JP3068188B2 - 直交変調適用下での復調方法 - Google Patents
直交変調適用下での復調方法Info
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- JP3068188B2 JP3068188B2 JP5509772A JP50977293A JP3068188B2 JP 3068188 B2 JP3068188 B2 JP 3068188B2 JP 5509772 A JP5509772 A JP 5509772A JP 50977293 A JP50977293 A JP 50977293A JP 3068188 B2 JP3068188 B2 JP 3068188B2
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- 230000004069 differentiation Effects 0.000 claims abstract description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 abstract description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 2
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 4
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/18—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of synchronous gating arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 従来の技術 本発明は、請求の範囲第１項及び第２項の上位概念に
よる、直交変調適用下での復調方法に関する。
よる、直交変調適用下での復調方法に関する。
例えばコードレステレホンにおいて慣用されているデ
ジタル信号のワイヤレス伝送手段においては、取扱いを
簡単にする理由から装置の最小化が試みられている。こ
の最小化はこれまでの技術では主に集積回路を増加する
こと、すなわちアナログ構成部品を少なくすることによ
って達成されている。
ジタル信号のワイヤレス伝送手段においては、取扱いを
簡単にする理由から装置の最小化が試みられている。こ
の最小化はこれまでの技術では主に集積回路を増加する
こと、すなわちアナログ構成部品を少なくすることによ
って達成されている。
英国特許第2189114号明細書からはFSK信号の復調のた
めの復調装置が公知である。この復調装置は、直交成分
のデジタル合成のための直交変調手段と比較／変換手段
とコインシデンスゲートとを有している。
めの復調装置が公知である。この復調装置は、直交成分
のデジタル合成のための直交変調手段と比較／変換手段
とコインシデンスゲートとを有している。
本発明の課題は、ワイヤレス信号伝送手段に使用され
る装置（例えばコードレステレホン）の最小化と、それ
に用いられる構成要素の集積率の向上を復調部の特徴的
な構成でもって可能とする、復調方法ないし復調装置を
提供することである。
る装置（例えばコードレステレホン）の最小化と、それ
に用いられる構成要素の集積率の向上を復調部の特徴的
な構成でもって可能とする、復調方法ないし復調装置を
提供することである。
この課題は請求の範囲第１項及び第２項の特徴部分に
記載された方法によって解決される。
記載された方法によって解決される。
本発明による復調方法は、その使用に対して唯１つの
アナログ構成要素しか必要としないこと、すなわち微分
（請求項１）又は積分（請求項２）を実施するための構
成素子しか必要ない点ですぐれている。その他の構成素
子は全てデジタル信号処理に用いられるため、集積回路
技術を用いて製造可能であり、回路技術的にも製造が容
易である。本発明による方法によれば、デジタル処理さ
れた低周波数領域の信号が単一のアナログ構成素子を用
いて高周波領域のデジタル信号処理部に結合される。
アナログ構成要素しか必要としないこと、すなわち微分
（請求項１）又は積分（請求項２）を実施するための構
成素子しか必要ない点ですぐれている。その他の構成素
子は全てデジタル信号処理に用いられるため、集積回路
技術を用いて製造可能であり、回路技術的にも製造が容
易である。本発明による方法によれば、デジタル処理さ
れた低周波数領域の信号が単一のアナログ構成素子を用
いて高周波領域のデジタル信号処理部に結合される。
本発明の有利な実施例は従属請求項に記載される。
図面 図１には直交成分の微分構成部を有する復調器の設け
られた直交変調用回路の基本的な構成が示されている。
られた直交変調用回路の基本的な構成が示されている。
実施例の説明 次に本発明の実施例を図面に基づき詳細に説明する。
図１は本発明の第１実施例である。
図１は本発明の第１実施例である。
復調すべき信号は前記３つの実施例においてパルス情
報である。この情報ではパルスが、中心周波数Ｆを基準
（ベース）周波数ｆだけ高めた周波数、すなわち（Ｆ＋
