタルＩＦ信号の周波数は、周波数Fs1の１／３２の
周波数Fd2に変換される。この周波数変換されたデジタ
ルＩＦ信号ｆ２（ｔ）は、（２）式で表される。この時
の周波数の関係は、（３）式で表される。 ｆ２（ｔ）＝ f1(t)・cos(ｎ（ωｄ１±ωｃ１）ｔ）・・・（２） Ｆｃ１＝Ｆｄ１−Ｆｓ１／３２・・・（３）
【００１３】次いで、デシメーションフィルタ２０３
は、第１のミキサー２０１の出力ｆ２（ｔ）を入力し、
周波数（Fd1＋Fc1）の信号を抑圧するとともに、周波数
Fs1の１／８のサンプリング周波数Fs2にダウンサンプル
する。この周波数Fs2にダウンサンプルされたデジタル
ＩＦ信号ｆ２（ｔ）は、上記（２）式のｎ＝８ｍであ
り、（４）式で表される。この時の周波数の関係は、Ｆ
ｓ１＝８×Ｆｓ２より、（５）式で表される。 ｆ２（ｔ）＝（１／２）ｆ１（ｔ）ｅjm(ωd1-ωc1)t・・・（４） Ｆｃ１＝Ｆｄ１−（１／４）×Ｆｓ２・・・（５） この（４）式で表されたデジタルＩＦ信号ｆ２（ｔ）の
周波数（第１のＩＦ周波数）は、上記サンプリング周波
数Fs1の１／４倍である。
は、第１のミキサー２０１の出力ｆ２（ｔ）を入力し、
周波数（Fd1＋Fc1）の信号を抑圧するとともに、周波数
Fs1の１／８のサンプリング周波数Fs2にダウンサンプル
する。この周波数Fs2にダウンサンプルされたデジタル
ＩＦ信号ｆ２（ｔ）は、上記（２）式のｎ＝８ｍであ
り、（４）式で表される。この時の周波数の関係は、Ｆ
ｓ１＝８×Ｆｓ２より、（５）式で表される。 ｆ２（ｔ）＝（１／２）ｆ１（ｔ）ｅjm(ωd1-ωc1)t・・・（４） Ｆｃ１＝Ｆｄ１−（１／４）×Ｆｓ２・・・（５） この（４）式で表されたデジタルＩＦ信号ｆ２（ｔ）の
周波数（第１のＩＦ周波数）は、上記サンプリング周波
数Fs1の１／４倍である。
【００１４】次いで、上記（４）式で表されたデジタル
ＩＦ信号ｆ２（ｔ）は、自動利得増幅器（ＡＧＣ）２０
４において増幅された後、第２のミキサー２０５に入力
される。この第２のミキサー２０５は、入力したデジタ
ルＩＦ信号ｆ２（ｔ）をサンプリング周波数の１/４す
なわちFc2＝(1/4)×Fs2と乗算して、検波処理するため
の検波用周波数（第２のＩＦ周波数）のべースバンド信
号ｆｂ（ｔ）に変換する。この変換は、（６）式で表さ
れる。 ｆｂ（ｔ）=（１／２）ｆ１（ｔ）ｅjm(ωd1-ωc1-ωc2)t =（１／２）ｆ１（ｔ）ｅjm{ωd1-{ωd1-{(ωs2)/4}}-{(ωs2)/4}} t =（１／２）ｆ１（ｔ）・・・（６）
ＩＦ信号ｆ２（ｔ）は、自動利得増幅器（ＡＧＣ）２０
４において増幅された後、第２のミキサー２０５に入力
される。この第２のミキサー２０５は、入力したデジタ
ルＩＦ信号ｆ２（ｔ）をサンプリング周波数の１/４す
なわちFc2＝(1/4)×Fs2と乗算して、検波処理するため
の検波用周波数（第２のＩＦ周波数）のべースバンド信
号ｆｂ（ｔ）に変換する。この変換は、（６）式で表さ
れる。 ｆｂ（ｔ）=（１／２）ｆ１（ｔ）ｅjm(ωd1-ωc1-ωc2)t =（１／２）ｆ１（ｔ）ｅjm{ωd1-{ωd1-{(ωs2)/4}}-{(ωs2)/4}} t =（１／２）ｆ１（ｔ）・・・（６）
【００１５】次いで、このべースバンド信号ｆｂ（ｔ）
は、ロールオフフィルタ２０６ａ、および２０６ｂによ
りロールオフ整形され、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの
複素化信号が出力される。
は、ロールオフフィルタ２０６ａ、および２０６ｂによ
りロールオフ整形され、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの
複素化信号が出力される。
【００１６】なお、上記第２のミキサー２０５は、Ｒｅ
ａｌ−Ｃｏｍｐｌｅｘミキサー（直交変換器）であっ
