JP4142249B2 - 受信信号を複数のディジタル化周波数でディジタル化する無線受信機 - Google Patents
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Description
1.発明の属する技術分野
本発明は全体として通信の分野に関し、特に変調受信信号をディジタル的に処理する無線受信機に関する。
【0002】
2.背景技術
通信技術及びサービスの急速な拡大により、ディジタル無線受信機及び送信機に対する需要が指数関数的に増加している。無線受信機においては、変調信号で変調されたアナログ無線周波数(RF)信号をディジタル化するためにアナログディジタル(A/D)変換器が用いられる。ディジタル化によって、変調受信信号は広く知られたディジタル信号処理技術を用いて復調することが可能になる。
【0003】
理想的な変換器は全体的に鋸歯形状の誤差伝達関数を有する。そのような変換器の誤差伝達関数は、入力信号と対応する離散的な量子化レベルとの差を表す、等しい増分(incremental)ステップを有する。しかしながら、利用可能な集積回路技術を用いて組み立てを行うと、市場で入手可能なA/D変換器はその内部構造に起因する固有の非線形性を示す。その結果、市販のA/D変換器の誤差伝達関数はばらばらの離散的なステップを含む。
【0004】
さらに、市販のA/D変換器に固有の非線形性は、市販のA/D変換器の誤差伝達関数に例えばS字形状等の形状を重畳(superimpose)する。A/D変換器固有の非線形性によって、干渉信号は疑似高調波(spurious harmonics)を生成する。疑似高調波は受信機性能を向上するためには除去すべきものである。例えば、ある干渉信号が1つかそれより多い所望のチャネルに当たる疑似高調波を生成すると、そのチャネルの弱い受信信号はより強い疑似高調波にマスクされてしまい、チャネルの受信品質を劣化させることになる。
【0005】
A/D変換器の内部構成に関連する非線形性に起因して生成される疑似高調波はアナログ領域のフィルタリングによっては除去できない。以後”高調波阻止(harmonics avoidance)”と呼ぶ従来手法において、大きな干渉信号の高調波は小ナイキスト帯に受信信号を制限することによって回避されていた。しかし、この方法はよりシャープな(又は狭帯域)のアンチエイリアスフィルタが必要であり、利用可能な帯域を大きく削減する。
【0006】
他の従来技法はディザ法を用いてA/D変換器で生成される疑似高調波を除去する。ディザ法はディザ信号としてよく知られる、相関のないノイズ信号をA/D変換器の入力に導入する処理である。ディザ信号は疑似高調波を周波数帯全体に渡って分散(smear)させる。よく知られたディザ法として、減法広帯域ディザ(Subtractive Wideband Dithering)法及び帯域外ディザ(Out-of Band Dithering)法の2つがある。減法広帯域ディザ法は、大きなディザ信号を生成するには最も効果的な方法である。しかし、生成されたディザ信号の除去には複雑な減法回路が必要である。帯域外ディザ法で生成されたディザ信号は減法広帯域ディザ法で生成されたディザ信号より容易に除去することが可能である。しかし、大振幅の信号は生成に高度なアナログフィルタが必要であり、このフィルタ回路を受信機に容易に集積することはできない。
【0007】
ディザ法はディザ信号の振幅が疑似高調波の振幅よりも大きな場合に疑似高調波を効果的に除去する。2次や3次といった低次高調波は、A/D変換器の入力範囲において、7次、8次高調波のようなより高次の高調波よりも大きな部分を占める。従って、高次高調波はより低いディザ信号振幅が必要であり、しばしば存在する環境ノイズによって”自然に”ディザリングされる。しかしながら、低次高調波の除去には、大振幅のディザ信号が必要である。大きなディザ信号振幅は受信機のダイナミックレンジを減少させ、ディザ信号を生成及び除去する帯域制限フィルタの設計を複雑化する。しかしながら、1つかそれ以上の所望のチャネルに影響する、強い干渉信号の低次高調波に対しては、ディザそれ自身がA/D変換器のダイナミックレンジを削減してチャネルの受信品質を劣化させ、その振幅範囲を制限する可能性がある。これらはチャネル受信をほとんど不可能にする。従って、ディザリングに関連する欠点がない、A/D変換器の非線形性によって生成される疑似高調波除去方法に対する需要が存在する。