ｆ）の周波数で表され、パルス休止期間は、中心周波数
Ｆを基準周波数ｆだけ低減した周波数、すなわち（Ｆ−
ｆ）の周波数によって表される。中心周波数Ｆは約2GHz
の周波数を有しており、これに対して基準周波数ｆは、
約0.5MHzの周波数にある。これらの２つの周波数（Ｆ＋
ｆ）、（Ｆ−ｆ）は、搬送周波数として中心周波数Ｆに
チューニングする受信機１によって受信され、２つの変
調器２、３に供給される。変調器２においては、受信信
号が受信個所において発振器４によって生成された変調
周波数とミキシングされる。これは受信された中心周波
数Ｆとほぼ同じである。発振器４の変調振動は変調器２
に直接的に供給されるのに対して、変調器３は次のよう
な変調振動を受け取る。すなわち移相器５を用いて元の
変調振動に対して1/4周期（90度）だけ移相された変調
振動を受け取る。それにより変調器2,3の出力側では基
準周波数ｆの直交変調された２つの信号が構成される。
場合によっては復調によって生ぜしめられる高周波の障
害成分はローパスフィルタ6,7によって濾波される。
報である。この情報ではパルスが、中心周波数Ｆを基準
（ベース）周波数ｆだけ高めた周波数、すなわち（Ｆ＋
ｆ）の周波数で表され、パルス休止期間は、中心周波数
Ｆを基準周波数ｆだけ低減した周波数、すなわち（Ｆ−
ｆ）の周波数によって表される。中心周波数Ｆは約2GHz
の周波数を有しており、これに対して基準周波数ｆは、
約0.5MHzの周波数にある。これらの２つの周波数（Ｆ＋
ｆ）、（Ｆ−ｆ）は、搬送周波数として中心周波数Ｆに
チューニングする受信機１によって受信され、２つの変
調器２、３に供給される。変調器２においては、受信信
号が受信個所において発振器４によって生成された変調
周波数とミキシングされる。これは受信された中心周波
数Ｆとほぼ同じである。発振器４の変調振動は変調器２
に直接的に供給されるのに対して、変調器３は次のよう
な変調振動を受け取る。すなわち移相器５を用いて元の
変調振動に対して1/4周期（90度）だけ移相された変調
振動を受け取る。それにより変調器2,3の出力側では基
準周波数ｆの直交変調された２つの信号が構成される。
場合によっては復調によって生ぜしめられる高周波の障
害成分はローパスフィルタ6,7によって濾波される。
パルス持続期間中に受信された信号は時間ｔの関数と
して以下の式で表される。： Cos2π（Ｆ＋ｆ）ｔ＝cos2πFt・cos2πft− −sin2πFt・sin2πft この信号は、変調器２において発振器振動cos2πFtと
の乗算によってミキシングされる。余弦関数と正弦関数
の直交性によって前記式の右辺に記載された第１の式か
らは変調後に直交成分cos2πftが生じ、第２の式は消滅
する。これに対して変調器３ではsin2πFtの発振器振動
での変調によって第１の式が消滅され、第２の式から直
交成分−sin2πftが得られる。
して以下の式で表される。： Cos2π（Ｆ＋ｆ）ｔ＝cos2πFt・cos2πft− −sin2πFt・sin2πft この信号は、変調器２において発振器振動cos2πFtと
の乗算によってミキシングされる。余弦関数と正弦関数
の直交性によって前記式の右辺に記載された第１の式か
らは変調後に直交成分cos2πftが生じ、第２の式は消滅
する。これに対して変調器３ではsin2πFtの発振器振動
での変調によって第１の式が消滅され、第２の式から直
交成分−sin2πftが得られる。
パルス休止期間中に受信される信号は以下の式で表さ
れる。： Cos2π（Ｆ−ｆ）ｔ＝cos2πFt・cos2πft＋ ＋sin2πFt・sin2πft この場合も変調器２では直交成分cos2πftが得られ
る。しかしながらこれに対して変調器３では直交成分＋
sin2πftが生じる。それにより変調器３の出力信号はパ
ルスの持続期間中とパルス休止期間中とでは逆の極性
（すなわちパルスオンでは負の極性、パルスオフでは正
の極性）を有する。この相違は本発明による方法におい
て、パルス持続期間とパルス休止期間との間の識別に対
する基準として用いられる。このような、極性が一致し
ているか否かに関しての検査（以下ではこの一致性に関
する検査をコインシデンス検査と称し、それに用いる手
段をコインシデンスゲート手段と称する）の根本は、
（極性と振幅は除外して）正弦関数を微分したものは余
弦関数となり、またその逆も成り立つという事実にあ
る。本発明による復調方法の目的は、このような識別
を、それぞれ得られた２つの直交成分から最小の技術コ
ストで可能にすることである。
れる。： Cos2π（Ｆ−ｆ）ｔ＝cos2πFt・cos2πft＋ ＋sin2πFt・sin2πft この場合も変調器２では直交成分cos2πftが得られ
る。しかしながらこれに対して変調器３では直交成分＋
sin2πftが生じる。それにより変調器３の出力信号はパ
ルスの持続期間中とパルス休止期間中とでは逆の極性
（すなわちパルスオンでは負の極性、パルスオフでは正
の極性）を有する。この相違は本発明による方法におい
て、パルス持続期間とパルス休止期間との間の識別に対
する基準として用いられる。このような、極性が一致し
ているか否かに関しての検査（以下ではこの一致性に関
