JP4695323B2 - 無線受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
復調器は、できれば、受信機の受信周波数で第２の局部発振器信号を発生するための手段であって、第１の局部発振器信号に対して直角位相関係を持つ手段と、第２の復調信号を形成するために、局部発振器をディジタル受信信号と混合するためのミキサとを有することが好ましい。第２の局部発振器信号を発生するための手段としては、上記局部発振器を使用することができる。受信機は、第１の復調信号および／または第２の復調信号から２つの局部発振器信号をディジタル受信信号と混合して得られるうなり周波数（beat frequency）の少なくとも一部を打ち消すために第１の復調信号および第２の復調信号を処理することにより、ビート打消し信号（beat cancelled signal）を形成するためのビート打消し装置を備えることができる。ビート打消し装置は、第１の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第２の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第１の復調信号のモジュラスを第２の復調信号のモジュラスと比較するステップと、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの小さい方を、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの大きい方で割って商を求めるステップと、商のアークタンジェントのコサインの逆数の値を持つ打消し係数を決定するステップと、第１および第２の復調信号の一方に、打消し係数を掛けてビート打消し信号を形成するステップとを反復して実行するように構成することができる。
【０００２】
（背景技術）
通常の振幅変調（ＡＭ）無線受信機の場合には、受信無線周波（ＲＦ）信号は、ミキサに送られ、そこでベースバンドまでダウンコンバートするために局部発振器信号と混合される。２つ以上のミキサ段を使用することができ、その場合、受信信号は、１つまたはそれ以上の中間周波（ＩＦ）段を通る。各段においては、帯域濾過および増幅を行うことができる。結果として得られる信号は、増幅し、ラウドスピーカに送ることができるオーディオ周波数のアナログ信号である。
【０００３】
１つの実施形態の場合には、受信機段は、完全に、または大体、個別アナログ構成部品で実施される。この受信機段は、回路基板の面積のかなりの部分を占有し、複雑で高価な製造プロセスを必要とする。さらに、多数の個別アナログ構成部品があるために、受信機の故障を発見するのが難しい。アナログ構成部品は、１つの集積回路に内蔵させることができる。例えば、Ｒａｃａｌモデル２５５１／２５６１およびＪＲＣモデルＮＲＤ５４５のようなある特殊な受信機システムの場合には、受信信号は、中間周波段でディジタル信号に変換される。しかし、この受信機の無線周波成分は、依然としてアナログの形で実施され、上記のような欠点を持ち、これらのシステムが複雑であり高価であるために、家庭用の振幅変調（ＡＭ）受信機には全く適していない。
小型で、低コストで簡単な無線受信機の提供が待望されている。
【０００４】
（発明の開示）
１つの態様によれば、本発明は、オーディオ周波信号により振幅変調された無線周波数信号を受信するためのアンテナと、周期的に無線周波数信号をサンプリングし、無線周波数信号の振幅を表すディジタル受信信号を発生するためのディジタイザと、オーディオ周波信号の表示を発生するために、ディジタル受信信号を復調するための復調器とを備える無線受信機を提供する。
【０００５】
第２の態様によれば、本発明は、複数の無線チャネルが、所定のチャネル間隔を置いて分離しているいくつかの周波数で送信される無線システムで動作するための無線受信機を提供する。この受信機は、無線周波数信号を受信するためのアンテナと、復調信号を形成するために、無線周波数信号から入手した信号を復調するための復調器と、復調信号を濾過するためのフィルタとを備える。このフィルタは、受信周波数の領域内にピーク・レスポンスを持ち、チャネル間隔だけ受信周波数から離れている複数の周波数領域内のそのレスポンス内にヌルを持つ。
【０００６】
第３の態様によれば、本発明は、無線信号を受信することができる無線受信機において、うなり周波数を打ち消し、無線信号から入手した信号を第１の局部発振器信号と混合することにより、第１の復調信号を形成し、無線信号から入手した信号を第１の局部発振器信号と直角位相関係にある第２の局部発振器信号と混合することにより第２の復調信号を形成するための方法を提供する。この方法は、第１の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第２の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第１の復調信号のモジュラスを第２の復調信号のモジュラスと比較するステップと、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの大きい方を第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの小さい方で割って商を求めるステップと、商のアークタンジェントのコサインの逆数の値を持つ打消し係数を決定するステップと、第１および第２の復調信号の一方に打消し係数を掛けてビート打消し信号を形成するステップとを反復して実行する。
【０００７】
ディジタル受信信号は、好適には、１ビット信号であることが好ましく、ディジタイザは、好適には、１ビット・ディジタイザであることが好ましい。ディジタイザは、できれば、シグマ−デルタ変調器であることが望ましい。
復調器は、好適には、受信機の受信周波数で第１の局部発振器信号を発生するための局部発振器と、第１の復調信号を形成するために、局部発振器をディジタル受信信号と混合するためのミキサとを備えることが好ましい。第１の局部発振器信号は１ビット信号であってもよい。ミキサは、２つの入力を持ち、これらの入力のうちの一方でディジタル受信信号を受信し、これらの入力の他方で第１の局部発振器信号を受信するように構成されている排他的ＯＲゲートとして実施することができる。
【０００８】
無線受信機は、受信周波数を入力するためのユーザ入力デバイス、およびユーザ入力デバイスに応答して、入力受信周波数で第１の局部発振器信号を発生するように、局部発振器を制御するための局部発振器コントローラを備えることができる。
【０００９】
復調器は、できれば、受信機の受信周波数で第２の局部発振器信号を発生するための手段であって、第１の局部発振器信号に対して直角位相関係を持つ手段と、第２の復調信号を形成するために、局部発振器をディジタル受信信号と混合するためのミキサとを有することが好ましい。第２の局部発振器信号を発生するための手段としては、上記局部発振器を使用することができる。受信機は、第１の復調信号および／または第２の復調信号から２つの局部発振器信号をディジタル受信信号と混合して得られるうなり周波数の少なくとも一部を打ち消すために第１の復調信号および第２の復調信号を処理することにより、ビートを含まない信号を形成するためのビート打消し装置を備えることができる。ビート打消し装置は、第１の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第２の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第１の復調信号のモジュラスを第２の復調信号のモジュラスと比較するステップと、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの大きい方を、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの小さい方で割って商を求めるステップと、商のアークタンジェントのコサインの逆数の値を持つ打消し係数を決定するステップと、第１および第２の復調信号の一方に、打消し係数を掛けてビート打消し信号を形成するステップとを反復して実行するように構成することができる。
【００１０】
受信機は、複数の無線チャネルが、所定のチャネル間隔を置いて分離しているいくつかの周波数で送信される無線システムで動作するのに適している。復調器は、第１の復調信号を濾過するように構成されていて、フィルタは、受信周波数の領域内にピーク・レスポンスを持ち、チャネル間隔だけ受信周波数から離れている複数の周波数領域内のそのレスポンス内にヌルを持つ。上記ユーザ入力デバイスは、次に、チャネル間隔だけ離れている複数の受信周波数のうちの１つをユーザが選択できるように構成することができる。ディジタイザは、受信機の受信周波数の２倍以上の周波数で、無線周波数信号を周期的にサンプリングするように適宜構成することができる。チャネル間隔は、８．８２０ｋＨｚとすることができる。
【００１１】
好適には、ユーザ入力デバイスは、複数のチャネルのうちの１つの複数の選択のうちの１つを示す入力を受信することができることが好ましく、局部発振器コントローラは、選択したチャネルに基づいて、第１の局部発振器に、チャネル間隔だけ離れた複数の周波数のうちの１つにおいて第１の局部発振器信号を発生させるように構成される。
受信周波数の上下にチャネル間隔だけ離れている周波数におけるフィルタの減衰は、できれば１０８倍以上であることが好ましく、好適には、受信周波数におけるフィルタの減衰の１０１１倍以上であることが好ましい。
【００１２】
