JPH0637664A - 受信機 - Google Patents

受信機

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JPH0637664A
JPH0637664A JP3323657A JP32365791A JPH0637664A JP H0637664 A JPH0637664 A JP H0637664A JP 3323657 A JP3323657 A JP 3323657A JP 32365791 A JP32365791 A JP 32365791A JP H0637664 A JPH0637664 A JP H0637664A
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signal input
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Gerardus C M Gielis
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ルディー、ヨハン、ファン、デル、プラッシェ
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Philips Gloeilampenfabrieken NV
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 ＲＦラジオ放送またはＴＶ放送用の新規な受
信器を得ること。 【構成】 第１のサンプリング周波数の搬送波周波数を
変調しているアナログ信号をＡ／Ｄ変換器５でデジタル
的にサンプリングし、デジタル化されている変調された
信号の搬送波周波数を推移させるために、デジタル直角
位相混合器段へ連続的に結合される前記Ａ／Ｄ変換器
と、直角位相信号を選択し、第１のサンプリング周波数
を第２のサンプリング周波数へ低下させるためのデジタ
ルフィルタ装置６と、デジタル復調器等を備える受信機
である。デジタル直角位相混合器段は第１のＣｏｒｄｉ
ｃ９を有する。このＣｏｒｄｉｃは、第１の信号入力端
子１６，１７と位相信号入力端子１８を有し、第１の信
号入力端子へ加えられて、搬送波周波数の推移の大きさ
に等しい繰り返し周波数を有する信号の２π位相回転に
対して、デジタル鋸歯状波発生器ＳＧから周期的位相信
号が位相信号入力端子へ加えられる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は第１のサンプリング周波
数の搬送波周波数で変調されているアナログ信号をデジ
タル的にサンプリングするためのＡ／Ｄ変換器であっ
て、このＡ／Ｄ変換器からのデジタル化されている変調
された信号の搬送波周波数を推移させるためにデジタル
直角位相混合器段へ連続的に結合される前記Ａ／Ｄ変換
器と、直角位相混合器段の直角位相信号を選択し、前記
第１のサンプリング周波数からのサンプリング周波数を
第２のサンプリング周波数へ低くするためのデジタルフ
ィルタ装置と、デジタル復調装置とを備え、前記Ａ／Ｄ
変換器には、デジタル直角位相混合器段が一対の搬送波
周波数変換させられた直角位相信号を供給するために用
いる第１の信号出力端子と第２の信号出力端子が設けら
れるような受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の受信機がヨーロッパ特許出願Ｎ
ｏ．３５１６６から知られている。
【０００３】知られている受信機は直接変換型である。
直接変換型受信機においては、アナログＲＦ信号が第１
のサンプリング周波数でまずデジタル化され、それから
デジタル直角位相混合器段の一対の乗算器回路におい
て、デジタル直角位相同調発振器から供給される一対の
同調可能なデジタル直角位相発振器信号を乗ぜられる。
それにより、デジタル化されたＲＦ受信信号の位相がＩ
（同相）信号とＱ（直角位相）信号に分割される。それ
らのＩ信号とＱ信号の位相は互いに９０度異なる。デジ
タル化されたＲＦ受信信号のＲＦ搬送波周波数はデジタ
ル直角位相発振器信号の同調周波数に一致し、ベースバ
ンドへ向かって周波数推移させられる。希望のデジタル
Ｉベースバンド直角位相信号とＱデジタル直角位相信号
がデジタルフィルタ装置において選択される。そのフィ
ルタ装置においては、それと同時に、サンプリング周波
数が第１のサンプリング周波数から第２のサンプリング
周波数へ低く（デシメート）させられる。このようにし
て選択されたデジタルＩベースバンド信号とデジタルＱ
ベースバンド信号は、後でデジタル復調復調器において
１つのデジタルベースバンド信号へ復調される。そのデ
ジタルベースバンド信号はＤ／Ａ変換器を介して再生器
へ加えられる。
【０００４】従来の受信機を実現するためには発振器回
路と混合器段に複雑なデジタル乗算器を使用することが
避けられない。したがって、そのような受信機を集積回
路で構成するためには比較的大きい結晶面を必要とす
る。さらに、直角位相同調発振器は、歪みが比較的小さ
い、同調可能なデジタル正弦発振信号とデジタル余弦発
振信号を発生せねばならない。とくに、正常なラジオ用
およびテレビジョン用の放送送信機の周波数範囲におい
ては、この歪みに対す要求を満すことが困難である。そ
のために従来の受信機は放送信号の受信機として用いる
ためにはあまり適当ではなくなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、前記
従来の受信機と比較して実現が容易で、集積回路で構成
する場合に従来の受信機より小さい結晶面でよく、寸法
を正しく選択することにより、とくにＲＦラジオ用およ
びＴＶ用の放送信号を受信するために適当である受信機
を得ることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明により、第１のサ
ンプリング周波数の搬送波周波数を変調しているアナロ
グ信号をデジタル的にサンプリングするためのＡ／Ｄ変
換器であって、このＡ／Ｄ変換器からのデジタル化され
ている変調された信号の搬送波周波数を推移させるため
にデジタル直角位相混合器段へ連続的に結合される前記
Ａ／Ｄ変換器と、直角位相混合器段の直角位相信号を選
択し、前記第１のサンプリング周波数からのサンプリン
グ周波数を第２のサンプリング周波数へ低下させるため
のデジタルフィルタ装置と、デジタル復調装置とを備
え、前記Ａ／Ｄ変換器には、デジタル直角位相混合器段
が一対の搬送波周波数変換させられた直角位相信号を供
給するために用いる第１の信号出力端子と第２の信号出
力端子が設けられる受信機において、デジタル直角位相
混合器段は回転モ−ドでの第１の座標回転デジタルコン
ピュ−タ（Ｃｏｒｄｉｃ）を備え、このＣｏｒｄｉｃは
第１の信号入力端子と位相信号入力端子を有し、第１の
信号入力端子はＡ／Ｄ変換器の出力端子へ結合され、位
相信号入力端子はデジタル鋸歯状波発生器の出力端子へ
結合され、前記搬送波周波数の推移の大きさに等しい繰
り返し周波数を有し、かつ前記コンピュ−タの第１の信
号入力端子へ加えられる信号の２π位相回転に対して、
前記デジタル鋸歯状波発生器は周期的デジタル鋸歯状位
相信号を前記コンピュ−タの位相信号入力端子へ供給
し、前記コンピュ−タは第１の信号出力端子および第２
の信号出力端子における前記一対の搬送波周波数変換さ
れた直角位相信号をデジタルフィルタへ供給することを
特徴とする受信機が得るれる。
【０００７】高速デジタル三角法計算のために座標回転
デジタルコンピュ−タを使用することが、「アイアール
イ−・トランザクションズ・オン・エレクトロニック・
コンピューターズ(IRE Transactions on Electronic Co
mputers)」１９５９年９月号所載の「Ｃｏｒｄｉｃ三角
法計算技術(The Cordic Trigonometric Computing Tecn
ique）」と題するジェー・イー・ボルダー(J.E.Volder)
の論文から知られている。その計算は２進シフト、加
算、減算および予め格納されている定数を呼出すという
ような簡単な信号処理操作により行われる。したがっ
て、Ｃｏｒｄｉｃは非常に簡単で集積化可能な回路構造
を有する。この回路構造は集積化された態様においては
比較的小さい結晶面を必要とする。
【０００８】本発明は、いわゆる回転モードで動作し、
