FI104449B - Vastaanotin - Google Patents

Description

1 104449

Vastaanotin

Keksintö liittyy vastaanottimeen, joka sisältää A/D-muuntimen, jolla näytteistetään digitaalisesti ensim-5 mäisellä näytetaajuudella kantotaajuudella moduloitua ana-logiasignaalia, ja joka on kytketty digitaaliseen kvadra-tuurisekoitinasteeseen A/D-muuntimesta tulevan digitoidun moduloidun kantoaallon siirtämiseksi, jossa on ensimmäinen ! ja toinen signaalilähtö, joiden kautta digitaalinen kvad-10 ratuurisekoitinaste antaa kantotaajuusmuunnettujen vaihe-kvadratuurisignaalien parin, digitaalisen suodatinlait-teen, jolla valitaan kvadratuurisekoitinasteen vaihekva-dratuurisignaalit ja harvennetaan näytetaajuutta ensimmäisestä näytetaajuudesta toiseksi näytetaajuudeksi, ja digi-15 taalisen demodulointilaitteen.

Tämän tyyppinen vastaanotin tunnetaan EP-patentti-hakemuksesta 35 166.

Tunnettu vastaanotin on suoramuunnostyyppiä, jossa analogiset RF-vastaanottosignaalit digitoidaan ensiksi en-20 simmäisellä näytetaajuudella ja sitten kerrotaan digitaa lisen kvadratuurisekoitinasteen kertojapiirien parissa viritettävän digitaalisen vaihekvadratuurioskillaattorin ”

signaalien parilla, jotka saadaan digitaalisesta kvadra- I

• t

i. ! tuuriviritysoskillaattorista. Digitoidut RF-vastaanotto- I

• · s ; I 25 signaalit jakautuvat tällöin I (vaihe) ja Q (kvadratuuri) • · ··· j -signaaleiksi, joiden vaiheet eroavat keskenään 90e, ja ~ * * digitoitu RF-vastaanottosignaali, jonka RF-kantotaajuus ^ · · · vastaa digitaalisen vaihekvadratuurioskillaattorisignaali- I.

en viritystaajuutta, siirtyy myös taajuudeltaan kantakais- : : : : 30 taa kohden. Toivotut digitaaliset I ja Q kantakaistan vai- - hekvadratuurisignaalit valitaan digitaalisessa suodatin- ϊ laitteessa, jossa samanaikaisesti pienennetään (harvenne- • · taan) näytetaajutta ensimmäisestä näytetaajuudesta toisek- 1 I · · M =

si näytetaajuudeksi. Näin valitut I ja Q kantakaistasig-35 naalit demoduloidaan sitten digitaalisessa demodulointi- I

• · · • · — f · :— f » · 2 104449 laitteessa yhdeksi digitaaliseksi kantakaistasignaaliksi, joka viedään toistolaitteeseen D/A-muuntimen kautta.

Jotta voitaisiin tehokkaasti toteuttaa tunnettu n vastaanotin, monimutkaisten digitaalisten kertojien käyttö 5 oskillaattoripiirissä sekä sekoitinasteessa on välttämätöntä. Integroitu toteutus edellyttää tämän vuoksi verrattain suurta kidepintaa. Tämän lisäksi kvadratuuriviritys-oskillaattorin tulisi synnyttää digitaaliset sini- ja ko-sinioskillaattorisignaalit, joissa olisi verrattain vähän I 10 vääristymää. Erityisesti normaalien radio- ja televisio- yleisradiolähetysten lähettimien taajuusalueella on vää-ristymävaatimuksen noudattaminen vaikeaa, minkä vuoksi tunnettu vastaanotin on vähemmän sopiva yleisradiolähetys-signaalien vastaanottimeksi.

15 Keksinnön päämääränä on vastaanotin, joka helpompi toteuttaa verrattuna tunnettuun digitaaliseen vastaanottimeen ja joka integroidussa muodossaan vaatii vähemmän kidepintaa, kun taas oikein valittu mitoitus tekee siitä so-s pivan muun muassa RF, radio- tai TV-lähetyssignaalien vas- 20 taanottoon.

Vastaanotin, joka sisältää A/D-muuntimen, jolla ' .... näytteistetään digitaalisesti ensimmäisellä näytetaajuu- della kantotaajuudella moduloitua analogiasignaalia, ja ; ! joka on kytketty digitaaliseen kvadratuurisekoitinastee- ! ! 25 seen A/D-muuntimesta tulevan digitoidun moduloidun kanto- lii ··· j aallon taajuussiirtämiseksi, jossa on ensimmäinen ja toi nen signaalilähtö, joiden kautta digitaalinen kvadratuu- # « · *.· ‘ risekoitinaste antaa kantotaajuusmuunnettujen vaihekvadra- tuurisignaalien parin, digitaalisen suodatinlaitteen, jol-: 30 la valitaan kvadratuurisekoitinasteen vaihekvadratuurisig- naalit ja harvennetaan näytetaajuutta ensimmäisestä näyte- • taaajuudesta toiseksi näytetaajuudeksi, ja digitaalisen « · demodulointilaitteen, tunnettu siitä, että digitaalinen • · I · « kvadratuurisekoitinaste sisältää ensimmäisen, kiertomuo-:Y: 35 dossa olevan digitaalisen koordinaattikiertotietokoneen t « · • · • «

t 4 I

3 104449 (Cordic), jolla on ainakin ensimmäinen signaalitulo, joka on kytketty A/D-muuntimen lähtöön ja vaihesignaalitulo, joka on kytketty digitaalisen saha-aaltogeneraattorin lähtöön, joka digitaalinen saha-aaltogeneraattori syöttää 5 jaksollisen digitaalisen saha-aaltomuotoisen vaihesignaa- lin tietokoneen vaihesignaalituloon, jotta saataisiin aikaan jaksollinen 2π kierto ainakin tietokoneesen ensimmäisen signaalitulon kautta tuodulle signaalille, toistotaa-juudella, joka on yhtä kuin kantoaallon siirtymän suuruus, 10 tietokoneen syöttäessä ensimmäisestä ja toisesta signaali- lähdöstä kantoaaltomuunnettujen vaihekvadratuurisignaalien parin digitaaliseen suodatinlaitteeseen.

Digitaalisen koordinaattikiertotietokoneen, jota tästä lähtien kutsutaan lyhyyden vuoksi nimellä Cordic, 15 käyttö nopeisiin digitaalisiin trigonometrisiin laskelmiin on tunnettua artikkelista "The Cordic Trigonemetric Computing Technique", julkaisussa "IRE Transactions on Electronic Computers", syyskuu 1959, J. E. Voider. Laskelmat suoritetaan yksinkertaisin signaaliprosessitoimenpitein, 20 kuten binäärisiirrot, summaukset, vähennykset, ja ennalta talletettuja vakioita kutsumalla. Cordicilla on siten hyvin yksinkertainen ja tiiviisti integroitava piiriraken-ne, joka integroidussa muodossaan vaatii verrattain pienne I I 1 lv, kidepinnan.

f z | ! 25 Keksintö perustuu havaintoon, että Cordic, joka • · · " *’* ’ toimii niin sanotussa kiertomuodossa, jossa muodossa po- laarisignaaliesitys muunnetaan karteesiseksi esitykseksi, ' • · · ’♦* * voi sopivin mitoituksin yhdessä vaihesignaalitulossa ole- =

van saha-aaltogeneraattorin kanssa toimia sekoitinoskil- E

• · · z V : 30 laattoripiirinä. Cordicin tulosignaalin kantotaajuus muun- 1 • · · z.

ϊ#ϊ ί netaan eli siirretään taajuudelle, joka on yhtä kuin saha- E

aaltogenerattorin Cordiciin antaman signaalin toistotaa- ϊ • · juus, jota signaalia kutsutaan tästä lähin lyhyyden vuoksi Γ • · ~ . vaihesignaaliksi.

• · • · · • · · — • · _ • · · • » 7"

• ♦ · Z

4 104449 Käytettäessä keksinnön mukaista menetelmää digitaalinen sekoitinoskillaattori, joka muodostuu ensimmäisen kiertomuodossa olevan Cordicin ja saha-aaltogeneraattorin yhdistelmästä, saa aikaan kantotaajuudella moduloitujen 5 digitoitujen signaalien vaihesignaalin toistotaajuudesta riippuvan muunnoksen kantakaistalle tai kiinteälle väli-taajuudelle ilman, että edellytetään digitaalisten sini-ja/tai kosinioskillaattorisignaalien muodostamista ja/tai tarkkoja signaalien kertomisia.

10 Tämä mahdollistaa yksinkertaisen, integroitavan digitaalisen vastaanottimen toteutuksen, joka sopii RF-signaalien vastanottoon hyvin laajalla taajuuskaistalla, erityisesti, RF radio- ja televisioyleisradiolähetyssig-naaleille.

15 Keksinnön mukaisessa vastaanottimessa ensimmäisen

Cordicin ja saha-aaltogeneraattorin yhdistelmää voidaan käyttää osana demodulaatiopiiriä, johon tuodaan välitaa-juus- (IF) signaali kiinteällä IF-kantotaajuudella esimerkiksi virityspiiristä. Saha-aaltogeneraattorin toistotaa- 20 juus valitaan sitten sopivaan kiinteään arvoon, esimerkiksi arvoon, joka on yhtä kuin viimeksi mainittu iF-kanto- taajuus.

:v. On kuitenkin vaihtoehtoisesti mahdollista käyttää

I I

:v yhdistelmää, joka muodostuu ensimmäisestä Cordicista ja j 25 saha-aaltogeneraattorista RF-virityspiirinä. Keksinnön • · · I mukaisen vastaanottimen ensisijainen toteutus on näin ol-

Ien tunnettu siitä, että jaksotaisen digitaalisen saha- i · · *·* * aaltomuotoisen signaalin toistotaajuus vaihtelee alueella, joka vastaa vastaanottimen taajuusvastaanottoaluetta.