フィルタとしては、カスケード・インテグレータ・コーム・フィルタおよび／または３次フィルタを使用することができる。
局部発振器信号は、ビート打消し信号の形を改善するために、受信される無線周波数より高いサンプリング周波数において形成すること、およびノイズシェーピングすることの一方または両方を行うことができる。
【００１３】
上記第１および第２の復調信号は、無線周波数信号であっても、中間周波信号であっても、またはベースバンド信号であってもよい。
第１および第２の局部発振器信号が、１ビット信号である場合には、上記方法は、無線信号から入手した信号を、それぞれ、第１および第２の局部発振器信号と混合することにより、第１および第２の１ビット復調信号を形成するステップと、第１および第２の復調信号を形成するために、第１および第２の１ビット復調信号を間引くステップを含むことができる。第１および第２の復調信号は、８ビット信号であってもよい。
第１または第２の復調信号の上記の一方は、好適には、より大きな振幅を持つ第１または第２の復調信号の一方であることが好ましい。それ故、この方法は、第１または第２の復調信号のどちらが、より大きい振幅を持っているかを判断するステップを含むことができる。
【００１４】
打消し係数の決定は、記憶している参照テーブルから、商に対応する打消し係数を検索するステップを含む。この方法は、商の範囲に対する打消し係数を計算することにより、上記参照テーブルを形成するステップを含むことができる。参照テーブルは、一時的なメモリまたは恒久的なメモリに記憶することができる。
ビート打消し装置は、ビート打消し信号を形成するために、一連の命令を実行するように構成されたディジタル・プロセッサを含むことができる。
添付の図面を参照しながら、本発明について以下に説明するが、この説明は単に例示としてのものに過ぎない。
【００１５】
（発明を実施するための最良の形態）
図１は、受信すべき周波数を制御し、その出力をラウドスピーカのようなオーディオ・ソースに供給するための、無線受信機に関連する構成部品を含む無線受信機の略図である。この例の無線受信機は、家庭用ハイファイ用の振幅変調（ＡＭ）受信機として使用するのに適している。
【００１６】
受信機は、振幅変調無線周波（ＲＦ）信号を受信するアンテナ１を含む。アンテナ出力は、アンテナからのアナログ無線周波数信号を、ディジタル領域に変換するアナログ−ディジタル変換器２の入力に送られる。アナログ−ディジタル変換器は、その入力を周期的にサンプリングし、入力信号のレベルを表す２進ディジットで出力する１ビットアナログ−ディジタル変換器である。入力信号のレベルがしきい値より低い場合には、２進の０が出力され、入力信号のレベルがしきい値より高い場合には、２進の１が出力される。図１のシステムの場合には、無線周波数で受信信号が送られる、アナログ−ディジタル変換器２は、１次シグマ−デルタ変調器である。アナログ−ディジタル変換器のサンプリング速度は、受信信号の無線周波キャリヤ成分を過度にサンプリングするように選択される。この例の場合には、サンプリング速度は１２ＭＨｚである。サンプリング速度が、受信機が受信する最大無線周波数の２倍以上になるようにすると便利である。何故なら、その後、同じサンプリング速度をすべての受信のために使用することができるからである。別な方法としては、サンプリング周波数を受信周波数により変更することもできる。シグマ−デルタ変調器は、受信信号の１ビット・サンプリングを行い、それにより、受信振幅変調無線周波スペクトルを表す情報を保持している１４において、過度にサンプリングしたディジタル・ビット・ストリームを形成する。
【００１７】
無線周波数信号は、アンテナ１とアナログ−ディジタル変換器２との間で増幅および／または濾過することができる。しかし、好適には、アンテナとアナログ−ディジタル変換器との間の構成部品の数を最小限度まで減らすことが好ましい。何故なら、個別無線周波構成部品の数が多いと、受信機を複雑にし、受信機のコストが高くなり、製造が難しくなるからである。アンテナ１およびアナログ−ディジタル変換器２の感度が十分高い場合には、アンテナをアナログ−ディジタル変換器の入力に直接接続することができる。
アナログ−ディジタル変換器の出力は分割され、排他的ＯＲゲートとして実施することができる２つのミキサ３、４に送られる。
【００１８】
１ビット局部発振器５は、６においてビット・ストリーム信号を発生させ、その出力は受信したい無線周波数において０および１に切り替わる。６におけるものと同じ信号ではあるが、９０度位相がずれている信号が、発振器５により７において発生する。６における信号は、同相（Ｉ）または０度信号であり、７における信号は直角位相（Ｑ）信号または９０度信号である。６における０度信号は、ミキサ３の第２の入力に送られ、８において信号を発生させるために、アナログ−ディジタル変換器２の出力と混合される。７における９０度信号は、ミキサ４の第２の入力に送られ、９において信号を発生させるために、アナログ−ディジタル変換器２の出力と混合される。
【００１９】
ミキサ３、４は、８および９におけるディジタル・ビット・ストリームの形をしている信号を発生させるために、それぞれ、その各入力を結合する。ミキサ３および４のビット・ストリーム出力は、各低域フィルタ１０、１１に送られ、そこで間引き処理され、低域フィルタにより濾過される。
フィルタ１０、１１は、３次ＣＩＣ（カスケード・インテグレータ・コーム）フィルタとして実施される。ＣＩＣフィルタは、ソフトウェアおよびハードウェアで実施することができる。好適な解決方法は、ディジタル・ハードウェアでフィルタの高速の半分を実施し、４４．１ｋＨｚのようなオーディオ・サンプリング速度で、ソフトウェアで間引き出力を処理する方法である。
【００２０】
ＣＩＣフィルタは、それぞれ、１３６０で間引き処理するよう、すなわち、１２ＭＨｚから英国内での振幅変調スペクトルのチャネル間隔にほぼ等しい８．８２０ｋＨｚになるように設定される。この設定は、その影響を軽減するために、シャープなヌルを、隣接チャネルの中央またはその付近に置くことができるという利点を持つ。図２はこの様子を示す。曲線４０は、周波数に対するフィルタのレスポンスを示す。この場合、フィルタの中心は、その周波数を４１で示すチャネル内に位置する。チャネル４１から周波数間隔Ｓだけ離れている４２および４３における隣接チャネルは、鋭く減衰している。何故なら、これらのチャネルはフィルタのヌル内に位置しているからである。ヌル間の間隔は約２Ｓである。基準チャネル間隔が異なる領域内においては、間引き率を再び、隣接チャネルがフィルタにより鋭角的に減衰するように設定することが好ましい。フィルタは、９ｋＨｚ以上離れている信号を４０ｄＢ以上減衰する。
【００２１】
間引き率は、４４．１ｋＨｚのオーディオ・サンプリング速度の１／５になるように設定されるが、このオーディオ処理が、システムの残りの部分と互換性を持つように、振幅変調データを５倍だけ補間しなければならない。こうすることにより、もっと低いサンプリング速度での映像周波数を約５倍減衰させるという追加的な利点が得られる。
そのため、オーディオ処理ソフトウェアは、４４．１ｋＨｚの速度で振幅変調信号を低域濾過することができる。この場合、コーナー周波数は、約３．５ｋＨｚである。ソフトウェアは、また、以下に説明するように、ビート打消し機能を実施することができる。
【００２２】
実際には、局部発振器５は、受信信号の周波数および位相に完全に設定することはできないので、差周波数、すなわち、うなり周波数が、混合後の受信信号内に存在することになる。うなり周波数は比較的低く、受信オーディオ周波数の範囲内に位置する場合が多いために、実際には、ベースバンド・オーディオ上で変調される。うなり周波数を除去できない場合には、この周波数は、うなり周波数において可聴ハムを発生させる。うなり周波数のトーンは、簡単には濾過できない。何故なら、オーディオがほぼこの速度で変調されるからである。
それ故、フィルタ１０、１１の出力は、うなり周波数打消し装置１２に送られる。うなり周波数打消し装置１２は、受信機出力信号１３を発生させるために、フィルタ１０および１１からの信号間のうなり周波数を打ち消すように動作する。
【００２３】
６および７における局部発振器出力が、直角位相的な性質を持っているので、１０および１１における信号内のビート・トーンは、同じ周波数を持っているが、直角位相関係にある。うなり周波数打消し装置（ＢＦＣ）１２は、ＱチャネルおよびＩチャネルのうなり周波数間の三角法の関係を求めることにより、うなり周波数を除去するためのアルゴリズムを実施する。
【００２４】
Ｉ信号（同相信号）およびＱ信号（直角位相信号）は、下式で表すことができる。
【数１】
【００２５】
ここで、Ａはオーディオ成分の瞬間値であり、θｂはうなり周波数の位相角である。それ故、下式のようになる。
【数２】
うなり周波数角度のタンジェントは、任意の瞬間に計算することができ、それにより、θｂが第１の象限内に位置している場合には、オーディオ成分Ａを打ち消すことができる。
【００２６】
【数３】
および
【００２７】
【数４】
【００２８】
うなり周波数のタンジェントは、通常、下式により求めることができる。
【数５】
【００２９】
非常に大きな値になるのを避けるために、結果が必ず０と１の間になるように、分母が各分子より大きくなるように選択しなければならない。その各値により、分子と分母とを交換することによりそうすることができる。交換手順は数学的に有効である。そのことを下式が示す。
【数６】
【００３０】
それ故、うなり周波数を、数学的原理を全然変更しないで、４つすべての象限内で計算することができる。次に、うなり周波数の生の角度を示すアークタンジェントを計算することができる。うなり周波数が正弦波である場合には、ビートの瞬間値を知ることができる。この瞬間値から、修正トーンＰθを下式により、発生させることができる。