て、ＡＧＣ２０４の出力にサンプリング周波数の１/４
を乗算する乗算器とこの乗算された信号を複素化する複
素化手段とから構成されることになるが、その乗算値
は、ミキサー用ローカル発振のcosとして１，０，−
１，０，１…、sinとして０，１，０，−１，０，…と
なる。これより、第２のミキサー２０５は、図１に示す
ように、セレクタ２０５ａ及び２０５ｂによって、簡易
に構成することが可能である。セレクタ２０５ａは、ロ
ーカル発振のcosとして１，０，−１，０，１，…、の
ように、乗算値を巡回して選択するセレクタであって、
４つの入力から一つを選択して出力する。この４つの入
力とは、乗算値「１」に対応した乗算結果であるＡＧＣ
２０４の出力と、乗算値「０」に対応した乗算結果の
「０」と、乗算値「−１」に対応した乗算結果であっ
て、ＡＧＣ２０４の出力を符号反転する符号反転回路２
０７の出力と、乗算値「０」に対応した乗算結果の
「０」とである。
ａｌ−Ｃｏｍｐｌｅｘミキサー（直交変換器）であっ
て、ＡＧＣ２０４の出力にサンプリング周波数の１/４
を乗算する乗算器とこの乗算された信号を複素化する複
素化手段とから構成されることになるが、その乗算値
は、ミキサー用ローカル発振のcosとして１，０，−
１，０，１…、sinとして０，１，０，−１，０，…と
なる。これより、第２のミキサー２０５は、図１に示す
ように、セレクタ２０５ａ及び２０５ｂによって、簡易
に構成することが可能である。セレクタ２０５ａは、ロ
ーカル発振のcosとして１，０，−１，０，１，…、の
ように、乗算値を巡回して選択するセレクタであって、
４つの入力から一つを選択して出力する。この４つの入
力とは、乗算値「１」に対応した乗算結果であるＡＧＣ
２０４の出力と、乗算値「０」に対応した乗算結果の
「０」と、乗算値「−１」に対応した乗算結果であっ
て、ＡＧＣ２０４の出力を符号反転する符号反転回路２
０７の出力と、乗算値「０」に対応した乗算結果の
「０」とである。
【００１７】また、セレクタ２０５ｂは、ローカル発振
のsinとして０，１，０，−１，０，…、のように、乗
算値を巡回して選択するセレクタであって、上記セレク
タ２０５ａと同様に、４つの入力から一つを選択して出
力する。この４つの入力とは、乗算値「０」に対応した
乗算結果の「０」と、乗算値「１」に対応した乗算結果
であるＡＧＣ２０４の出力と、乗算値「０」に対応した
乗算結果の「０」と、乗算値「−１」に対応した乗算結
果であって、ＡＧＣ２０４の出力を符号反転する符号反
転回路２０７の出力とである。
のsinとして０，１，０，−１，０，…、のように、乗
算値を巡回して選択するセレクタであって、上記セレク
タ２０５ａと同様に、４つの入力から一つを選択して出
力する。この４つの入力とは、乗算値「０」に対応した
乗算結果の「０」と、乗算値「１」に対応した乗算結果
であるＡＧＣ２０４の出力と、乗算値「０」に対応した
乗算結果の「０」と、乗算値「−１」に対応した乗算結
果であって、ＡＧＣ２０４の出力を符号反転する符号反
転回路２０７の出力とである。
【００１８】上記実施形態においては、従来のように入
力信号を一度に目的周波数に変換するのではなく、精度
を必要とするチューニングのための変換と複素化のため
の変換とを分けることによって、回路規模と消費電力の
低減が可能である。
力信号を一度に目的周波数に変換するのではなく、精度
を必要とするチューニングのための変換と複素化のため
の変換とを分けることによって、回路規模と消費電力の
低減が可能である。
【００１９】なお、上記ＤＤＣ入力周波数において、ｆ
ｄ１'＝ｆｃ１−（ｆｓ１／３２）は第１のミキサー２
０１のイメージ周波数となるが、ＡＤ変換器３０６の上
流のアナログフィルタ（ＩＦフィルタ３０５）で妨害信
号を抑圧する。チャネル帯域への制限は、ＤＤＣ３０７
