JPH10164164A

JPH10164164A - デジタル復調器

Info

Publication number: JPH10164164A
Application number: JP8313430A
Authority: JP
Inventors: Ippei Jinno; 一平神野
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1996-11-25
Filing date: 1996-11-25
Publication date: 1998-06-19

Abstract

(57)【要約】【課題】広帯域に複数チャンネルが配列されている場
合でも、希望の放送や通信信号を受信するダイレクトコ
ンバージョン方式の復調器を実現すること。【解決手段】選局回路９はトラッキングフィルタ１の
通過帯域を制御し、入力ＲＦ信号から希望チャンネルを
選択する。そしてＳＨ回路３は選択した信号を搬送波周
波数の１／ｎのサンプリング周波数でサンプルホールド
する。サンプリングレート変換器５はＡＤコンバータ４
の出力するデータレートをシンボル周波数の２のべき乗
倍に変換する。９０度位相差分波器６は実数成分と虚数
成分の信号に変換することにより、ベースバンドの直交
信号を生成する。直交信号復調器７はＡＦＣ、搬送波再
生、波形等化、クロック再生、ＡＧＣ誤差検出などの処
理を行い、ＱＡＭなどのデジタル変調信号を復号する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＲＦ信号からＱＡ
Ｍ(Quadrature Amplitude Modulation) などのデジタ
ル変調信号をダイレクトコンバ−ジョン方式を用いて復
調するデジタル復調器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、携帯電話などのデジタル携帯端末
では、機器のより一層の小型化のためにＲＦチューナ部
の簡素化、すなわちダイレクトコンバージョン方式の復
調器の開発が相次いでいる。携帯電話よりも広帯域のデ
ジタル変調信号を復調するケーブルや衛星のセットトッ
プボックスにおいても、同様にダイレクトコンバージョ
ン方式の復調器が必須の技術となると予想される。

【０００３】以下図面を参照しながら、上述した従来の
ダイレクトコンバージョン方式のデジタル復調器の一例
について説明する。図８はダイレクトコンバージョン方
式を用いた従来のデジタル復調器の全体構成を示すブロ
ック図である。本図に示すように、デジタル復調器は、
ＲＦ信号入力端子５１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
５２、ＡＧＣアンプ５３、サンプル・ホールド回路（Ｓ
／Ｈ回路）５４、離散時間フィルタ５５、ＡＤコンバー
タ５６、選局回路５７、デジタル復調部５８、復号信号
出力端子５９、発振器６０を含んで構成される。

【０００４】このように構成されたデジタル復調器の動
作について説明する。ＲＦ信号入力端子５１より入力さ
れたＲＦの変調信号はＢＰＦ５２に与えられ、サービス
中の複数のチャンネル群が一括して選択される。ＡＧＣ
アンプ５３はＢＰＦ５２の出力を適切な一定振幅まで増
幅する。このときＡＧＣアンプ５３の利得は、後段のデ
ジタル復調部５８で検出された振幅誤差信号に基づいて
制御される。

【０００５】サンプル・ホールド回路５４では、発振器
６０が発生するサンプリング・クロックによりＡＧＣア
ンプ５３のアナログ出力をサンプリングして、その電圧
値を次のクロックの立ち上がりまでホールドする。この
場合のサンプリング・クロックは標本化定理を満足しな
い周波数、即ち入力信号の最高周波数成分の２倍よりも
低い周波数である。このようなサンプリングはオーバー
ナイキスト・サブサンプリングと呼ばれ、時間軸上での
標本化におけるエイリアシングを積極的に利用するもの
である。ｆｓをサンプリング周波数とし、ｎを任意の整
数とすると、ｎｆｓ〜（ｎ＋１／２）ｆｓおよび（ｎ＋
１／２）ｆｓ〜（ｎ＋１）ｆｓの帯域に含まれる信号
は、０〜（１／２）ｆｓの帯域に変換される。引用文献
（David H.Shen, et al., "A 900MHz Integrated Discr
ete-Time Filtering RF Front-End," ISSCC Digest of
Technical Papers, pp.54-55, Feb., 1996.）では、ｆ
ｓ＝７８ＭＨｚ，ｎ＝１１として９１０ＭＨｚ帯の複数
チャンネルの変調信号が２６ＭＨｚ帯に周波数変換され
ている。

【０００６】離散時間フィルタ（Discreat Time Signal
Processing ）５５は、時間軸上でサンプリングされた
アナログ値の標本化信号に対して、帯域制限を行うもの
である。上記の引用文献ではサンプリング毎に帯域制限
を繰り返し、１／２のサンプリングクロックにサブサン
プリングしている。この操作により、サンプリングクロ
ックを７８ＭＨｚ，３９ＭＨｚ，１９．５ＭＨｚ，９．
７５ＭＨｚと段階的に落とし、ＢＰＦ５２で除去しきれ
なかった不要な隣接信号を離散時間フィルタ５５で除去
している。

【０００７】ＡＤコンバータ５６は、離散時間フィルタ
５５で９．７５ＭＨｚのデータレートに変換された複数
の変調信号をそのままデジタル信号に変換する。選局回
路５７では一括してデジタル化された複数チャンネルか
ら、希望するチャンネルのみをデジタル信号処理により
選択する。デジタル復調部５８では、選択されたチャン
ネルの変調信号を復調し、誤り訂正等の処理を施して復
号信号出力端子５９を介して希望のデータを出力する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の構
成では、デジタル化した後に所望のチャンネルを選局す
るようになっている。このため、衛星放送、地上波放
送、ＣＡＴＶの放送のように広帯域に多数のチャンネル
が配列されている場合には、一括してデジタル化するこ
とができず、選局ができないという問題点を有してい
た。また図８に示すように、ＡＧＣループがアナログの
増幅器（ＡＧＣアンプ）へ帰還されているので、デジタ
ル復調器の設計がデジタル回路のみで完結してできない
という問題点を有していた。