【数７】
【００３１】
ビート・トーンを打ち消すために、上式にＩ信号またはＱ信号を掛けることができる。
それ故、うなり周波数を打ち消すために、うなり周波数打消し装置１２で下記のアルゴリズムを実施することができる。
１．Ｉ信号およびＱ信号の読み取り。
２．Ｉ信号およびＱ信号のモジュラスの計算。
３．Ｉ信号のモジュラスがＱ信号のモジュラスより大きい場合には、Ｔθを、Ｉ信号のモジュラスで割ったＱ信号のモジュラスと等しいと仮定し、そうでない場合には、ＴθをＱ信号のモジュラスで割ったＩ信号のモジュラスと等しいと仮定する。
４．計算したＴθに対する修正トーンＰθを求める。
５．ＰθにＩ信号またはＱ信号を掛けて、出力信号を求める。
ステップ４において、修正トーンを求めるために、参照テーブルを使用することができる。ステップ５においては、好適には、Ｉ信号およびＱ信号の大きい方に修正トーンを掛けることが好ましい。
【００３２】
うなり周波数打消し装置１２においては、ソフトウェアが、それによりブロック１０および１１の高速な濾過が行われ、濾過動作を完了するディジタル・ハードウェアから、２つの部分的に濾過された信号を読み取る。次に、Ｉ信号およびＱ信号にうなり周波数打消しアルゴリズムが適用される。Ｉ信号およびＱ信号のモジュラスを発見した後で、また適当な除算を行った後で、ソフトウェアは、うなり周波数修正データ（すなわち、比率のアークタンジェントのコサインの逆数）を計算するために、参照テーブルを使用する。次に、オーディオ出力を得るために、修正係数に、Ｉ信号またはＱ信号の（大きい方が）掛けられる。
【００３３】
上記ＢＦＣアルゴリズムは、うなり周波数は正弦波であるという仮定に基づいている。追加の高調波の発生を最小限度まで低減するためには、うなり周波数の波形はできるだけ正弦波に近いことが望ましい。ダウンコンバートは１ビットの解像度−事実上の方形波−で行われるので、高調波が発生する恐れがある。方形波の高調波の中身は、直線的に減衰した奇数の高調波、すなわち、１／３次の第３高調波、１／５次の第５高調波等からできている。これらの２つの積は、奇数の高調波であるが、逆の平方振幅、すなわち１／９次振幅の第３高調波である。結果として得られる信号は、三角形の波形を持つ。それ故、ＢＦＣアルゴリズムは、実際には、Ｉ波形およびＱ波形および正弦波形間の不一致により、オーディオの上にうなり周波数の４倍の波形を「発生」させる。実際には、両方の波形は無線周波数においては方形ではない。オフ・エア受信無線周波入力は、ノイズシェーピングされ、過度にサンプリングされ、局部発振器も、或る程度のノイズシェーピングを含む。必要な場合には、局部発振器に過度のサンプリング（over-sampling）および／またはノイズシェーピング技術を適用することにより、局部発振器が発生した波形の形を改善することができる。
【００３４】
受信無線周波数信号自身をディジタル化することにより、すなわち、任意のダウンコンバートを実行する前においては、図１の受信機は、例えば、その無線周波セクションおよび中間周波セクションおよび変換セクション内の、従来の受信機設計の場合に必要としていた、多くの個別アナログ構成部品を必要としない。図１の受信機の濾過および／またはビート打消しセクションは、無線周波数でディジタル化は行わないが、中間周波またはベースバンドにおいて、ディジタル化を行う受信機で有利に使用することができる。
【００３５】
ビート打消し装置１２の１３における出力は、オーディオ周波数において、完全に復調されたディジタル化信号である。この信号は、例えば、その音量またはトーンを変えたり、または周波数等化を行ったりする場合に、必要に応じて信号を処理することができるオーディオ・ユニット１４に送られる。次に、信号は、ディジタル・アナログ変換器１５によりアナログ領域に変換され、増幅器１６で増幅され、ラウドスピーカ１７に送られる。キーパッドのようなユーザ入力デバイス１８により、ユーザは、受信する周波数を入力することができる。キーパッド入力は、キーパッド・ポート１９により解釈され、出力ポート２０に送られ、出力ポート２０は、ユーザが入力した周波数で発振するように、局部発振器５を制御するために信号２１を送る。ラウドスピーカ１７の代わりに、ヘッドフォンを使用することもできるし、出力信号をレコーダに送ることもできる。
増幅器１６としてはＤ級増幅器を使用することができ、Ｄ級入力を受信することができる。
【００３６】
図１の多数のユニットは、好適には、共通の集積回路上に設置することが好ましい。ある好適な実施形態の場合には、ユニット１２、１４、１５、１９、２０およびフィルタ１０および１１の低速の半分は、好適には、共通の集積回路上で実施することが好ましい。上記回路は、ユニット１０、１１、１４および１５の機能を実行するためのソフトウェア、およびユニット１９および２０の機能を実行するための出力ポート、およびそれをフィルタ１０および１１の高速の半分および増幅器１６にリンクするためのソフトウェアを実行することができる、ディジタル・プロセッサを備えることができる。そうしたい場合には、図１の全システムを、ラウドスピーカ１７、アンテナ１および入力デバイス１８を除いて、１つの集積回路上に形成することができる。
【００３７】
本発明は、暗黙にまたははっきりとまたは一般的な表現で、本発明の範囲を全然制限しないで、本明細書に記載したすべての機能またはこれらの機能の組合わせを含むことができることに留意されたい。上記説明を読めば、当業者であれば本発明の範囲内で種々の修正を行うことができることを理解することができるだろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 無線受信機および関連構成部品の略図である。
【図２】 図１の受信機のフィルタの動作を示す。
復調器は、できれば、受信機の受信周波数で第２の局部発振器信号を発生するための手段であって、第１の局部発振器信号に対して直角位相関係を持つ手段と、第２の復調信号を形成するために、局部発振器をディジタル受信信号と混合するためのミキサとを有することが好ましい。第２の局部発振器信号を発生するための手段としては、上記局部発振器を使用することができる。受信機は、第１の復調信号および／または第２の復調信号から２つの局部発振器信号をディジタル受信信号と混合して得られるうなり周波数（beat frequency）の少なくとも一部を打ち消すために第１の復調信号および第２の復調信号を処理することにより、ビート打消し信号（beat cancelled signal）を形成するためのビート打消し装置を備えることができる。ビート打消し装置は、第１の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第２の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第１の復調信号のモジュラスを第２の復調信号のモジュラスと比較するステップと、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの小さい方を、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの大きい方で割って商を求めるステップと、商のアークタンジェントのコサインの逆数の値を持つ打消し係数を決定するステップと、第１および第２の復調信号の一方に、打消し係数を掛けてビート打消し信号を形成するステップとを反復して実行するように構成することができる。
【０００２】
（背景技術）
通常の振幅変調（ＡＭ）無線受信機の場合には、受信無線周波（ＲＦ）信号は、ミキサに送られ、そこでベースバンドまでダウンコンバートするために局部発振器信号と混合される。２つ以上のミキサ段を使用することができ、その場合、受信信号は、１つまたはそれ以上の中間周波（ＩＦ）段を通る。各段においては、帯域濾過および増幅を行うことができる。結果として得られる信号は、増幅し、ラウドスピーカに送ることができるオーディオ周波数のアナログ信号である。
【０００３】
１つの実施形態の場合には、受信機段は、完全に、または大体、個別アナログ構成部品で実施される。この受信機段は、回路基板の面積のかなりの部分を占有し、複雑で高価な製造プロセスを必要とする。さらに、多数の個別アナログ構成部品があるために、受信機の故障を発見するのが難しい。アナログ構成部品は、１つの集積回路に内蔵させることができる。例えば、Ｒａｃａｌモデル２５５１／２５６１およびＪＲＣモデルＮＲＤ５４５のようなある特殊な受信機システムの場合には、受信信号は、中間周波段でディジタル信号に変換される。しかし、この受信機の無線周波成分は、依然としてアナログの形で実施され、上記のような欠点を持ち、これらのシステムが複雑であり高価であるために、家庭用の振幅変調（ＡＭ）受信機には全く適していない。
小型で、低コストで簡単な無線受信機の提供が待望されている。
【０００４】
（発明の開示）
１つの態様によれば、本発明は、オーディオ周波信号により振幅変調された無線周波数信号を受信するためのアンテナと、周期的に無線周波数信号をサンプリングし、無線周波数信号の振幅を表すディジタル受信信号を発生するためのディジタイザと、オーディオ周波信号の表示を発生するために、ディジタル受信信号を復調するための復調器とを備える無線受信機を提供する。
【０００５】