内にて行えるので、このアナログフィルタの役割は、エ
イリアシング周波数とイメージ周波数の妨害信号の抑圧
のみで良い。また、上記実施形態においては、ＤＤＣ３
０７内の第１のＩＦ周波数をサンプリング周波数の1／
４倍とすることによって、第２のＩＦ周波数に係る処理
（第２のミキサー２０５の処理）の簡略化が可能であ
る。
ｄ１'＝ｆｃ１−（ｆｓ１／３２）は第１のミキサー２
０１のイメージ周波数となるが、ＡＤ変換器３０６の上
流のアナログフィルタ（ＩＦフィルタ３０５）で妨害信
号を抑圧する。チャネル帯域への制限は、ＤＤＣ３０７
内にて行えるので、このアナログフィルタの役割は、エ
イリアシング周波数とイメージ周波数の妨害信号の抑圧
のみで良い。また、上記実施形態においては、ＤＤＣ３
０７内の第１のＩＦ周波数をサンプリング周波数の1／
４倍とすることによって、第２のＩＦ周波数に係る処理
（第２のミキサー２０５の処理）の簡略化が可能であ
る。
【００２０】なお、上記実施形態において、第２のミキ
サー２０５の処理は、サンプリング周波数が低減された
あとの処理である上に、そのミキサー処理が簡略化され
るので、第２のミキサー２０５で発生する消費電力は、
ＤＤＣ３０７で発生する総消費電力に比して僅かであ
る。
サー２０５の処理は、サンプリング周波数が低減された
あとの処理である上に、そのミキサー処理が簡略化され
るので、第２のミキサー２０５で発生する消費電力は、
ＤＤＣ３０７で発生する総消費電力に比して僅かであ
る。
【００２１】ところで、デジタル受信機における一般的
構成は、従来例における説明のようにべースバンドに一
気に変換する。この方式は、べースバンド変換後のデシ
メーションフィルタ、ロールオフフィルタが全てＬＰＦ
で構成できるというメリットがある（ＢＰＦの方がＬＰ
Ｆよりフィルタ次数が高くなる）。従来例ではこのよう
なメリットがあるために、上記実施形態のように中間Ｉ
Ｆをデジタル信号処理部内に設けることは顧みられ無か
った。一方、従来例ではべースバンドにあるＡＧＣ１０
５ａおいて、自動利得によるＡＧＣ１０５ａのゲイン可
変時に発生する受信信号歪の多くが受信信号帯域内に落
ちる。このため、ＡＧＣ１０５ａによって発生する歪を
フィルタによって低減することができないために、ＡＧ
Ｃ処理自体の歪を低減するＡＧＣ低歪化のために処理ア
ルゴリズムの工夫が必須であった。
構成は、従来例における説明のようにべースバンドに一
気に変換する。この方式は、べースバンド変換後のデシ
メーションフィルタ、ロールオフフィルタが全てＬＰＦ
で構成できるというメリットがある（ＢＰＦの方がＬＰ
Ｆよりフィルタ次数が高くなる）。従来例ではこのよう
なメリットがあるために、上記実施形態のように中間Ｉ
Ｆをデジタル信号処理部内に設けることは顧みられ無か
った。一方、従来例ではべースバンドにあるＡＧＣ１０
５ａおいて、自動利得によるＡＧＣ１０５ａのゲイン可
変時に発生する受信信号歪の多くが受信信号帯域内に落
ちる。このため、ＡＧＣ１０５ａによって発生する歪を
フィルタによって低減することができないために、ＡＧ
Ｃ処理自体の歪を低減するＡＧＣ低歪化のために処理ア
ルゴリズムの工夫が必須であった。
【００２２】そこで、上記実施形態においては、ＡＧＣ
２０４をデジタルＩＦ信号処理部内の第２のミキサー２
０５の上流に設置することにより、ＡＧＣ２０４で発生
するハーモニック歪は受信信号帯域外に落ちるようにな
る。受信信号帯域外の歪を、目的外信号とエイリアシン
グ信号を抑圧するＩＦフィルタ３０５で抑圧すること
で、ＡＧＣ処理の工夫をすることなく、従来のＡＧＣ処
理によって発生する歪を低減することができる。
２０４をデジタルＩＦ信号処理部内の第２のミキサー２
０５の上流に設置することにより、ＡＧＣ２０４で発生
するハーモニック歪は受信信号帯域外に落ちるようにな
る。受信信号帯域外の歪を、目的外信号とエイリアシン