【０００９】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたものであって、衛星、地上、ＣＡＴＶなどの
広帯域デジタル放送をも選局可能なダイレクトコンバー
ジョン方式のデジタル復調器を実現することを第１の目
的とする。また、ＡＧＣ機能をデジタル回路のみで完結
するデジタル復調器を実現することを第２の目的とす
る。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本願の請求項１記載の発明は、ＲＦ信号から希望チ
ャンネルの周波数帯の信号を選択するトラッキングフィ
ルタと、前記トラッキングフィルタ出力をサンプル・ホ
ールドし、デジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、前
記ＡＤ変換手段にクロック信号を与える発振器と、前記
トラッキングフィルタと前記発振器の周波数を制御する
選局回路と、を具備し、前記選局回路は、前記トラッキ
ングフィルタの通過帯域を希望チャンネルを選択するよ
うに制御すると共に、前記発振器の発振周波数の整数倍
の周波数が前記希望チャンネルの搬送波周波数と一致す
るように前記発振器の発振周波数を制御することを特徴
とするものである。

【００１１】又、本願の請求項２記載の発明は、ＲＦ信
号から希望チャンネルの周波数帯の信号を選択するトラ
ッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタの出力
を所望の振幅まで増幅するＡＧＣアンプと、前記ＡＧＣ
アンプの出力をサンプル・ホールドし、デジタル信号に
変換するＡＤコンバータと、前記ＡＤコンバータにクロ
ック信号を与える発振器と、前記ＡＤコンバータの出力
信号に含まれるデータレートを所望のデータレートに変
換するサンプリングレート変換器と、前記サンプリング
レート変換器の出力から直交信号成分を生成し、複素信
号に変換する９０度位相差分波器と、前記９０度位相差
分波器の出力を復調して復号データを生成すると共に、
前記ＡＧＣアンプに対しては振幅誤差信号を負帰還し、
前記サンプリングレート変換器に対してはクロック位相
誤差を負帰還する直交信号復調器と、前記トラッキング
フィルタと前記発振器の周波数を制御する選局回路と、
を具備し、前記選局回路は、前記トラッキングフィルタ
の通過帯域を希望チャンネルを選択するように制御する
と共に、前記発振器の発振周波数の整数倍の周波数が前
記希望チャンネルの搬送波周波数と一致するように前記
発振器の発振周波数を制御することを特徴とするもので
ある。

【００１２】又、本願の請求項３記載の発明では、前記
発振器は、ダイレクト・デジタル周波数シンセサイザ方
式で構成されることを特徴とするものである。

【００１３】又、本願の請求項４記載の発明は、ＲＦ信
号から希望チャンネルの周波数帯の信号を選択するトラ
ッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタ出力を
サンプル・ホールドし、デジタル信号に変換するＡＤ変
換手段と、前記ＡＤ変換手段にクロック信号を与える発
振器と、前記ＡＤ変換手段の出力から直交信号成分を生
成し、複素信号に変換する９０度位相差分波器と、前記
９０度位相差分波器の出力から希望チャンネルの信号の
みを選択する複素デジタルフィルタと、前記複素デジタ
ルフィルタの出力する直交変調信号を直交ベースバンド
信号に変換する直交検波器と、前記トラッキングフィル
タと前記複素デジタルフィルタと前記直交検波器の周波
数を制御する選局回路と、を具備し、前記選局回路は、
前記トラッキングフィルタに対しては、希望チャンネル
を選択するように通過帯域を制御し、前記複素デジタル
フィルタに対しては、その伝達特性を周波数変換後の前
記希望チャンネルの信号を選択するように制御し、前記
直交検波器に対しては、前記複素デジタルフィルタの出
力がベースバンドに変換されるよう内部の複素発振器の
周波数を制御することを特徴とするものである。

【００１４】又、本願の請求項５記載の発明は、ＲＦ信
号から希望チャンネルの周波数帯の信号を選択するトラ
ッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタ出力を
所望の振幅まで増幅するＡＧＣアンプと、前記ＡＧＣア
ンプの出力をサンプル・ホールドし、デジタル信号に変
換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段にクロック信
号を与える発振器と、前記ＡＤ変換手段の出力から直交
信号成分を生成し、複素信号に変換する９０度位相差分
波器と、前記９０度位相差分波器の出力から希望チャン
ネルの信号のみを選択する複素デジタルフィルタと、前
記複素デジタルフィルタの出力する直交変調信号を直交
ベースバンド信号に変換する直交検波器と、前記直交検
波器の出力信号に含まれるデータレートを所望のデータ
レートに変換するサンプリングレート変換器と、前記サ
ンプリングレート変換器の出力を復調して復号データを
生成すると共に、前記ＡＧＣアンプに対しては振幅誤差
信号を負帰還し、前記サンプリングレート変換器に対し
てはクロック位相誤差を負帰還する直交信号復調器と、
前記トラッキングフィルタと前記複素デジタルフィルタ
と前記直交検波器の周波数を制御する選局回路と、を具
備し、前記選局回路は、前記トラッキングフィルタに対
しては、希望チャンネルを選択するように通過帯域を制
御し、前記複素デジタルフィルタに対しては、その伝達
特性を周波数変換後の前記希望チャンネルの信号を選択
するように制御し、前記直交検波器に対しては、前記複
素デジタルフィルタの出力がベースバンドに変換される
よう内部の複素発振器の周波数を制御することを特徴と
するものである。

【００１５】又、本願の請求項６記載の発明は、ＲＦ信
号を入力し、希望チャンネルの信号を周波数変換してベ
ースバンド信号を生成するミキサと、前記ミキサに周波
数変換のための局部発振信号を供給する発振器と、前記
発振器の周波数を制御する選局回路と、前記ミキサの出
力をデジタル信号に変換するＡＤコンバータと、前記Ａ
Ｄコンバータの出力から直交信号成分を生成し、複素信
号に変換する９０度位相差分波器と、前記９０度位相差
分波器の出力信号から周波数変換後の前記希望チャンネ
ルの周波数成分を選択する複素デジタルフィルタと、前
記複素デジタルフィルタの出力する直交変調信号を直交
ベースバンド信号に変換する直交検波器と、を具備し、
前記選局回路は、前記発振器の発振周波数を前記希望チ
ャンネルの帯域の上又は下の端の周波数と一致するよう
に制御することを特徴とするものである。