• · · V : 30 Halutun RF-vastaanottosignaalin suoraksi muuntami- ··» ί.ί ί seksi kantakaistalle keksinnön mukainen, niin kutsuttu suoramuunnosvastaanotin on tunnettu siitä, että jaksolli- • · sen digitaalisen saha-aaltomuotoisen vaihesignaalin tois- · . totaajuus on yhtä suuri kuin analogiasignaalin taajuus, « · • · · • · · • · • · · • » • φ 5 104449 joka tuodaan A/D-muuntimeen tietokoneessa tapahtuvaa, suoraan kantakaistalle tehtävää taajuusmuunnosta varten.

Halutun RF-vastaanottosignaalin muuntamiseksi kiin-tälle IF:lie, keksinnön mukainen niin kutsuttu välitaa-5 juusvastaanotin on tunnettu siitä, että jaksollisen digitaalisen saha-aaltomuotoisen vaihesignaalin toistotaajuus poikkeaa kiinteällä välitaajuusarvolla A/D-muuntimeen tuodun analogiasignaalin kantotaajuudesta.

Keksinnön mukainen vastaanotin on tunnettu siitä, 10 että jaksollisen digitaalisen saha-aaltomuotoisen vaihe-signaalin aiheuttama vaihekierto vaihtelee lineaarisesti 2n radiaanin alueella kullakin jaksolla. Näin estetään epälineaarisen vääristymän esiintyminen.

Parantunut kohinakäyttäytyminen saavutetaan keksin-15 nön mukaisen vastaanottimen ensisijaisessa toteutuksessa, joka on tunnettu siitä, että ensimmäinen näytetaajuus on ei-kokonaisluku kertaa A/D-muuntimeen tuodun analogiasignaalin kantotaajuus, joka luku on suurempi kuin kaksi.

Keksinnön mukaisen vastaanottimen ensisijainen to-20 teutus on tunnettu siitä, että digitaalinen demodulointi-laite sisältää toisen, vektorointimuodossa olevan digitaa-: lisen koordinaattikiertotietokoneen (CORDIC), jolla on ensimmäinen ja toinen signaalitulo, joihin tuodaan digitaalisen suodatinlaitteen valitut vaihekvadratuurisignaa- 25 lit toisella näytetaajuudella, ja lähtö, joka on kytketty • » · - '** I signaalin toistolaitteeseen.

Käytettäessä tätä menetelmää signaaliprosesointi- : • · · - '·* ‘ toimenpide suoritetaan toisessa digitaalisessa koordinaat- tikiertotietokonessa, jota tästä lähtien kutsutaan lyhyy- * * * V · 30 den vuoksi toiseksi Cordiciksi, ja joka on komplementääri- • · · ------ — .. _ ϊ.ϊ ί nen ensimmäisen Cordicin suhteen, ja saadaan aikaan täs- ξ • —

mällinen valittujen ja näytteistämällä taajuusharvennettu- I

F 9 )tif. jen vaihekvadratuurikantakaistasignaalien demodulointi/- ” . muunnos yksivaiheiseksi signaaliksi, joka sisältää halutun ϊ \V 35 kantakaistainformaation.

• « · — « · — • · · z 6 104449 FM RF -signaalien tapauksessa viimeksi mainittu yksivaiheinen signaali saadaan toisen Cordicin vaihesig-naalilähdöstä ja tarvitaan ainoastaan signaaliderivointi kantakaistamodulaatiosignaalin saamiseksi. Tätä varten 5 keksinnön mukainen FM-vastaanotin on tunnettu siitä, että toisen digitaalisen koordinaattikiertotietokoneen (CORDIC) lähtö on vaihesignaalilähtö ja on kytketty signaalitoisto-laitteeseen derivointipiirin kautta.

Keksinnön mukaisen vastaanottimen toteutus, joka on 10 sopiva AM RF -signaalien, kuten esimerkiksi AM-radio- tai AM-VSB TV-signaalit, vastaanottoon, on tunnettu siitä, että lähtö on toisen digitaalisen koordinaattikiertotietokoneen (Cordic) ensimmäinen lähtö, johon tuodaan lähtösig-naali, joka vaihtelee toisen tietokoneen tulosignaalien 15 amplitudin mukaan, ensimmäisen signaalilähdön ollessa kytkettynä signaalitoistolaitteeseen amplitudi-ilmaisimen kautta.

Ensimmäinen Cordic tekee digitaalisen kantakaista-signaalin kantakaistan vaihekvadratuurin I- ja Q- signaa-20 liparin muodossa ensimmäisellä näytetaajuudella, joka saadaan ensimmäisestä ja toisesta signaalilähdöstä.

I- ja Q-kantakaistasignaalien valinnan yksinkertaistamiseksi keksinnön mukaisen vastaanottimen ensisijainen toteutus on tunnettu siitä, että ensimmäisellä digi-25 taalisella koordinaattikiertotietokoneella on toinen sig- » · » *** ! naali tulo, kun Hilbert-signaalimuunnos suoritetaan A/D- muuntimen ja yhden kahdesta signaalitulosta välillä ja • · · signaaliviivekompensointi suoritetaan A/D-muuntimen ja toisen toisen signaalitulon välillä.

»·« V ’ 30 Oikean vaihekvadratuurisuhteen toteuttamiseksi en- • · · Σ simmäisen Cordicin kahden signaalitulon signaalien välil- lä, ensisijainen toteutus on tunnettu siitä, että digitaa- » » ( . linen anti-symmetrinen äärellisen impulssivasteen suodatin on sijoitettu yhtäältä A/D-muuntimen ja toisaalta ensim- « « :,V 35 mäisen digitaalisen koordinaattikiertotietokoneen ensim- 1 « · • « « · « · « 7 104449 mäisen ja toisen signaalitulojen väliin, joka suodatin sisältää 2n+l (n = 0, 1 ...) viive-elimen sarjaparien sar-jakytkennän, kunkin viivepiirin parin lähdön sekä sarja-piirin tulon ollessa kytkettynä summauspiiriin painoker-5 roinkertojapiirin kautta, (n+l):nnen parin viivepiirien välisten yhteisten liitäntöjen ollessa kytkettynä ensimmäiseen signaalituloon ja summainpiirin lähdön ollessa kytkettynä ensimmäisen digitaalisen koordinaattikiertotie-tokoneen toiseen signaalituloon.

10 Digitaalinen suodatinlaite, joka voidaan hyvin helposti toteuttaa ensimmäisen Cordicin lähtösignaalien valitsemiseksi ja harventamiseksi, on tunnettu siitä, että digitaalisessa suodatinlaitteessa on apunäytesuodatinosa, joka muodostuu n:nnen asteen kampasuodattimen sekä koko-15 amis- ja purkauspiirin kaskadipiiristä, joka kokoamis- ja purkauspiiri muodostuu summauspiiristä, jolla on ensimmäinen ja toinen signaalitulo ja signaalilähtö, ensimmäisen signaalitulon ollessa kytkettynä kampasuodatinlaitteen lähtöön ja signaalilähdön ollessa kytkettynä toiseen sig-20 naalituloon viivepiirin kautta tulonäytetajuuden signaalin viivästämiseksi yhdellä jaksolla, kun summainpiirin läh-; tösignaalia näytteistetään lähtönäytetaajuudella, joka on j'· l/2n tulonäytetaaj uudesta ja kokoamis- ja purkauspiiri ; nollataan viimeksi mainitun näytteistyksen jälkeen.

25 Keksintö kuvataan yksityiskohtaisemmin viitaten oheisissa piirroksissa esitettyihin kuvioihin, jotka anne- • · ... taan ainoastaan esimerkkinä ja joissa vastaavilla elimillä • · · _ ’·* * on samat viitteet.

Piirroksissa i·· — V * 30 Kuvio 1 on keksinnön mukaisen suorammuunnostyyppi- • o r V * sen vastaanottimen toiminallinen lohkokaavio.

Kuvio 2 on toiminnallinen lohkokaavio saha-aalto- I

9 0 generaatorista yhdessä kiertomuodossa olevan Cordicin ka- ^ . nssa, käytettäväksi kuvion 1 lohkokaavion vastanottimessa. [ «f — I · « I f « j- « 4 « 4 « * 0 — • · · 104449 8

Kuvio 3 esittää kuvion 1 ja/tai 2 saha-aaltoge-neraattorin saha-aaltomuotoisen vaihesignaalin ajasta riippuvaa vaihtelua.

Kuvio 4 esittää käytännön toteutusta osasta kuvion 5 2 kiertomuodossa olevaa ensimmäistä Cordicia ja saha-aal- togeneraattoria.

Kuvio 5 on lohkokaavio Hilbert-muunnospiiristä.

Kuvio 6 on lohkokaavio digitaalisesta apunäytesuo-dattimesta käytettäväksi kuvion 1 vastaanottimen digitaali) liessa vaihekvadratuurisuodatinlaitteessa.

Kuvio 1 esittää keksinnön mukaista, suoramuunnos-tyyppistä vastaanotinta, jossa antennitulo 1 kytkee siihen radiotaajuus- (RF) antennilaitteen A, johon on peräkkäin kytketty: ensimmäinen RF-tulosuodatin 2, vahvistusohjattu 15 RF-vahvistinlaite 3, toinen RF-tulosuodatin 4, A/D-muunnin 5, digitaalinen RF-suodatin 6, jolla A/D-muuntimessa 5 digitoidut RF-signaalit muunnetaan digitaalisiksi vaihe-(I) ja kvadratuuri- (Q) RF-signaaleiksi, ensimmäinen digitaalinen koordinaattitietokone (Cordic), joka on kiertomuo-20 dossa ja jolla on ensimmäinen ja toinen signaalitulo 16 ja 17 ja vaihesignaalitulo 18, ensimmäinen ja toinen signaa-lilähtö 19 ja 20, ja vaihesignaalilähtö, digitaalinen kan-·'·' takaistakvadratuurisuodatinlaite 10, 11, toinen Cordic 12,

« I

:\ joka on vektorointimuodssa ja jolla on ensimmäinen ja toi- * < : 25 nen signaalitulo 22 ja 23 ja vaihesignaalitulo 24 ja en- I t 4 simmäinen ja toinen signaalilähtö 25 ja 26 ja vaihesignaa- !..* lilähtö.