グ信号を抑圧するＩＦフィルタ３０５で抑圧すること
で、ＡＧＣ処理の工夫をすることなく、従来のＡＧＣ処
理によって発生する歪を低減することができる。
【００２３】また、上記ＤＤＳ２０２は、周波数Fc1の
位相演算部とこの位相演算部の出力に対応した振幅値が
書き込まれたＲＯＭとから構成されており、このＲＯＭ
の出力を周波数Fc1のローカル信号c(t)として出力す
る。このＤＤＳ２０２において、位相誤差を原因とする
スプリアス特性は、位相演算部とＲＯＭの位相語長（ア
ドレス長、すなわちＲＯＭ容量）の差（再量子化誤差）
を１bit減じる毎に6.02ｄＢ改善される。また、ＲＯＭ
データ長を１bit長くする毎に、ＤＤＳ２０２の出力語
長（ＲＯＭデータ長）を原因とするスプリアス特性は、
6.02ｄＢ改善される。このスプリアス特性改善の為に、
例えば位相演算語長を固定とすると、ＲＯＭのアドレス
語長を１bit増す毎に回路規模サイズ（ＲＯＭ容量）が
２倍となり、消費電力もほぼ２倍となってしまう。しか
しながら、消費電力の制限がそれほど厳しくない受信機
においては、上記実施形態により低減した回路と消費電
力をＲＯＭ容量（アドレス長、データ長）の増加に利用
し、ローカル発振部（ＤＤＳ）２０２のスプリアス特性
を改善することが可能である。
位相演算部とこの位相演算部の出力に対応した振幅値が
書き込まれたＲＯＭとから構成されており、このＲＯＭ
の出力を周波数Fc1のローカル信号c(t)として出力す
る。このＤＤＳ２０２において、位相誤差を原因とする
スプリアス特性は、位相演算部とＲＯＭの位相語長（ア
ドレス長、すなわちＲＯＭ容量）の差（再量子化誤差）
を１bit減じる毎に6.02ｄＢ改善される。また、ＲＯＭ
データ長を１bit長くする毎に、ＤＤＳ２０２の出力語
長（ＲＯＭデータ長）を原因とするスプリアス特性は、
6.02ｄＢ改善される。このスプリアス特性改善の為に、
例えば位相演算語長を固定とすると、ＲＯＭのアドレス
語長を１bit増す毎に回路規模サイズ（ＲＯＭ容量）が
２倍となり、消費電力もほぼ２倍となってしまう。しか
しながら、消費電力の制限がそれほど厳しくない受信機
においては、上記実施形態により低減した回路と消費電
力をＲＯＭ容量（アドレス長、データ長）の増加に利用
し、ローカル発振部（ＤＤＳ）２０２のスプリアス特性
を改善することが可能である。
【００２４】上述したように、本発明の実施形態によれ
ば、初段のミキサーが２個から１個へ半減し、ローカル
発振回路もcos波またはsin波の一波のみの出力で済む。
初段ミキサー信号とサンプリング周波数を下げるデシメ
ーションフィルタ回路も半減するので、本発明のデジタ
ルダウンコンバータにおいては、従来、最も高速な処理
が要求された初段ミキサー、ローカル発振およびデシメ
ーションフィルタにおける消費電力をほぼ半減させるこ
とができる。
ば、初段のミキサーが２個から１個へ半減し、ローカル
発振回路もcos波またはsin波の一波のみの出力で済む。
初段ミキサー信号とサンプリング周波数を下げるデシメ
ーションフィルタ回路も半減するので、本発明のデジタ
ルダウンコンバータにおいては、従来、最も高速な処理
が要求された初段ミキサー、ローカル発振およびデシメ
ーションフィルタにおける消費電力をほぼ半減させるこ
とができる。
【００２５】さらに、第２のミキサー２０５は、入力周
波数をサンプリング周波数の１／４倍とすることにより
スルーと反転とセレクタで実現でき、乗算器を用いる必
要が無い。このために第２のミキサー２０５を実現する
回路が大きく簡略化される。この結果、消費電力のウェ
イトが高く、高速に動作する従来のミキサー回路が大き
く簡略化されて、ＤＤＣの消費電力のさらなる低減が可
能である。
波数をサンプリング周波数の１／４倍とすることにより
スルーと反転とセレクタで実現でき、乗算器を用いる必