【００１６】又、本願の請求項７記載の発明は、ＲＦ信
号を入力し、希望チャンネルの信号を所望の振幅まで増
幅するＡＧＣアンプと、前記ＡＧＣアンプの出力を周波
数変換してベースバンド信号を生成するミキサと、周波
数変換のための局部発振信号を前記ミキサに供給する発
振器と、前記発振器の周波数を制御する選局回路と、前
記ミキサの出力からベースバンド信号以外の信号を遮断
するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力
をデジタル信号に変換するＡＤコンバータと、前記ＡＤ
コンバータの出力から直交信号成分を生成し、複素信号
に変換する９０度位相差分波器と、前記９０度位相差分
波器の出力信号から周波数変換後の前記希望チャンネル
の周波数成分を選択する複素デジタルフィルタと、前記
複素デジタルフィルタの出力する直交変調信号を直交ベ
ースバンド信号に変換する直交検波器と、前記直交検波
器の出力を復調して復号データを生成すると共に、前記
ＡＧＣアンプに対しては振幅誤差信号を負帰還し、前記
ＡＤコンバータに対してはクロック位相誤差を負帰還す
る直交信号復調器と、を具備し、前記選局回路は、前記
発振器の発振周波数を前記希望チャンネルの帯域の上又
は下の端の周波数と一致するように制御することを特徴
とするものである。

【００１７】又、本願の請求項８記載の発明は、ＲＦ信
号から希望チャンネルの周波数帯の信号を選択するトラ
ッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタ出力を
非線形に増幅する非線形増幅器と、前記非線形増幅器の
出力をサンプル・ホールドし、デジタル信号に変換する
ＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段にクロック信号を与
える発振器と、前記トラッキングフィルタと前記発振器
の周波数を制御する選局回路と、前記ＡＤ変換手段の出
力信号を線形信号に補正する非線形補正回路と、前記非
線形補正回路の出力信号の振幅を制御する乗算器と、を
具備し、前記選局回路は、前記トラッキングフィルタの
通過帯域を希望チャンネルを選択するように制御すると
共に、前記発振器の発振周波数の整数倍の周波数が前記
希望チャンネルの搬送波周波数と一致するように前記発
振器の発振周波数を制御することを特徴とするものであ
る。

【００１８】又、本願の請求項９記載の発明では、前記
非線形増幅器は対数増幅器で構成され、前記非線形補正
回路は逆対数変換器で構成されることを特徴とするもの
である。

【００１９】請求項１〜３記載の構成によれば、受信し
たＲＦ信号をトラッキングフィルタで選択し、その受信
信号がベースバンドに変換されるようにサンプリング周
波数を受信信号の搬送波周波数の１／ｎに設定する。こ
うするとダイレクトコンバージョン方式で広帯域に配列
されている複数チャンネルの信号を選局することが可能
になる。

【００２０】請求項４，５記載の構成によれば、受信し
たＲＦ信号をトラッキングフィルタで選択し、その受信
信号を固定発振器のクロックでのサンプリングによりベ
ースバンド帯に周波数変換して、複素デジタルフィルタ
のＢＰＦ特性を変化させることによって希望信号を選択
する。こうするとダイレクトコンバージョン方式で広帯
域に配列されている複数チャンネルの信号を選局するこ
とが可能になる。

【００２１】請求項６，７記載の構成によれば、受信チ
ャンネル信号を従来のミキサを用いた周波数変換により
隣接チャンネルを負周波数に変換し、複素デジタルフィ
ルタを用いることにより、中間周波数帯での帯域制限な
どの処理を削除できる。こうすると従来のチューナを用
いる方式よりも簡素な方式で希望信号を選択することが
可能となる。

【００２２】請求項８，９記載の構成によれば、広いダ
イナミックレンジの信号をＡＤ変換手段でデジタル化で
きるので、デジタル信号処理によって、自動利得制御ル
ープ（ＡＧＣループ）を構成することが可能となる。

【００２３】

【発明の実施の形態】

（実施の形態１）本発明の第１の実施の形態におけるデ
ジタル復調器について、図面を参照しながら説明する。
図１は本実施の形態のデジタル復調器の全体構成を示す
ブロック図である。本図に示すようにデジタル復調器
は、ＲＦ信号入力端子１０、トラッキングフィルタ１、
ＡＧＣアンプ２、サンプル・ホールド回路３、ＡＤコン
バータ４、サンプリングレート変換器５、９０度位相差
分波器６、直交信号復調器７、発振器８、選局回路９、
復号信号出力端子１１を含んで構成される。また、図５
は９０度位相差分波器６の構成を示すブロック図であ
り、遅延回路６ａ、ヒルベルト変換器６ｂで構成され
る。

【００２４】図９は本実施の形態のデジタル復調器の動
作を説明するためのスペクトル図である。先ずＲＦ信号
入力端子１０には、広帯域に配列された複数チャンネル
のＲＦ信号が入力される。トラッキングフィルタ１で
は、希望チャンネルを含む帯域（図９の帯域Ｂｎ）の信
号が選択されて通過し、それ以外の帯域の信号は減衰さ
れる。トラッキングフィルタ１の通過帯域幅は、希望チ
ャンネルの帯域幅よりも広くてもよく、希望チャンネル
の帯域幅に一致する必要はない。また、トラッキングフ
ィルタは、希望チャンネルを選択するようにその通過帯
域を変化させる必要があるが、その制御は選局回路９が
行う。

【００２５】ＡＧＣアンプ２では、後段のＡＤコンバー
タ４に最適振幅で信号が入力されるように利得調整が行
われる。なお、その利得制御信号はＡＧＣ誤差信号とし
て直交信号復調器７で生成される。サンプル・ホールド
回路３では発振器８の出力クロックｆｓを用いて、ＡＧ
Ｃアンプ２のアナログ出力をサンプリングし、次のサン
プリング時刻まで保持する。サンプル・ホールド回路３
では図９に示すように、任意の整数ｎに対してｎｆｓ±
ｆｓ／２の周波数帯域をすべて０±ｆｓ／２の周波数帯
域に変換する。０〜−ｆｓ／２の帯域を０〜＋ｆｓ／２
の帯域と区別して利用できるのは、後段で直交信号成分
を生成して複素信号として処理するためである。サンプ
ル・ホールドの過程で希望チャンネル以外の帯域の信号
と混合されなくなるのは、図９の帯域Ｂｎの信号だけが
トラッキングフィルタ１で抽出されているからである。

【００２６】ここで、サンプル・ホールドにより変調信
号をベースバンド信号に変換するためには、希望チャン
ネルの搬送波周波数が発振器８の発振周波数ｆｓの整数
倍の関係になるように、選局回路９が発振器８の周波数
を制御する。尚、発振器８の発振周波数の整数倍の値ｎ
ｆｓと希望チャンネルの搬送波周波数ｆｃは高精度で一
致する必要はなく、また周波数の変動に追随するように
トラッキングする必要もない。この周波数誤差は後段の
直交信号復調器７の内部のＡＦＣ機能により吸収可能で
ある。