I I I

* Esitetty vastaanotin on FM-vastaanotin ja sen vuok si se sisältää signaaliderivointipiirin 13, joka on kyt- V : 30 ketty toisen Cordicin vaihesignaalilähtöön 27, joka sig-

• M

V * naalderivointipiiri on kytketty signaaliprosessointilait- teeseen 14 kantakaistan lisäprosessointia ja toistoa var- ....: ten.

* · . Ensimmäinen RF-suodatinlaite 2, vahvistusohjattu * * ·.·.· 35 RF-vahvistinlaite 3 ja toinen RF-suodatinlaite 4 muodosta- « · · « · m · • · · 9 104449 vat yhdessä analogisen RF-tulo-osan, jossa RF-antennin tulosignaalin amplitudivaihtelut sovitetaan A/D-muuntimen 5 dynaamiseen alueeseen ja jossa vastaanottimen RF-vas-taanottoalue valitaan. Vahvistussäätösignaali vahvistusoh-5 jatulle RF-vahvistinlaitteelle saadaan A/D-muuntimesta 5. A/D-muuntimessa 5 vastaanottimen vastaanottoalueella olevat RF-signaalit digitoidaan ensimmäisellä näytetaajuudella, jonka tulisi olla vähintäänkin kaksi kertaa korkein RF-vastaanottoalueella oleva taajuus. Esitetyn vastaanotit) timen, jossa RF-vastaanottoalue on välillä 87,5 MHz ja 108 MHz, käytännön toteutuksessa ensimmäinen näytteenottotaajuus oli 350 MHz. Näin digitoidut RF-vastaanottosignaalit viedään sitten digitaaliseen RF-suodattimeen 6 muunnettavaksi RF-vaihekvadratuurisignaalien xi ja yi pariksi, jot-15 ka viedään ensimmäisen Cordicin 9 vastaaviin ensimmäiseen ja toiseen signaalituloihin 16 ja 17. Digitaalista anti-symmetristä FIR (äärellisen impulssivasteen) suodatinta, joka on sinänsä tunnettu esimerkiksi kirjasta "Discrete Time Signal Processing", A.W.M van den Enden ja N.A.M.

20 Verhoeckx, Prentice Hall International (UK) Ltd., 1989, kappale 8.2.4., ss 206 - 211, voidaan käyttää digitaalise-•:"i na RF-suodattimena 6.

Ensimmäisen Cordicin 9 toiminta on sinänsä tunnet-tua esimerkiksi artikkelista "A unified algorithm for ele-: 25 mentary functions", J. S. Walther, "Spring Joint Computer • · « f-

Conference, 1971", ss 379 - 385. Kuten tästä artikkelista • · ... tiedetään, Cordic laskee kiertomuodossa, kuten ensimmäinen • · · -• · · • Cordic 9, signaalivektorin karteesiset koordinaatit xo ja yo, jotka saadaan kiertämällä tulosignaalivektoria, jonka • « · _ V * 30 muodostavat vaihekvadratuuritulosignaalit xi ja yi ensim- • · · V * mäisen Cordicin 9 ensimmäisessä ja toisessa signaalitu- lossa 16 ja 17, vaihekulman Zo verran, joka tuodaan ensim- Ϊ mäisen Cordicin 9 ensimmäiseen vaihesignaalituloon 18.

· . ..... -

Koska ensimmäinen Cordic 9 toimii kiertomuodossa,vaihesig- 35 naalilähtöön 21 syötetään kiinteä signaaliarvo, joka on * < « - i · I « 10 104449 yhtä kuin O, tai on tietyn toleranssi puitteissa yhtä kuin 0/ ja jota tästä lähtien kutsutaan lyhyesti nolla-arvoksi. Kukin tähän mennessä mainituista piireistä 2-13 on sinänsä tunnettu, ja, lukuunottamatta niiden vastaavia tehtäviä, 5 ei niitä tarvitse selostaa enempää keksinnön ymmärtämiseksi.

Keksinnön mukaan, esitetty vastaanotin sisältää digitaalisen saha-aaltogeneraattorin SG, joka on kytketty ensimmäisen Cordicin 9 vaihesignaalituloon 18. Digitaali-10 nen viritysdata ft tuodaan digitaaliseen saha-aaltogene-raattoriin SG virityssignaalitulon T kautta.

Digitaalinen saha-aaltogeneraattori SG syöttää digitaalisen vaihekulma-arvon Zo ensimmäisen Cordicin 9 vai-hesignaalitullon 18, joka arvo vaihtelee jaksollisesti 15 siten, että vaihekulman Zo peräkkäisiä digitaalisia arvoja voidaan pitää peräkkäisinä signaalinäytteinä jaksollisesta digitaalisesta saha-aaltomuotoisesta vaihesignaalista z, jolla on vaihekierto 2nrad per jakso. Toisin sanoen, vaihekulma-arvo Zo vaihtelee kullakin vaihesignaalin z arvol-20 la kasvaen tai pieneten monotonisesti 2n radiaanin alueella. Vaihesignaalin z toistotaajuus säädetään haluttuun arvoon digitaalisen viritysdatan ft avulla. Ensimmäinen V; Cordic 9 toimii näin ollen digitaalisena kvadratuurisekoi- * » :\\ tinasteena, jossa aiheutetaan taajuusmuunnos eli -siirto ; ,·, 25 taajuuden verran, joka on yhtä kuin jaksollisen digitaali- i · · "U sen saha-aaltomuotoisen signaalin toistotaajuus. Suora- • · ... muunnostyyppisessä vaihesignaalin toistotaajuus valitaan • · · *·* * yhtä suureksi kuin halutun RF-vastaanottosignaalin RF-kan- totaajuus. Lähtösignaalit xo ja yo ensimmäisen Cordicin 9 • · · '.· * 30 ensimmäisessä ja toisessa signaalilähdössä 19 ja 20 muo- • · · : dostavat täten vaihekvadratuurisignaalien parin.

Kuten jo aiemmin mainittiin, vaihtelevaa digitaali-<11(· nen viritysdata ft, jolla saha-aaltomuotoisen vaihesignaa-

I I

Iin z toistotaajuutta voidaan vaihdella halutun taajuus- • · .·.· 35 alueen yli, viedään saha-aaltogeneraattoriin SG viritysoh- « · « · • t « « · 11 104449 jaustulon T kautta. Ensimmäisessä Cordicissa 9 tapahtuvaa suoramuunnosta varten vaihesignaalin z toistotaajuuden vaihtelualueen tulisi vastata vastaanottimen RF-vastaanot-toaluetta. Kantakaistan vaihekvadratuurisignaali xo, yo 5 viedään sitten digitaaliseen kantakaistan vaihekvadratuu-risuodatinlaitteeseen 10, 11, jossa kantakaistan vaihekva-dratuurisignaalit xo ja yo valitaan ja jossa näytetaajuutta harvennetaan eli pienennetään ensimmäisestä arvosta fsl toiseen arvoon fs2, jolloin saadaan vaihekvadratuuri sig-10 naali x'i, y'i. Tälläinen digitaalinen kantakaistan vaihe-kvadratuurisuodatinlaite 10, 11 on sinänsä tunnettu esi-emrkiksi eurooppalaisesta patenttihakemuksesta EP 35166 ja se sisältää selektiivisen alipäästösuodattimen, joka toimii kahdelle vaihekvadratuurisignaalille xo ja yo, sekä 15 harventavan eli apunäytteistävän alipäätösuodattimen näytetaaj uuden pienentämiseksi fsl:stä fs2:een.

Jos vastaanotin on FM-yleisradiovastaanotin, käytetään kernaasti kuviossa 6 esitettyä apunäytesuodatinta kummallekin kantakaistan vaihekvadratuurisignaalille xo ja 20 yo. Tälläisen FM-yleisradiovastaanottimen käytännön toteutuksessa viimeksi mainittua apunäytesuodatinta seuraa di- - ' gitaalinen aaltosuodatin (ei kuviossa), kuten sinänsä tie- : : ' detään artikkelista "Wave digital filters: Theory and ΐ I —

Practice", A. Fettweis, Proceedings of the IEEE, vol. 74, : 25 nro 2, helmikuu 1986, jossa tapahtuu lisävalintaa ja -har- «· · vennusta.

• «

Jos vastaanotin on TV-vastaanotin, käytetään selek- ~ • « « * tiiviseen alipäästösuodatukseen kernaasti asymmetristä l monivaihesuodatinta, joka sinänsä on tunnettu US-patentis- - • « · .