要が無い。このために第２のミキサー２０５を実現する
回路が大きく簡略化される。この結果、消費電力のウェ
イトが高く、高速に動作する従来のミキサー回路が大き
く簡略化されて、ＤＤＣの消費電力のさらなる低減が可
能である。
【００２６】図３は本発明の第２の実施形態によるデジ
タルダウンコンバータ（ＤＤＣ）３２０の構成を示すブ
ロック図である。同図において図１の各部に対応する部
分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図３に
示すＤＤＣ３２０は、図１に示すＤＤＣ３０７のデシメ
ーションフィルタ２０３と第２のミキサー（直交変換
器）２０５とを組み合わせたポリフェーズ構成を用いた
ものである。実際にデジタルダウンコンバータ（ＤＤ
Ｃ）を構成する場合には、このポリフェーズ構成が一般
的によく用いられる。図３のＤＤＣ３２０において、第
２のミキサー２１１は、図１の第２のミキサー２０５と
同様に、ローカル発振のcos部分とsin部分とから構成さ
れる。ローカル発振のcos部分は、セレクタ２１２ａと
２個のデシメーションフィルタ２０３、２１２とから構
成され、また、ローカル発振のsin部分は、セレクタ２
１２ｂと２個のデシメーションフィルタ２０３、２１２
とから構成される。なお、デシメーションフィルタ２１
２は、係数の符号が反転されており、符号反転機能も有
している。また、ＡＧＣ２０４を２個設け、それぞれ第
１のミキサー２０１の出力を増幅し、ローカル発振のco
s部分とsin部分とに入力する。
タルダウンコンバータ（ＤＤＣ）３２０の構成を示すブ
ロック図である。同図において図１の各部に対応する部
分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図３に
示すＤＤＣ３２０は、図１に示すＤＤＣ３０７のデシメ
ーションフィルタ２０３と第２のミキサー（直交変換
器）２０５とを組み合わせたポリフェーズ構成を用いた
ものである。実際にデジタルダウンコンバータ（ＤＤ
Ｃ）を構成する場合には、このポリフェーズ構成が一般
的によく用いられる。図３のＤＤＣ３２０において、第
２のミキサー２１１は、図１の第２のミキサー２０５と
同様に、ローカル発振のcos部分とsin部分とから構成さ
れる。ローカル発振のcos部分は、セレクタ２１２ａと
２個のデシメーションフィルタ２０３、２１２とから構
成され、また、ローカル発振のsin部分は、セレクタ２
１２ｂと２個のデシメーションフィルタ２０３、２１２
とから構成される。なお、デシメーションフィルタ２１
２は、係数の符号が反転されており、符号反転機能も有
している。また、ＡＧＣ２０４を２個設け、それぞれ第
１のミキサー２０１の出力を増幅し、ローカル発振のco
s部分とsin部分とに入力する。
【００２７】上記第２のミキサー２１１のcos部分及びs
in部分においては、それぞれ乗算値「１」に対応した乗
算結果として、第１のミキサー２０１の出力をＡＧＣ２
０４で増幅し、デシメーションフィルタ２０３を介して
セレクタ２１２ａ及び２１２ｂに入力する。また、乗算
値「−１」に対応した乗算結果として、第１のミキサー
２０１の出力をＡＧＣ２０４で増幅し、デシメーション
フィルタ２１２を介してセレクタ２１２ａ及び２１２ｂ
に入力する。なお、第２のミキサー２１１においては、
第１のミキサー２０１からの入力周波数Fs2（第１のＩ
Ｆ周波数）がサンプリング周波数Fs1の１／ｎ倍であ
り、第２のミキサー２１１の動作周波数は、Fs2＝Fs1／
ｎとなる。ここで、第２のミキサー２１１はサンプリン
グ位相毎に、動作するパス（セレクタ２１２ａ、２１２
ｂが選択する入力）を切り替えるので、第２のミキサー
２１１でのサンプリング周波数がFs2であるにもかかわ
らず、第２のミキサー２１１の各パスの動作は、周波数