【００２７】発振器８にはダイレクト・デジタル周波数
シンセサイザ方式の発振器を使用する。この方式はデジ
タル信号処理により任意の周波数の正弦波を発生する方
式である。その周波数安定度はデジタル回路を駆動して
いる水晶発振器と同等になるため、通常のＰＬＬ方式の
発振器よりも安定で、加振にも強い。ダイレクト・デジ
タル周波数シンセサイザについては、例えば、「トラン
ジスタ技術増刊トラ技ORIGINAL No.8 」ＣＱ出版1992 p
p.163-171 にその記載がある。

【００２８】ＡＤコンバータ４では、発振器８のクロッ
クによりサンプル・ホールド回路３の出力をデジタル化
する。発振器８の周波数ｆｓは、希望波をベースバンド
信号に変換するために、希望波のベースバンド信号のシ
ンボル周波数とは無関係な値に設定される。以後の処理
を行いやすくするために、サンプリングレート変換器５
は、データレートをシンボル周波数の２のべき乗倍（２
倍、４倍．．．）に変換する。この操作はポリフェーズ
フィルタにより実行することができる。ポリフェーズフ
ィルタについては、例えば、デジタル信号処理シリーズ
第１４巻、「マルチレート信号処理」、貴家仁志著、昭
晃堂1995にその詳細が紹介されている。なお、発振器８
の発振周波数ｆｓは、直交信号復調器７で処理するデー
タレート（シンボル周波数の２のべき乗倍）よりも高く
設定しなければならない。

【００２９】ここでサンプル・ホールド回路３とＡＤコ
ンバータ４は、トラッキングフィルタ１の出力をサンプ
ル・ホールドし、デジタル信号に変換するＡＤ変換手段
の機能を構成している。サンプリングレート変換された
信号は、９０度位相差分波器６に入力される。図５に示
す９０度位相差分波器６では、入力信号は２分岐され、
一方の信号は遅延回路６ａで遅延され、実数軸の信号成
分として出力される。もう一方の信号はヒルベルト変換
器６ｂにより、実数軸と直交する虚数軸の信号成分に変
換される。なお、遅延回路６ａはヒルベルト変換器６ｂ
での信号処理の遅延を補償するものである。

【００３０】９０度位相差分波器６の出力するベースバ
ンドの直交信号は、直交信号復調器７に入力される。直
交信号復調器７では、ロールオフフィルタリング、ＡＦ
Ｃ、搬送波再生、波形等化、クロック再生、ＡＧＣ誤差
検出などの処理を行い、ＱＡＭなどのデジタル変調信号
を復号する。そして直交信号復調器７は元のデジタルデ
ータを復号信号出力端子１１を介して出力する。トラッ
キングフィルタ１で除去しきれなかった不要な隣接チャ
ンネル信号は、直交信号復調器７内のロールオフフィル
タにより減衰される。

【００３１】なお、直交信号復調器７の生成するクロッ
ク位相誤差信号により、サンプリングレート変換器５は
制御され、同じく直交信号復調器７の生成するＡＧＣ誤
差信号によりＡＧＣアンプ２は制御される。又、サンプ
リングレート変換器５と９０度位相差分波器６と直交信
号復調器７とは発振器８のクロックで動作する。直交信
号復調器については、例えば、「多賀他ＱＰＳＫ復調シ
ステムの一検討」、テレビジョン学会技術報告Vol.15,
No.46, pp.19-24, (Aug. , 1991)にその記載がある。

【００３２】以上のように本実施の形態によれば、トラ
ッキングフィルタと、サンプル・ホ−ルド回路と、ＡＤ
コンバータと、サンプリングレート変換器と、サンプル
・ホールド回路を駆動するダイレクト・デジタル周波数
シンセサイザ方式の発振器とでデジタル復調器を構成す
る。そしてトラッキングフィルタを希望チャンネルを選
択するように選局周波数を移動させると同時に、発振器
の発振周波数の整数倍の周波数が希望チャンネルの搬送
波周波数と一致するように発振器を制御する。こうする
と、広帯域に複数チャンネルが配列されている場合で
も、ダイレクトコンバージョン方式で所望のチャンネル
のデジタル信号を復調できる。

【００３３】（実施の形態２）本発明の第２の実施の形
態におけるデジタル復調器について、図面を参照しなが
ら説明する。図２は本実施の形態のデジタル復調器の全
体構成を示すブロック図であり、第１の実施の形態と同
一の部分は同一の符号を付けて説明を省略する。本図に
示すようにデジタル復調器は、ＲＦ信号入力端子１０、
トラッキングフィルタ１、ＡＧＣアンプ２、サンプル・
ホールド回路３、ＡＤコンバータ４、９０度位相差分波
器６、複素デジタルフィルタ１２、直交検波器１３、サ
ンプリングレート変換器１４、直交信号復調器７、発振
器１５、選局回路１６、復号信号出力端子１１を含んで
構成される。

【００３４】また、図６は複素デジタルフィルタ１２の
構成例を示すブロック図である。複素デジタルフィルタ
１２は、独立な非巡回形のデジタルフィルタ１２ａ，１
２ｂ，１２ｃ，１２ｄと、加算器１２ｅ，１２ｆとによ
り構成される。デジタルフィルタ１２ａ，１２ｄの伝達
関数をＣｒ（実数）、デジタルフィルタ１２ｂ，１２ｃ
の伝達関数をＣｉ（虚数）とし、デジタルフィルタ１２
ａ，１２ｂに信号Ｘｒ（実数部）が入力され、デジタル
フィルタ１２ｃ，１２ｄに信号Ｘｉ（虚数部）が入力さ
れると，加算器１２ｅからＺｒ（実数部）が出力され、
加算器１２ｆからＺｉ（虚数部）が出力される。

【００３５】複素デジタルフィルタ１２の入力信号Ｘと
出力信号Ｚの関係は以下の数式で表現される。Ｘ＝Ｘｒ＋ｊＸｉＺ＝ΣＣ・ＸＺ＝Ｚｒ＋ｊＺｉ＝Σ（Ｃｒ＋ｊＣｉ）・（Ｘｒ＋ｊＸｉ）＝｛Σ（Ｃｒ・Ｘｒ）−Σ（Ｃｉ・Ｘｉ）｝＋ｊ｛Σ（Ｃｒ・Ｘｉ）＋Σ（Ｃｉ・Ｘｒ）｝