する検査をコインシデンス検査と称し、それに用いる手
段をコインシデンスゲート手段と称する）の根本は、
（極性と振幅は除外して）正弦関数を微分したものは余
弦関数となり、またその逆も成り立つという事実にあ
る。本発明による復調方法の目的は、このような識別
を、それぞれ得られた２つの直交成分から最小の技術コ
ストで可能にすることである。
詳細には例えば図１による実施例では以下のように実
施される。変調器３から得られた直交成分は、アナログ
微分素子８を用いて微分され、この微分の結果は、後置
接続されている比較器９において、この比較器の入力信
号に対する所定の閾値を上回った場合に、デジタル信号
に変換されて出力される。この場合の閾値として、微分
された直交成分の値の平均値が用いられる。変調器２か
ら供給されローパスフィルタ６によって濾波された直交
成分は、第２の比較器10に供給される。この第２の比較
器10は信号の有無を閾値の超過に基づいて識別する。前
述したように変調器３からの直交信号は、パルス持続期
間とパルス休止期間とでは異なる極性（すなわちパルス
オンでは負、パルスオフでは正）を有し、この極性の相
違はこれらの信号の微分後でもかわらない。
施される。変調器３から得られた直交成分は、アナログ
微分素子８を用いて微分され、この微分の結果は、後置
接続されている比較器９において、この比較器の入力信
号に対する所定の閾値を上回った場合に、デジタル信号
に変換されて出力される。この場合の閾値として、微分
された直交成分の値の平均値が用いられる。変調器２か
ら供給されローパスフィルタ６によって濾波された直交
成分は、第２の比較器10に供給される。この第２の比較
器10は信号の有無を閾値の超過に基づいて識別する。前
述したように変調器３からの直交信号は、パルス持続期
間とパルス休止期間とでは異なる極性（すなわちパルス
オンでは負、パルスオフでは正）を有し、この極性の相
違はこれらの信号の微分後でもかわらない。
比較器9,10の出力側はコインシデンスゲート手段11
（例えば不等価ゲート等）に接続されている。この手段
によれば、一定の直交信号と、他方の微分された直交信
号との間で、その極性（正、負）が一致していない場合
にはパルス−オンの受信状態が信号化され、また前記極
性が一致している場合にはパルス−オフの受信状態が信
号化される。
（例えば不等価ゲート等）に接続されている。この手段
によれば、一定の直交信号と、他方の微分された直交信
号との間で、その極性（正、負）が一致していない場合
にはパルス−オンの受信状態が信号化され、また前記極
性が一致している場合にはパルス−オフの受信状態が信
号化される。
コインシデンスゲート手段11のデジタル信号は実質的
に既に所望のデータ信号に相応する。しかしながらこの
信号はまだ比較器における切換過程に起因する短い誤っ
た論理状態を含んでいる（いわゆるジッタ）。この短い
誤った論理状態は、コインシデンスゲート手段11に後置
接続されたローパスフィルタ12に後続する比較器13にお
いて排除される。この場合ローパスフィルタ12の限界周
波数はデータレートよりも大きくなければならない。比
較器13の切換閾値としては、論理０と１を表す電圧の平
均値が選定される。当該回路の出力側14からは復調され
た生データが取り出される。
に既に所望のデータ信号に相応する。しかしながらこの
信号はまだ比較器における切換過程に起因する短い誤っ
た論理状態を含んでいる（いわゆるジッタ）。この短い
誤った論理状態は、コインシデンスゲート手段11に後置
接続されたローパスフィルタ12に後続する比較器13にお
いて排除される。この場合ローパスフィルタ12の限界周
波数はデータレートよりも大きくなければならない。比
較器13の切換閾値としては、論理０と１を表す電圧の平
均値が選定される。当該回路の出力側14からは復調され
た生データが取り出される。
また本発明によれば、図１の微分装置を積分装置に置
き換えることも可能である。
き換えることも可能である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シュラドフスキー，ヴェルナー オーストリア国 Ａ―1130 ウィーン ガイリングガッセ 35／３ (72)発明者 シュラーガー，ペーター オーストリア国 Ａ―3204 キルヒベル ク／ピール アム キルヒェンベルク 10 (56)参考文献 ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ, ＶＯＬ．ＣＯＭ−27，ＮＯ．９，ＳＥ Ｐ．1979 Ｐ1288−1295
Claims (4)
- 【請求項１】パルス情報を復調するための方法であっ
て、 前記パルス情報においてはパルスが、中心周波数Ｆを基
準周波数（ベースバンド周波数）ｆだけ高めた周波数、
すなわち周波数（Ｆ＋ｆ）で表され、パルス休止期間
は、中心周波数Ｆを基準周波数ｆだけ低減した周波数、
すなわち周波数（Ｆ−ｆ）によって表されており、これ
らの２つの周波数（Ｆ＋ｆ）、（Ｆ−ｆ）は、搬送周波
数として中心周波数Ｆにチューニングする受信機（１）
によって受信され、２つの変調器（2,3）に供給されて
おり、 前記変調器（２）においては受信信号が、受信個所にお