【0008】
3.発明の概要
手短に言えば、この需要に対処する本発明は、所望のチャネルの帯域内の干渉信号の疑似高調波を、A/Dダイバーシチ構成を用いることによって回避する無線受信機において例示される。
【0009】
本発明の1つの観点による無線受信機は、A/D変換前ステージ(pre-A/D conversion stage)において、元の変調受信信号周波数、例えば第2IF周波数を複数のディジタル化周波数に変換する。A/D変換前ステージの後のA/D変換ステージにおいて、無線受信機は変調受信信号を複数のディジタル化周波数でディジタル化する。これら複数のディジタル化周波数は互いにオフセットしていることが好ましく、例えば任意又は予め定めた周波数間隔、チャンネル間隔の数倍のオーダでの間隔を有する。
【0010】
A/D変換後ステージ(post-A/D conversion stage)において、各々がディジタル化周波数の1つにおけるディジタル化された変調受信信号が1つの共通周波数、好ましくは0Hz(ベースバンド)に再変換される。ディジタル化周波数のそれぞれにおいて、無線受信機はディジタル化された変調受信信号に関連する複数の受信品質値、例えば対応するビットエラーレート(BER)又は搬送波対(干渉+ノイズ)比(C/(I+N))を判定する。ディジタル信号処理装置は変調受信信号を、他のディジタル化周波数における受信品質よりも良い受信品質を与えるディジタル化周波数でディジタル化された変調受信信号のディジタル化出力を選択することによって復調する。
【0011】
本発明のより詳細な機能のいくつかによれば、A/D変換ステージは変調受信信号を複数のディジタル化周波数で実質的に同時にディジタル化する。この構成の実施形態において、A/D変換ステージは複数のA/D変換ブランチを含む。A/D変換ブランチは対応する複数のA/D変換器に接続された複数の周波数変換器を含む。周波数変換器は並列サンプリング間隔(concurrent sampling intervals)の間、元の周波数の変調受信信号を複数のディジタル化周波数に変換する。そして、並列サンプリング間隔の間、複数のA/D変換器は変調受信信号を複数のディジタル化周波数で同時にディジタル化する。
【0012】
別の構成において、A/D変換ステージは変調受信信号を複数のディジタル化周波数で非同時にディジタル化する。この構成の実施形態において、A/D変換ステージは例えばホッピングシンセサイザである周波数変換器を有する。この周波数変換器は、変調受信信号の元の周波数を、対応する非並列サンプリング間隔で複数のディジタル化周波数に変換する。A/D変換器は、対応する複数の非並列サンプリング間隔において、変調受信信号を複数のディジタル化周波数で非同時にディジタル化する。
【0013】
本発明のさらに別の詳細な特徴において、ディザ回路がディザ信号をA/D変換ステージで導入する。ディザは高次疑似高調波の除去に用いられるけれども、低次疑似高調波を回避するために本発明のA/Dダイバーシチ構成を用いることが好ましい。
【0014】
本発明の別の観点による無線受信機は、干渉信号の周波数位置及び、複数のディジタル化周波数で干渉信号をディジタル化することに起因する疑似高調波の周波数位置を検出する。受信機は受信信号をディジタル化周波数所望のチャネルに当たらない周波数に疑似高調波を生成するディジタル化周波数でディジタル化される。
【0015】
本発明の別の観点によれば、変調受信信号の元の周波数をディジタル化周波数へ適応的に変換する。A/D変換器は変調受信信号をディジタル化周波数でディジタル化する。周波数制御器はディジタル化周波数を、干渉信号をディジタル化周波数でディジタル化した結果に起因した疑似高調波が所望のチャネルに当たらないように、ディジタル化周波数を制御する。
【0016】
本発明の他の特徴及び利点は図面を参照した以下の好ましい実施形態の説明及びにより明らかになるであろう。これら図面は本発明の原理を例示する。
【0017】
【実施例】
詳細な説明