【００３６】図７は直交検波器１３の構成例を示すブロ
ック図である。直交検波器１３は、複素乗算器１３ａ、
直交正弦波発振器１３ｂにより構成される。直交検波器
１３は、入力信号を( Ｉ＋Ｑｉ）exp(＋ｊ２πｆｃ) と
すると、直交正弦波発振器１３ｂの出力信号exp(−ｊ２
πｆｃ) を乗算し、( Ｉ＋Ｑｉ）を出力する回路であ
る。

【００３７】図１０は第２の実施の形態の動作を説明す
るためのスペクトル図である。先ずＲＦ信号入力端子１
０には、広帯域に配列された複数チャンネルの信号が入
力される。トラッキングフィルタ１では、図１０の一点
鎖線で示す帯域Ｂｃの周波数成分を抽出する。このよう
にトラッキングフィルタ１は希望チャンネルを含む帯域
の信号を通過させ、それ以外の帯域の信号は減衰させ
る。トラッキングフィルタ１の通過帯域幅は、希望信号
の帯域幅よりも広くてもよく、希望信号の帯域幅に一致
する必要はない。また、トラッキングフィルタ１は、希
望チャンネルを選択するように、選局回路１６によりそ
の通過帯域が制御される。

【００３８】ＡＧＣアンプ２では、後段のＡＤコンバー
タ４に最適振幅で信号が入力されるように利得調整が行
われる。なお、その利得制御信号（ＡＧＣ誤差信号）は
直交信号復調器７で生成される。サンプル・ホールド回
路３では、周波数固定の発振器１５の出力クロックによ
りＡＧＣアンプ２のアナログ出力をサンプリングし、次
のサンプリング時刻まで保持する。そしてサンプル・ホ
ールド回路では図１０に示すように、任意の整数ｎに対
してｎｆｓ±ｆｓ／２の周波数帯域を、すべて０±ｆｓ
／２の周波数帯域に変換する。

【００３９】本実施の形態では、希望チャンネルの搬送
波周波数とサンプリング周波数ｆｓとは特別な関係はな
いので、サンプル・ホールド回路３の出力信号は、搬送
波周波数ｆｃがサンプリング周波数ｆｓ以下の変調信号
となる。ＡＤコンバータ４では、発振器１５のクロック
によりサンプル・ホールド回路３の出力をデジタル化す
る。なお、発振器１５は通常の水晶発振器で良い。

【００４０】９０度位相差分波器６は、ＡＤコンバータ
４の出力信号を第１の実施の形態と同様に直交信号成分
に変換する。複素デジタルフィルタ１２は図６に示すよ
うに、入力される複素信号に対して複素数のタップ係数
を有する非巡回形デジタルフィルタであり、０±ｆｓ／
２の周波数領域のＢＰＦの機能を持つことにより希望チ
ャンネルの信号のみを選択する。このＢＰＦはデジタル
フィルタなので、周波数軸上で周期性を有し、図１０の
太い実線のような振幅特性となる。従ってトラッキング
フィルタ１の振幅特性は、最悪で隣接のＢＰＦの通過帯
域を除去する特性とすれば良い。ただし、隣接チャンネ
ル信号は直交信号復調器７の内部のロールオフフィルタ
によっても除去されるので、複素デジタルフィルタ１２
で完全に隣接チャンネル信号を除去する必要はない。受
信機側では、０±ｆｓ／２の周波数領域のどの位置に希
望チャンネルが変換されるかを知ることは可能なので、
選局回路１６はチャンネル選局に応じて複素デジタルフ
ィルタ１２のタップ係数を更新して通過帯域を制御す
る。

【００４１】図６の複素デジタルフィルタ１２におい
て、デジタルフィルタ１２ａと１２ｄのタップ係数は同
一で、生成するＢＰＦ特性のインパルス応答の実数部を
用いて畳み込み演算を行う。同様にデジタルフィルタ１
２ｂと１２ｃのタップ係数は同一で、生成するＢＰＦ特
性のインパルス応答の虚数部を用いて畳み込み演算を行
う。

【００４２】次段の直交検波器１３は、複素デジタルフ
ィルタ１２で抽出された希望チャンネルの信号をベース
バンドにスペクトルシフトする。０±ｆｓ／２の周波数
領域で希望信号の搬送波の位置（ｆｃ）を受信機側で知
ることは可能である。この場合、希望信号はｅｘｐ（＋
ｊ２πｆｃ）の周波数オフセットを持っていることにな
るので、直交検波器１３では、ｅｘｐ（−ｊ２πｆｃ）
を生成して複素デジタルフィルタ１２の出力信号と複素
乗算すれば周波数オフセット分をキャンセルすることが
できる。

【００４３】図７の直交正弦波発振器１３ｂはｅｘｐ
（−ｊ２πｆｃ）で表わされる正弦波及び余弦波を発生
する。複素乗算器１３ａは直交正弦波発振器１３ｂの出
力と複素デジタルフィルタ１２の出力とを複素乗算す
る。なお、後段の直交信号復調器７には搬送波に対する
ＡＦＣ機能が含まれるので、直交正弦波発振器１３ｂの
周波数は高精度で設定する必要はなく、周波数変動にト
ラッキングする必要もない。ただし、直交信号復調器７
から直交検波器１３にフィードバックをかけてＡＦＣと
する構成にしても良い。

【００４４】サンプリングレート変換器１４の機能は第
１の実施の形態と同様である。サンプリングレート変換
器１４は希望信号のシンボルレートと無関係に設定され
たサンプリングレートを、シンボルレートの２のべき乗
倍のデータレートに変換する。複素信号をレート変換す
るので、実数部と虚数部を独立に処理する。なお、発振
器１５の発振周波数には制約がないので、その周波数を
シンボルレートの２のべき乗倍に設定すれば、サンプリ
ングレート変換器７は不要である。

【００４５】直交信号復調器７の機能も第１の実施の形
態と同様である。入力された直交信号を復調し、もとの
デジタルデータを復号して、復号信号出力端子１１に出
力する。なお、直交信号復調器７の生成したクロック位
相誤差信号によりサンプリングレート変換器１４は制御
され、同じく直交信号復調器７の生成したＡＧＣ検出信
号によりＡＧＣアンプ２は制御される。なお、９０度位
相差分波器６、複素デジタルフィルタ１２、直交検波器
１３、サンプリングレート変換器１４、直交信号復調器
７は、発振器１５の出力クロックで動作する。