V * 30 ta 4 914 408, yhdessä siihen sovitetun apunäytesuodattimen ΐ • ### “ : kanssa. ^ • _ ·;··· Näin saatu, toisen näytetaajuuden fs2 kantakaistan vaihekvadratuurisignaali x'i, y’i viedään vektorointimuo- - dossa toimivan toisen Cordicin 12 ensimmäiseen ja toiseen r «i « I « — 35 signaalituloihin 22 ja 23. Kuten edellä mainitun Walterin

Ml t · I I _ « I « 12 104449 julkaisun perusteella tiedetään, toisessa Cordicissa 12 tapahtuu muunnos karteesisesta signaaliesityksestä polaariseen signaaliesitykseen, koska se toimii vektorointimuo-dossa ja on mahdollista määrittää kulma ja kulmavaihtelut 5 tulosignaalivektorista, kuten esimerkiksi x'i, y'i kiinteän vertailukoordinaatin suhteen, esimerkiksi X-akseli. Tässä vektorointimuodossa toisen Cordicin 12 vaihesignaall tulo välittää nolla-arvon ja nolla-arvotaso syötetään Cordicin 12 toiseen signaalilähtöön. FM-vastaanottimen ta-10 pauksessa FM-vastaanottosignaalin kulmamodulaatio saadaan toisen Cordicin vaihesignaalilähdöstä 27 ja tämä kulma tulee derivoida. Tämä toteutetaan signaaliderivointipii-rissä 13, jonka lähtöön sitten tulee haluttu kantakaistal-la oleva FM-modulaatiosignaali. Sitten voidaan suorittaa 15 signaalin jatkoprosessointia, kuten toteutetaan D/A-muun- nos ja toisto signaaliprosessointilaitteessa 14.

Kuten edellä mainitusta Waltherin julkaisusta voidaan päätellä, toisen Cordicin ensimmäisen ja toiseen sig-naalituloon tuodun tulosignaalivektorin amplitudi eli ab-20 soluuttinen voimakkuus sadaan tämän Cordicin ensimmäisestä a signaalilähdöstä 25. Näin ollen on mahdollista tehdä esitetty vastaanotin helposti sopivaksi amplitudimoduloitujen (AM) RF-vastaanottosignaalien vastaanottoon kytkenökkö s jt toisen Cordicin 12 ensimmäinen signaalilähtö 25 kantakais- a * j 25 tan signaaliprosessointi- ja toistopiiriin 15 toi kytke- : ! mällä se signaaliprosessointilaitteeseen 14 kytkimen kaut- ta (ei kuviossa).

ί,ί ·' Vaihtoehtoisesti on mahdollista käyttää kvadratuu- risekoitinastetta, jonka muodostaa ensimmäinen Cordic 9 .·:*. 30 yhdessä saha-aaltogeneraattorin SG kanssa, välitaajuusvas- taanottimen välitaajuus- (IF) signaalin kiinteään taajuus-muunnokseen. Tätä varten välitaajuusvastaanotin (ei kuviossa) voi sisältää analogisen virityspiirin, joka on si- ^ · 3 '”· joitettu yhtäältä RF-tulo-osan 2, 3, 4 ja toisaalta A/D- 35 muuntimen 5 väliin, tai se voi sisältää digitaalisen kv- • · • » f • · • y

• I I

4 104449 13 adratuurivirityspiirin, joka on tunnettu EP-patenttimääri-tyksestä 35 166, joka piiri korvaa tai edeltää digitaalista RF-suodatinta 6. Saha-aaltogeneraattorin SG antaman saha-aaltomuotoisen vaihesignaalin z toistotaajuuden tulee 5 tällöin vastata halutun RF-kantotaajuuden ja välitaajuus-vastaanottimen välitaajuuden eroa tai summaa. On järkevää valita välitaajuus arvoon, joka on RF-vastaanottoalueen yläpuolella (esimerkiksi kaksoisvälitaajusvastaanottimen tapauksesa, jossa käytetään korkeaa ensimmäistä välitaa-10 juutta ja alhaisempaa toista välitaajuutta) tai tämän alueen alapuolella.

On huomattava, että vaihejako, joka suoritetaan digitaalisessa RF-suodattimessa 6 vaihekvadratuurisignaa-liparin saamiseksi, ei ole oleellinen keksinnön käytölle.

15 Vaihekvadratuurisignaalien xi, yi syöttö ensimmäisen Cor-dicin 9 signaalituloihin 16 ja 17 estää signaalilähdöissä 19 ja 20 sekoitussummakomponentit eli sekoitustulot, jotka sijaitsevat viimeksi mainittujen vaihekvadaratuurisignaa- 1 lien xi, yi kantotaajuuden ja vaihesignaalin z toistotaa-20 juuden summataajuudella. Näin ollen haluttujen sekoitettujen erokomponenttien valinta digitaalisessa kantakaistan vaihekvadaratuurisuodattimessa 10, 11 yksinkertaistuu huomattavissa määrin.

Ilman digitaalista RF-suodatinta 6 tullaan toimeen, 25 mikäli asetetaan tiukempia valintavaatimuksia viimeksi ”

* * * T

i·:: mainitulle vaihekvadratuurisuodattimelle 10, 11. A/D-muun- timen 5 digitoitu RF-vastaanottosignaali voidaan tällöin

Ml :.·* s viedä suoraan yhten kahdesta signaalitulosta 16 ja 17 toi- ; sen signaalitulon ollessa kytketty nolla-arvotasoon. : 30 Kuvio 2 on toiminnallinen lohkokaavio digitaalises- f ta kvadratuurisekoitinasteesta, jonka muodostavat, keksin- 9

• e nön mukaan, ensimmäinen Cordic 9 ja saha-aaltogeneraattori I

SG. Esitetyssä versiossa tämä aste sisältää yhdentoista • _ ' * iteraatio-osan IS1 - IS11 kaskadikytkennän, jossa suorite- = 35 taan yksitoista iteratiivista kulmakonvergenssiaskelta.

• · • t • t l4 104449

Kuten edellä mainitusta Waltherin artikkelista tiedetään, signaalituloon 16 ja/tai signaalituloon 17 tuotujen signaalin tai signaalien vastaavat signaaliarvojen muutokset määräytyvät kussakin iterointiaskelessa osissa IS - IS11 5 seuraavien yhtälöiden mukaan: X(j+2) = X(j + 1) - sign Z(j+1) 1 2'J 1 Y(j+1) Y(j+2) = Y(j + 1) + sign Z(j+1) 1 2‘J 1 X(j+1) Z(j+2) - Z(j + 1) - sign Z(j+1) 1 arc tan 2"j kun j =0 ... 9 annetulle kulmakonvergenssin valinnalle.

10 Osalle IS1 pätee:

Xl = -sign Zo 1 Yo Y1 = sign Zo 1 Xo Z1 = Zo -sign ZO 1 it/2

Viitteet Xo ja Yo merkitsevät vastaavasti xi:n ja yi:n 15 näytearvoja ja sign Zo merkitsee z:n näytearvon Zo etu merkkiä .

Osien IS1 - IS11 niin kutsutussa z-haarassa, jota tässä kuvataan yksityiskohtaisemmin, tulokulma-arvoa Zo , kierretään toistuvasti kiinteiden suppenevien kulmien (ta- 20 ulukko I jäljempänä) sarjan kautta kohti nollaa tai ainakin nollasta toleranssipoikkeaman verran poikkeavaa jään-nösarvoa kohden. Kussakin iteraatio-osassa määritetään • f ... etumerkki eli kiinteän kiertokulman suunta, jolla toivottu kulmakonvergenssi saavutetaan. Ensimmäisessä iteraatio- ; 25 osassa IS1 τι/2 lisätään Zo:aan tai vähennetään Zo:sta, • · · ··· ! riippuen Zo:n merkistä, jolloin saadaan uusi kulma-arvo

Zl.

• ♦· V · Toisessa iteraatio-osassa IS2 n/4 lisätään Zl:een tai vähennetään Zlrstä riippuen Zl:n etumerkistä, jolloin 30 sadaan kulma Z2 siten, että Z2 < Zl jne.

·1·’· Alla oleva taulukko esittää, minkä kulmien lävitse * . tulokulma-arvoa Zo peräkkäisesti kierretään peräkkäisissä

Ml M

iteraatio-osisa. Se perustuu 12 -bittiseen esitykseen niin kutsutussa kahden komplementti -muodossa, jossa 212 = 4096 35 vastaa 2n:tä.

• 4 « I I

« I

· · is 104449

Taulukko 1

φ RAD RAD DEG DEC + BIN - BIN

I 2*arctan(2A0) 1.570796327 90 1024 010000000000 110000000000 5 2 arctan(2A0) 0.785398163 45 512 001000000000 111000000000 3 arctan(2M) 0.463647609 26.6 302 000100101110 111011010010 4 arctan(2A-2) 0.244978663 14.0 160 000010100000 111101100000 5 arctan(2A-3) 0.124354995 7.1 81 000001010001 111110101111 6 arctan(2A-4) 0.062418810 3.6 41 000000101001 111111010111 10 7 arctan(2A-5) 0.031239833 1.8 20 000000010100 111111101100 8 arctan(2A-6) 0.015623729 0.9 10 000000001010 111111110110 9 arctan(2*-7) 0.007812341 0.4 5 000000000101 111111111011 10 arctan(2A-8) 0.003906230 0.2 3 000000000011 111111111101 15 11 arctan(2A-9) 0.001953123 0.1 1 000000000001 llllllllllll missä: RAD radiaani DEG - aste DEC = desimaali 20 BIN = binaari.

Esitetyssä toteutuksessa ensimmäisessä iteraatio- osassa IS1 tarkastetaan, onko digitaalisella 12-bittisellä

kulma-arvolla Zo positiivinen vaiko negatiivinen etumerk- H

25 ki. Tätä varten ensimmäinen iteraatio-osa IS1 sisältää r ·.· j etumerkki-ilmaisimen SD0, joka on kytketty vaihesignaali- *:**: tuloon 18 ja joka ilmaisee kulma-arvo Zo etumerkin, t.s.

:Tt alkaen kahden komplementti -esityksestä se määrittää kul- ma-arvon Zo kaikkein merkitsivimmän bitin bittiarvon. Etu- 30 merkki-ilmaisin SDO on kytketty invertteripiirin 111 oh- jaustuloihin, sille komplementaariseen invertteripiiriin • · · _ -- e ...