Fs2の１／４倍となる。この時の周波数の関係は、
（７）式で表される。 （１／４）Ｆｓ２＝（１／２）Ｆｓ３＝（１／４ｎ）Ｆｓ１・・・（７） さらに、第２のミキサー２１１においては、出力が
「０」になるサンプルを間引きしているので、エイリア
シング未発生の状態でダウンサンプリングすることが可
能である。この時の周波数の関係は、（８）式で表され
る。 Ｆｓ３=Ｆｓ２／２＝Ｆｓ１／（２ｎ）・・・（８）
in部分においては、それぞれ乗算値「１」に対応した乗
算結果として、第１のミキサー２０１の出力をＡＧＣ２
０４で増幅し、デシメーションフィルタ２０３を介して
セレクタ２１２ａ及び２１２ｂに入力する。また、乗算
値「−１」に対応した乗算結果として、第１のミキサー
２０１の出力をＡＧＣ２０４で増幅し、デシメーション
フィルタ２１２を介してセレクタ２１２ａ及び２１２ｂ
に入力する。なお、第２のミキサー２１１においては、
第１のミキサー２０１からの入力周波数Fs2（第１のＩ
Ｆ周波数）がサンプリング周波数Fs1の１／ｎ倍であ
り、第２のミキサー２１１の動作周波数は、Fs2＝Fs1／
ｎとなる。ここで、第２のミキサー２１１はサンプリン
グ位相毎に、動作するパス（セレクタ２１２ａ、２１２
ｂが選択する入力）を切り替えるので、第２のミキサー
２１１でのサンプリング周波数がFs2であるにもかかわ
らず、第２のミキサー２１１の各パスの動作は、周波数
Fs2の１／４倍となる。この時の周波数の関係は、
（７）式で表される。 （１／４）Ｆｓ２＝（１／２）Ｆｓ３＝（１／４ｎ）Ｆｓ１・・・（７） さらに、第２のミキサー２１１においては、出力が
「０」になるサンプルを間引きしているので、エイリア
シング未発生の状態でダウンサンプリングすることが可
能である。この時の周波数の関係は、（８）式で表され
る。 Ｆｓ３=Ｆｓ２／２＝Ｆｓ１／（２ｎ）・・・（８）
【００２８】ところで、このポリフェーズ構成で第２の
ミキサー２１１を構成する場合、通常、乗算器をcos部
分及びsin部分に各１個ずつ都合２個を使用することに
なる。しかしながら、上述した第２の実施形態によるＤ
ＤＣ３２０において、第１の実施形態と同様に、第２の
ミキサー２１１への入力周波数をサンプリング周波数Fs
1の１／４倍とすることにより、乗算器を用いずに実現
することができる。このため、ポリフェーズ構成でデジ
タルダウンコンバータ（ＤＤＣ）を構成する場合でも、
上述したように、第１のＩＦ周波数をサンプリング周波
数の１／４倍とすることによって、第２のミキサー２１
１の回路が大きく簡略化され、ＤＤＣの消費電力の低減
が可能である。なお、上述した第２の実施形態によるＤ
ＤＣ３２０を図２に示す受信機の構成要素として、第１
の実施形態によるＤＤＣ３０７の代わりに用いるように
してもよい。
ミキサー２１１を構成する場合、通常、乗算器をcos部
分及びsin部分に各１個ずつ都合２個を使用することに
なる。しかしながら、上述した第２の実施形態によるＤ
ＤＣ３２０において、第１の実施形態と同様に、第２の
ミキサー２１１への入力周波数をサンプリング周波数Fs
1の１／４倍とすることにより、乗算器を用いずに実現
することができる。このため、ポリフェーズ構成でデジ
タルダウンコンバータ（ＤＤＣ）を構成する場合でも、
上述したように、第１のＩＦ周波数をサンプリング周波
数の１／４倍とすることによって、第２のミキサー２１
１の回路が大きく簡略化され、ＤＤＣの消費電力の低減
が可能である。なお、上述した第２の実施形態によるＤ
ＤＣ３２０を図２に示す受信機の構成要素として、第１
の実施形態によるＤＤＣ３０７の代わりに用いるように
してもよい。
【００２９】また、上述した実施形態によるＤＤＣ３０
７は、携帯端末、あるいは、携帯電話機やその基地局装
置、放送装置などに具備された受信機に適用可能であ
り、上記ＤＤＣの消費電力低減によって以下に示すよう