【００４６】以上のように本実施の形態によれば、デジ
タル復調器をトラッキングフィルタと、サンプル・ホ−
ルド回路と、ＡＤコンバータと、９０度位相差分波器
と、複素デジタルフィルタと、サンプル・ホールド回路
を駆動する固定発振周波数の発振器とで構成する。そし
てトラッキングフィルタを受信信号を選択するように制
御すると同時に、複素デジタルフィルタの特性を所望の
受信信号を選択するように制御する。こうすると、広帯
域に複数チャンネルが配列されている場合でも、ダイレ
クトコンバージョン方式で所望のチャンネルのデジタル
信号を復調できる。

【００４７】（実施の形態３）本発明の第３の実施の形
態におけるデジタル復調器について、図面を参照しなが
ら説明する。図３は本実施の形態のデジタル復調器の全
体構成を示すブロック図であり、第１及び第２の実施の
形態と同一の部分は同一の符号を付けて詳細な説明を省
略する。本図に示すようにデジタル復調器は、ＲＦ信号
入力端子１０、ＡＧＣアンプ２、ミキサ１７、ローパス
フィルタ（ＬＰＦ）１８，ＡＤコンバータ４、９０度位
相差分波器６、複素デジタルフィルタ１２、直交検波器
１３、直交信号復調器７、発振器１９、選局回路２０、
復号信号出力端子１１を含んで構成される。複素デジタ
ルフィルタ１２は図６と同一のもので、直交検波器１３
の構成も図７と同一のものである。

【００４８】図１１は第３の実施の形態の動作を説明す
るためのスペクトル図である。先ずＲＦ信号入力端子１
０には、広帯域に配列された複数チャンネルの信号が入
力される。ＡＧＣアンプ２は、後段のＡＤコンバータ４
に最適振幅で信号が入力されるように利得調整を行う。
なお、その利得制御信号（ＡＧＣ誤差信号）は直交信号
復調器７で生成される。

【００４９】ＡＧＣアンプ２の出力はミキサ１７に入力
され、発振器１９の信号と混合されて周波数変換され
る。発振器１９の信号は、放送信号に妨害を与えないた
めに、希望信号の帯域幅の上端または下端（隣接信号と
の境界）の周波数に設定する。選局回路２０では希望チ
ャンネルに応じて発振器１９の発振周波数の設定を行
う。図１１は発振器１９の周波数Ｌ０を希望波の下端と
した場合であるが、上端としても周波数変換後の周波数
軸の正負が反転するだけである。

【００５０】周波数変換された信号は図１１の一点鎖線
で示すように、ＬＰＦ１８で帯域制限される。ただし、
隣接チャンネル信号は後段の複素デジタルフィルタ１２
や直交信号復調器７の内部のロールオフフィルタにより
除去されるので、ＬＰＦ１８の特性は最悪の場合でも、
周期性を持つ複素デジタルフィルタ１２の隣接の通過帯
域を除去する能力があれば良い。

【００５１】ＬＰＦ１８の出力は、ＡＤコンバータ４で
希望信号のシンボルレートの２のべき乗倍の周波数でサ
ンプリングされる。デジタル化された信号は９０度位相
差分波器６で複素信号である直交信号成分に変換され、
複素デジタルフィルタ１２に入力される。周波数変換後
は、周波数零から正の方向に１チャンネル分の周波数帯
域幅に希望信号が変換される。このため複素デジタルフ
ィルタ１２の特性は０±ｆｓ／２の周波数領域で希望波
の部分のみを通過帯域とするものとなり、図１１の太い
実線で示す固定周波数特性となる。なお、０〜＋ｆｓ／
２と０〜−ｆｓ／２の周波数特性が対称にならないの
で、複素係数を持つデジタルフィルタとなる。なお、複
素デジタルフィルタ１２の詳細は第２の実施の形態と同
様である。

【００５２】直交検波器１３は、複素デジタルフィルタ
１２の出力信号の搬送波の周波数オフセット分ｅｘｐ
（ｊ２πｆｃ）を除去する。ｆｃの値が固定である他
は、第２の実施の形態と同様である。なお、後段の直交
信号復調器７には搬送波に対するＡＦＣ機能が含まれる
ので、図７の直交正弦波発振器１３ｂの周波数は高精度
で設定する必要はなく、周波数変動にトラッキングする
必要もない。ただし、直交検波器１３に直交信号復調器
７からフィードバックをかけてＡＦＣとする構成にして
も良い。

【００５３】直交検波器１３によりベースバンドに変換
された直交信号は、直交信号復調器７で復調され、もと
のデジタルデータに復号されて復号信号出力端子１１に
出力される。直交信号復調器７の詳細は第１および第２
の実施の形態と同様である。なお、直交信号復調器７の
生成したクロック位相誤差信号により、ＡＤコンバータ
４はクロックの位相が制御され、同じく直交信号復調器
７の生成するＡＧＣ誤差信号により、ＡＧＣアンプ２は
その利得が制御される。また、ＡＤコンバータ４、９０
度位相差分波器６、複素デジタルフィルタ１２、直交検
波器１３、直交信号復調器７は同一のクロックで動作す
る。

【００５４】以上のように本実施の形態のデジタル復調
器は、ミキサと、発振器と、ＡＤコンバータと、９０度
位相差分波器と、負周波数領域の信号成分を減衰させる
特性を有する複素デジタルフィルタで構成される。そし
て発振器の発振周波数を受信信号の帯域の上または下の
端の周波数と一致するように制御する。こうすると、広
帯域に複数チャンネルが配列されている場合でも、従来
のチューナを簡略化できるという意味で、ダイレクトコ
ンバージョン方式に準ずるデジタル復調器を実現でき
る。

【００５５】（実施の形態４）本発明の第４の実施の形
態におけるデジタル復調器について、図面を参照しなが
ら説明する。図４は本実施の形態のデジタル復調器の全
体構成を示すブロック図であり、第１〜第３の実施の形
態と同一の部分は同一の符号を付けて詳細な説明を省略
する。本図に示すようにデジタル復調器は、ＲＦ信号入
力端子１０、トラッキングフィルタ１、対数アンプ２
１、サンプル・ホールド回路３、ＡＤコンバータ４、逆
対数変換器２２、乗算器２３、サンプリングレート変換
器５、９０度位相差分波器６、直交信号復調器７、発振
器８、選局回路９、復号信号出力端子１１を含んで構成
される。