図1に、本発明に係るA/D変換器を組み込んだ無線受信機10のブロック図を示す。無線受信機10は1つかそれより多いアンテナ12と、RF部14、第1のIF部16、第2のIF部18及びベースバンドプロセッサ20を含む。よく知られた方法で、アンテナ12は所望の信号及び干渉信号を受信する。所望の受信信号は既知の搬送波周波数の搬送波に搬送される変調信号からなる。典型的な実施形態において、無線受信機10は複数の受信ブランチに渡って変調受信信号を受信するため、アンテナダイバーシチ構成を用いる。
【0018】
受信すると、RF部14が比較的広い帯域幅の中で最初の選択度を提供する。第1のIF部16は受信信号を第1の局所発振器信号によってダウンコンバートし、ライン22上に予め定められた第1のIF周波数を有する第1のIF信号を供給する。第1のIF部16は変調受信信号に更なる選択度を提供し、いくらかの干渉信号を除去(filtering out)するとともに、変調受信信号を通す。第1のIF信号は、第1のIF信号をさらにダウンコンバートして第2のIF信号をライン24に供給する第2のIFステージ18に与えられる。第2のIF信号は、それもまた広帯域幅である初期(original)第2IF周波数fIFを有する。第2のIF信号は、広帯域幅の第2のIF信号を本発明に従ってディジタル化するベースバンドプロセッサ20に与えられる。
【0019】
図2に、本発明の一側面に係るベースバンドプロセッサ20のブロック図を示す。ベースバンドプロセッサ20はA/D変換前ステージ(Pre-A/D Conversion)26と、A/D変換ステージ28と、A/D変換後ステージ(Post-A/D Conversion)30及びディジタル信号処理ステージ32を含む。本発明はA/D変換ステージ28のあとで1つかそれより多い所望のチャネルに渡って生成される、干渉信号の疑似高調波を回避するためにA/Dダイバーシチ構成を用いている。
【0020】
A/D変換ステージ28の前のA/D変換前ステージ26において、ベースバンドプロセッサ20は第2のIF信号の第2のIF周波数fIFを、互いにオフセットされた複数のディジタル化周波数、例えばチャネル間隔の所定数倍ずつ互いにオフセットされた複数のディジタル化周波数へ変換する。
【0021】
A/D変換ステージ28において、受信信号はそれぞれのディジタル化周波数において、サンプリング周波数fSで定義されるレートでディジタル化される。このようにして、A/D変換ステージ28はサンプリング周波数fSに対応するサンプリング間隔の間に変調受信信号をディジタル化する。
【0022】
図3に示すように、周波数0及びfS/2の付近を除いて、A/D変換ステージ28の後には2つのディジタル化周波数f1及びf2においてディジタル化された干渉信号の同一疑似高調波が一定のオフセットを持って周波数スペクトラムに分布している。図3において、二つのディジタル化周波数f1及びf2における干渉信号の疑似高調波はそれぞれfharm1及びfharm2によって示される。無線受信機10において、0及びfS/2付近の周波数はエイリアシング(aliasing)のために受信機チャネルとして用いられていない。
【0023】
A/D変換後ステージ30において、個々のディジタル化周波数におけるA/D変換ステージ28のディジタル化出力は1つの共通周波数f0、好ましくは0Hzに再変換される。個々のディジタル化周波数に対し、ディジタル信号処理ステージ32が対応する受信品質測定を決定する。個々のディジタル化周波数における、対応する受信品質測定値に基づいて、ベースバンドプロセッサ20は変調受信信号を、他のディジタル化周波数で受信するよりも良い受信品質を与えるディジタル化周波数において、ベースバンドプロセッサ20変調受信信号を復調する。ベースバンドプロセッサ20は、複数のディジタル化周波数から選択された1つを用いて変調信号を復調する復調器を有する。代わりに、変調受信信号を異なるディジタル周波数、例えば、C/N又はC/(N+1)に基づく最大尤度結合(maximum likelihood combining)を用いて変調受信信号を復調することもできる。
【0024】
典型的な実施形態において、A/D変換前ステージ26は第2のIF信号の元の周波数を第1及び第2のディジタル化周波数f1及びf2に変換する。好ましくは、第1のディジタル化周波数f1及び第2のディジタル化周波数f2は互いに所定の周波数間隔、典型的には2、3チャンネル分のオフセットのオーダーのオフセット周波数foffsetずつ互いにオフセットされている。