そのモードにおいては極信号表現が直角表現へ変換され
るようなＣｏｒｄｉｃが、正しく選択された寸法づけの
場合に位相出力端子において鋸歯状波発生器に組合わさ
れた混合器発振器回路として動作できる、という認識を
基にしている。Ｃｏｒｄｉｃの入力信号の搬送波周波数
は、鋸歯状波発生器により第１のＣｏｒｄｉｃへ供給さ
れた信号の繰り返し周波数に等しい位相信号へ変換さ
れ、またはその周波数にわたってシフトされる。その信
号のことを以後位相信号と呼ぶことにする。
【０００９】本発明の技術を用いる時は、回転モードに
おける第１のＣｏｒｄｉｃと鋸歯状波発生器の組合わせ
により構成されたデジタル混合器発振器が、位相信号の
繰り返し周波数に依存して、デジタル正弦発振器信号と
余弦発振器信号の少なくとも一方の形成と、正確な信号
乗算との少くとも１つを求められることなしに、ベース
バンドまたは固定中間周波信号への、前記搬送波周波数
に対して変調されたデジタル化された信号の変換を行
う。
【００１０】これにより、非常に広い周波数範囲内のＲ
Ｆ信号、とくにＲＦラジオ放送信号とテレビジョン放送
信号を受信するために適当なデジタル受信機を簡単に集
積回路化できる。
【００１１】本発明の受信機においては、第１のＣｏｒ
ｄｉｃと鋸歯状発生器の組合わせを復調回路の部分とし
て使用できる。その復調回路へ固定中間周波（ＩＦ）搬
送波周波数のＩＦ信号が、たとえば同調回路から加えら
れる。それから鋸歯状発生器の繰り返し周波数が適当な
固定値、たとえば前記ＩＦ搬送波周波数に等しい値に選
択される。
【００１２】しかし、第１のＣｏｒｄｉｃと鋸歯状発生
器により構成された組合わせをＲＦ同調回路として用い
ることが可能である。したがって、本発明の受信機の好
適な実施例では、周期的デジタル鋸歯状位相信号の繰り
返し周波数は、受信機の周波数繰り返し範囲に対応する
範囲において可変である。
【００１３】希望のＲＦ受信信号をベースバンドへ直接
変換するために、本発明のいわゆる直接変換受信機は、
コンピュ−タにおけるベースバンドへの直接周波数変換
に対して、デジタル鋸歯状波発生器の周期的デジタル鋸
歯状位相信号の繰り返し周波数は、Ａ／Ｄ変換器へ加え
られるアナログ信号の前記搬送波周波数に等しい。
【００１４】希望のＲＦ受信信号を固定ＩＦへ変換する
ために、本発明のいわゆるスーパーヘテロダイン受信機
においては、周期的デジタル鋸歯状位相信号の繰り返し
周波数は、Ａ／Ｄ変換器へ加えられるアナログ信号の前
記搬送波周波数から、固定中間周波数だけ偏移する。
【００１５】本発明の受信機においては、周期的デジタ
ル鋸歯状位相信号によりひき起される位相回転は、各周
期中の２πラジアンの範囲にわたって直線的に変化す
る。それにより非直線歪みの発生が禁止される。第１の
サンプリング信号はＡ／Ｄ変換器へ加えられるアナログ
信号の搬送波周波数の非整数倍であり、その非整数は２
より大きい、本発明の受信機の別な好適な実施例におい
てノイズが減少させられる。
【００１６】本発明の別の好適な実施例においては、デ
ジタル復調装置はベクトル化モードにある第２の座標回
転デジタルコンピュ−タ（Ｃｏｒｄｉｃ）を有し、この
第２のＣｏｒｄｉｃの第の信号入力端子と第２の信号入
力端子へデジタルフィルタ装置の第２のサンプリング周
波数の選択された直角位相信号が加えられ、前記第２の
Ｃｏｒｄｉｃの出力端子が信号再生器へ結合される。
【００１７】この技術を用いると、第１のＣｏｒｄｉｃ
に対して相補的なものである第２の座標回路デジタルコ
ンピュ−タ（以下、第２のＣｏｒｄｉｃと記す）におい
て信号処理動作が行われ、希望のベースバンド情報を含
む単相信号への、選択され、サンプリングされた周波数
が低くされた直角位相ベースバンド信号の正確な復調／
変換が行われる。
【００１８】ＦＭＲＦ信号の場合には、第２のＣｏｒｄ
ｉｃの位相信号入力端子において前記単相信号を利用で
きるようになり、ベースバンド変調信号を得るために信
号微分だけを求められる。そのために、本発明のＦＭ受
信機においては、第２の座標回転デジタルコンピュ−タ
（Ｃｏｒｄｉｃ）の前記出力端子は位相信号出力端子で
あって、微分回路を介して信号再生器へ結合される。
【００１９】たとえばＡＭラジオ信号またはＡＭーＶＳ
Ｂ ＴＶ信号のようなＡＭ ＲＦ信号を受信するために
適当な本発明の受信機の実施例においては、前記出力端
子は第２の座標回転デジタルコンピュ−タ（Ｃｏｒｄｉ
ｃ）の第１の信号出力端子であり、前記第２のコンピュ
−タの出力信号の振幅とともに変化する出力信号がその
第２のＣｏｒｄｉｃへ供給され、前記第１の信号出力端
子は振幅検出器を介して信号再生器へ結合される。
【００２０】第１のＣｏｒｄｉｃは、第１のサンプリン
グ周波数のベースバンド直角位相のＩおよび信号対の形
のデジタルベースバンド信号を第１の信号出力端子と第
２の信号出力端子において利用できるようにする。
【００２１】Ｉベースバンド信号とＱベースバンド信号
の選択を簡単にするために、本発明の好適な実施例にお
いては、第１の座標回転デジタルコンピュ−タは第２の
信号入力端子を有し、Ａ／Ｄ変換器と、２つの信号入力
端子のうちの１つとの間でヒルベルヒ信号変換がおこな
われ、Ａ／Ｄ変換器と他の信号入力端子の間で信号遅延
補償が行われる。
【００２２】第１のＣｏｒｄｉｃの２つの信号入力端子
における信号の間に正確な直角位相関係を実現するため
に、別の好適な実施例においては、Ａ／Ｄ変換器と、第
１の座標回転デジタルコンピュ−タの第１の信号入力端
子および第２の信号入力端子との間にデジタル非対称有
限インパルス応答フィルタが組込まれ、そのフィルタは
２ｎ＋１（ｎ＝０，１…）対の直列遅延回路の直列装置
を含み、各遅延回路対の出力端子と直列回路の入力端子
は重みづけ係数乗算器回路を介して加算器回路回路へ結
合され、（ｎ＋１）番目の遅延回路対の間の共通接続点
は第１の座標回転デジタルコンピュ−タの第２の信号入
力端子へ結合される。
【００２３】第１のＣｏｒｄｉｃの出力信号を選択し、
周波数を低くするために非常に容易に実現できるデジタ
ルフィルタの装置では、前記デジタルフィルタ装置は補
助サンプルフィルタ部を有し、このフィルタ部は、ｎ次
くし形フィルタと累算およびダンプ回路の縦続回路を含
み、前記累算およびダンプ回路は第１の信号入力端子
と、第２の信号入力端子と、信号出力端子とを有する加
算器回路を含み、前記第１の信号入力端子はくし形フィ
ルタ装置の出力端子へ結合され、前記信号出力端子は、
入力サンプリング周波数を１周期だけ信号遅延させる遅
延回路を介して第２の信号入力端子へ結合され、加算器
回路の出力信号は、入力サンプリング周波数の１／２ｎ
である出力サンプリング周波数でサンプリングされ、累
算およびダンプ回路は最後に述べた各サンプリングの後
でリセットされる。
【００２４】
【実施例】図１は本発明の直接変換型受信機を示す。こ
の受信機は無線周波数（ＲＦ）アンテナ装置Ａを接続す
るためのアンテナ入力端子１を有する。このアンテナ入
力端子１へ第１のＲＦ入力２と、利得制御ＲＦ増幅器３
と、第２のＲＦ入力フィルタ４と、Ａ／Ｄ変換器５と、
このＡ／Ｄ変換器５でデジタル化されたＲＦ信号をデジ
タル同相（Ｉ）信号と直角位相（Ｑ）ＲＦ信号へ変換す
るデジタルＲＦフィルタ６と、回転モードにある第１の
座標回転デジタルコンピュ−タ（Ｃｏｒｄｉｃ）９と、
デジタルベ−スバンド直角位相フィルタ装置１０、１１
と、ベクトル化モードにある第２のＣｏｒｄｉｃ１２と
が連続して縦続結合され。第１のＣｏｒｄｉｃ９は第１
の信号入力端子１６と、第２の信号入力端子１７と、位
相信号入力端子１８と、第１の信号出力端子１９と、第
２の信号出力端子２０と、位相信号出力端子２１とを有
する。第２のＣｏｒｄｉｃ１２は第１の信号入力端子２
２と、第２の信号入力端子２３と、位相信号入力端子２
４と、第１の信号出力端子２５と、第２の信号出力端子
２６と、位相信号出力端子２７とを有する。
【００２５】図示の受信機はＦＭ受信機であって、信号
微分回路１３を有する。その信号微分回路は第２のＣｏ
ｒｄｉｃの位相信号出力端子２７へ結合され、かつベー
スバンドを更に処理および再生するための信号処理器１
４へ接続される。
【００２６】第１のＲＦフィルタ装置２と、利得制御Ｒ
Ｆ増幅器３と、第２のＲＦフィルタ装置４とはアナログ
ＲＦ入力部を構成する。そのＲＦ入力部においては、Ｒ
Ｆアンタナ入力信号の増幅変化がＡ／Ｄ変換器５のダイ