な効果が得られる。 ．携帯端末や携帯電話機等の端末においては、その連
続使用時間をより長くすることができる。また、従来と
同一の連続使用時間であれば、使用するバッテリ容量が
小さくてすみ、バッテリの小型化が可能である。 ．基地局装置や放送装置等においては、受信機の発熱
量が減るので、その放熱構造の簡易が可能となり、その
結果、装置の小型化を行うことができる。 ．上記ＤＤＣ３０７においては、そのデジタル信号処
理演算が簡略化される。この結果、ＤＤＣ３０７を用い
た受信機で、消費電力削減よりもその性能改善が課題で
ある場合には、従来に比して、高度なアルゴリズム処理
の演算量やデジタル信号処理演算語長を、その簡略化さ
れた演算量に相当する分、すなわち、低減されるべき消
費電力の代わりにその消費電力低減相当分増やすことが
できる。
７は、携帯端末、あるいは、携帯電話機やその基地局装
置、放送装置などに具備された受信機に適用可能であ
り、上記ＤＤＣの消費電力低減によって以下に示すよう
な効果が得られる。 ．携帯端末や携帯電話機等の端末においては、その連
続使用時間をより長くすることができる。また、従来と
同一の連続使用時間であれば、使用するバッテリ容量が
小さくてすみ、バッテリの小型化が可能である。 ．基地局装置や放送装置等においては、受信機の発熱
量が減るので、その放熱構造の簡易が可能となり、その
結果、装置の小型化を行うことができる。 ．上記ＤＤＣ３０７においては、そのデジタル信号処
理演算が簡略化される。この結果、ＤＤＣ３０７を用い
た受信機で、消費電力削減よりもその性能改善が課題で
ある場合には、従来に比して、高度なアルゴリズム処理
の演算量やデジタル信号処理演算語長を、その簡略化さ
れた演算量に相当する分、すなわち、低減されるべき消
費電力の代わりにその消費電力低減相当分増やすことが
できる。
【００３０】以上、本発明の実施形態を図面を参照して
詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られ
るものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計
等も含まれる。
詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られ
るものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計
等も含まれる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
無線受信手段で受信され、無線周波数または中間周波数
でサンプリングされた受信信号の周波数を検波処理する
ための検波用周波数に変換するデジタルダウンコンバー
タにおいて、受信信号の周波数を第１のＩＦ周波数に変
換する第１のミキサー手段と、第１のミキサー手段によ
って変換された第１のＩＦ周波数の信号を検波用周波数
である第２のＩＦ周波数の信号に変換し、さらに、複素
化する第２のミキサー手段とを具備するようにしたの
で、従来、最も高速な処理が要求された初段ミキサー、
ローカル発振およびデシメーションフィルタの構成が簡
略化され、この結果、消費電力を低減することができ
る。
無線受信手段で受信され、無線周波数または中間周波数
でサンプリングされた受信信号の周波数を検波処理する
ための検波用周波数に変換するデジタルダウンコンバー
タにおいて、受信信号の周波数を第１のＩＦ周波数に変
換する第１のミキサー手段と、第１のミキサー手段によ
って変換された第１のＩＦ周波数の信号を検波用周波数
である第２のＩＦ周波数の信号に変換し、さらに、複素
化する第２のミキサー手段とを具備するようにしたの
で、従来、最も高速な処理が要求された初段ミキサー、
ローカル発振およびデシメーションフィルタの構成が簡