【0025】
サンプル周波数fSで定義されるサンプリングレートによって、A/D変換ステージ28は変調受信信号を第1及び第2のディジタル化周波数f1及びf2でディジタル化する。第1及び第2のディジタル化周波数f1及びf2について、A/D変換後ステージ30はA/D変換ステージの出力を共通周波数f0に再変換する。そして、ディジタル信号処理ステージ32は、第1及び第2のディジタル化周波数f1及びf2に対応するデジタル化された出力に関連した受信品質測的結果を判定し、他のディジタル化周波数に対応する受信品質よりも良いディジタル化周波数に対応するディジタル化出力を用いて受信信号を復調する。好ましくは、受信品質測定値は個々のディジタル化周波数に関連した受信信号、ノイズ、干渉強度及び/又はビットエラーレート(BER)の1つ又は組み合わせに基づいて決定される。
【0026】
本発明の1つの見地において、図4に示すように、変調受信信号は複数のA/D変換ブランチ21を用いて複数のディジタル化周波数で同時にディジタル化される。変調信号はバンドパスフィルタ23に供給され、フィルタリングされた変調信号は同時にミクサ25へ接続される。ミクサ25はフィルタリングされた変調信号を局所発振器27で生成された周波数f及びfoffsetの局所発振器信号と混合する。A/D変換器はミクサ25の出力信号をディジタル化し、それらをディジタル信号処理プロセッサ(DSP)31へ供給する。後で詳述するように、DSP31はA/D変換器29のディジタル化された出力を本発明に従って処理する。
【0027】
別の見地において、変調受信信号は1つのA/D変換器を用い、非同時に複数のディジタル化周波数でディジタル化される。別の構成において、本発明は最も強い干渉信号を判定し、多くのディジタル化周波数において得られる疑似高調波の位置を計算する。そして、本発明は所望のチャネルに対する疑似高調波を回避するディジタル化周波数で変調受信信号をディジタル化する。
【0028】
第1及び第2の周波数f1及びf2でディジタル化した際、干渉信号の疑似高調波のいくつかが互いに所望のチャネルに一致する可能性が小さいながらも存在する。従って、干渉信号の高次疑似高調波、例えば最も低い2つの高調波よりも大きな次数を有する高調波を除去(dither away)するため、本発明のA/Dダイバーシチに関連してディザリングを使用することができる。
【0029】
狭帯域チャネル用のシステムについては、干渉信号の同時高調波(coinciding harmonics)で干渉されうる受信チャネルの数は、利用可能なチャネルの多くの数に比較して小さいので、ディザリングが2、3の高調波をそのままにして置いたとしても問題ない。しかし、広帯域システムにおいては少数の利用可能チャネルに比べて干渉されうるチャネルの数が多く、再低次の2つの高調波を除いた全てを除去することが好ましい。従って、より高次の疑似高調波を除去するため、本発明のA/Dダイバーシチと組み合わせてディザリングが用いられる。この構成において、ディザ信号は高次疑似高調波を除去するため、A/D変換ステージの入力に導入される。
【0030】
図5は、複数のA/Dブランチを用いた実施例による、例示的なベースバンドプロセッサ20のブロック図である。ベースバンドプロセッサ20には任意の数のA/Dブランチ含ませることが可能だが、図4に示す構成では、同じサンプリング間隔において同時に第1のディジタル化周波数f1及び第2のディジタル化周波数f2でディジタル化を行う2つのA/Dブランチを有している。より詳しくは、ベースバンドプロセッサ20は第2のIF信号を2つの独立したA/Dブランチ、第1のA/Dブランチ及び第2のA/Dブランチに供給する。
【0031】
第1のA/Dブランチは第1のミクサ34と、第1の局所発振器36及び第1のA/D変換器38を有し、第2のA/Dブランチは第2のミクサ40と、第2の局所発振器42及び第2のA/D変換器44を有する。第1のミクサ34は第2のIF信号を、第1の局所発振器36が供給する第1の局所発振器周波数を有する信号と混合する。同様に、第2のミクサ40は第2のIF信号を、第2の局所発振器42が供給する第2の局所発振器周波数を有する信号と混合する。