【００５６】図１２は第４の実施の形態の動作を説明す
るための対数アンプ２１の入出力特性（実線）と、逆対
数変換器２２の入出力特性（点線）である。本実施の形
態と第１の実施の形態の違いは、第１の実施の形態のＡ
ＧＣアンプ２を、対数アンプ２１と逆対数変換器２２と
乗算器２３で置き換え、直交信号復調器７からＡＧＣア
ンプ２への制御を乗算器２３への制御に変えた点であ
る。

【００５７】以下、相違点を中心に動作を説明する。ト
ラッキングフィルタ１で選択された希望信号は対数アン
プ２１に入力される。対数アンプ２１は小振幅の信号に
対しては増幅率を上げ、大振幅の信号に対しては増幅率
を下げて出力する。

【００５８】サンプル・ホールド回路３で、対数アンプ
２１の出力をサンプル・ホールドし、ＡＤコンバータ４
でデジタル信号に変換する。逆対数変換器２２の入出力
特性は図１２の点線で示す曲線の特性になっており、対
数関数の逆関数である。従って逆対数変換器２２の出力
は、元のリニアな信号に戻ることになる。乗算器２３は
直交信号復調器７からの振幅誤差信号に基づいて、線形
信号に戻った信号の振幅を一定振幅となるように制御す
る。以降の処理は第１の実施の形態と同じである。

【００５９】以上のように本実施の形態のデジタル復調
器は、対数アンプと、ＡＤコンバータと、逆対数変換器
と、乗算器とを含んで構成されている。そして乗算器で
振幅調整を行うことにより、ＡＧＣループをデジタル回
路のみで構成することが可能となる。なお、本実施の形
態では、第１の実施の形態と組み合わせて説明したが、
第２、第３の実施の形態と組み合わせることも可能であ
る。

【００６０】

【発明の効果】以上のように、本願の請求項１〜５の発
明によれば、トラッキングフィルタと希望波の搬送波周
波数の１／ｎに設定されるサンプリング・クロックで動
作するサンプル・ホールド回路、もしくはトラッキング
フィルタと固定クロックでのサンプリング後の通過帯域
可変型の複素デジタルフィルタを有する構成とすること
で、広帯域に配列された複数チャンネルの信号を選局可
能なダイレクトコンバージョン方式のデジタル復調器を
実現することができる。

【００６１】また本願の請求項６，７の発明によれば、
ミキサを用いることにより、ＲＦ信号を入力して希望チ
ャンネルの信号を周波数変換してベースバンド信号を生
成することができる。

【００６２】また本願の請求項８，９の発明によれば、
ＲＦ信号を非線形増幅器で増幅後にＡＤ変換し、逆特性
の変換器で線形信号に戻して乗算器で振幅調整すること
により、デジタル回路で完結したＡＧＣループを有する
デジタル復調器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態におけるデジタル復
調器のブロック図である。