第２の態様によれば、本発明は、複数の無線チャネルが、所定のチャネル間隔を置いて分離しているいくつかの周波数で送信される無線システムで動作するための無線受信機を提供する。この受信機は、無線周波数信号を受信するためのアンテナと、復調信号を形成するために、無線周波数信号から入手した信号を復調するための復調器と、復調信号を濾過するためのフィルタとを備える。このフィルタは、受信周波数の領域内にピーク・レスポンスを持ち、チャネル間隔だけ受信周波数から離れている複数の周波数領域内のそのレスポンス内にヌルを持つ。
【０００６】
第３の態様によれば、本発明は、無線信号を受信することができる無線受信機において、うなり周波数を打ち消し、無線信号から入手した信号を第１の局部発振器信号と混合することにより、第１の復調信号を形成し、無線信号から入手した信号を第１の局部発振器信号と直角位相関係にある第２の局部発振器信号と混合することにより第２の復調信号を形成するための方法を提供する。この方法は、第１の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第２の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第１の復調信号のモジュラスを第２の復調信号のモジュラスと比較するステップと、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの大きい方を第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの小さい方で割って商を求めるステップと、商のアークタンジェントのコサインの逆数の値を持つ打消し係数を決定するステップと、第１および第２の復調信号の一方に打消し係数を掛けてビート打消し信号を形成するステップとを反復して実行する。
【０００７】
ディジタル受信信号は、好適には、１ビット信号であることが好ましく、ディジタイザは、好適には、１ビット・ディジタイザであることが好ましい。ディジタイザは、できれば、シグマ−デルタ変調器であることが望ましい。
復調器は、好適には、受信機の受信周波数で第１の局部発振器信号を発生するための局部発振器と、第１の復調信号を形成するために、局部発振器をディジタル受信信号と混合するためのミキサとを備えることが好ましい。第１の局部発振器信号は１ビット信号であってもよい。ミキサは、２つの入力を持ち、これらの入力のうちの一方でディジタル受信信号を受信し、これらの入力の他方で第１の局部発振器信号を受信するように構成されている排他的ＯＲゲートとして実施することができる。
【０００８】
無線受信機は、受信周波数を入力するためのユーザ入力デバイス、およびユーザ入力デバイスに応答して、入力受信周波数で第１の局部発振器信号を発生するように、局部発振器を制御するための局部発振器コントローラを備えることができる。
【０００９】
復調器は、できれば、受信機の受信周波数で第２の局部発振器信号を発生するための手段であって、第１の局部発振器信号に対して直角位相関係を持つ手段と、第２の復調信号を形成するために、局部発振器をディジタル受信信号と混合するためのミキサとを有することが好ましい。第２の局部発振器信号を発生するための手段としては、上記局部発振器を使用することができる。受信機は、第１の復調信号および／または第２の復調信号から２つの局部発振器信号をディジタル受信信号と混合して得られるうなり周波数の少なくとも一部を打ち消すために第１の復調信号および第２の復調信号を処理することにより、ビートを含まない信号を形成するためのビート打消し装置を備えることができる。ビート打消し装置は、第１の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第２の復調信号のモジュラスを決定するステップと、第１の復調信号のモジュラスを第２の復調信号のモジュラスと比較するステップと、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの大きい方を、第１の復調信号のモジュラスと第２の復調信号のモジュラスの小さい方で割って商を求めるステップと、商のアークタンジェントのコサインの逆数の値を持つ打消し係数を決定するステップと、第１および第２の復調信号の一方に、打消し係数を掛けてビート打消し信号を形成するステップとを反復して実行するように構成することができる。
【００１０】
受信機は、複数の無線チャネルが、所定のチャネル間隔を置いて分離しているいくつかの周波数で送信される無線システムで動作するのに適している。復調器は、第１の復調信号を濾過するように構成されていて、フィルタは、受信周波数の領域内にピーク・レスポンスを持ち、チャネル間隔だけ受信周波数から離れている複数の周波数領域内のそのレスポンス内にヌルを持つ。上記ユーザ入力デバイスは、次に、チャネル間隔だけ離れている複数の受信周波数のうちの１つをユーザが選択できるように構成することができる。ディジタイザは、受信機の受信周波数の２倍以上の周波数で、無線周波数信号を周期的にサンプリングするように適宜構成することができる。チャネル間隔は、８．８２０ｋＨｚとすることができる。
【００１１】
好適には、ユーザ入力デバイスは、複数のチャネルのうちの１つの複数の選択のうちの１つを示す入力を受信することができることが好ましく、局部発振器コントローラは、選択したチャネルに基づいて、第１の局部発振器に、チャネル間隔だけ離れた複数の周波数のうちの１つにおいて第１の局部発振器信号を発生させるように構成される。
受信周波数の上下にチャネル間隔だけ離れている周波数におけるフィルタの減衰は、できれば１０８倍以上であることが好ましく、好適には、受信周波数におけるフィルタの減衰の１０１１倍以上であることが好ましい。
【００１２】
フィルタとしては、カスケード・インテグレータ・コーム・フィルタおよび／または３次フィルタを使用することができる。
局部発振器信号は、ビート打消し信号の形を改善するために、受信される無線周波数より高いサンプリング周波数において形成すること、およびノイズシェーピングすることの一方または両方を行うことができる。
【００１３】
上記第１および第２の復調信号は、無線周波数信号であっても、中間周波信号であっても、またはベースバンド信号であってもよい。
第１および第２の局部発振器信号が、１ビット信号である場合には、上記方法は、無線信号から入手した信号を、それぞれ、第１および第２の局部発振器信号と混合することにより、第１および第２の１ビット復調信号を形成するステップと、第１および第２の復調信号を形成するために、第１および第２の１ビット復調信号を間引くステップを含むことができる。第１および第２の復調信号は、８ビット信号であってもよい。
第１または第２の復調信号の上記の一方は、好適には、より大きな振幅を持つ第１または第２の復調信号の一方であることが好ましい。それ故、この方法は、第１または第２の復調信号のどちらが、より大きい振幅を持っているかを判断するステップを含むことができる。
【００１４】
打消し係数の決定は、記憶している参照テーブルから、商に対応する打消し係数を検索するステップを含む。この方法は、商の範囲に対する打消し係数を計算することにより、上記参照テーブルを形成するステップを含むことができる。参照テーブルは、一時的なメモリまたは恒久的なメモリに記憶することができる。
ビート打消し装置は、ビート打消し信号を形成するために、一連の命令を実行するように構成されたディジタル・プロセッサを含むことができる。
添付の図面を参照しながら、本発明について以下に説明するが、この説明は単に例示としてのものに過ぎない。
【００１５】
（発明を実施するための最良の形態）
図１は、受信すべき周波数を制御し、その出力をラウドスピーカのようなオーディオ・ソースに供給するための、無線受信機に関連する構成部品を含む無線受信機の略図である。この例の無線受信機は、家庭用ハイファイ用の振幅変調（ＡＭ）受信機として使用するのに適している。
【００１６】
受信機は、振幅変調無線周波（ＲＦ）信号を受信するアンテナ１を含む。アンテナ出力は、アンテナからのアナログ無線周波数信号を、ディジタル領域に変換するアナログ−ディジタル変換器２の入力に送られる。アナログ−ディジタル変換器は、その入力を周期的にサンプリングし、入力信号のレベルを表す２進ディジットで出力する１ビットアナログ−ディジタル変換器である。入力信号のレベルがしきい値より低い場合には、２進の０が出力され、入力信号のレベルがしきい値より高い場合には、２進の１が出力される。図１のシステムの場合には、無線周波数で受信信号が送られる、アナログ−ディジタル変換器２は、１次シグマ−デルタ変調器である。アナログ−ディジタル変換器のサンプリング速度は、受信信号の無線周波キャリヤ成分を過度にサンプリングするように選択される。この例の場合には、サンプリング速度は１２ＭＨｚである。サンプリング速度が、受信機が受信する最大無線周波数の２倍以上になるようにすると便利である。何故なら、その後、同じサンプリング速度をすべての受信のために使用することができるからである。別な方法としては、サンプリング周波数を受信周波数により変更することもできる。シグマ−デルタ変調器は、受信信号の１ビット・サンプリングを行い、それにより、受信振幅変調無線周波スペクトルを表す情報を保持している１４において、過度にサンプリングしたディジタル・ビット・ストリームを形成する。
【００１７】
無線周波数信号は、アンテナ１とアナログ−ディジタル変換器２との間で増幅および／または濾過することができる。しかし、好適には、アンテナとアナログ−ディジタル変換器との間の構成部品の数を最小限度まで減らすことが好ましい。何故なら、個別無線周波構成部品の数が多いと、受信機を複雑にし、受信機のコストが高くなり、製造が難しくなるからである。アンテナ１およびアナログ−ディジタル変換器２の感度が十分高い場合には、アンテナをアナログ−ディジタル変換器の入力に直接接続することができる。