略化され、この結果、消費電力を低減することができ
る。
【００３２】さらに、第１のＩＦ周波数をサンプリング
の周波数の１／４倍とすれば、消費電力のウェイトが高
く、高速に動作する従来のミキサー回路が大きく簡略化
されるので、消費電力のさらなる低減が可能である。
の周波数の１／４倍とすれば、消費電力のウェイトが高
く、高速に動作する従来のミキサー回路が大きく簡略化
されるので、消費電力のさらなる低減が可能である。
【図１】 本発明の第１の実施形態によるデジタルダウ
ンコンバータ（ＤＤＣ）３０７の構成を示すブロック図
である。
ンコンバータ（ＤＤＣ）３０７の構成を示すブロック図
である。
【図２】 図１に示すＤＤＣ３０７を構成要素とする受
信機の構成を示すブロック図である。
信機の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明の第２の実施形態によるデジタルダウ
ンコンバータ（ＤＤＣ）３２０の構成を示すブロック図
である。
ンコンバータ（ＤＤＣ）３２０の構成を示すブロック図
である。
【図４】従来のデジタルダウンコンバータの構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
２０１ 第１のミキサー（ミキサー１） ２０２ ローカル発振器 ２０３、２１２ デシメーションフィルタ ２０４ ＡＧＣ（自動利得増幅器） ２０５、２１１ 第２のミキサー（ミキサー２） ２０５ａ、２０５ｂ、２１２ａ、２１２ｂ セレクタ ２０６ａ、２０６ｂ ロールオフフィルタ ２０７ 符号反転回路 ３０１ アンテナ ３０２ ＲＦ部 ３０３ ミキサー ３０４ ローカル発振器 ３０５ フィルタ（ＢＰＦ） ３０６ ＡＤ変換器 ３０７、３２０ デジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ） ３０８ ローカル発振器（ＴＣＸＯ） ３０９ ベースバンド回路 ３１０ 分周回路
Claims (5)
- 【請求項１】 無線受信手段で受信され、無線周波数ま
たは中間周波数でサンプリングされた受信信号の周波数
を検波処理するための検波用周波数に変換するデジタル
ダウンコンバータにおいて、 前記受信信号の周波数を第１のＩＦ周波数に変換する第
１のミキサー手段と、 前記第１のミキサー手段によって変換された前記第１の
ＩＦ周波数の信号を前記検波用周波数である第２のＩＦ
周波数の信号に変換し、さらに、複素化する第２のミキ
サー手段と、 を具備することを特徴とするデジタルダウンコンバー
タ。 - 【請求項２】 前記第１のＩＦ周波数は、前記サンプリ
ングの周波数の１／４倍であることを特徴とする請求項
１に記載のデジタルダウンコンバータ。 - 【請求項３】 前記デジタルダウンコンバータは、前記
第１のミキサー手段の出力を増幅する自動利得増幅器を
具備することを特徴とする請求項１または請求項２に記
載のデジタルダウンコンバータ。 - 【請求項４】 前記第２のミキサー手段は、デシメーシ
ョンフィルタと直交変換器とを備えたポリフェーズ構成
を用いることを特徴とする請求項２に記載のデジタルダ
ウンコンバータ。 - 【請求項５】 請求項１乃至請求項４のいずれかの項に
記載のデジタルダウンコンバータを備え、 前記デジタルダウンコンバータで周波数変換される受信
信号を受信するための無線受信手段と、 前記無線受信手段の出力からエイリアシング周波数成分
と、前記デジタルダウンコンバータに具備された第１の
ミキサー手段のイメージ周波数成分とを減衰させるフィ
ルタと、 前記フィルタの出力を無線周波数または中間周波数でサ
ンプリングして、前記デジタルダウンコンバータに入力
するアナログ・デジタル変換器と、 を具備することを特徴とする受信機。
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