ナミックレンジに適合させられ、そのＲＦ入力部におい
て受信機のＲＦ受信範囲が選択される。ＲＦ利得制御増
幅器３のための利得制御信号はＡ／Ｄ変換器５により供
給される。Ａ／Ｄ変換器５においては、受信機の前記Ｒ
Ｆ受信範囲内のＲＦ信号が第１のサンプリング周波数で
デジタル化される。そのサンプリング周波数はＲＦ受信
範囲内の最高周波数の少なくとも２倍でなければならな
い。ＲＦ受信範囲が87.5MHz と 108MHzの間である図示
の受信機の実際的な実施例においては、第１のサンプリ
ング周波数は３５０ＭＨｚであった。そのようにしてデ
ジタル化されたＲＦ受信信号は次にデジタルＲＦフィル
タ６へ加えられて、一対の直角位相ＲＦ信号ｘi および
ｙi へ変換される。それらの信号ｘi とｙi は第１のＣ
ｏｒｄｉｃ９の第１の信号入力端子１６と第２の信号入
力端子１７へそれぞれ加えられる。デジタル非対称ＦＩ
Ｒ（有限インパルス応答）フィルタをデジタルＲＦフィ
ルタ６として使用できる。そのデジタル非対称ＦＩＲフ
ィルタは、たとえば、プレンティス・ホール・インタナ
ショナル(Prentice Hall International) (UK)LTd.によ
り1989年に出版された、エー・ダブリュー・エム・バン
・デン・エンデン(A.W.M.van den Enden) およびエヌ・
エー・エム・バーフェックス(N.A.M.Verhoecks) 著「離
散時間信号処理(Discrete Time Signal Processing) 」
の 208〜211 ページ、８．２．４節に記載されている。
【００２７】第１のＣｏｒｄｉｃ９の動作は、たとえ
ば、「1971年春期連合コンピュ−タ会議(Spring Joint
Computer Conference 、1971）」予講集の 349〜385 ペ
ージ所載のジェー・エス・ワルター(J.S.Walther) の論
文「基本関数のための一体化されたアルゴリズム(A uni
fied algorithm for elementary functions)」から知ら
れている。この論文から知られているように、回転モー
ドにあるＣｏｒｄｉｃコンピュ−タは、第１のＣｏｒｄ
ｉｃ９と同様に、第１のＣｏｒｄｉｃ９の第１の信号入
力端子１６と第２の信号入力端子１７における入力直角
位相信号ｘi とｙi により形成された入力信号ベクトル
を、この第１のＣｏｒｄｉｃ９の第１の位相信号信号入
力端子１８へ加えられる位相角Ｚo だけ回転させること
により得た信号ベクトルｘ０とｙ０の斜交（cartesian)
座標を計算する。第１のＣｏｒｄｉｃ９は回転モードで
動作するから、固定信号値が位相信号出力端子２１へ供
給される。その値は０に等しく、または、与えられた許
容誤差の偏差内で、０に等しく、その値のことを以後零
値と呼ぶことにする。各回路２〜１３は知られているも
のであるから、それぞれの機能は別にして、本発明を理
解するためにはこれらの回路をこれ以上説明する必要は
ない。
【００２８】本発明に従って、図示の受信機はデジタル
鋸歯状波発生器ＳＧを有する。このデジタル鋸歯状波発
生器ＳＧは第１のＣｏｒｄｉｃ９の位相信号入力端子１
８へ結合される。デジタル同調低域フィルタftは同調信
号入力端子Ｔを介してデジタル鋸歯状波発生器ＳＧへ加
えられる。
【００２９】デジタル鋸歯状波発生器ＳＧはデジタル位
相角値Ｚo を第１のＣｏｒｄｉｃ９の位相信号入力端子
１８へ供給する。位相角Ｚo の引続くデジタル値を、１
周期当り２πrad の引続く信号サンプリングであると見
なすことができるようにして、その値は周期的に変化す
る。いいかえると、位相角値Ｚo は、２πラジアルの範
囲にわたって単調に増加または減少している間に、位相
信号ｚの各周期中に変化する。位相信号ｚの繰り返し周
波数はデジタル同調データftにより希望の値に調整され
る。第１のＣｏｒｄｉｃ９はデジタル直角位相混合器段
として順次動作する。そのデジタル直角位相混合器段に
おいては、前記周期的デジタル器は位相信号の繰り返し
周波数に等しい周波数にわたって周波数変換すなわち周
波数シフトが行われる。直接変換型受信機においては、
位相信号の繰り返し周波数は希望のＲＦ受信信号のＲＦ
搬送波周波数に等しいように選択される。したがって、
第１のＣｏｒｄｉｃ９の第１の信号出力１９と第２の信
号出力２０は一対のベースバンド直角位相信号を構成す
る。
【００３０】先に説明したように、鋸歯状波位相信号ｚ
の繰り返し周波数を希望の周波数範囲にわたって変化で
きるようにするために用いられる可変デジタル同調デー
タftが、同調制御入力端子Ｔを介してデジタル鋸歯状波
発生器ＳＧへ加えられる。第１のＣｏｒｄｉｃ９におい
て直接変換するために、位相信号ｚの繰り返し周波数の
変化範囲は受信機のＲＦ受信範囲に対応せねばならな
い。その後でベースバンド直角位相信号ｘ０、ｙ０はデ
ジタルベースバンド直角位相フィルタ装置１０、１１へ
加えられる。このフィルタ装置においては、ベースバン
ド直角位相信号ｘ０とｙ０が選択され、かつサンプリン
グ周波数が前記第１の値fsから第２の値fs2 へ低くされ
て、ベースバンド直角位相信号ｘ´i 、ｙ´i となる。
そのデジタルベースバンドフィルタ装置は１０、１１
は、たとえば、ヨーロッパ特許出願EP35166から知られ
ており、２つのベースバンド直角位相信号ｘ０とｙ０に
対して動作する選択デジタル鋸歯状波発生器低域フィル
タと、サンプリング周波数をfs1 からfs2 へ低下させる
低下低域フィルタすなわちサブサンプル低域フィルタと
を含む。
【００３１】この受信機がFM放送受信機であるとする
と、図６に示すようにサブサンプルフィルタをベースバ
ンド直角位相信号ｘ０とｙ０のおのおのに対して用いる
ことが好ましい。そのようなFM放送受信機の実際的な例
において、前記サンプルフィルタの後にウェーブデジタ
ルフィルタ（図示せず）が設けられる。そのウェーブデ
ジタルフィルタはProceedings of the IEEE vol.74、n
o.2、1986年 2月、所載の「ウェーブデジタルフィル
タ：理論と実際(Wave digital filters:Theory and Pra
ctice)」と題するエー・フェットワイス(A.Fettweis)の
論文から知られている。そのウェーブデジタルフィルタ
においては更に選択および周波数低下が行われる。 受
信機がTV受像機であるとすると、米国特許no.4,914,408
から知られている非対称多相フィルタを、前記選択的低
域フィルタに適合させられるサブサンプルフィルタに組
合わせて使用することが好ましい。
【００３２】第２のサンプリング周波数ｆｓ2 でこのよ
うにして得られたベースバンド直角位相信号ｘ´i 、ｙ
´i は、ベクトル化モードで動作する第２のＣｏｒｄｉ
ｃ１２の第１の信号入力端子２２と第２の信号入力端子
２３へ加えられる。前記ワルサー(Walther) の論文から
知られているように、カルテシアン直角座標信号表現か
ら極座標信号表現への変換が第２のＣｏｒｄｉｃ１２で
行われる。その理由は、第２のＣｏｒｄｉｃがベクトル
化モードで動作するからである。また、固定基準座標軸
たとえばＸ軸に対するたとえばｘ´i 、ｙ´i のような
入力信号ベクトルの角度および角度変化を決定すること
が可能である。このベクトルモードにおいては、第２の
Ｃｏｒｄｉｃ１２の位相信号入力端子２４が零値を受
け、第２のＣｏｒｄｉｃ１２の第２の信号出力端子２４
へ零値レベルが供給されるFM受信機の場合には、第のＣ
ｏｒｄｉｃの位相信号１１出力端子２７でFM信号の角変
調が得られ、この角度を微分せねばならない。これは信
号微分回路１３で行われる。この微分回路の出力端子に
おいてベースバンドの希望のFM変調信号を利用できるよ
うになる。その後で、たとえばＤ／Ａ変換および再生の
ような別の信号処理が信号処理器において行われる。
【００３３】ワルサー(Walther) の前記論文からわかる
ように、第２のＣｏｒｄｉｃ１２の第１の信号入力端子
と第２の信号入力端子から加えられる入力信号ベクトル
ｘ３、ｙ３の振幅すなわち絶対的な大きさが、このＣｏ
ｒｄｉｃの第１の信号出力端子２５で得られる。したが
って、第２のＣｏｒｄｉｃ１２の第１の信号出力端子２
５をベースバンド信号処理および再生回路へ結合するこ
とにより、またはそれらをスイッチ（図示せず）を介し
て信号処理器１４へ接続することにより、ここで示す受