【図２】本発明の第２の実施の形態におけるデジタル復
調器のブロック図である。

【図３】本発明の第３の実施の形態におけるデジタル復
調器のブロック図である。

【図４】本発明の第４の実施の形態におけるデジタル復
調器のブロック図である。

【図５】デジタル復調器で用いられる９０度位相差分波
器の構成例を示すブロック図である。

【図６】デジタル復調器で用いられる複素デジタルフィ
ルタの構成例を示すブロック図である。

【図７】デジタル復調器で用いられる直交検波器の構成
例を示すブロック図である。

【図８】従来のデジタル復調器の構成例を示すブロック
図である。

【図９】第１の実施の形態のデジタル復調器の動作を説
明するための周波数スペクトル図である。

【図１０】第２の実施の形態のデジタル復調器の動作を
説明するための周波数スペクトル図である。

【図１１】第３の実施の形態のデジタル復調器の動作を
説明するための周波数スペクトル図である。

【図１２】第４の実施の形態のデジタル復調器の動作を
説明するための対数アンプの入出力特性図である。

【符号の説明】

１トラッキングフィルタ２ＡＧＣアンプ３サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ回路）４ＡＤコンバータ５，１４サンプリングレート変換器６９０度位相差分波器６ａ遅延回路６ｂヒルベルト変換器７直交信号復調器８，１５，１９発振器９，１６，２０選局回路１０ＲＦ信号入力端子１１復号信号出力端子１２複素デジタルフィルタ１２ａ〜１２ｄデジタルフィルタ１２ｅ，１２ｆ加算器１３直交検波器１７ミキサ１８ＬＰＦ２１対数アンプ２２逆対数変換器２３乗算器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＲＦ信号から希望チャンネルの周波数帯
の信号を選択するトラッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタ出力をサンプル・ホールド
し、デジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段にクロック信号を与える発振器と、前記トラッキングフィルタと前記発振器の周波数を制御
する選局回路と、を具備し、前記選局回路は、前記トラッキングフィルタの通過帯域を希望チャンネル
を選択するように制御すると共に、前記発振器の発振周
波数の整数倍の周波数が前記希望チャンネルの搬送波周
波数と一致するように前記発振器の発振周波数を制御す
ることを特徴とするデジタル復調器。
【請求項２】ＲＦ信号から希望チャンネルの周波数帯
の信号を選択するトラッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタの出力を所望の振幅まで増幅
するＡＧＣアンプと、前記ＡＧＣアンプの出力をサンプル・ホールドし、デジ
タル信号に変換するＡＤコンバータと、前記ＡＤコンバータにクロック信号を与える発振器と、前記ＡＤコンバータの出力信号に含まれるデータレート
を所望のデータレートに変換するサンプリングレート変
換器と、前記サンプリングレート変換器の出力から直交信号成分
を生成し、複素信号に変換する９０度位相差分波器と、前記９０度位相差分波器の出力を復調して復号データを
生成すると共に、前記ＡＧＣアンプに対しては振幅誤差
信号を負帰還し、前記サンプリングレート変換器に対し
てはクロック位相誤差を負帰還する直交信号復調器と、前記トラッキングフィルタと前記発振器の周波数を制御
する選局回路と、を具備し、前記選局回路は、前記トラッキングフィルタの通過帯域を希望チャンネル
を選択するように制御すると共に、前記発振器の発振周
波数の整数倍の周波数が前記希望チャンネルの搬送波周
波数と一致するように前記発振器の発振周波数を制御す
ることを特徴とするデジタル復調器。
【請求項３】前記発振器は、ダイレクト・デジタル周波数シンセサイザ方式で構成さ
れることを特徴とする請求項１又は２記載のデジタル復
調器。
【請求項４】ＲＦ信号から希望チャンネルの周波数帯
の信号を選択するトラッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタ出力をサンプル・ホールド
し、デジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段にクロック信号を与える発振器と、前記ＡＤ変換手段の出力から直交信号成分を生成し、複
素信号に変換する９０度位相差分波器と、前記９０度位相差分波器の出力から希望チャンネルの信
号のみを選択する複素デジタルフィルタと、前記複素デジタルフィルタの出力する直交変調信号を直
交ベースバンド信号に変換する直交検波器と、前記トラッキングフィルタと前記複素デジタルフィルタ
と前記直交検波器の周波数を制御する選局回路と、を具
備し、前記選局回路は、前記トラッキングフィルタに対しては、希望チャンネル
を選択するように通過帯域を制御し、前記複素デジタル
フィルタに対しては、その伝達特性を周波数変換後の前
記希望チャンネルの信号を選択するように制御し、前記
直交検波器に対しては、前記複素デジタルフィルタの出
力がベースバンドに変換されるよう内部の複素発振器の
周波数を制御することを特徴とするデジタル復調器。
【請求項５】ＲＦ信号から希望チャンネルの周波数帯
の信号を選択するトラッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタ出力を所望の振幅まで増幅す
るＡＧＣアンプと、前記ＡＧＣアンプの出力をサンプル・ホールドし、デジ
タル信号に変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段にクロック信号を与える発振器と、前記ＡＤ変換手段の出力から直交信号成分を生成し、複
素信号に変換する９０度位相差分波器と、前記９０度位相差分波器の出力から希望チャンネルの信
号のみを選択する複素デジタルフィルタと、前記複素デジタルフィルタの出力する直交変調信号を直
交ベースバンド信号に変換する直交検波器と、前記直交検波器の出力信号に含まれるデータレートを所
望のデータレートに変換するサンプリングレート変換器
と、前記サンプリングレート変換器の出力を復調して復号デ
ータを生成すると共に、前記ＡＧＣアンプに対しては振
幅誤差信号を負帰還し、前記サンプリングレート変換器
に対してはクロック位相誤差を負帰還する直交信号復調
器と、前記トラッキングフィルタと前記複素デジタルフィルタ
と前記直交検波器の周波数を制御する選局回路と、を具
備し、前記選局回路は、前記トラッキングフィルタに対しては、希望チャンネル
を選択するように通過帯域を制御し、前記複素デジタル
フィルタに対しては、その伝達特性を周波数変換後の前
記希望チャンネルの信号を選択するように制御し、前記
直交検波器に対しては、前記複素デジタルフィルタの出
力がベースバンドに変換されるよう内部の複素発振器の
周波数を制御することを特徴とするデジタル復調器。
【請求項６】ＲＦ信号を入力し、希望チャンネルの信
号を周波数変換してベースバンド信号を生成するミキサ
と、前記ミキサに周波数変換のための局部発振信号を供給す
る発振器と、前記発振器の周波数を制御する選局回路と、前記ミキサの出力をデジタル信号に変換するＡＤコンバ
ータと、前記ＡＤコンバータの出力から直交信号成分を生成し、
複素信号に変換する９０度位相差分波器と、前記９０度位相差分波器の出力信号から周波数変換後の
前記希望チャンネルの周波数成分を選択する複素デジタ
ルフィルタと、前記複素デジタルフィルタの出力する直交変調信号を直
交ベースバンド信号に変換する直交検波器と、を具備
し、前記選局回路は、前記発振器の発振周波数を前記希望チャンネルの帯域の
上又は下の端の周波数と一致するように制御することを
特徴とするデジタル復調器。
【請求項７】ＲＦ信号を入力し、希望チャンネルの信
号を所望の振幅まで増幅するＡＧＣアンプと、前記ＡＧＣアンプの出力を周波数変換してベースバンド
信号を生成するミキサと、周波数変換のための局部発振信号を前記ミキサに供給す
る発振器と、前記発振器の周波数を制御する選局回路と、前記ミキサの出力からベースバンド信号以外の信号を遮
断するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力をデジタル信号に変換する
ＡＤコンバータと、前記ＡＤコンバータの出力から直交信号成分を生成し、
複素信号に変換する９０度位相差分波器と、前記９０度位相差分波器の出力信号から周波数変換後の
前記希望チャンネルの周波数成分を選択する複素デジタ
ルフィルタと、前記複素デジタルフィルタの出力する直交変調信号を直
交ベースバンド信号に変換する直交検波器と、前記直交検波器の出力を復調して復号データを生成する
と共に、前記ＡＧＣアンプに対しては振幅誤差信号を負
帰還し、前記ＡＤコンバータに対してはクロック位相誤
差を負帰還する直交信号復調器と、を具備し、前記選局回路は、前記発振器の発振周波数を前記希望チャンネルの帯域の
上又は下の端の周波数と一致するように制御することを
特徴とするデジタル復調器。
【請求項８】ＲＦ信号から希望チャンネルの周波数帯
の信号を選択するトラッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタ出力を非線形に増幅する非線
形増幅器と、前記非線形増幅器の出力をサンプル・ホールドし、デジ
タル信号に変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段にクロック信号を与える発振器と、前記トラッキングフィルタと前記発振器の周波数を制御
する選局回路と、前記ＡＤ変換手段の出力信号を線形信号に補正する非線
形補正回路と、前記非線形補正回路の出力信号の振幅を制御する乗算器
と、を具備し、前記選局回路は、前記トラッキングフィルタの通過帯域を希望チャンネル
を選択するように制御すると共に、前記発振器の発振周
波数の整数倍の周波数が前記希望チャンネルの搬送波周
波数と一致するように前記発振器の発振周波数を制御す
ることを特徴とするデジタル復調器。
【請求項９】前記非線形増幅器は対数増幅器で構成さ
れ、前記非線形補正回路は逆対数変換器で構成されるこ
とを特徴とする請求項８記載のデジタル復調器。