【0032】
第1及び第2の局所発振器周波数は周波数オフセットfoffsetを有する第1及び第2のディジタル化周波数f1及びf2に選択されている。従って、第1のミクサ34及び第1の局所発振器36は、第2のIF信号周波数fIFを第1のディジタル化周波数f1へ変換する第1の周波数変換器を構成する。同様に、第2のミクサ40及び第2の局所発振器42は、第2のIF信号周波数fIFを第2のディジタル化周波数f2へ変換する第2の周波数変換器を構成する。
【0033】
この構成において、信号を第1及び第2の局所発振器周波数で同時にダウンコンバートするために、1つかそれより多い周波数シンセサイザを1つかそれより多いミクサとともに用いることができる。典型的な実施例において、1つのA/Dブランチに対して広帯域多チャネル信号を受信するための広帯域受信機を用いることができる。他のA/Dブランチについては、干渉を受けている受信機チャネル専用の代替ディジタル化周波数とともに、局所発振器信号を用いることが可能な1チャネル受信機が用いられる。
【0034】
好ましくは、1チャネル局所発振器及びその関連するA/Dブランチは、代わりのA/Dブランチが不要である間、電力を節減するためにスタンバイモードに置かれる。サンプリング周波数fsで規定されるサンプリングレートで、第1のA/D変換器38は第1のミクサ34の出力をディジタル化し、第2のA/D変換器44は第2のミクサ40の出力をディジタル化する。
【0035】
ベースバンドプロセッサ20は、受信RF信号を復調するため、第1及び第2のA/D変換器38及び44の出力をディジタル領域で処理する。この構成において、第1のA/D変換器38の出力は第1の直交局所発振器46及び第1の直交ミクサ48を有する第1の直交周波数変換器へ供給される。第1の直交周波数変換器はディジタル化された変調受信信号を第1のA/D変換器38の出力において共通周波数f0に変換する。同様に、第2のA/D変換器44の出力は第2の直交局所発振器50及び第2の直交ミクサ52を有する第2の直交周波数変換器へ供給される。第2の直交周波数変換器もまた、ディジタル化された変調受信信号を第2のA/D変換器44の出力において共通周波数f0に変換する。
【0036】
第1及び第2のローパスディジタルフィルタ54及び56は第1及び第2の直交周波数変換器の出力においてそれぞれ高調波信号を除去する。第1及び第2のエラー訂正及び検出ブロック58及び60は、関連する受信品質尺度、例えば個々のA/Dブランチに関連するBER又はC/(I+N)の判定を行うため、個々のA/Dブランチのディジタル化出力を処理する。ディジタル信号処理ブロック62は第1及び第2のA/D変換ブランチのディジタル化出力を処理し、他のA/Dブランチの受信品質f0よりも良い受信品質を提供するA/Dブランチの出力選択する。
【0037】
選択ダイバーシチ及び最大尤度結合(maximum likelihood combination)の両方を用いることができる。最大尤度結合はC/(I+N)に基づくブランチ、主に最良のブランチの組み合わせを用いる。この手法において、ブランチの信号は他の全ての信号と移相を合わせて加算され、通常は信号強度かC/(I+N)である重みが乗じられる。代わりに、適応アンテナ技術である干渉阻止結合(interference rejection combination: IRC)手法を用いてもよい。IRC手法において、干渉は”逆位相(antiphase)”手法で結合することによってうち消し(nulled out)される。
【0038】
図5の実施例において、第1及び第2の局所発振器及びミクサはA/D変換前ステージ26を構成し、第1及び第2のA/D変換器がA/D変換ステージ28を構成し、第1及び第2の直交局所発振器及びミクサがA/D変換後ステージ30を構成し、ディジタル信号処理ブロック62がディジタル処理ステージ32を構成することを認識されたい。
【0039】
図6に、1つのA/D変換ブランチを用いた、本発明の別の見地によるベースバンドプロセッサ20のブロック図を示す。本実施例において、A/D変換前ステージは第2のIF信号の第2のIF信号周波数fIFをミクサ64を通じて第1及び第2の局所発振器周波数を有する信号と混合する。
【0040】