112 ja invertteripiiriin 113, joka myös on koplementaari- nen. Invertteripiirin ymmärretään tästä eteenpäin merkitsevän piiriä, joka kertoo tulosignaalin ohjaussignaalilla, , 35 t.s. se ei invertoi tulosignaalia kun ohjaussignaali on +1 1 - I I — - • —Ϊ ui ie 104449 ja invertoi signaalin kun ohjaussignaali on -1. Komplementaarinen invertteripiiri toimii toisin päin: signaali-inversio +1 ohjaussignaalilla ja ei signaali-inversiota -1 ohjaussignaalilla. Ill ja Ϊ12 signaalitulot on kytketty 5 vastaavasti ensimmäisen Cordicin 9 ensimmäiseen ja toiseen signaalituloon 16 ja 17 ja Ϊ13 signaalitulo on kytketty kiinteään kulmakiertoarvoom 01 vastaten kulma-arvoa 90°, kuten edellä olevan taulukon ylin rivin osoittaa. Ϊ13 sig-naalilähtö on kytketty summaimen A13 ensimmäiseen signaali) lituloon ja A13 toinen signaalitulo on kytketty vaihesig-naalituloon 18. Ill, Ϊ12 ja A13 signaalilähdöt on kytketty vastaaviin viivepiireihin D12, Dll ja D13.

Jos vaihesignaalitulossa 18 olevan kulma-arvon Zo kaikkein merkitsivin bitti on positiivinen, signaalitulos-15 sa 17 olevan signaalinäytteen Yo etumerkki käännetään in-vertteripiirissä Ϊ12, minkä jälkeen se talletetaan uutena signaalinäytteenä Y1 viivepiirissä Dll, kun taas signaa-linaalinäyte Xo ensimmäisessä signaalitulossa 16 talletetaan viivepiirissä S12 uutena, samanmerkkisenä signaali-20 näytteenä Xl. Vastakkainen merkki-inversio suoritetaan kun viimeksi mainittu kaikkein merkitsivin bitti Zo:ssa on negatiivinen. Piirit SDO, Ϊ13 ja A13 muodostavat niin kutsutun z-haaran iteraatio-osassa IS1. Edellä mainitussa näytteiden Xo ja Yo prosessoinnissa ei pelkästään saada 25 aikaan merkinkiertoaskelta vaan myös signaaliprosessointi, | joka vastaa kulma-arvon Z1 kiertoa 90° kohti nolla-arvoa, * * esimerkiksi 0, jolloin Z1 = Zo ± 90°. Esittämällä kulma- • ·· :.· · arvo niin sanotussa kahden komplemetti -muodossa on mah dollista yksinkertaistaa kulmakonvergenssiin tarvittavia :V: 30 piirejä merkittävissä määrin ja pienentää niiden kokoa, kuten jäljempänä selostetaan yksityiskohtaisemmin. Tähän * . mennessä selostetut signaaliprosessointitoimenpiteet en- ] simmäisessä iteraatio-osassa tapahtuvat yhden näytejakson aikana, esimerkiksi tsl. Seuraavalla näytejaksolla ts2 : * 35 suoritetaan vastaavat signaaliprosessointitoimenpiteet 1 « i · *

J

! 17 104449 alkaen uusista näytearvoista Xl ja Y1 sekä uudesta kulma-arvosta Zl.

Toisessa iteraatio-osassa IS2 kulmasanan D13:ssa talletettu kaikkein merkitsivin bittiarvo ilmaistaan merk-5 ki-ilmaisimella SD1 mainitulla näytejaksolla ts2. SDl:n lähtö on kytketty invertteripiirin 122 ja siihen nähden komplementaaristen invertteripiirien Ϊ21 ja Ϊ23 ohjaus-tulohin. 122:n ja Ϊ21:η signaalitulot on kytketty vastaavasti Dll:sta ja D12:sta lähtöihin, kun Ϊ23:η signaalitulo 10 on kytetty kiinteään kulmakiertoarvoon 2 vastaten kulma-arvoa 45β. Ϊ21:η 122:n ja Ϊ23:η signaalilähdöt on vastaavasti kytketty summainpiireihin A21, A22 ja A23.

A21:n, A22:n ja A23:n signaalitulot on kytketty Dll:n, D12:n ja D13:n signaalilähtöihin. A21:n, A22:n ja A23:n 15 signaalilähdöt on vastaavasti kytketty viivepiireihin D21, D22 ja D23.

Riippuen etumerkistä eli kulma-arvon Zl kaikkein : merkitsivimmästä bitistä, joka syötetään D13:sta toisen 1 iteraatio-osan S2 z-haaraan (SD1, Ϊ23 ja A23), ja Dll ja 20 D12 vastaavasti syöttämät Xl ja Yl -signaalinäytteet invertoidaan komplementäärisessä piirissä Ϊ21, mitä seuraa Ϊ summaus A21:ssa ja A22:ssa näiden signaalien alkuperäisiin arvoihin. Näiden summauksien tulokset talletetaan signaa-linäytteinä X2 ja Y2 vastaavissa viivepiireissä D21 ja ϋ 25 D22. Viimeksi mainitussa z-haarassa suoritetaan jälleen *·· j kulmaiteraatioaskel komplementäärisen invertteripiirin : ***** __

123 avulla summainpiirissä A23, tällä kertaa kulman π/4 I

* * *

’.· · verran siten, että nyt uusi kulma-arvo Z2 A23:n lähdössä L

on pienempi kuin Zl. Tämä uusi kulma-arvo talletetaan si- ^ ϊ.ί': 30 ten viivepiirissä D23. =

Seuraavaalla näytejaksolla ts3 viivepiirien D21,

D22 ja D23 sisällöt viedään tulosignaalinäytteenä kolman- I

• « teen iteraatio-osaan IS3, jonka piirirakenne on suurin 1 piirtein sman kuin iteraatio-osan IS2. Kolmas iteraatio- : : : 35 osa IS3 sisältää merkki-ilmaisimen SD3, jonka tulo on kyt- * · « • · — • · · · — 1β 104449 ketty viivepiirin D23 lähtöön ja jonka slgnaalllähtö on kytetty invertterlpiirin 132 ja sen kanssan komplementaaristen invertteripiirien Ϊ31 ja Ϊ33 ohjaustuloihin. Vii-vepiirien D21 ja D22 lähdöt on vastaavasti kytketty sum-5 mainpiirien A31 ja A32 ensimmäisiin signaalituloihin ja 132:n ja Ϊ31 signaalituloihin siirtorkeisterien SH32 ja ja SH31 kautta, jotka toimivat kahdella jako -piireinä. A31:n ja A32:n signaalilähdöt on edelleen vastaavasti kytketty viivepiirien D31 ja D32 signaalituloihin. Kulma-arvoa 3 10 vastaava kiinteä binöääriarvo viedään komplementäärisen invertteripiirin Ϊ33 signaalituloon. Yhdessä D23:n signaalilähdön kanssa Ϊ33:η signaalilähtö viedään sum-mainpiiriin A33, jonka signaalilähtö on kytketty viivepiirin D33 signaalituloon.

15 Vastaavalla tavalla iteraatio-osa ISi (i * 4 - 11) käsittää invertteripiirit Ii2 ja komplementaariset invert-teripiirit lii ja Ii3, yhdessä summainpiirien Ai2, Ail ja Ai3 sekä merkkiilmaisimen SD(i-l) ja siirtorekisterien SHil ja SHi2 kanssa. Jako tekijällä 2"(1"2) saadaan aikaan 20 siirtorekistereillä SHil ja SHi2. Summainpiirit Ail, Ai2 ja Ai3 on kytketty viivepiirien Dii, Di2, Di3 vastaaviin signaalituloihin. Komplemetäärisen invertteripiirin Ii3 signaalitulo on kytketty kiinteään binaariarvoon, joka vastaa kulma-arvoa 0i.

25 Viimeinen iteraatio-osa IS11 suorittaa pelkästää • , t *·* j laskelmia liittyen viimeisessä osassa IS10 saavutettuun

Mm kulma-arvoon Zo, joka arvo on nolla kulma-arvosanan vähi- • · · '·* * ten merkitsevän bitin määräämän poikkeaman puitteissa.

Viimeisessä iteraatio-osassa IS11 ei enää suoritetaan Z10: · · _ V 30 kulmakonvergenssiä, joten tullaan toimeen ilman Ii3: ja

Ai3:a vastaavia piirejä, sekä Dil:a, Di2: ja Di3:a vastaa- via viivepiirejä.

« t

Keksinnön mukaan vaihteleva kulma-arvo Zo saadaan vaihesignaalitulossa 18 saha-aaltogeneraattorin SG avulla. 35 Esitetyssä versiossa tämä generaattori sisältää summain- • i « « Ϊ is 104449

Esitetyssä versiossa tämä generaattori sisältää summain-piirin AO, jossa on ensimmmäinen ja toinen signaalitulo ja signaalilähtö, joka on kytketty signaaliviivepiiriin DO, jonka signaalilähtö on kytketty ensimmäisen Cordicin 9 5 vaihesignaalituloon 18 sekä summainpiirin AO toiseen sig-naalituloon. Vaihteleva digitaalinen viritysdata ft tuodaan summainpiirin AO ensimmäiseen signaalituloon. Digitaalisen viritysdatan ft sopivalla numeerisella arvolla summainpiirin AO maksimilukemaan nähden saadaan jaksolli-10 nen saha-aaltomuotoinen signaali, jonka kulmanäytteistys arvoilla Zo vaihesignaalitulossa 18 on toistotaajuus, joka vastaa halutun RF-vastaanottosignaalin RF-kantotaajuutta.

Kuvio 3 esittää jaksollisen saha-aaltomuotoisen vaihesignaalin peräkkäisiä näytearvoja, jotka saadaan ku-15 viossa 2 esitetyn saha-aaltogeneraattorin käyttännön toteutuksessa. Tässä käytännön toteutuksessa summainpiirin Ao laskenta-alue on välillä 0 ja 4095 ja maksimilukema on siis 4095. Digitaalisen viritysdan numeerinen arvo on 1- 031. Taulukko 2 osoittaa kuinka peräkkäisten näytteistys-20 ten numeroarvo eli vaihesignaalitulon 18 kulma-arvot vaih- - televat ajan funktiona.