信機を、振幅変調された(AM)ＲＦ受信信号を受信するた
めに容易に適するようにさせることが可能である。
【００３４】スーパへテロダイン受信機の中間周波数
（ＩＦ）信号の固定された周波数の変換のために鋸波状
波発振器ＳＧと結合された第１のＣｏｒｄｉｃ９により
構成される直角位相混合器段を用いることが可能であ
る。
【００３５】そのために、スーパーヘテロダイン受信器
（図示せず）は、ＲＦ入力部２、３、４とＡ／Ｄ変換器
５の間に設けられるアナログ同調回路を含むことがで
き、または前記ヨーロッパ特許明細書３５１６６から知
られているデジタル直角位相回路を含むことができる。
その同調回路をデジタルＲＦフィルタ６の代りに用いら
れ、またはデジタルＲＦフィルタ６の前段に設けられ
る。デジタル鋸歯状波発生器SGにより供給される鋸歯状
波位相信号ｚの繰り返し周波数は、希望のＲＦ搬送波周
波数とスーパーヘテロダイン受信器の中間周波数の和ま
たは差に一致させるべきである。その理由は、ＲＦ受信
周波数範囲より高い値（たとえば、高い第１の中間周波
数と、それより低い第２の中間周波数を用いるダブルス
ーパーヘテロダイン受信器の場合）、またはその範囲よ
り低い値に選択できる。
【００３６】デジタル直角位相信号を得るためにデジタ
ルＲＦフィルタ６で行われる位相分割は、本発明の使用
のためには重要でないことに注目すべきである。第１の
Ｃｏｒｄｉｃ９の信号入力端子１６と１７へ直角位相信
号ｘｉ、ｙｉ…へ供給することにより、前記直角位相信
号ｘｉ、ｙｉの搬送波周波数と位相信号ｚの繰り返し周
波数の和周波数である混合された和成分、または混合成
分が信号出力端子１９と２０に生ずることが阻止され
る。したがって、デジタルベ−スバンド直角位相フィル
タ１０、１１による希望の混合された差成分の選択がか
なりの程度簡単にされる。
【００３７】前記ベースバンド直角位相フィルタの選択
性により厳しい要求を課すことにより、デジタルＲＦフ
ィルタ６をなくすことができる。Ａ／Ｄ変換器５のデジ
タル化された受信信号を２つの信号入力端子１６と１７
の１つへ直接加えることができ、他の信号入力端子が零
値レベルへ接続される。
【００３８】図２は、本発明に従って第１のＣｏｒｄｉ
ｃ９とデジタル鋸歯状波発生器SGにより構成されたデジ
タル直角位相混合器段の機能ブロック図である。図示の
実施例においては、このデジタル直角位相混合器段は１
１個の反復区間ＩＳ１〜ＩＳ１１の縦続回路を含む。そ
れらの各反復区間においては、１１回の連続する反復角
度収束ステップの１つが行われる。ワルサー(Walther)
の前記論文からわかるように、信号入力端子１６と１７
の少なくとも１つへ加えられた信号の信号値の関連する
変化が、下記の式により反復区間ＩＳ１〜ＩＳ１１にお
ける各反復ステップに対して定められる。 Ｘ（ｊ＋２）＝Ｘ（ｊ＋１）−ｓｉｇｎＺ（ｊ＋１）＊２-j＊Ｙ（ｊ＋１） Ｘ（ｊ＋２）＝Ｙ（ｊ＋１）＋ｓｉｇｎＺ（ｊ＋１）＊２-j＊Ｘ（ｊ＋１） Ｚ（ｊ＋２）＝Ｚ（ｊ＋１）−ｓｉｇｎＺ（ｊ＋１）＊ａｒｃｔａｎ２-j 角度収束の与えられた選択に対してｊ＝０，…，９であ
る。 Ｘ１＝−ｓｉｇｎＺｏ＊Ｙｏ Ｙ１＝ｓｉｇｎＺｏ＊Ｘｏ Ｚ１＝Ｚｏ−ｓｉｇｎＺｏ＊π／２ 基準のＸｏとＹｏはそれぞれｘ１とｙ１のサンプリング
値を示し、符号Ｚｏはｚのサンプリング値Ｚｏの符号を
示す。
【００３９】反復区間分ＩＳ１〜ＩＳ１１のいわゆる分
岐（これについては後で詳しく説明する）においては、
入力角度値Ｚｏが、零に向って、または許容偏移内でそ
れから偏移する少なくとも残留値へ向って、一連の固定
収束角（表Ｉ参照）だけ繰返し回転させられる。各反復
区間に対して、符号、または固定回転角の向きが定めら
れる。それにより希望の角度収束が行われる。第１の反
復区間ＩＳ１においては、Ｚｏの符号に応じて、π／２
がＺｏに加えられ、またはＺｏからπ／２が引かれ、そ
の結果として新しい角度値が得られることになる。
【００４０】第２の反復区間ＩＳ１においては、Ｚ１の
符号に応じて、Ｚ１からπ／４が引かれ、その結果とし
てＺ２（Ｚ２＜Ｚ１) が得られる。以下、同様のステッ
プが行われる。
【００４１】シフトレジスタの表Ｉは、入力角度値Ｚｏ
を連続する反復区間で引き続き回転させる角度を示す。
それは、いわゆる２の補数モードでの１２ビット表現を
基にしている。２の補数モードでの12ビット表現では２
12＝４０９６は２πに対応する。
【００４２】
【表１】 ここに、RED=ラジアン DEG=度 DEC=10進 BIN= 2進 である。
【００４３】図示の実施例においては、デジタル12ビッ
ト角度値Zoが正の符号と負の符号のいずれを持つかが第
１の反復区間ＩＳ１で調べられる。そのために、第１の
反復区間ＩＳ１は符号検出器ＳＤ０を有する。この符号
検出器は位相信号入力端子１８へ結合され、角度値Ｚｏ
の符号を検出する。すなわち、２の補数表現から始っ
て、それは角度値Ｚｏの中の最上位ビットのビット値を
定める。符号検出器ＳＤ０はインバータ回路Ｉ１１の制
御入力端子とインバータ回路バーＩ１２、バーＩ１３入
力端子へ結合される。インバータ回路バーＩ１２とバー
Ｉ１３はインバータ回路Ｉ１１の相補回路である。イン
バータ回路を、入力信号へ制御信号を乗ずる回路、すな
わち、制御信号が＋１の時にその入力信号を反転せず、
制御信号が-1の時に入力信号を反転しない回路を意味す
るものと以後は理解されたい。相補インバータ回路は別
のやり方で動作する。すなわち、＋１制御信号で信号を
反転し、-1制御信号では信号を反転しない。Ｉ１１とバ
ーＩ１２の信号入力端子が第１のＣｏｒｄｉｃ９の信号
入力端子１６と１７へそれぞれ接続され、表Ｉの１行目
に示すように、角度値90度に対応する固定角度回転値φ
１へバーＩ１３の信号入力端子が結合される。バーＩ１
３の信号出力端子が下記Ａ１３の第１の信号入力端子へ
結合される。バーＩ１３の信号出力端子が下記Ａ１３の
第１の信号入力端子へ結合され、Ａ１３の第２の信号入
力端子が位相信号入力端子１８へ結合される。Ｉ１１、
バーＩ１２、Ａ１３の信号出力端子が遅延回路Ｄ１２、
Ｄ１１、Ｄ１３へそれぞれ結合される。
【００４４】位相信号入力端子１８における角度値Ｚｏ
中の最上位ビットが正であると、信号入力端子１７の信
号サンプルＹｏの符号がインバータ回路パッケージ１２
で反転される。その後で、それは新しい信号サンプルＹ
１として遅延回路Ｄ１１に記憶され、第１の信号入力端
子１６における信号サンプルＸｏが同じ符号の新しい信
号サンプルＸ１として遅延回路Ｄ１２に記憶される。角
度値Ｚｏ中の前記最上位ビットが負の時に逆符号の反転
が行われる。回路ＳＤ０、バーＩ１３、Ａ１３が反復区
間ＩＳ１のいわゆるｚ分岐を構成する。サンプルＸｏと
Ｙｏの前記処理のために求められる回転ステップの符号
ばかりでなく、角度値Ｚ１の零値たとえば０へ向かう９
０度回転に対応する信号処理によっても、Ｚ１＝Ｚｏプ
ラスマイナス９０度が得られる結果となる。角度値をい
わゆる２の補数の形で表すことにより、後で詳しく説明
するように、角度収束のために求められる回路をかなり
の程度簡単にすること、および小型にすることが可能で
ある。第１の反復区間ＩＳ１におけるこれまで説明して
きた信号処理動作は、たとえば１サンプリング期間ｔｓ
の間に行われる。次のサンプリング期間ｔｓの間に対応
する信号処理が、新しいサンプル値Ｘ１とＹ１および新
しい角度値Ｚ１から始って、行われる。
【００４５】第２の反復区間ＩＳ１においては、Ｄ１３
に記憶されている角度語の最上位ビット値が、前記サン
プリング期間ｔｓ２中に符号検出器ＳＤ１で検出され
る。ＳＤ１の出力端子がインバータ回路Ｉ２２の制御入
力端子と、インバータ回路バーＩ２１およびバーＩ２３
の制御入力端子へ接続される。Ｉ２２およびバーＩ２１
の信号入力端子はＤ１１、Ｄ１２の出力端子へそれぞれ
接続され、バーＩ２３の信号入力端子は、角度値４５度
に対応する固定角度回転値φ１へ接続される。バーＩ２
１、Ｉ２２、バーＩ２３の信号出力端子は下記Ａ２１、
Ａ２２、Ａ２３へそれぞれ接続される。Ａ２１、Ａ２
２、Ａ２３の信号出力端子は遅延回路Ｄ２１、２２、２
３へそれぞれ決属される。
【００４６】Ｄ１３から第２の反復区間Ｓ２のｚ分岐
（ＳＤ１、バーＩ２３、Ａ２３）へ供給される、角度値
Ｚ１中の最上位ビットの符号または値に応じて、Ｄ１１
とＤ１２によりそれぞれ供給されるＸ１とＹ１の信号サ