アナログ−ディジタル変換器の出力は分割され、排他的ＯＲゲートとして実施することができる２つのミキサ３、４に送られる。
【００１８】
１ビット局部発振器５は、６においてビット・ストリーム信号を発生させ、その出力は受信したい無線周波数において０および１に切り替わる。６におけるものと同じ信号ではあるが、９０度位相がずれている信号が、発振器５により７において発生する。６における信号は、同相（Ｉ）または０度信号であり、７における信号は直角位相（Ｑ）信号または９０度信号である。６における０度信号は、ミキサ３の第２の入力に送られ、８において信号を発生させるために、アナログ−ディジタル変換器２の出力と混合される。７における９０度信号は、ミキサ４の第２の入力に送られ、９において信号を発生させるために、アナログ−ディジタル変換器２の出力と混合される。
【００１９】
ミキサ３、４は、８および９におけるディジタル・ビット・ストリームの形をしている信号を発生させるために、それぞれ、その各入力を結合する。ミキサ３および４のビット・ストリーム出力は、各低域フィルタ１０、１１に送られ、そこで間引き処理され、低域フィルタにより濾過される。
フィルタ１０、１１は、３次ＣＩＣ（カスケード・インテグレータ・コーム）フィルタとして実施される。ＣＩＣフィルタは、ソフトウェアおよびハードウェアで実施することができる。好適な解決方法は、ディジタル・ハードウェアでフィルタの高速の半分を実施し、４４．１ｋＨｚのようなオーディオ・サンプリング速度で、ソフトウェアで間引き出力を処理する方法である。
【００２０】
ＣＩＣフィルタは、それぞれ、１３６０で間引き処理するよう、すなわち、１２ＭＨｚから英国内での振幅変調スペクトルのチャネル間隔にほぼ等しい８．８２０ｋＨｚになるように設定される。この設定は、その影響を軽減するために、シャープなヌルを、隣接チャネルの中央またはその付近に置くことができるという利点を持つ。図２はこの様子を示す。曲線４０は、周波数に対するフィルタのレスポンスを示す。この場合、フィルタの中心は、その周波数を４１で示すチャネル内に位置する。チャネル４１から周波数間隔Ｓだけ離れている４２および４３における隣接チャネルは、鋭く減衰している。何故なら、これらのチャネルはフィルタのヌル内に位置しているからである。ヌル間の間隔は約２Ｓである。基準チャネル間隔が異なる領域内においては、間引き率を再び、隣接チャネルがフィルタにより鋭角的に減衰するように設定することが好ましい。フィルタは、９ｋＨｚ以上離れている信号を４０ｄＢ以上減衰する。
【００２１】
間引き率は、４４．１ｋＨｚのオーディオ・サンプリング速度の１／５になるように設定されるが、このオーディオ処理が、システムの残りの部分と互換性を持つように、振幅変調データを５倍だけ補間しなければならない。こうすることにより、もっと低いサンプリング速度での映像周波数を約５倍減衰させるという追加的な利点が得られる。
そのため、オーディオ処理ソフトウェアは、４４．１ｋＨｚの速度で振幅変調信号を低域濾過することができる。この場合、コーナー周波数は、約３．５ｋＨｚである。ソフトウェアは、また、以下に説明するように、ビート打消し機能を実施することができる。
【００２２】
実際には、局部発振器５は、受信信号の周波数および位相に完全に設定することはできないので、差周波数、すなわち、うなり周波数が、混合後の受信信号内に存在することになる。うなり周波数は比較的低く、受信オーディオ周波数の範囲内に位置する場合が多いために、実際には、ベースバンド・オーディオ上で変調される。うなり周波数を除去できない場合には、この周波数は、うなり周波数において可聴ハムを発生させる。うなり周波数のトーンは、簡単には濾過できない。何故なら、オーディオがほぼこの速度で変調されるからである。
それ故、フィルタ１０、１１の出力は、うなり周波数打消し装置１２に送られる。うなり周波数打消し装置１２は、受信機出力信号１３を発生させるために、フィルタ１０および１１からの信号間のうなり周波数を打ち消すように動作する。
【００２３】
６および７における局部発振器出力が、直角位相的な性質を持っているので、１０および１１における信号内のビート・トーンは、同じ周波数を持っているが、直角位相関係にある。うなり周波数打消し装置（ＢＦＣ）１２は、ＱチャネルおよびＩチャネルのうなり周波数間の三角法の関係を求めることにより、うなり周波数を除去するためのアルゴリズムを実施する。
【００２４】
Ｉ信号（同相信号）およびＱ信号（直角位相信号）は、下式で表すことができる。
【数１】
ここで、Ａはオーディオ成分の瞬間値であり、θｂはうなり周波数の位相角である。それ故、下式のようになる。
【数２】
【００２６】
【数３】
【００２７】
【数４】
うなり周波数のタンジェントは、通常、下式により求めることができる。
【数５】
非常に大きな値になるのを避けるために、結果が必ず０と１の間になるように、分母が各分子より大きくなるように選択しなければならない。その各値により、分子と分母とを交換することによりそうすることができる。交換手順は数学的に有効である。そのことを下式が示す。
【数６】
それ故、うなり周波数を、数学的原理を全然変更しないで、４つすべての象限内で計算することができる。次に、うなり周波数の生の角度を示すアークタンジェントを計算することができる。うなり周波数が正弦波である場合には、ビートの瞬間値を知ることができる。この瞬間値から、修正トーンＰθを下式により、発生させることができる。
【数７】
ビート・トーンを打ち消すために、上式にＩ信号またはＱ信号を掛けることができる。
それ故、うなり周波数を打ち消すために、うなり周波数打消し装置１２で下記のアルゴリズムを実施することができる。
１．Ｉ信号およびＱ信号の読み取り。
２．Ｉ信号およびＱ信号のモジュラスの計算。
３．Ｉ信号のモジュラスがＱ信号のモジュラスより大きい場合には、Ｔθを、Ｉ信号のモジュラスで割ったＱ信号のモジュラスと等しいと仮定し、そうでない場合には、ＴθをＱ信号のモジュラスで割ったＩ信号のモジュラスと等しいと仮定する。
４．計算したＴθに対する修正トーンＰθを求める。
５．ＰθにＩ信号またはＱ信号を掛けて、出力信号を求める。
ステップ４において、修正トーンを求めるために、参照テーブルを使用することができる。ステップ５においては、好適には、Ｉ信号およびＱ信号の大きい方に修正トーンを掛けることが好ましい。
【００３２】
うなり周波数打消し装置１２においては、ソフトウェアが、それによりブロック１０および１１の高速な濾過が行われ、濾過動作を完了するディジタル・ハードウェアから、２つの部分的に濾過された信号を読み取る。次に、Ｉ信号およびＱ信号にうなり周波数打消しアルゴリズムが適用される。Ｉ信号およびＱ信号のモジュラスを発見した後で、また適当な除算を行った後で、ソフトウェアは、うなり周波数修正データ（すなわち、比率のアークタンジェントのコサインの逆数）を計算するために、参照テーブルを使用する。次に、オーディオ出力を得るために、修正係数に、Ｉ信号またはＱ信号の（大きい方が）掛けられる。
【００３３】
上記ＢＦＣアルゴリズムは、うなり周波数は正弦波であるという仮定に基づいている。追加の高調波の発生を最小限度まで低減するためには、うなり周波数の波形はできるだけ正弦波に近いことが望ましい。ダウンコンバートは１ビットの解像度−事実上の方形波−で行われるので、高調波が発生する恐れがある。方形波の高調波の中身は、直線的に減衰した奇数の高調波、すなわち、１／３次の第３高調波、１／５次の第５高調波等からできている。これらの２つの積は、奇数の高調波であるが、逆の平方振幅、すなわち１／９次振幅の第３高調波である。結果として得られる信号は、三角形の波形を持つ。それ故、ＢＦＣアルゴリズムは、実際には、Ｉ波形およびＱ波形および正弦波形間の不一致により、オーディオの上にうなり周波数の４倍の波形を「発生」させる。実際には、両方の波形は無線周波数においては方形ではない。オフ・エア受信無線周波入力は、ノイズシェーピングされ、過度にサンプリングされ、局部発振器も、或る程度のノイズシェーピングを含む。必要な場合には、局部発振器に過度のサンプリング（over-sampling）および／またはノイズシェーピング技術を適用することにより、局部発振器が発生した波形の形を改善することができる。
【００３４】
受信無線周波数信号自身をディジタル化することにより、すなわち、任意のダウンコンバートを実行する前においては、図１の受信機は、例えば、その無線周波セクションおよび中間周波セクションおよび変換セクション内の、従来の受信機設計の場合に必要としていた、多くの個別アナログ構成部品を必要としない。図１の受信機の濾過および／またはビート打消しセクションは、無線周波数でディジタル化は行わないが、中間周波またはベースバンドにおいて、ディジタル化を行う受信機で有利に使用することができる。
【００３５】
ビート打消し装置１２の１３における出力は、オーディオ周波数において、完全に復調されたディジタル化信号である。この信号は、例えば、その音量またはトーンを変えたり、または周波数等化を行ったりする場合に、必要に応じて信号を処理することができるオーディオ・ユニット１４に送られる。次に、信号は、ディジタル・アナログ変換器１５によりアナログ領域に変換され、増幅器１６で増幅され、ラウドスピーカ１７に送られる。キーパッドのようなユーザ入力デバイス１８により、ユーザは、受信する周波数を入力することができる。キーパッド入力は、キーパッド・ポート１９により解釈され、出力ポート２０に送られ、出力ポート２０は、ユーザが入力した周波数で発振するように、局部発振器５を制御するために信号２１を送る。ラウドスピーカ１７の代わりに、ヘッドフォンを使用することもできるし、出力信号をレコーダに送ることもできる。