( • · · ··· · • · · · · • · :

• M

• I · • · · .

• · · • · · • · · • M • · · • · · • r l · Γ t « * * · ' · · « « — i i « • · < · = • M ^ 104449 20

Taulukko II

näyte 1 0 2 1031 5 3 2062 4 3093 5 28 (4124-4096) 6 1059 7 2090 10 8 3121 9 56 (4152-4096) 10 1087 11 2118 12 3149 15 13 84 (4180-4096) 14 115 15 2146 16 3177 17 112 (4208-4096) 20

Koska summainpiirin AO maksimilukema on ei-kokonaisluku kertaa digitaalisen viritysdatannumeeriset arvot, kunkin saha-aaltojakson näytteistyshetket siirtyvät vaiheeltaan saha-aallon toistojaksoon nähden. Tämä vaihesiir- , e I , 25 to sasa aikaan kohinan taajuusleviämisen siten, että en- * · *·· · simmäisen Cordicin 9 ja saha-aaltogeneraattorin SG muodos- • · · · · tämän kvadratuurisekoitinasteen kohinakäyttäytymien para- • · · V· nee merkittävästi.

Kuviossa 2 esitetyllä toteutuksella on niin kutsutti*: 30 tu putkirakenne, joska käytetään hyväksi viivepiirejä Dii,

Di2 ja Di3 (i = 1 ... 11). Tämä antaa mahdollisuuden suo-rittaa peräkkäisiä iteraatioita kellotaajuudella, joka on • · yhtä kuin ensimmäinen näytetaajuus. On kuitenkin mahdollista tulla toimeen ilman viivepiirejä Dii, Di2 ja Di3.

:V: 35 Tällöin saadaan sarjamuotoinen iteratiivinen kulmakonver- • · · • · • ·

• 1 I

21 104449 genssi näytetaajuudella, joka on pienempi kuin kellotaajuus tekijöllä, joka on yhtä kuin iteraatio-osien lukumäärä.

Kuvio 4 esittää saha-aaltogeneraattorin SG käytän-5 nön toteutusta yhdessä z-haaran kanssa ensimmäisestä kymmenenteen iteraatio-osan IS1 - IS10 kaskadipiirissä. Lähtien 12-bittisestä kulmaesityksestä, saha-aaltogeneraattorin SG tulisi sisältää kaksitoista rinnakkaista akkupii-riä, joista kukin vastaa piiriä, jonka kuviossa 2 muodos-10 taa summainpiiri AO ja viivepiiri D0 sekä takaisinkytkentä viivepiirin DO lähjdöstä summainpiirin AO toiseen signaa-lituloon. Jos vähiten merkitsevän pitin akkupiiriä merkitään AC1 ja toiseksi vähiten merkitsevän bitin akkupiiriä AC2 ja niin edelleen kaikkein merkitsevinhän bitin piiriin 15 AC12 saakka, piirien AC1 - AC12 muistinumerobittien antojen tulisi olla kytkettynä akkupiirien AC1 - AC12 muistinumerobittien ottoon. Akkupiirien AC1 - AC11 signaaliläh-döt on kytketty vastaaviin viivepiireihin D131 - D1311 ja signaali inversio suoritetaan akkupiirin AC11 signaali-20 tiellä.

Edellisessä taulukossa esitetyn kahden komplementti-esityksen kulma-arvon tapauksessa iteraatioosan IS1 etumerkkibitti saadaan akkupiirin AC12 lähdöstä. Iteraa- - tio-osan IS2 etumerkkibitti SI saadaan invertoimalla ak- 25 kupiirin AC11 lähtösignaali ja viivästämällä sitä yhden ^ < - ·*· | näytejakson verrran viivepiirissä D1311. Myös kolmanne • · · · · 'm * iteraatio-osan IS3 etumerkkibitti S2 määräytyy yksinomaan V * akkupiirin AC10 lähtösignaalista.

Viivepiirien D131 - D310 signaalilähdöt on kytketty !f! : 30 vastaavasti viivepiirien D231 - D2319 signaalituloihin.

ΓΓ: Signaali-inversio suoritetaan akkupiirin AC10 signaali-

tiellä ja viivepiiri D2310 antaa etumerkkibitin S2 kolmanteen iteraatio-osaan IS3. Viivepiirien D233 - D239 lähdöt E

on kytketty seitsemän summainpiirin A233 - A239 ensimmäi- Ξ 35 siin signaalituloihin. Etumerkkibitti S2 viedään summain- I I I _ l · <14 “ 22 104449 piirien A233, A234, A236 ja A239 toisiin signaalituloihin ja etumerkkibitin S2 invertoitu arvo viedään muigin sum-mainpiireihin. Summainpiirit A233 - A239 on kytketty toisiinsa muistinumerobittikytkennällä ja summainpiirin A233 5 muintinumerobittiotto on kytkettty viivepiiriin D232. Sum-mainpiirin A239 muintinumerobittiantosignaali viedään etu-merkkibittinä S3 neljänteen iteraatio-osaan IS4 viivepii-rissä D3310 tapahtuvan inversion ja viivästyksen jälkeen. Summainpiirien A233 - A239 signaalilähdöt on vastaavasti 10 kytketty viivepiirien D333 - D339 signaalituloihin. Viive-piirien D231 ja D232 signaalilähdöt on vastaavasti kytketty viivepiireihin D331 ja D332.

Neljännen etumerkkibitin S4 muodostamiseksi käytetään kolmea summainpiiriä A337 - A339, joiden ensimmäiset 15 signaalitulot on kytketty viivepiirien D337 - D339 signaa-lilähtöihin, ja summainpiirin A338 toinen signaalitulo vastaanottaa etumerkkibitin S3 ja summainpiirien A337 ja A339 toiset signaalitulot vastaanottavat etumerkkibitin S3 inversioarvon. Summainpiirit A337 - A339 on kytketty toi-20 siinsa muistinumerobittikytkennällä ja summainpiirin A337 muintinumerobittiotto on kytketty viivepiirin D336 läh töön. Summainpiirin A339 muintinumerobittiantosignaali viedään etumerkkibittinä S4 viidenteen iteraatio-osaan IS4 viivepiirissä D4310 tapahtuvan inversion ja viivästyksen - 25 jälkeen. Viivepiirien D331 - D336 ja summainpiirien 5 ' t ··· | A337 - A339 signaalilähdöt on vastaavasti kytketty viive piireihin D431 - D439.

• ♦· V : Kuudennen iteraatio-osan IS6 etumerkkibitti S5 saa daan kahdeksan summainpiirin A434 - A439 avulla, joiden :T: 30 ensimmäiset tulot on vastaavasti kytketty viivepiireihin D432 - D439. Summanpiirien A432 ja A436 tulosignaalit in-* . vertoidaan. Etumerkkibitti S4 viedään summainpiirien A435 ) ja A437 toisiin signaalituloihin ja etumerkkibitin S4 in- versioarvo viedään kahdeksan summainpiirin ryhmän A432 -35 A439 muihin summainpiireihin. Summainpiirit A432 - A439 4 « « • t « · « · · ! '4 23 104449 on kytketty toisiinsa muistinumerobittikytkennällä ja sum-mainpiirin A432 muintinumerobittiotto on kytketty viive-piirin D431 lähtöön. Viivepiirin D431 ja summainpiirien A432 - A439 signaalilähdöt on vastaavasti kytketty viive-5 piireihin D531 - D539. Viviepiirin D539 lähtö antaa etu-merkkibitin S5 kuudenteen iteraatio-osaan Is6.

Kuudennen etumerkkibitin S6 muodostamiseksi seitsemännelle iteraatio-osalle IS7 käytetään seitsemää summain-piiriä A532 - A538, joiden ensimmäiset signaalitulot on 10 vastaavasti kytketty viivepiireihin D532 - D538, ja summainpiirien A534 ja A536 toiset signaalitulot vastaanottavat etumerkkibitin S5. Etumerkkibitin S5 inversioarvo viedään muiden summainpiirien toisiin tuloihin. Myös nämä summainpiirit A532 - A538 on kytketty toisiinsa muisti-15 numerobittikytkennällä ja summainpiirin A532 muintinumerobittiotto vastaanottaa viivepiirin D531 lähtösignaalin inversioarvon. Viviepiirin D531 ja summainpiirien A532 -A538 signaalilähdöt on vastaavasti kytketty viivepiireihin D631 - D638. Viivepiirin D638 lähtösignaali viedään etu-20 merkkibittinä S6 seitsemänteen iteraatio-osaan S7.