この構成において、例えばホッピングシンセサイザである局所発振器は第1及び第2の局所発振器周波数を別々に(non-simultaneously)発生するように制御される。多重化手法において、ホッピングシンセサイザ66は第1の局所発振器周波数を第1のサンプリング間隔の間供給し、そして第1のサンプリング間隔とは非同時(non-concurrent)に発生する第2のサンプリング間隔の間、第2の局所発振器周波数を供給する。このようにして、ミクサ64は第1のディジタル化周波数f1及び第2のディジタル化周波数f2を独立したサンプリング間隔で生成する。
【0041】
A/D変換ステージは、受信信号を第1及び第2のディジタル化周波数で第1及び第2のサンプリング間隔の間に非同時にディジタル化する1つのA/D変換器68を有する。
【0042】
A/D変換後ステージは、直交局所発振器70及び直交ミクサ72を有し、第1のディジタル化周波数f1及び第2のディジタル化周波数f2を有するA/D変換器のディジタル出力を共通の周波数f0に変換する直交周波数変換器を有する。もちろん、ホッピングシンセサイザ66及び直交局所発振器70はそれぞれの周波数変換及び再変換機能を同期して実行するように制御される。
【0043】
ディジタルフィルタブロック74は直交ミクサブロック72の不要な出力をディジタル的に除去する。ディジタル信号処理ブロック76は第1及び第2のディジタル化周波数f1及びf2における受信品質尺度を判定する。判定を行うと、ディジタル信号処理ブロック76は、より良い受信品質を提供するディジタル化周波数を用いて受信信号を復調する。
【0044】
本発明の別の見地において、シンセサイザ66は、所望のチャネルから疑似高調波を移動させるために局所発振器信号の周波数を制御する。そのようなシンセサイザ66は疑似高調波を所望のチャネルから移動させる周波数制御器として振る舞う。この実施例において、シンセサイザ66は直接ディジタルシンセサイザ(DDS)を有することが好ましい。
【0045】
A/Dブランチの数を増やすことによって、干渉信号の疑似高調波を回避する見込みが増加し、それによって所望のチャネルに対して同時疑似高調波を有する可能性が低減することを理解されたい。さらに、本発明は複数の受信機ブランチを複数の伝播経路からの変調受信信号に与えるアンテナダイバーシチ構成を用いた無線受信機に対しても用いることができる。この構成において、個々の受信機ブランチは専用もしくは共用のA/Dブランチを有してもよい。
【0046】
以下の表1は、利用可能なチャネル帯域幅をナイキスト帯のパーセンテージとして表した、本発明及び従来の”高調波阻止(harmonics avoidance)”手法との比較を示す。第2列に示す利用可能な帯域幅が、第1列の疑似高調波の次数に依存することが表1に示される。利用可能な帯域幅(ナイキスト帯のパーセンテージ)は高調波の次数の関数である。表1の最終列において、”ヒット”は、完全な周波数帯(complete bandwidth)の中に2つの異なる高調波が一致可能な干渉周波数の数を表す。
【0047】
【表1】
【0048】
以上の説明から、本発明が受信機チャネルに渡る干渉信号の疑似高調波を効果的に回避することを理解されたい。特に本発明は、A/D変換器の入力範囲の大部分に及ぶ非線形性によって生成され、従ってディザリングによって容易には除去できない低次高調波を効果的に回避する。上述したように、できる限り多くの高調波を除去するため、本発明をディザリングと組み合わせてもよい。この方法において、ディザリングと本発明のダイバーシチ構成との組み合わせはA/D変換器の非線形性による望ましくない影響を著しく除去する。
【0049】
従って、本発明は大規模なディザリングを回避し、低コストのディザリング回路を実現する。複数のA/D変換ブランチによって、1つの高価なA/D変換器の代わりに、複数の安価なA/D変換器を用いることができる。
【0050】
好ましい実施例のみを参照して本発明を詳細に説明したが、本発明を離れることなく種々の変更が可能であることを当業者は理解するであろう。従って、本発明はその全ての等価物を包含することを意図した、以下の請求範囲によってのみ規定される。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明によるA/D変換器を組み込んだ無線受信機のブロック図である。