ンプルの信号が相補回路バーＩ２１で反転させられ、そ
の後でＡ２１とＡ２２においてそれらの信号の元の値に
加えあわされる。それらの加算の結果が信号サンプルと
して遅延回路Ｄ２１、Ｄ２２にそれぞれ格納される。前
記ｚ分岐においては、相補インバータ回路バーＩ２３と
下記Ａ２３により角度反復ステップが再び行われる。こ
の時には、その反復ステップは、Ａ２３の出力端子にお
ける今は新しい角度値Ｚ２がＺ１より小さいという向き
に、π/4の角度を行う。この新しい角度値Ｚ２は遅延回
路Ｄ２３に格納される。
【００４７】次のサンプリング期間ｔｓ３には、遅延回
路Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３の内容が入力信号サンプルと
して第３の反復区間ＩＳ３へ加えられる。この第３の反
復区間の回路構成は第２の反復区間ＩＳ２の回路構成と
ほぼ同じである。第３の反復区間ＩＳ３は符号検出器Ｓ
Ｄ３を有する。この符号検出器の入力端子が遅延回路Ｄ
２３の出力端子へ結合され、信号出力端子がインバータ
回路Ｉ３２の制御入力端子と、このインバータ回路Ｉ３
２の相補回路であるインバータ回路バーＩ３１、バーＩ
３３の制御入力端子とへ結合される。遅延回路Ｄ２１と
Ｄ２２との出力端子が加算器Ａ３１、Ａ３２のそれぞれ
第１の信号入力端子へ結合されるとともに、２分の１分
割回路として機能するシフトレジスタＳＨ３２、ＳＨ３
１を介してインバータ回路Ｉ３２とバーＩ３１の信号入
力端子へ結合される。インバータ回路Ｉ３２とバーＩ３
１の信号出力端子は加算器Ａ３１、Ａ３２の第２の信号
入力端子へそれぞれ結合される。加算器Ａ３１、Ａ３２
の信号出力端子は遅延回路Ｄ３１、Ｄ３２の信号入力端
子へそれぞれ結合される。角度値φ３に対応する固定２
進値が相補インバータ回路バーＩ３３の信号入力端子へ
加えられる。遅延回路Ｄ２３の信号出力とともに、イン
バータ回路バーＩ３３の信号出力が加算器Ａ３３へ加え
られる。その加算器Ａ３３の信号出力端子が遅延回路Ｄ
３３の信号入力端子へ接続される。
【００４８】対応するやり方で、反復区間ＩＳｉ（ｉ＝
４〜１１) は集積回路Ｉｉ２と、相補インバータ回路バ
ーＩｉ１、バーＩｉ３を、加算器Ａｉ２、Ａｉ１、Ａｉ
３および符号検出器ＳＤ（ｉ−１）、シフトレジスタＳ
Ｈｉ１、ＳＨｉ２に組合わせて含む。シフトレジスタＳ
Ｈｉ１とＳＨｉ２により数２-(i-2)だけの除算が行われ
る。加算器Ａｉ１、Ａｉ２、Ａｉ３は遅延回路Ｄｉ１、
Ｄｉ２、Ｄｉ３の信号入力端子へそれぞれ結合される。
相補インバータ回路バーＩｉ３の信号入力端子が角度値
φｉに対応する固定２進値へ接続される。
【００４９】最後の反復区間ＩＳ１１が、最後から２番
目の反復区間ＩＳ１０でエミッタ角度値Ｚｏを参照にし
た計算を行うだけである。その角度値は、角度値語中の
最下位ビッシにより決定される偏移内の零に一致する。
最後の反復区間ＩＳ１１においては、バーＩｉ３とＡｉ
３に対応する回路と、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３に対応す
る遅延回路がなくてすむように、Ｚ１０のそれ以上の角
度収束が行われる。
【００５０】本発明にしたがって、鋸歯状発生器ＳＧに
より位相信号入力端子１８に変化する角度値Ｚｏが得ら
れる。図示の実施例では、その鋸歯状発生器ＳＧは加算
器Ａ０を有する。この加算器は第１の信号入力端子と、
第２の信号入力端子と、信号出力端子とを有する。その
信号出力端子は遅延回路Ｄ０へ結合される。その遅延回
路の信号出力端子は第１のＣｏｒｄｉｃ９の位相信号入
力端子１８と、加算器１０の第２の信号入力端子とへ結
合される。可変デジタル同調データftが加算器Ａ０の第
１の信号入力端子へ加えられる。加算器Ａ０の最大カウ
ントに関するデジタル同調データftの適当な数値によ
り、角度サンプル値Ｚｏを有する周期的鋸歯状波信号
が、希望のＲＦ受信信号のＲＦ搬送波周波数に対応する
繰り返し周波数で、位相信号入力端子１８に得られる。
図３は、図２に示す鋸歯状発生器の実際的な実施例で
得られる周期鋸歯状波信号ｚの引き続くサンプリング値
を示す。この実施例においては、加算器Ａ０のカウント
範囲は０と４０９５の間であるから、最大カウントは４
０９５である。デジタル同調データの数値は１０３１で
ある。シフトレジスタの表IIは、位相信号入力端子１８
における引き続くサンプリング値または角度値の数値
が、時間の関数としてどのように変化するかを示すもの
である。
【００５１】表II サンプル 1 0 2 1031 3 2062 4 3093 5 28 (4124〜4096) 6 1059 7 2090 8 3121 9 56 (4152〜4096) 10 1087 11 2118 12 3149 13 84 (4180〜4096) 14 1115 15 2146 16 3177 17 112(4028〜4096) 加算器回路Ａ０の最大カウントはデジタル同調データの
数値の非整数倍であるから、各鋸歯状波周期に対するサ
ンプリング時刻は鋸歯状波の繰り返し周期に関して位相
推移する。この位相推移の結果としてノイズの周波数が
拡散し、第１のＣｏｒｄｉｃ９とデジタル鋸歯状波発生
器ＳＧにより構成された直角位相混合器段のノイズ挙動
がかなり改善される。
【００５２】図２に示す実施例は、遅延回路Ｄｉ１、Ｄ
ｉ２、Ｄｉ３（ｉ＝１．．．．１１）を有するから、い
わゆるパイプライン構造を有する。これにより、第１の
サンプリング周波数に等しいクロック周波数での連続す
る反復を行う可能性が与えられる。しかし、遅延回路Ｄ
ｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３を無しですますことも可能であ
る。それから、反復区間の数に等しい係数だけクロック
周波数より低いサンプリング周波数での直列反復角度収
束が得られる。
【００５３】図４は第１〜第１０の反復区間ＩＳ１〜Ｉ
Ｓ１０の縦続回路中のｚ分岐に組み合わされたデジタル
鋸歯状波発生器ＳＧの実際的な例を示す。１２ビット角
度値表現から始まって、デジタル鋸歯状波発生器ＳＧ
は、図において加算器回路Ａ０と遅延回路ＤＯおよびこ
の遅延回路ＤＯの出力端子から加算器回路Ａ０の第２の
信号入力端子への帰還で構成された回路に各々対応す
る、１２個の並列アキュムレータ回路を有する再開ビッ
トのためのアキュムレータ回路をＡＣＩで表し、最下位
から１つ上位のビットのためのアキュムレータ回路をＡ
Ｃ２で表し、以後このようにして、再上位ビットのため
のアキュムレータ回路をＡＣ１２で表すものとすると、
それぞれの回路ＡＣ１〜ＡＣ１１の桁上げ出力端子をア
キュムレータ回路ＡＣ１〜ＡＺ１２の桁上げ入力端子へ
接続せねばならない。アキュムレータ回路ＡＣ１１の信
号路で信号の反転が行われる。
【００５４】先の表に示すように２の補数角度値表現の
場合には反復区間ＩＳ１のための符号ビットＳＯがアキ
ュムレータ回路ＡＣ１２の出力端子に得られる。反復区
間ＩＳ２のための符号ビットＳＩが、アキュムレータ回
路ＡＣ１１の出力信号を反転し、遅延回路Ｄ１３１１に
おいて１サンプリング期間だけ遅延させることにより得
られる。また、第３の反復区間ＩＳ３のための符号ビッ
トＳ２が、アキュムレータ回路ＡＣ１０の出力信号によ
り完全に決定される。
【００５５】遅延回路Ｄ１３１〜Ｄ１３１０の信号出力
端子が遅延回路Ｄ２３１〜Ｄ２３１０の信号入力端子へ
それぞれ接続される。アキュムレータ回路ＡＣ１０の信
号路において信号の反転が行われ、遅延回路Ｄ２３１０
が符号ビットＳ２を第３の反復区間ＩＳ３へ供給する。
遅延回路Ｄ２３３〜Ｄ２３９の出力端子が７つの加算器
回路Ａ２３３〜Ａ２３９の第１の信号入力端子の信号入
力端子へ接続される。符号ビットＳ２が加算器回路Ａ２
３３、Ａ２３４、Ａ２３６、Ａ２３９、Ａ２３９の第２
の信号入力端子へ加えられ、符号ビットの反転された値
が加算器回路Ａ２３３、Ａ２３４、Ａ２３６、Ａ２３
９、Ａ２３９の他の入力端子へ加えられる。加算器回路
Ａ２３３〜Ａ２３９はけた上げビット結合により相互に
結合され、加算器回路Ａ２３３のけた上げビット入力端
子は遅延回路Ｄ２３２へ結合される。加算器回路Ａ２３
９のけた上げビット出力信号が、遅延回路Ｄ３３１０に
おける反転および遅延の後で、第４の反復区間ＩＳ４へ
符号ビットＳ３として加えられる。加算器回路Ａ２３３
〜Ａ２３９の信号出力端子が遅延回路Ｄ３３３〜ＤＡ３