増幅器１６としてはＤ級増幅器を使用することができ、Ｄ級入力を受信することができる。
【００３６】
図１の多数のユニットは、好適には、共通の集積回路上に設置することが好ましい。ある好適な実施形態の場合には、ユニット１２、１４、１５、１９、２０およびフィルタ１０および１１の低速の半分は、好適には、共通の集積回路上で実施することが好ましい。上記回路は、ユニット１０、１１、１４および１５の機能を実行するためのソフトウェア、およびユニット１９および２０の機能を実行するための出力ポート、およびそれをフィルタ１０および１１の高速の半分および増幅器１６にリンクするためのソフトウェアを実行することができる、ディジタル・プロセッサを備えることができる。そうしたい場合には、図１の全システムを、ラウドスピーカ１７、アンテナ１および入力デバイス１８を除いて、１つの集積回路上に形成することができる。
【００３７】
本発明は、暗黙にまたははっきりとまたは一般的な表現で、本発明の範囲を全然制限しないで、本明細書に記載したすべての機能またはこれらの機能の組合わせを含むことができることに留意されたい。上記説明を読めば、当業者であれば本発明の範囲内で種々の修正を行うことができることを理解することができるだろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 無線受信機および関連構成部品の略図である。
【図２】 図１の受信機のフィルタの動作を示す。
Claims (41)
- 無線受信機であって、
オーディオ周波信号により振幅変調された無線周波数信号を受信するためのアンテナと、
周期的に前記無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号の振幅を表すディジタル受信信号を発生させるためのディジタイザと、
前記オーディオ周波信号の表示を発生させるために、前記ディジタル受信信号を復調するための復調器であって、前記受信機の受信周波数で第１の局部発振器信号を発生させる局部発振器と、前記ディジタル受信信号と前記第１の局部発振器信号とを混合して第１の復調信号を形成する第１のミキサと、前記第１の局部発振器信号と直角位相関係にあり、前記受信機の受信周波数で第２の局部発振器信号を発生させる手段と、前記ディジタル受信信号と前記第２の局部発振器信号とを混合して第２の復調信号を形成する第２のミキサとを備えた復調器と、
前記第１の復調信号および前記第２の復調信号を処理して、前記第１の復調信号および前記第２の復調信号の少なくとも一方から、前記第１および第２の局部発振器信号と前記ディジタル受信信号との混合から得られるうなり周波数を少なくとも一部打ち消すことにより、ビート打消し信号を形成するビート打消し装置と、を備えることを特徴とする無線受信機。 - 請求項１に記載の無線受信機において、前記ディジタル受信信号が、１ビット信号であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項２に記載の無線受信機において、前記ディジタイザが、１ビット・ディジタイザであることを特徴とする無線受信機。
- 請求項３に記載の無線受信機において、前記ディジタイザが、シグマ−デルタ変調器であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１乃至４の何れかに記載の無線受信機において、前記第１の局部発振器信号が、１ビット信号であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項５に記載の無線受信機において、前記第１および第２のミキサの各々が、２つの入力を持つ排他的ＯＲゲートであり、これらの入力の一方において前記ディジタル受信信号を受信し、これらの入力の他方において前記第１の局部発振器信号を受信するように構成されていることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１乃至６の何れかに記載の無線受信機において、受信周波数を入力するためのユーザ入力デバイスと、前記ユーザ入力デバイスに応答して、前記入力受信周波数において前記第１の局部発振器信号を発生させるように前記局部発振器を制御するための局部発振器コントローラと、を備えることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１乃至７の何れかに記載の無線受信機において、前記第２の局部発振器信号を発生させるための前記手段が、前記局部発振器であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１乃至８の何れかに記載の無線受信機において、前記ビート打消し装置が、
ａ．前記第１の復調信号のモジュラスを決定するステップと、
ｂ．前記第２の復調信号のモジュラスを決定するステップと、
ｃ．前記第１の復調信号のモジュラスを前記第２の復調信号のモジュラスと比較するステップと、
ｄ．前記第１の復調信号および前記第２の復調信号のモジュラスの小さい方を、前記第１の復調信号および前記第２の復調信号のモジュラスの大きい方で割って商を求めるステップと、
ｅ．前記商のアークタンジェントのコサインの逆数の値を持つ打消し係数を決定するステップと、
ｆ．前記第１および第２の復調信号の一方に前記打消し係数を掛けて、ビート打消し信号を形成するステップと、を反復して実行するように構成されていることを特徴とする無線受信機。 - 請求項９に記載の無線受信機において、前記第１および第２の復調信号の前記一方が、より大きな振幅を持つ第１および第２の復調信号の一方であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項９または１０に記載の無線受信機において、前記打消し係数の決定ステップが、記憶された参照テーブルから前記商に対応する打消し係数を検索するステップを含むことを特徴とする無線受信機。
- 請求項１乃至１１の何れかに記載の無線受信機において、前記ビート打消し装置が、前記ビート打消し信号を形成するために、一連の命令を実行するように構成されたディジタル・プロセッサを含むことを特徴とする無線受信機。
- 請求項１乃至１２の何れかに記載の無線受信機において、前記受信機が、複数の無線チャネルが、所定のチャネル間隔を置いて分離されたいくつかの周波数で送信され、前記復調器が、前記第１の復調信号を濾過するように構成されたフィルタを備え、前記フィルタが、受信周波数の領域内にピーク・レスポンスを持ち、チャネル間隔だけ受信周波数から離れている周波数領域内のそのレスポンス内にヌルを持つ無線システム内で動作する受信機であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１３に記載の無線受信機において、
前記フィルタは、ディジタル・ハードウェアで実施され、復調信号を間引き処理するためのデシメーターと、オーディオ・サンプリング速度での前記デシメーターの出力を濾過するためのソフトウェア・フィルタと、を備えることを特徴とする無線受信機。 - 請求項７に直接的または間接的に従属する請求項１３に記載の無線受信機において、前記ユーザ入力デバイスが、前記チャネル間隔により分離された複数の受信周波数の１つをユーザが選択できるように構成されていることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１乃至１５の何れかに記載の無線受信機において、前記ディジタイザが、前記受信機の受信周波数の２倍以上の周波数で、前記無線周波数信号を周期的にサンプリングするように構成されていることを特徴とする無線受信機。
- 複数の無線チャネルが、所定のチャネル間隔を置いて分離されたいくつかの周波数で送信される無線システムで動作する無線受信機であって、前記受信機が、
無線周波数信号を受信するためのアンテナと、
復調信号を形成するために、前記無線周波数信号から入手した信号を復調するための復調器と、
前記復調信号を濾過するためのフィルタとを備え、前記フィルタが、受信周波数の領域内にピーク・レスポンスを持ち、前記チャネル間隔だけ前記受信周波数から離れた周波数領域内のそのレスポンス内にヌルを持ち、かつ前記フィルタは、ディジタル・ハードウェアで実施され、復調信号を間引き処理するためのデシメーターと、オーディオ・サンプリング速度での前記デシメーターの出力を濾過するためのソフトウェア・フィルタと、を備えることを特徴とする無線受信機。 - 請求項１７に記載の無線受信機において、前記無線周波数信号が、オーディオ周波信号により振幅変調されることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１７または１８に記載の無線受信機において、周期的に前記無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号の振幅を表すディジタル受信信号として前記復調信号を発生させるためのディジタイザを備えることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１９に記載の無線受信機において、前記ディジタイザが、１ビット・ディジタイザであることを特徴とする無線受信機。
- 請求項２０に記載の無線受信機において、前記ディジタイザが、シグマ−デルタ変調器であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１９乃至２１の何れかに記載の無線受信機において、前記復調器が、前記受信機の受信周波数で、第１の局部発振器信号を発生させるための局部発振器と、第１の復調信号を形成するために、前記第１の局部発振器信号を、前記ディジタル受信信号と混合するためのミキサと、を備えることを特徴とする無線受信機。