Seitsemännen etumerkkibitin S7 muodostamiseksi kahdeksannelle iteraatio-osalle IS8 käytetään neljää summain- : piiriä A634 - A637, joiden ensimmäiset tulot on kytketty viivepiirien D634 - D637 lähtöihin, ja summainpiirin A635 j i . 25 toinen signaalitulo vastaanottaa etumerkkibitin S6. Etu- ··*j merkkibitin S6 inversioarvo viedään summainpiirien A634,

A636 ja A637 toisiin tuloihin. Summainpiirit A634 - A637 ·*·* W

*.* *' on kytketty toisiinsa muistinumerobittikytkennällä. Viive- piiri D642 on kytketty summainpiirin A634 muistimumerobit-ij*: 30 tiottoon. Viivepiirien D631 - D633 ja summainpiirien \ A634 - A637 signaalilähdöt on kytketty viivepiireihin ? D731 - D737 vastaavasti. Etumerkkibitti S7 saadaan viive- · · · · piirin D737 lähdöstä. ~

Etumerkkibitin S8 muodostamiseksi yhdeksännelle 35 iteraatio-osalle IS9 käytetään neljää summainpiiriä A733 - - « · · _ • · _ • · “ > i 24 104449 A736. Summainpiirien A733 - A736 ensimmäiset tulot on vastaavasti kytketty viivepiireihin D733- D737. Summainpiirin 733 ensimmäiselle signaalitulolle suoritetaan signaali-inversio. Summainpiirin A734 toinen signaalitulo vastaan-5 ottaa etunerkkibitin S7 ja summainpiirien A733, A735 ja A736 toiset signaalitulot vastanottavat etumerkkibitin S7 inversioarvon. Summainpiirit A733 - A736 on kytketty toisiinsa muistinumerobittikytkennällä ja summainpiirin A733 muistimumerobittiotto on kytketty viivepiirin D732 lähtö-10 ön. Viivepiirit D731, D732 ja summainpiirit A733 - A736 on kytketty viivepiireihin D831 - D836 vastaavasti. Viivepii-ri D836 antaa etumerkkibitin S8.

Etumerkkibitin S9 muodostamiseksi kymmenennelle iteraatio-osalle IS10 käytetään neljää summainpiiriä 15 A832 - A835, joiden signaalitulot on kytketty viivepiirien D832 - D835 lähtöihin. Summainpiirin A832 ensimmäiselle signaalitulolle suoritetaan signaali-inversio. Summainpiirin A834 toinen signaalitulo vastaanottaa etunerkkibitin S8 ja summainpiirien A832, A834 ja A835 toiset signaalitu-20 lot vastanottavat etumerkkibitin S8 inversioarvon. Etu-merkkibitti S9 iteraatio-osalle S10 saadaan sitten summainpiirin A835 lähtösignaalista viivepiirin D935 kautta.

Kuviossa 4 esitetty ja edellä selostettu piiri sisältää pienimmän määrän piirikomponentteja, joilla voidaan ! ; 25 toteuttaa kuvion 2 saha-aaltogeneraattorin ja z-haaran "1 | toiminnot, jotka tarvitaan etumerkkibittien SO - S10 syn- • · · · · nyttämiseen. Tämä on mahdollista valitsemalla -arvot ite- * 1 · *·1 1 raatio-osissa IS1 - IS10 edellä olevan taulukon I avulla.

Kuten jo edellä mainittiin, saha-aaltogeneraattorin SG

904 V · 30 antamaa kulma-arvoa Zo kierretään toistuvasti jäännös-eli ί nolla-arvoon. Kullakin iteraatiokierroksella Zi:n vaihte- * lualue pienenee. Näin ollen ei ole välttämätöntä viedä • · kaikkia bittiarvoja kaikkein merkitsivimmän bitin rinnalla • · » · » . ’ lähdöstä seuraavaan iteraatio-osaan. Täten kulma-arvon z • · 35 sananleveys, jossa vaihteluja voi esiintyä, pienenee kus- « i 25 104449 sakin iteraatio-osassa. Tällä saadaan aikaan ensimmäinen piirikomponenttien säätö. Lisäksi käytetään hyväksi parhaalla mahdollisella tavalla niin kutsuttua langoituslo-giikka tekniikkaa, eli loogisten toimintojen toteutusta 5 sopivasti valituilla läpikytkennöillä.

Kuvio 5 on lohkokaavio digitaalisen RF-suodattimen 6 käytännön toteutuksesta, jossa A/D-muuntimen 5 lähdössä oleva digitaalinen RF-signaali jaetaan vaiheessa vaihek-vadaratuuri RF-signaalien xi ja yi pariksi. Esitetty di-10 gitaalinen RF-suodatin on niin kutsuttu antisymmetrinen FIR (äärellisen impulssivasteen) suodatin ja siinä on kuuden viivepiirin Dl - D6 sarjapiiri, Dl:n tulon ja D2:n, D4:n ja D6:n lähtöjen ollessa kytkettynä vastaavasti kerto japiireihin Ml - M4. Näiden kertojapiirien lähdöt on 15 kytketty summainpiirin AD tuloihin. Kaskadipiirin tulo- näytearvo ja viivepiirien D2, D4 ja D6 lähtönäytearvi kerrotaan kertoja kertojapiirien Ml - M4 avulla kiinteillä painotustekijöillä, jotka ovat parittain peilikuvia 0 suhteen ja ovat vastaavasti -0,0625; -0,5625; 0,0625; 0,5625.

20 Lähtien digitaalisesta RF-tulosignaalista Ml:n Ja Dl:n yhteisessä tulossa, esitetty digitaalinen suodatin vie digitaalisen RF-signaalin xi D3:n lähtöön, joka signaali ; viedään ensimmäisen Cordicin 9 ensimmäiseen signaalituloon . 16 ja joka on tarkassa vaihekvadratuurisuhteessa summaimen l I “ ; ; 25 AD lähtösignaalin kanssa, joka viedään digitaalisena RF- ‘ • . <

··1 | signaalina yi ensimmäisen Cordicin 9 toiseen signaalitu- I

Μ··| Γ loon. Signaaliviive, joka esiintyy suodattimen tulon ja 1 ··· ** = * D3:n lähdön välillä, on yhtä kuin signaaliviive mainitun tulon ja summainpiirin AD lähdön välillä.

i 30 On mahdollista käyttää antisymmetristä digitaalista • suodatinta, joka on asteeltaan korkeampi kuin esitetty, • _ jolloin yleisesti päätee, että tälläisesä suodattimessa on ' * · 2n+l :n (n = 0, 1 ...) sarjaviivepiirin sarjapiiri, kun-• · · · « _ kin viivepiirien parin lähdön sekä sarjapiirin tulon oi- · ~ : : : 35 lessa kytkettynä summainpiiriin painotustekijällä kertovan • · · = • · g I · “ 26 104449 kertojapiirin kautta, sekä että (n+l):nnen parin viivepii-rien yhteinen liitoskohta on kytketty ensimmäiseen signaa-lituloon ja summainpiirin lähtö on kytketty toiseen sig-naalituloon ensimmäisessä Cordicissa 9.

5 On kuitenkin täysin mahdollista suorittaa yhdistet ty signaaliviivekompensointi ja Hilbert-muunnos erillisesti esitetyllä digitaalisella suodattimena, t.s. keskenään erillisten piirien avulla. Kuten aiemmin mainittiin, täl-läistä piiriä ilman tullaan toimeen asettamalla selektii-10 visyys ensimmäisen Cordicin jälkeen ja A/D-muuntimen läh- tösignaali voidaan suoraan viedä ensimmäisen Cordicin 9 ensimmäiseen signaalituloon 16 tai toiseen signaalituloon 17.

Kuvio 6 esittää apu-näytteistävää eli harventaavaa 15 alipäästösuodatinosaa käytettäväksi kuvion 1 vastaanottimen digitaalisen suodatinlaitteen kummassakin suodatti- ; messa 10 ja 11.

Esitetty suodatinosa sisältää ensimmäisen asteen kampasuodattimen Dl, AD1, toisen asteen kampasuodattimen 20 D2, AD2, kokoamis- ja purkauspiirin D3, AD3 kaskadipiirin summainpiireineen ADI, AD2, AD3, joista kullakin on ensimmäinen ja toinen signaalitulo ja signaalilähtö. ADl:n ensimmäinen signaalitulo muodostaa suodatinosan signaalitu-lon IN ja on kytketty AD1:n toiseen signaalituloon viive- : i ; 25 piirin Dl kautta, ja ADltn signaalilähtö on kytketty AD2:n

I ί I

*·· i ensimmäiseen signaalituloon ja AD2:n toiseen signaalitu- ·· · · · * * loon viivepiirin D2 kautta, AD2:n signaalilähtö on kytket- * * * ·.· * ty AD3:n ensimmäiseen signaalituloon ja AD3: signaalilähtö on kytketty AD3:n toiseen signaalituloon viivepiirin D3 :T: 30 kautta ja muodostaa myös suodatinosan signaalilähdön OUT.

Kampasuodattiemet Dl, AD1 ja D2, AD2 ovat vastaavasti en-', simmäistä ja toista astetta, koska Dl ja D2 toteuttavat vastaavasti IN:iin tuodun tulosignaalin näytetaajuuden fsi yhden jakson ja kahden jakson signaaliviiveen. Samoin kuin :V: 35 Dl, viivepiiri D3 toteuttaa fsi:n yhden jakson signaali- < 1« • « I « • * · 27 104449 viiveen ja se toteutetaan kernaasti nollattavan muistipiirin avulla.

Kokooma- ja purkauspiirin AD3, D3 lähtösignaalia näytteistetään lähtönäytetaajuudella fso, joka on esimer-5 kisi fsO = 1/4 fsi ja välittömästi kunkin lähtösignaalin näytteistyksen jälkeen D3 koko kokooma- ja purkauspiri nollataan. Tämän vuoksi saadaan aikaan näytetaajuuden pienennys eli harvennus tekijällä 4. Samanaikaisesti toteutuu selektiivisyys, joka on verrattavissa aikainvariantin suo-10 dattimen, jonka siirtofunktio on H(z) (1+z*1) (1+z'2), vastaavaan. Näytetaajuuden harvennusta ei tapahdu tälläisessä aikainvariantissa suodattimessa vaikka tälläisen suodattimen toteutus vaatii merkittävästi enemmän komponentteja kuin kokooma- ja purkauspiiri D3, AD3.

15 Jotta estettäisiin kohinan ja muiden ei-toivottujen häiriökomponenttien valetoisto hyödyllisen signaalin taajuuskaistalla kokooma- ja purkauspiirissä AD3, D3 suoritetun harvennuksen vuoksi, nämä ei-toivotut häiriökomponen-tit vaimennetaan aluksi kampasuodattimien AD1 Dl ja AD2 D2 20 avulla riittävän laajalla leikkausalueella siirtofunktion nollien ympärillä. Kampasuodattimilla AD1, Dl ja AD2, D2 .. on yhdessä siirtofunkio, joka on yhtä kuin (1+z'1) ja !',· (1 + Z'Z).