３９の信号入力端子へそれぞれ結合される。遅延回路Ｄ
２３１とＤ２３２の信号出力端子が遅延回路Ｄ３３１と
Ｄ３３２へそれぞれ結合される。
【００５６】第４の符号ビットＳ４の形成のために、３
つの加算器回路Ａ３３７〜Ａ３３９が用いられ、それら
の加算器回路の第１の信号入力端子が遅延回路Ｄ３３７
〜ＤＡ３３９の出力端子へ結合され、加算器回路Ａ３３
８の第２の信号入力端子が符号ビットＳ３を受け、加算
器回路Ａ３３７とＡ３３９の第２の信号入力端子は符号
ビットＳ３の反転されたものを受ける。加算器回路Ａ３
３７〜Ａ３３９はけた上げ結合を介して相互に接続さ
れ、加算器回路Ａ３３９のけた上げビット入力端子は遅
延回路Ｄ３３６の出力端子へ接続される。加算器回路Ａ
３３９のけた上げビット出力信号が、反転および遅延回
路Ｄ４３１０において遅延させられてから、符号ビット
Ｓ４として第５の反復区間ＩＳ５へ加えられる。遅延回
路Ｄ３３１〜Ｄ３３６の信号出力端子と加算器回路Ａ３
３７〜Ａ３３９の信号出力端子が遅延回路Ｄ４３１〜Ｄ
４３９へそれぞれ結合される。
【００５７】第５の反復区間ＩＳ６のための符号ビット
Ｓ５が８個の加算器回路Ａ４３４〜Ａ４３９により得ら
れる。それらの加算器回路の第１の入力端子が遅延回路
Ｄ４３２〜Ｄ４３９へそれぞれ結合される。加算器回路
Ａ４３２〜Ａ４３６の入力信号が反転される。符号ビッ
トＳ４は加算器回路Ａ４３５〜４３７の第２の信号入力
端子へ加えられ、符号ビットＳ４の反転された値が前記
加算器回路Ａ４３２〜Ａ４３９の他の加算器回路へ加え
られる。加算器回路Ａ４３２〜Ａ４３９はけた上げビッ
ト結合により相互に接続される。加算器回路Ａ４３２の
けた上げビット入力端子が遅延回路Ｄ４３１の出力端子
へ接続される。遅延回路Ｄ４３１の信号出力端子と加算
器回路Ａ４３２〜Ａ４３９の信号出力端子が遅延回路Ｄ
５３１〜Ｄ５３９へそれぞれ結合される。遅延回路Ｄ５
３９の出力端子が符号ビットＳ５を第６の反復区間ＩＳ
６へ供給する。
【００５８】第７の反復区間ＩＳ７のための符号ビット
Ｓ６を形成するために７個の加算器回路Ａ５３２〜Ａ５
３８が用いられる。それらの加算器回路の第１の信号入
力端子が遅延回路Ｄ５３２〜Ｄ５３６へそれぞれ結合さ
れ、加算器回路Ａ５３４〜Ａ５３６の第２の信号入力端
子が符号ビットＳ５を受ける。符号ビットＳ５の反転さ
れた値が他の加算器回路の第２の信号入力端子へ加えら
れる。また、それら加算器回路Ａ５３２〜Ａ５３８はけ
た上げビット結合により相互に結合される。そのとき、
加算器回路Ａ５３２のけた上げビットが遅延回路Ｄ５３
１の出力信号の反転値を受信する。遅延回路Ｄ５３１及
び加算回路Ａ５３２〜Ａ５３８の出力信号は遅延回路Ｄ
６３１〜Ｄ６３８に接続される。遅延回路Ｄ６３８の出
力信号は第７の反復区間ＩＳ７に符号ビットＳ６として
供給される。
【００５９】第８の反復区間ＩＳ８のための符号ビット
Ｓ７を形成するために、４個の加算器回路Ａ６３４〜Ａ
６３７が用いられる。それらの第１の入力端子は遅延回
路Ｄ６３４〜Ｄ６３７の出力端子に結合される。また、
加算器回路Ａ６３５の第２の信号入力端子は符号ビット
Ｓ６を受信する。符号ビットＳ６の反転された値が他の
加算器回路Ａ６３４、Ａ６３６、Ａ６３７の第２の信号
入力端子へ加えられる。加算器回路Ａ６３４〜Ａ６３７
はけた上げビット結合により相互に結合される。遅延回
路Ｄ６４２は加算器回路Ａ６３４のけた上げビット入力
端子へ結合され。遅延回路Ｄ６３１〜Ｄ６３３の信号出
力端子と、加算器回路Ａ６３４〜Ａ６３７の信号出力端
子が遅延回路Ｄ７３１〜Ｄ７３７へそれぞれ結合され
る。符号ビットＳ７は遅延回路Ｄ７３７の出力端子で得
られる。
【００６０】第９の反復区間ＩＳ９のための符号ビット
Ｓ８を形成するために、４つの加算器回路Ａ７３３〜Ａ
７３６が用いられる。加算器回路Ａ７３３〜７３６の第
１の信号入力端子が遅延回路Ｄ７３３〜７３７へそれぞ
れ結合される。加算器回路Ａ７３４、Ａ７３５、Ａ７３
６の第２の信号入力端子が符号ビットＳ７の反転された
値を受ける。加算器回路Ａ７３３〜Ａ７３６がけた上げ
ビット結合により相互に接続され、加算器回路Ａ７３３
のけた上げビット入力端子が遅延回路Ｄ７３２の出力端
子へ結合される。遅延回路Ｄ３７１、Ｄ３７２と加算器
回路Ａ７３３〜Ａ７３６は遅延回路Ａ８３１〜Ｄ８３６
へそれぞれ結合される。遅延回路Ｄ８３６は前記符号ビ
ットＳ８を供給する。
【００６１】第１０の反復区間ＩＳ１０のための符号ビ
ットＳ９を形成するために、４つの加算器回路Ａ８３２
〜Ａ８３５が用いられる。それらの加算器回路の信号入
力端子が遅延回路Ｄ８３２〜Ｄ８３５の出力端子へ結合
される。加算器回路Ａ８３２の第１の信号入力端子にお
いて信号の反転が行われる。加算器回路Ａ８３３の第２
の信号入力端子が符号ビットＳ８を受け、加算器回路Ａ
８３３、Ａ８３４、Ａ８３５の第２の信号入力端子が符
号ビットＳ８の反転された値を受ける。次に反復区間Ｓ
１０のための符号ビットＳ９が加算器回路Ａ８３５出力
信号から遅延回路Ｄ９３５を介して取出される。
【００６２】図４に示す回路は、符号ビットＳ０〜Ｓ１
０を発生するために要求される。図２に示すデジタル鋸
歯状波発生器ＳＧと分岐との機能を実現する回路部品を
最少数だけ有する。これは、前記表Ｉに従って反復区間
ＩＳ１〜ＩＳ１０におけるφ値を選択することにより可
能である。先に説明したように、デジタル鋸歯状波発生
器ＳＧにより供給される角度値ｚは残留値すなわち零値
へ繰り返し回転させられる。各反復区間に対してｚｉの
変化範囲が狭くなる。したがって、再上位ビットの側に
おける全てのビット値を出力端子から次の反復区間へ送
る必要はない。その結果、そこにおいて変化が起こるこ
とがあるように角度値ｚの語幅が、各反復区間に対して
狭くなる。これにより回路部品がまず節約される。適当
に選択された通し接続により、いわゆるワイヤリング論
理技術、または実現論理機能が更に最適に用いられる。
【００６３】図５はＲＦデジタルフィルタ６の実際的な
例のブロック図をしめす。粉のＲＦデジタルフィルタに
おいては、Ａ／Ｄ変換器５の出力端子におけるデジタル
ＲＦ信号が一対の直角位相ＲＦ信号ｘｉとｙｉに分けら
れる。図示のＲＦデジタルフィルタはいわゆる非対称Ｆ
ＩＲ（有限インパルス応答）フィルタであって、６つの
遅延回路Ｄ１〜Ｄ６よりなる一連の回路が設けられる。
遅延回路Ｄ１の入力端子と遅延回路Ｄ２、Ｄ４、Ｄ６の
出力端子が乗算器回路Ｍ１〜Ｍ４へそれぞれ結合され
る。それらの乗算器回路の出力端子が加算器回路ＡＤの
入力端子へ結合される。縦続回路の入力サンプリング値
と、遅延回路Ｄ２、Ｄ４，Ｄ６の出力サンプリング値
が、乗算器回路ＭＩ〜Ｍ４において、０に関して互いに
鏡像関係のように対を成す固定された重みづけ係数−
０．０６２５、−０．５６２５、０．５６２５、０．０
６２５を乗ぜられる。乗算器回路Ｍ１と遅延回路Ｄ１と
の共通入力端子におけるデジタルＲＦ入力信号から始ま
って、図示のデジタルフィルタはデジタルＲＦ信号ｘｉ
を遅延回路Ｄ３の出力端子へ加える。その信号は第１の
Ｃｏｒｄｉｃ９の第１の信号入力端子へ加えられる。そ
の信号は、第１のＣｏｒｄｉｃ９の第２の信号入力端子
へＲＦデジタル信号ｙｉとして加えられる加算器ＡＤの
出力信号と正確な直角位相関系にある。フィルタの入力
端子と遅延回路Ｄ３の出力の間で起こる信号遅延は、加
算器ＡＤの前記入力と出力の間における信号遅延に等し
い。 前記非比対称デジタルフィルタよりも高い次数の
非対称デジタルフィルタを使用することが可能である。
そのフィルタに対しては、２ｎ＋１（ｎ＝０．
１．．．）個の直列遅延回路を含む直列回路が設けられ
ることが一般に行われる。各遅延回路体の出力端子と直
列回路の入力端子が重みづけ係数乗算器回路を介して加
算器回路へ結合され、（ｎ＋１）番目の遅延回路対の間
の共通接続点が第１の信号入力端子へ結合される、加算
器回路の出力端子が第１のＣｏｒｄｉｃ９の第２の信号
入力端子へ結合される。
【００６４】しかし、信号遅延補償の機能と、図示のデ
ジタルフィルタにより、すなわち、相互に分離されてい
る回路により分離されているヒルベルト変換の機能との
組合わされた機能を行うことも非常によく可能である。
前記のように、第１のＣｏｒｄｉｃ９と、Ａ／Ｄ変換器
の出力信号を第１のＣｏｒｄｉｃの第１の信号入力端子
１６または第２の信号入力端子１７へ直接加えることが
できる後で、選択性を適合させることにより、そのよう