- 請求項２０または２１に従属する請求項２２に記載の無線受信機において、前記第１の局部発振器信号が、１ビット信号であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項２３に記載の無線受信機において、前記ミキサが、２つの入力を持つ排他的ＯＲゲートであり、これらの入力の一方で前記ディジタル受信信号を受信し、これらの入力の他方で前記第１の局部発振器信号を受信するように構成されていることを特徴とする無線受信機。
- 請求項２２乃至２４の何れかに記載の無線受信機において、受信周波数を入力するためのユーザ入力デバイスと、前記ユーザ入力デバイスに応答して、入力された前記受信周波数で前記第１の局部発振器信号を発生させるように前記局部発振器を制御するための局部発振器コントローラと、を備えることを特徴とする無線受信機。
- 請求項２５に記載の無線受信機において、前記ユーザ入力デバイスが、複数のチャネルの１つを選択することを示す入力を受信することができ、前記局部発振器コントローラが，前記選択したチャネルに基づいて、前記チャネル間隔だけ離れている複数の周波数の１つにおいて前記第１の局部発振器信号を前記局部発振器に発生させるように構成されていることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１７乃至２６の何れかに記載の無線受信機において、前記受信周波数の上下にチャネル間隔だけ離れている周波数における前記フィルタの減衰が、前記受信周波数における前記フィルタの減衰の１０８倍以上であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１７乃至２７の何れかに記載の無線受信機において、前記受信周波数の上下に前記チャネル間隔だけ離れている周波数における前記フィルタの減衰が、前記受信周波数における前記フィルタの減衰の１０１１倍以上であることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１７乃至２８の何れかに記載の無線受信機において、前記チャネル間隔が、８．８２０ｋＨｚであることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１７乃至２９の何れかに記載の無線受信機において、前記フィルタが、カスケード・インテグレータ・コーム・フィルタであることを特徴とする無線受信機。
- 請求項１７乃至３０の何れかに記載の無線受信機において、前記フィルタが、３次フィルタであることを特徴とする無線受信機。
- 無線信号を受信し、前記無線信号から入手した信号を第１の局部発振器信号と混合することにより第１の復調信号を形成し、前記無線信号から入手した信号を前記第１の局部発振器信号と直角位相関係にある第２の局部発振器信号と混合することにより第２の復調信号を形成できる無線受信機において、うなり周波数を打ち消すための方法であって、前記方法が、
ａ．前記第１の復調信号のモジュラスを決定するステップと、
ｂ．前記第２の復調信号のモジュラスを決定するステップと、
ｃ．前記第１の復調信号のモジュラスを前記第２の復調信号のモジュラスと比較するステップと、
ｄ．前記第１の復調信号および前記第２の復調信号のモジュラスの小さい方を、前記第１の復調信号および前記第２の復調信号のモジュラスの大きい方で割って商を求めるステップと、
ｅ．前記商のアークタンジェントのコサインの逆数の値を持つ打消し係数を決定するステップと、
ｆ．前記第１および第２の復調信号の一方に前記打消し係数を掛けてビート打消し信号を形成するステップと、を反復して実行することを含むことを特徴とする方法。 - 請求項３２に記載の方法において、前記打消し係数を決定するステップが、記憶された参照テーブルから前記商に対応する打消し係数を検索することにより実行されることを特徴とする方法。
- 請求項３２または３３に記載の方法において、前記局部発振器信号が、受信される前記無線周波数より高い周波数で形成されることを特徴とする方法。
- 請求項３２乃至３４の何れかに記載の方法において、前記局部発振器信号が、ノイズシェーピングされていることを特徴とする方法。
- 請求項３２乃至３５の何れかに記載の方法において、前記第１および第２の復調信号が、無線周波数信号であることを特徴とする方法。
- 請求項３２乃至３５の何れかに記載の方法において、前記第１および第２の復調信号が、中間周波信号であることを特徴とする方法。
- 請求項３２乃至３７の何れかに記載の方法において、前記第１および第２の局部発振器信号が、１ビット信号であり、前記方法が、前記無線信号から入手した信号を前記第１および第２の局部発振器信号とそれぞれ混合することにより、第１および第２の１ビット復調信号を形成するステップと、前記第１および第２の復調信号を形成するために、前記第１および第２の１ビット復調信号を間引き処理するステップと、を含むことを特徴とする方法。
- 請求項３２乃至３８の何れかに記載の方法において、前記第１および第２の復調信号が、８ビット信号であることを特徴とする方法。
- 請求項３２乃至３９の何れかに記載の方法において、前記第１および第２の復調信号の前記一方が、より大きい振幅を持つ前記第１および第２の復調信号の一方であることを特徴とする方法。
- 請求項３２乃至４０の何れかに記載の方法において、ディジタル・プロセッサが、前記ビート打消し信号を形成するために、一連のステップを実行することを特徴とする方法。
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|---|---|---|---|---|
| EP1193506A3 (de) * | 2000-09-29 | 2004-07-21 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Abtasten eines hochfrequenten Empfangssignals, insbesondere eines Hochfrequenzsignals einer Empfangsspule eines Magnetresonanzgeräts |
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| WO2009081326A1 (en) * | 2007-12-20 | 2009-07-02 | Nxp B.V. | Device for receiving an rf signal and method for correcting for inaccuracies of a clock circuit specific reference frequency in such a device |
| US7932775B2 (en) * | 2009-02-05 | 2011-04-26 | Mediatek Inc. | Digital demodulation device and related method |
| CN102510264A (zh) * | 2011-11-08 | 2012-06-20 | 东南大学 | 数字下变频器及其实现方法 |
| CN104092491B (zh) * | 2014-06-23 | 2016-08-31 | 中国人民解放军理工大学 | 光电振荡器产生光学频率梳的装置与方法 |
| CH712608A1 (de) * | 2016-06-27 | 2017-12-29 | Legic Identsystems Ag | RFID-Empfänger und Verfahren zum Extrahieren von in einem Funksignal codierten Datenbits. |
| CN111123383B (zh) * | 2019-12-25 | 2021-12-28 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 一种稀疏阵列信号处理方法、装置、电路和成像系统 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63500766A (ja) * | 1985-09-03 | 1988-03-17 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テッド | ディジタル無線周波受信機 |
| JPH04123555A (ja) * | 1990-09-14 | 1992-04-23 | Fujitsu Ltd | データ復調回路 |
| JPH05315984A (ja) * | 1992-05-08 | 1993-11-26 | Alpine Electron Inc | Ａｍラジオ受信機 |
| WO2000008764A1 (en) * | 1998-08-07 | 2000-02-17 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Digital reception with radio frequency sampling |
Family Cites Families (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL175575C (nl) * | 1976-05-28 | 1984-11-16 | Philips Nv | Filter- en demodulatie-inrichting. |