I ; J. Kuvion 1 vastaanottimen käytännön toteutuksessa i ! 25 suoraan sekoittavana FM-vastaanottimena, joka on sopiva « i i · *** j RF-FM signaalien vastaanottoon alueella 87,5 - 108 MHz, ensimmäinen näytetaajuus on fsi 350 MHz valittiin, jotta • · · : *.* * vältettäisiin 3. harmonisen interferenssi toivotussa sig naalissa A/D-muuntimessa 5 suoritettavassa A/D-muunnokses- • ·· V * 30 sa ja jotta digitaaliselle RF-kvadratuurisuodattimelle 6 • saataisiin yksinkertainen toteutus.

Kummallekin kahdesta vaihekvadratuurin kantakais-• « : tasignaalista xo ja yo ensimmäisen Cordicin 9 lähdöissä 19 *. ja 20 käytettiin kolmen kuviossa 6 esitetyn ja edellä ku- * « - 35 vatun tyyppistä suodatinosaa ja ensimmäisen asteen ja toi- • · · — • » • # i • · · - 28 104449 sen asteen kampasuodatin vastaten Dl, AD1:ta ja D2, AD2:ta (ei kuviossa) lisättiin ylimääräisinä komponentteina kolmanteen ja viimeiseen suodatinosaan kaskadipiirissä. Näiden ylimääräisten kampasuodattimien avulla saatiin aikaan 5 ei-toivotun interferenssin lisävaimennus ja verrattain pieni piirielinten määrän pienennys. Viimeksi mainitulla suodatinosien kaskadipiirillä saatiin harvennustekijä 43, joten lähtien fsi = 250 MHz:stä saatiin lähtönäytetaajuus noin 5,47 MHz. Tässä viimeksimainitussa suodatinosien kas-10 kadipiirissä toteutui selektiivisyys, joka oli verrattavissa aikainvarianttiin kampasuodattimeen, jonka siirto-funktio on (1+z'1 )2( 1+z'2 )2( 1+z'4 )2( 1+z'8 )2( l+z'16)3( 1+z'32 )3 , ja tälläistä aikainvarianttia kampasuodatinta (ei kuvios-15 sa) tulisi sitten seurata harvennuslaite ja se vaatii merkittävästi suuremman lukumäärän piirikomponentteja kuin suodatinkaskadipiiri.

Asianomaisessa käytännön toteutuksessa kumpaakin kahdesta suodatinosasta seurasi selektiivinen alipäästö-20 suodatin, joka oli tyypiltään edellä mainittu "digitaalinen aaltosuodatin", jonka lähdössä voidaan toteuttaa viimeinen näytetaajuuden harvennus tekijällä 5 tai 6.

Kussakin suodatinossa olevien kampasuodattimien aste ja lukumäärä tulee valita riippuen vaadittavista suo-; 25 datinspesifikaatioista, halutun, suodatettavan signaalin « ( i ··· · spektrin leveydestä ja sijainnista ja/tai harvennusteki- * 1 jästä. Esimerkiksi, on hyvinkin mahdollista tulla toimeen • ·· V · ilman yhtä tai kahta mainitusita kampasuodattimista tai voi olla välttämätöntä lisätä ylimääräisiä kampasuodatti-:T: 30 mia.

m ··· • · · • · · 1·«·· • • » » I · • m • · • · · • · f • · • | 1 • · • · • ·

Claims (10)

29 1 0 4 4 4 9

1. Vastaanotin, sisältää A/D-muuntimen (5), jolla näytteistetään digitaalisesti ensimmäisellä näytetaa- 5 juudella kantotaajuudella moduloitua analogiasignaalia, ja joka on kytketty digitaaliseen kvadratuurisekoitinas-teeseen (6, 9) A/D-muuntimesta (5) tulevan digitoidun moduloidun kantoaallon siirtämiseksi digitaalisen kvadratuurisekoitinasteen käsittäessä ensimmäinen ja toi-10 sen signaalilähdön, joiden kautta digitaalinen kvadratuu-risekoitinaste antaa kantotaajuusmuunnettujen vaihekva-dratuurisignaalien parin, digitaalisen suodatinlaitteen (10, 11), jolla valitaan kvadratuurisekoitinasteen vaihe-kvadratuurisignaalit ja harvennetaan näytetaajuutta 15 ensimmäisestä näytetaajuudesta toiseksi näytetaajuudeksi, ja digitaalisen demodulointilaitteen (12, 13), joka on kytketty digitaaliseen suodatinlaitteeseen, tunnettu siitä, että digitaalinen kvadratuurisekoitin-aste sisältää ensimmäisen, kiertomuodossa olevan digitaa-20 lisen koordinaattikiertotietokoneen (Cordic) (9), jolla on ainakin ensimmäinen signaalitulo 16, 17) , joka on kytketty A/D-muuntimen (5) lähtöön ja vaihesignaalitulo (18), joka ! ;"· on kytketty digitaalisen saha-aaltogeneraattorin (SG) läh- töön, joka digitaalinen saha-aaltogeneraattori syöttää 25 jaksollisen digitaalisen saha-aaltomuotoisen vaihesignaa- • · ” ; .·, Iin tietokoneen vaihesignaalituloon, jotta saataisiin ai- * * * | kaan jaksollinen 2n kierto ainakin tietokoneeseen ensim- ~ • · ... mäisen signaalitulon kautta tuodulle signaalille, toisto- • « · ’·’ ' taajuudella, joka on yhtä kuin kantoaallon siirtymän suu- 30 ruus, tietokoneen syöttäessä ensimmäisestä ja toisesta : · · = ’.· · signaalilähdöstä (19, 20) kantoaaltomuunnettujen vaihe- • Il :.ϊ ϊ kvadratuurisignaalien parin digitaaliseen suodatinlaittee- seen (10, 11) .

2. Patenttivaatimuksen 1 vastaanotin, t u n - « I . 35 n e t t u siitä, että jaksollisen digitaalisen saha-aal- « i « · « III 1 I I « I II i l • I I 30 104449 torauotoisen vaihesignaalin toistotaajuus vaihtelee alueella, joka vastaa vastaanottimen taajuusvastaanottoaluetta.

3. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 vastaanotin, tunnettu siitä, että digitaalisen saha-aaltogene-5 raattorin jaksollisen digitaalisen saha-aaltomuotoisen vaihesignaalin toistotaajuus on on yhtä suuri ki^in analo-giasignaalin taajuus, joka tuodaan A/D-muuntimeen tietokoneessa tapahtuvaa, suoraan kantakaistalle tehtävää taajuusmuunnosta varten.

4. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 vastaanotin, tunnettu siitä, että jaksollisen digitaalisen saha-aaltomuotoisen vaihesignaalin toistotaajuus poikkeaa j kiinteällä välitaajuusarvolla A/D-muuntimeen tuodun analo- giasignaalin kantotaajuudesta.

5. Minkä tahansa edellisen patenttivaatimuksen vas taanotin, tunnettu siitä, että jaksollisen digi-I taalisen saha-aaltomuotoisen vaihesignaalin aiheuttama vaihekierto vaihtelee lineaarisesti 2π radiaanin alueella kullakin jaksolla.

6. Minkä tahansa edellisen patenttivaatimuksen vas taanotin, tunnettu siitä, että ensimmäinen näyte-taajuus on ei-kokonaisluku kertaa A/D-muuntimeen tuodun ·:· analogiasignaalin kantotaajuus, joka luku on suurempi kuin kaksi. • ·

7. Minkä tahansa edellisen patenttivaatimuksen vas- -» · I • taanotin, tunnettu siitä, että että digitaalinen i » · I demodulointilaite sisältää toisen, vektorointimuodossa • · ,,, olevan digitaalisen koordinaattikiertotietokoneen • · · '·* * (CORDIC) , jolla on ensimmäinen ja toinen signaalitulo, 30 joihin tuodaan digitaalisen suodatinlaitteen valitut vai- · · ·.· · hekvadratuurisignaalit toisella näytetaajuudella, ja läh- * * * ·/· ί tö, joka on kytketty signaalin toistolaitteeseen.

8. Patenttivaatimuksen 7 vastaanotin, FM-signaalien « ' . vastaanottoon, tunnettu siitä, että että toisen • · . 35 digitaalisen koordinaattikiertotietokoneen (CORDIC) lähtö f • · • · • · · · • · • * 31 104449 on vaihesignaalilähtö ja on kytketty signaalitoistolait-teeseen derivointipiirin kautta.

9. Patenttivaatimuksen 7 vastaanotin, AM-signaalien vastaanottoon, tunnettu siitä, että lähtö on toi-5 sen digitaalisen koordinaattikiertotietokoneen (Cordic) ensimmäinen lähtö, johon tuodaan lähtösignaali, joka vaih-telee toisen tietokoneen tulosignaalien amplitudin mukaan, ensimmäisen signaalilähdön ollessa kytkettynä signaali-toistolaitteeseen amplitudi-ilmaisimen kautta.

10. Minkä tahansa edellisen patenttivaatimuksen vastaanotin, tunnettu siitä, että ensimmäisellä digitaalisella koordinaattikiertotietokoneella on toinen signaalitulo, kun Hilbert signaalimuunnos suoritetaan A/D-muuntimen ja yhden kahdesta signaalitulosta välillä ja 15 signaaliviivekompensointi suoritetaan A/D-muuntimen ja toisen signaalitulon välillä. • · • · • · · • ♦ · _ ··· · f · • ♦ · « « « f · t • · · • · · • · · • · · • · · * · · « — « · · • · • · · 104449 32