な回路をなくすことができる。
【００６５】図６は、図１のデジタルフィルタ装置１
０、１１の各フィルタ１０、１１に使用するためのサブ
サンプル低域フィルタ部すなわち周波数低下低域フィル
タ部を示す。
【００６６】図示の第１の部分は、第１種のくし形フィ
ルタ（Ｄ１、ＡＤ１）と、第２種のくし形フィルタ（Ｄ
２、ＡＤ２）と、累算およびダンプ回路Ｄ３との縦続回
路を含む。フィルタ（ＤＩ、ＡＤ１）、（Ｄ２、ＡＤ
２）と回路Ｄ３には加算器回路ＡＤ１、ＡＤ２、ＡＤ
３、がそれぞれ設けられる。各加算器回路は第１の信号
入力端子と、第２の信号入力端子と、信号出力端子とを
有する。加算器回路ＡＤ１の第１の信号入力端子はフィ
ルタ部の信号入力端子ＩＮを構成し、それは遅延回路Ｄ
１を介して加算器回路ＡＤ１の信号出力端子は加算器回
路ＡＤ２の第２の信号入力端子へ結合される。加算器回
路ＡＤ１の信号出力端子は加算器回路ＡＤ２の第１の信
号入力端子へ結合されると共に、遅延回路Ｄ２を介して
加算器回路ＡＤ２の第２の信号入力端子へ結合される。
加算器回路ＡＤ２の信号出力端子は加算器回路ＡＤ３の
第１の信号入力端子へ結合され、加算器回路ＡＤ３の第
１の信号入力端子は遅延回路Ｄ３を介して加算器回路Ａ
Ｄ３の第１の信号入力端子へ結合されると共に、第１の
フィルタ部の信号出力端子ＯＵＴを構成する。くし形フ
ィルタＤ１、ＡＤ１とＤ２、ＡＤ２はそれぞれ第１種お
よび第２種のフィルタである。その理由は、遅延回路Ｄ
１とＤ２が、フィルタ部の信号入力端子ＩＮへ加えられ
る。入力信号のサンプリング周波数ｆｓi の１周期と２
周期にわたる遅延をそれぞれ実現するからである。遅延
回路Ｄ１と同様に、遅延回路Ｄ３がサンプリング周波数
ｆｓi の１周期にわたる信号遅延を実現するが、それは
リセット可能な記憶回路で実現することが好ましい。
【００６７】累算およびダンプ回路ＡＤ３、Ｄ３の出力
信号が出力サンプリング周波数ｆｓo でサンプルされ
る。そのサンプリング周波数ｆｓo はたとえばｆｓo=ｆ
ｓi/４０である。各出力信号サンプリングの直後に、累
算およびダンプ回路ＡＤ３、Ｄ３全体がリセットされ
る。その結果、相互接続周波数が４分の１の分周され
る。それと同時に、伝達関数Ｈ（ｚ）＝（１＋ｚ-1）
（１＋ｚ-2）を有する時間不変フィルタの選択度に匹敵
する選択度が実現される。その時間不変フィルタにおい
ては相互接続周波数の低下は行われず、そのようなフィ
ルタの実現には、累算およびダンプ回路Ｄ３、ＡＤ３が
用いる部品よりかなり多くの部品を必要とする。
【００６８】有用な信号の周波数体が類算およびダンプ
回路ＡＤ３、Ｄ３において狭くされた結果としてエイリ
アシングすることから、ノイズ成分および望ましくない
妨害成分を阻止するために、それらの望ましくない妨害
成分が、くし型フィルタＡＤ１、ＡＤ２、Ｄ２によりフ
ィルタの伝達関数の零を中心とする十分に広い遮断周波
数範囲でまず抑制される。くし形フィルタＡＤ１、Ｄ１
とＡＤ２，Ｄ２の合成伝達関数は（１＋ｚ-1）（１＋ｚ
-2）に等しい。
【００６９】８７．５〜１０８ＭＨｚの範囲のＲＦ−Ｆ
Ｍ信号を受信するために適当な直接混合ＦＭ式としての
図１の式の実際的な例においては、Ａ／Ｄ変換器におけ
る希望の信号中の三次高調波妨害を避けること、および
デジタルＲＦ直角位相フィルタ６を得ることに関連し
て、３５０ＭＨｚの第１のサンプリング周波数を選択し
た。
【００７０】第１のＣｏｒｄｉｃ９の出力端子１９と２
０における２つの直角位相ベースバンド信号ｘ０ｙ０の
おのおのに対して、図６に示す種類の３つのフィルタ部
を含む縦続回路を用い、Ｄ１、ＡＤ１とＤ２、ＡＤ２に
対応する第１種くし形フィルタおよび第２種くし形フィ
ルタ（図示せず）を追加の部品として、縦続回路中の第
３の最後のフィルタ部に付加した。それら追加のくし形
フィルタで、望ましくない妨害成分により大きい抑制
と、回路素子の数の比較的小さい現象が達成された。フ
ィルタ部の前記縦続回路で４＝６４の分周係数が得られ
たから、ｆｓi =３５０ＭＨｚで出発すると約５．４７
ＭＨｚの出力サンプリング周波数が得られた。このフィ
ルタ部の縦続回路により（１＋ｚ-1）2 ( １＋ｚ-2）2
( １＋ｚ-4）2 ( １＋ｚ-8）2 ( １＋ｚ-16 ）3（１＋
ｚ-32 ）3 の伝達関数を有する時間的に不変のくし形フ
ィルタの選択度に匹敵する選択度が実現された。その時
間的に不変のくし形フィルタ（図示せず）の後に分周器
を設けねばならず、前記フィルタ部の縦続回路が必要と
する回路部品よりもかなり多数の回路部品を必要とす
る。
【００７１】２つのフィルタ部の関連する実際的な例に
おいては、縦続回路の後に前記「ウェーブデジタルフィ
ルタ」形の選択低域フィルタを設けた。そのフィルタの
出力端子においては、５分の１または６分の１の最後の
サンプリング周波数の分周を行うことができる。
【００７２】各フィルタ部におけるくし形フィルタの種
別と数を、周波数領域の求められる使用と、スペクトル
幅と、濾波すべき信号の位置と、分周率係数との少なく
とも１つに応じて選択すべきである。たとえば、１つま
たはそれ以上のフィルタ部において前記くし形フィルタ
の１つまたは２つをなくすことが非常に可能であり、ま
たは別のくし形フィルタを追加する必要があることもあ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直接変換器受信器の機能ブロック図。
【図２】図１の周波数領域のブロック図に使用するため
に回転モードにあるＣｏｒｄｉｃに組み合わせデジタル
鋸歯状波発生器器の機能ブロック図。
【図３】図１と図２の少なくとも１つに示す受信器にお
ける鋸歯状波発生器の鋸歯状位相信号の時間に依存する
変化を示す曲線図。
【図４】回転モードにおける第１のＣｏｒｄｉｃの一部
と、図２の回路における鋸歯状発生器との実際的な実施
例を示す回路図。
【図５】ヒルベルト変換回路のブロック図。
【図６】図１の式のデジタルへと直角位相フィルタ装置
に使用するデジタルサブサンプルフィルタのブロック
図。
【符号の説明】
５ Ａ／Ｄ変換器 ６ デジタルＲＦフィルタ ９、１２ 座標デジタルコンピュ−タ １０、１１ デジタルベースバンド直角位相フィルタ装
置 １３ 微分回路 １４ 信号処理器 Ａ 加算器回路 Ｄｉ１〜Ｄｉ３ 遅延回路 ＩＳ１〜ＩＳ１１ 反復区間 ＳＧ 鋸歯状発生器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ルディー、ヨハン、ファン、デル、プラッ シェ オランダ国アインドーフェン、フルーネヴ ァウツウェッハ、１

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１のサンプリング周波数の搬送波周波数
    を変調しているアナログ信号をデジタル的にサンプリン
    グするためのＡ／Ｄ変換器であって、このＡ／Ｄ変換器
    からのデジタル化されている変調された信号の搬送波周
    波数を推移させるためにデジタル直角位相混合器段へ連
    続的に結合される前記Ａ／Ｄ変換器と、直角位相混合器
    段の直角位相信号を選択し、前記第１のサンプリング周
    波数からのサンプリング周波数を第２のサンプリング周
    波数へ低下させるためのデジタルフィルタ装置と、デジ
    タル復調装置とを備え、前記Ａ／Ｄ変換器には、デジタ
    ル直角位相混合器段が一対の搬送波周波数変換させられ
    た直角位相信号を供給するために用いる第１の信号出力
    端子と第２の信号出力端子が設けられる受信機におい
    て、デジタル直角位相混合器段は回転モ−ドでの第１の
    座標回転デジタルコンピュ−タを備え、この座標回転デ
    ジタルコンピュータは第１の信号入力端子と位相信号入
    力端子を有し、第１の信号入力端子はＡ／Ｄ変換器の出
    力端子へ結合され、位相信号入力端子はデジタル鋸歯状
    波発生器の出力端子へ結合され、前記搬送波周波数の推
    移の大きさに等しい繰り返し周波数を有し、かつ前記コ
    ンピュ−タの第１の信号入力端子へ加えられる信号の２
    π位相回転に対して、前記デジタル鋸歯状波発生器は周
    期的デジタル鋸歯状位相信号を前記コンピュ−タの位相
    信号入力端子へ供給し、前記コンピュ−タは第１の信号
    出力端子および第２の信号出力端子における前記一対の