| US4677690A (en) * | 1982-01-25 | 1987-06-30 | International Telephone And Telegraph Corporation | Baseband demodulator for FM and/or AM signals |
| US4447814A (en) * | 1983-03-07 | 1984-05-08 | Rockwell International Corporation | Digital VOR bearing measurement apparatus |
| GB2176356A (en) * | 1985-06-12 | 1986-12-17 | Philips Electronic Associated | Method of, and demodulator for, digitally demodulating an ssb signal |
| GB8604981D0 (en) * | 1986-02-28 | 1986-04-09 | Mcgeehan J P | Data transmission |
| US4750214A (en) * | 1986-06-11 | 1988-06-07 | Rockwell International Corporation | Digital FM demodulator using delayed signal product with arctangent |
| EP0310960A3 (en) * | 1987-10-05 | 1990-04-25 | Advantest Corporation | Digital lock-in amplifier |
| GB2215945A (en) * | 1988-03-26 | 1989-09-27 | Stc Plc | Digital direct conversion radio |
| GB8909148D0 (en) * | 1989-04-21 | 1989-06-07 | Secr Defence | Am interference reduction |
| US5222144A (en) * | 1991-10-28 | 1993-06-22 | Ford Motor Company | Digital quadrature radio receiver with two-step processing |
| JP2982567B2 (ja) * | 1993-07-20 | 1999-11-22 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置 |
| US5387913A (en) * | 1993-11-09 | 1995-02-07 | Motorola, Inc. | Receiver with digital tuning and method therefor |
| US5553064A (en) * | 1994-04-05 | 1996-09-03 | Stanford Telecommunications, Inc. | High speed bidirectional digital cable transmission system |
| US5729576A (en) * | 1994-12-16 | 1998-03-17 | Hughes Electronics | Interference canceling receiver |
| US5956373A (en) * | 1995-11-17 | 1999-09-21 | Usa Digital Radio Partners, L.P. | AM compatible digital audio broadcasting signal transmision using digitally modulated orthogonal noise-like sequences |
| US5805579A (en) * | 1996-05-06 | 1998-09-08 | At&T Corp | Symbol switching of CDMA channels |
| US6067329A (en) * | 1996-05-31 | 2000-05-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | VSB demodulator |
| US6005894A (en) * | 1997-04-04 | 1999-12-21 | Kumar; Derek D. | AM-compatible digital broadcasting method and system |
| CN1202050A (zh) * | 1997-06-09 | 1998-12-16 | 株式会社鹰山 | 扩频通信系统 |
| US5952947A (en) * | 1997-09-09 | 1999-09-14 | Raytheon Company | Flexible and programmable delta-sigma analog signal converter |
| US6356598B1 (en) * | 1998-08-26 | 2002-03-12 | Thomson Licensing S.A. | Demodulator for an HDTV receiver |
| US6005506A (en) * | 1997-12-09 | 1999-12-21 | Qualcomm, Incorporated | Receiver with sigma-delta analog-to-digital converter for sampling a received signal |
| US20010040930A1 (en) * | 1997-12-19 | 2001-11-15 | Duane L. Abbey | Multi-band direct sampling receiver |
| KR100299139B1 (ko) * | 1997-12-31 | 2001-11-14 | 윤종용 | 데시메이션여파기장치및방법 |
| US6243430B1 (en) * | 1998-01-09 | 2001-06-05 | Qualcomm Incorporated | Noise cancellation circuit in a quadrature downconverter |
| US6324559B1 (en) * | 1998-10-16 | 2001-11-27 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Odd-transform fast convolution |
| GB2344263B (en) * | 1998-11-28 | 2003-07-02 | Matra Marconi Space Uk Ltd | Digital signal processing apparatus |
| US6621880B1 (en) * | 1999-05-21 | 2003-09-16 | Northrop Grumman Corporation | Digital IF receiver |
| US6728325B1 (en) * | 2000-02-02 | 2004-04-27 | Legerity, Inc. | Method and apparatus for mixing down and spectrum folding frequency diverse modulated carrier |
| CA2407722A1 (en) * | 2000-04-25 | 2001-11-01 | Interdigital Technology Corporation | Blind carrier offset detection for quadrature modulated digital communication systems |
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Patent Citations (4)
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|---|---|---|---|---|
| JPS63500766A (ja) * | 1985-09-03 | 1988-03-17 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テッド | ディジタル無線周波受信機 |
| JPH04123555A (ja) * | 1990-09-14 | 1992-04-23 | Fujitsu Ltd | データ復調回路 |
| JPH05315984A (ja) * | 1992-05-08 | 1993-11-26 | Alpine Electron Inc | Ａｍラジオ受信機 |
| WO2000008764A1 (en) * | 1998-08-07 | 2000-02-17 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Digital reception with radio frequency sampling |
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