いて局所発振器（４）によって生成され受信された中心
周波数Ｆとほぼ同じ変調周波数でミキシングされてお
り、 前記局所発振器（４）の変調振動は、変調器（２）に対
しては直接供給され、それに対して変調器（３）は、移
相器（５）を用いて元の変調振動に対して1/4周期（90
度）だけ移相された変調振動を受け取り、それにより変
調器（2,3）の出力側において基準周波数ｆを有する直
交変調された２つの信号が形成され、 前記アナログ信号形態の直交成分信号が閾値に関してA/
D変換され、引続きコインシデンスゲート論理を用いて
デジタル的にアセンブルされる形式の復調方法におい
て、 直交変調からアナログ信号形態で得られた前記直交成分
のうちの１つの直交成分を微分係数形成のために微分
し、これは基準閾値との比較によってデジタル信号に変
換され、 前記A/D変換された直交成分を、該直交成分の演算符号
からデジタルパルス情報を形成するために、コインシデ
ンスゲート論理を用いてデジタル的にアセンブルするこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項２】パルス情報を復調するための方法であっ
て、 前記パルス情報においてはパルスが、中心周波数Ｆを基
準周波数（ベースバンド周波数）ｆだけ高めた周波数、
すなわち周波数（Ｆ＋ｆ）で表され、パルス休止期間
は、中心周波数Ｆを基準周波数ｆだけ低減した周波数、
すなわち周波数（Ｆ−ｆ）によって表されており、これ
らの２つの周波数（Ｆ＋ｆ）、（Ｆ−ｆ）は、搬送周波
数として中心周波数Ｆにチューニングする受信機（１）
によって受信され、２つの変調器（2,3）に供給されて
おり、 前記変調器（２）においては受信信号が、受信個所にお
いて局所発振器（４）によって生成され受信された中心
周波数Ｆとほぼ同じ変調周波数でミキシングされてお
り、 前記局所発振器（４）の変調振動は、変調器（２）に対
しては直接供給され、それに対して変調器（３）は、移
相器（５）を用いて元の変調振動に対して1/4周期（90
度）だけ移相された変調振動を受け取り、それにより変
調器（2,3）の出力側において基準周波数ｆを有する直
交変調された２つの信号が形成され、 前記アナログ信号形態の直交成分信号が閾値に関してA/
D変換され、引続きコインシデンスゲート論理を用いて
デジタル的にアセンブルされる形式の復調方法におい
て、 直交変調からアナログ信号形態で得られた前記直交成分
のうちの１つの直交成分を、積分された直交成分信号の
形成のために積分し、それによって２つの直交成分信号
間の位相変移が補償され、さらに基準閾値との比較によ
ってデジタル信号に変換され、 前記A/D変換された直交成分を、該直交成分の演算符号
からパルス情報を形成するために、コインシデンスゲー
ト論理を用いてデジタル的にアセンブルすることを特徴
とする方法。 - 【請求項３】直交変調手段を用いてパルス情報を復調す
るための復調装置であって、 前記パルス情報においてはパルスが、中心周波数Ｆを基
準周波数（ベースバンド周波数）ｆだけ高めた周波数、
すなわち周波数（Ｆ＋ｆ）で表され、パルス休止期間
は、中心周波数Ｆを基準周波数ｆだけ低減した周波数、
すなわち周波数（Ｆ−ｆ）によって表されており、これ
らの２つの周波数（Ｆ＋ｆ）、（Ｆ−ｆ）は、搬送周波
数として中心周波数Ｆにチューニングする受信機（１）
によって受信され、２つの変調器（2,3）に供給されて
おり、 前記変調器（２）においては受信信号が、受信個所にお
いて局所発振器（４）によって生成され受信された中心
周波数Ｆとほぼ同じ変調周波数でミキシングされ、 前記局所発振器（４）の変調振動は、変調器（２）に対
しては直接供給され、それに対して変調器（３）は、移
相器（５）を用いて元の変調振動に対して1/4周期（90
度）だけ移相された変調振動を受け取り、それにより変
調器（2,3）の出力側において基準周波数ｆを有する直
交変調された２つの信号が形成されており、 前記直交変調手段は、変調信号に変換されるパルス情報
の直交成分が供給される第１の出力側と第２の出力側を
有しており、 比較／変換手段（9,10）が設けられており、該比較／変
換手段（9,10）は、第１及び第２の入力側と第１及び第
２の出力側を有しており、前記比較／変換手段（9,10）
の第１及び第２の入力側は、前記直交変調手段（２〜
７）のそれぞれ第１及び第２の出力側と直交成分を閾値
に関してA/D変換するために接続されており、 直交成分をデジタル的にアセンブルするためのコインシ
デンスゲート手段（11）が設けられており、該コインシ
デンスゲート手段（11）は、前記比較／変換手段（9,1
0）のそれぞれ第１と第２の出力側に接続された第１及
び第２の入力側と、１つの出力側を有している形式の装
置において、 微分装置（８）が設けられており、前記微分装置（８）
は、前記直交変調手段と比較／変換手段（9,10）との間
に接続されており、前記微分装置（８）は、微分係数形
成のために１つの直交成分の微分を行うものであり、前
記微分装置装置（８）は、前記直交変調手段の第２の出
力側に接続される入力側と、前記比較／変換手段（9,1
0）の第２の入力側に接続される出力側とを有してお