    搬送波周波数変換された直角位相信号をデジタルフィル
    タへ供給することを特徴とする受信機。
  2. 【請求項２】請求項１記載の受信機において、周期的デ
    ジタル鋸歯状位相信号の繰り返し周波数は、受信機の周
    波数繰り返し範囲に対応する範囲において可変であるこ
    とを特徴とする受信機。
  3. 【請求項３】請求項１または２記載の受信機において、
    コンピュ−タにおけるベースバンドへの直接周波数変換
    に対して、デジタル鋸歯状波発生器の周期的デジタル鋸
    歯状位相信号の繰り返し周波数は、Ａ／Ｄ変換器へ加え
    られるアナログ信号の前記搬送波周波数に等しいことを
    特徴とする受信機。
  4. 【請求項４】請求項１または２記載の受信機において、
    周期的デジタル鋸歯状位相信号の繰り返し周波数は、Ａ
    ／Ｄ変換器へ加えられるアナログ信号の前記搬送波周波
    数から、固定中間周波数だけ偏移することを特徴とする
    受信機。
  5. 【請求項５】請求項１〜４のいずれか１つに記載の受信
    機において、周期的デジタル鋸歯状位相信号によりひき
    起される位相回転は、各周期中の２πラジアンの範囲に
    わたって直線的に変化することを特徴とする受信機。
  6. 【請求項６】請求項１〜５のいずれか１つに記載の受信
    機において、第１のサンプリング信号はＡ／Ｄ変換器へ
    加えられるアナログ信号の搬送波周波数の非整数倍であ
    り、その非整数は２より大きいことを特徴とする受信
    機。
  7. 【請求項７】請求項６に記載の受信機において、デジタ
    ル鋸歯状波発生器はアキュムレータ回路を有し、このア
    キュムレータ回路には、第１の信号入力端子と第２の信
    号入力端子を有する加算器回路と、１サンプリング期間
    にわたって信号を遅延させる遅延回路との縦続回路が設
    けられ、遅延回路の出力端子は第１のコンピュ−タの位
    相信号入力端子と加算器回路の第２の信号入力端子へ結
    合され、デジタル同調低域フィルタが加算器回路の前記
    第１の信号入力端子へ加えられ、前記同調データの大き
    さは可変であって、２より大きい非整数倍だけ、加算器
    回路のカウント範囲に含まれることを特徴とする受信
    機。
  8. 【請求項８】請求項１〜７に記載の受信機において、デ
    ジタル復調装置はベクトル化モードにある第２の座標回
    転デジタルコンピュ−タを有し、この第２の座標回転デ
    ジタルコンピュータの第の信号入力端子と第２の信号入
    力端子へデジタルフィルタ装置の第２のサンプリング周
    波数の選択された直角位相信号が加えられ、前記第２の
    座標回転デジタルコンピュータの出力端子が信号再生器
    へ結合されることを特徴とする受信機。
  9. 【請求項９】請求項８に記載記の受信機において、ＦＭ
    信号を受信するために、第２の座標回転デジタルコンピ
    ュ−タの前記出力端子は位相信号出力端子であって、微
    分回路を介して信号再生器へ結合されることを特徴とす
    る受信機。
  10. 【請求項１０】請求項９に記載のＦＭ信号を受信する受
    信機において、アンテナ入力端子とＡ／Ｄ変換器の入力
    端子の間に結合され、主として８５MHz と１１０MHz の
    間で帯域選択するためのＲＦフィルタ装置と、受信信号
    の信号ダイナミックレンジをＡ／Ｄ変換器のダイナミッ
    クレンジに合わせるための自動制御される増幅器とを少
    なくとも含むＲＦ入力部を備え、Ａ／Ｄ変換器の第１の
    サンプリング周波数は３５０MHz のオーダーであること
    を特徴とする受信機。
  11. 【請求項１１】請求項８記載のＡＭ信号を受信する受信
    機において、前記出力端子は第２の座標回転デジタルコ
    ンピュ−タの第１の信号出力端子であり、前記第２のコ
    ンピュ−タの出力信号の振幅とともに変化する出力信号
    がその第２の座標回転デジタルコンピュータへ供給さ
    れ、前記第１の信号出力端子は振幅検出器を介して信号
    再生器へ結合されることを特徴とする受信機。
  12. 【請求項１２】請求項１〜１１のいずれかに記載の受信
    機において、第１の座標回転デジタルコンピュ−タは第
    ２の信号入力端子を有し、Ａ／Ｄ変換器と２つの信号入
    力端子のうちの１つとの間でヒルベルト信号変換が行わ
    れ、Ａ／Ｄ変換器と他の信号入力端子の間で信号遅延補
    償が行われることを特徴とする受信機。
  13. 【請求項１３】請求項１２に記載の受信機において、Ａ
    ／Ｄ変換器と、第１の座標回転デジタルコンピュ−タの
    第１の信号入力端子および第２の信号入力端子との間に
    デジタル非対称有限インパルス応答フィルタが組込ま
    れ、そのフィルタは２ｎ＋１（ｎ＝０，１…）対の直列
    遅延回路の直列装置を含み、各遅延回路対の出力端子と
    直列回路の入力端子は重みづけ係数乗算器回路を介して
    加算器回路回路へ結合され、（ｎ＋１）番目の遅延回路
    対の間の共通接続点は第１の座標回転デジタルコンピュ
    −タの第２の信号入力端子へ結合されることを特徴とす
    る受信機。
  14. 【請求項１４】請求項７に記載の受信機において第１の
    座標回転デジタル高域フィルタは１〜ｋ番目の反復期間
    の縦続回路を含み、各区間は第１の直角位相信号分岐と
    第２の直角位相信号分岐および位相信号分岐を有し、そ
    れらの分岐は前記コンピュ−タの第１の信号入力端子と
    出力端子の間、第２の信号入力端子と出力端子の間、お
    よび位相信号入力端子と出力端子の間に結合され、１〜
    （ｋ−１）番目の各反復期間中の前記位相信号分岐は、
    関連する反復区間の位相信号分岐へ加えられた角度値中
    の最上位情報ビットの符号を検出する符号検出器を有
    し、前記反復区間は加算器回路も有し、その加算器回路
    へは、角度値へ加えられる、またはその角度値から差し
    引かれる固定回転角が、前記符号に応じて加えられ、１
    〜（ｋ−１）番目の前記反復区間の前記加算器回路が２
    〜ｋ番目の反復区間の位相信号分岐へ結合され、１番目
    の反復区間と２番目の反復区間における反復回転角はそ
    れぞれ９０度および４５度であり、３〜（ｋ−１）番目
    の反復区間における固定回転角の正接値は、ｉ＝１〜ｋ
    −３として、２-iに等しいことを特徴とする受信機。
  15. 【請求項１５】請求項１４に記載の受信機において、角
    度値と固定角はおのおの２の補数モードで表され、２進
    加算器回路は、固定回転角との間の加算または減算の結
    果として、その場所におけるビット値を変化できるよう
    な場所であるような、角度値語中のビット場所に対して
    のみ、各反復期間に含まれることを特徴とする受信機。
  16. 【請求項１６】請求項１〜１５のうちいずれか１項に記
    載の受信機において、前記デジタルフィルタ装置は補助
    サンプルフィルタ部を有し、このフィルタ部は、ｎ次く
    し形フィルタと累算およびダンプ回路の縦続回路を含
    み、前記累算およびダンプ回路は第１の信号入力端子
    と、第２の信号入力端子と、信号出力端子とを有する加
    算器回路を含み、前記第１の信号入力端子はくし形フィ
    ルタ装置の出力端子へ結合され、前記信号出力端子は、
    入力サンプリング周波数を１周期だけ信号遅延させる遅
    延回路を介して第２の信号入力端子へ結合され、加算器
    回路の出力信号は、入力サンプリング周波数の１／（２
    ｎ）である出力サンプリング周波数でサンプリングさ
    れ、累算およびダンプ回路は前記各サンプリングの後で
    リセットされることを特徴とする受信機。
  17. 【請求項１７】請求項１６に記載の受信機において、ｎ
    次くし形フィルタはそれぞれ１〜（ｎ−１）番目の（ｎ
    −１）個の別のくし形フィルタとともに縦続に配置され
    ることを特徴とする受信機。
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