り、 前記比較／変換手段（9,10）は、基準閾値との比較によ
って微分係数をデジタル信号に変換し、 前記比較／変換手段（9,10）の出力側は前記コインシデ
ンスゲート手段（11）に接続されており、 前記コインシデンスゲート手段（11）は、復調されたパ
ルスメッセージを得るために、直交成分をデジタル的に
アセンブルするように構成されていることを特徴とする
復調装置。 - 【請求項４】直交成分をデジタル的にアセンブルするた
めの前記コインシデンスゲート手段（11）は、排他的論
理和ゲートである、請求項３記載の復調装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| AT234891 | 1991-11-25 | ||
| AT2348/91 | 1991-11-25 | ||
| PCT/EP1992/002675 WO1993011623A1 (de) | 1991-11-25 | 1992-11-20 | Demodulationsverfahren mit anwendung einer quadraturmodulation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07501666A JPH07501666A (ja) | 1995-02-16 |
| JP3068188B2 true JP3068188B2 (ja) | 2000-07-24 |
Family
ID=3532676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5509772A Expired - Lifetime JP3068188B2 (ja) | 1991-11-25 | 1992-11-20 | 直交変調適用下での復調方法 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5586147A (ja) |
| EP (1) | EP0614587B1 (ja) |
| JP (1) | JP3068188B2 (ja) |
| AT (1) | ATE166510T1 (ja) |
| DE (1) | DE59209339D1 (ja) |
| ES (1) | ES2116351T3 (ja) |
| WO (1) | WO1993011623A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4434451A1 (de) * | 1994-09-27 | 1996-03-28 | Blaupunkt Werke Gmbh | Amplitudendemodulator |
| US5715414A (en) * | 1995-06-27 | 1998-02-03 | Rohm Co., Ltd. | Four-value data wireless signal receiver |
| DE19608451A1 (de) * | 1996-03-05 | 1997-09-11 | Philips Patentverwaltung | Verfahren zum Übertragen von Informationen |
| US5926507A (en) * | 1997-07-08 | 1999-07-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Quotient coding modem |
| FR2838276B1 (fr) * | 2002-04-05 | 2005-10-21 | Thales Sa | Systeme et procede de demodulation de signaux iff |
| US20050191986A1 (en) * | 2004-02-27 | 2005-09-01 | Lin Hung C. | FM detector for direct-conversion receiver |
| DE102009026508A1 (de) * | 2009-05-27 | 2010-12-02 | Robert Bosch Gmbh | Sensor und Verfahren zum Betreiben eines Sensors |
| US8787864B2 (en) * | 2012-11-30 | 2014-07-22 | Qualcomm Incorporated | Receiver IIP2 analog calibration |
| DE102020208000A1 (de) * | 2020-06-29 | 2021-12-30 | Siemens Healthcare Gmbh | Photonenzählender Röntgendetektor, medizinisches Bildgebungsgerät und Verfahren zur Erzeugung eines Röntgenbilddatensatzes |
Family Cites Families (13)
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