【図2】 図1におけるベースバンドプロセッサ部のブロック図である。
【図3】 2つのディジタル化周波数において生じる疑似高調波を示す図である。
【図4】 本発明によるA/D変換器のブロック図である。
【図5】 本発明の一側面に係る図2に示したベースバンドプロセッサ部のブロック図である。
【図6】 本発明の別の側面に係る図2に示したベースバンドプロセッサ部のブロック図である。
Claims (29)
- 変調受信信号を複数のオフセット周波数信号に変換し、対応する複数のディジタル出力を与えるために、前記複数のオフセット周波数信号をディジタル化するA/D変換ステージと、
前記複数のディジタル出力に関する複数の受信品質尺度を求めるディジタル信号プロセッサと、
前記変調受信信号を復調する復調器とを有し、
前記復調器が、他のオフセット周波数信号よりも良い受信品質を与えるオフセット周波数信号に対応する前記ディジタル出力を用いて前記変調受信信号を復調することを特徴とする無線受信機。 - 前記A/D変換ステージが前記変調受信信号を前記複数のディジタル化周波数で実質的に同時にディジタル化することを特徴とする請求項1記載の無線受信機。
- 前記A/D変換ステージが、対応する複数のA/D変換器に接続された複数の周波数変換器を有する複数のA/Dブランチを有し、
前記周波数変換器が同じサンプリング間隔の間に、前記変調受信信号の元の周波数を前記複数のディジタル化周波数へ変換し、
前記複数のA/D変換器が前記同じサンプリング間隔の間に前記変調受信信号を同時にディジタル化することを特徴とする請求項2記載の無線受信機。 - 前記A/D変換ステージが前記変調受信信号を前記複数のディジタル化周波数で実質的に非同時にディジタル化することを特徴とする請求項1記載の無線受信機。
- 前記A/D変換ステージが、
前記複数のディジタル化周波数に対応する異なるサンプリング間隔の間に、前記変調受信信号の元の周波数を前記複数のディジタル化周波数へ変換する周波数変換器と、
前記変調受信信号を前記異なるサンプリング間隔の間にディジタル化する1つのA/D変換器を有することを特徴とする請求項4記載の無線受信機。 - 前記周波数変換器がホッピングシンセサイザを有することを特徴とする請求項5記載の無線受信機。
- 前記複数のディジタル化周波数が互いに所定の周波数間隔ずつオフセットされていることを特徴とする請求項1記載の無線受信機。
- 前記A/D変換ステージにディザリング信号を導入するディザリング回路をさらに有することを特徴とする請求項1記載の無線受信機。
- 変調受信信号の元の周波数を複数のディジタル化周波数に変換するA/D変換前ステージと、
前記受信信号を前記複数のディジタル化周波数の各々でディジタル化し、対応する複数のディジタル出力を提供するA/D変換ステージと、
前記ディジタル化周波数を有する前記複数のディジタル出力の各々を共通周波数に変換するA/D変換後ステージと、
1つのディジタル出力を用いて前記受信信号を復調する復調器と
を有することを特徴とする無線受信機。 - 前記受信信号を復調するための前記ディジタル出力が前記複数のディジタル出力から選択された1つのディジタル出力であることを特徴とする請求項9記載の無線受信機。
- 前記変調受信信号を復調するための前記ディジタル出力が前記複数のディジタル出力の中の少なくとも2つのディジタル出力を組み合わせて生成されることを特徴とする請求項9記載の無線受信機。
- 他のディジタル化周波数よりも良い受信品質を提供するディジタル化周波数に対応するディジタル出力を選択することによって、前記受信信号を復調するディジタル信号プロセッサをさらに有することを特徴とする請求項9記載の無線受信機。
- 前記A/D変換ステージが前記変調受信信号を前記複数のディジタル化周波数で実質的に同時にディジタル化することを特徴とする請求項9記載の無線受信機。
- 前記A/D変換前ステージが、複数の周波数変換器を有しするとともに、前記A/D変換ステージが前記複数の周波数変換器に対応付けされて接続される複数のA/D変換器を有し、
前記周波数変換器が、前記変調受信信号の元の周波数を前記複数のディジタル化周波数へ同じサンプリング間隔の間に変換し、
前記複数のA/D変換器が前記変調受信信号を前記同じサンプリング間隔の間に同時にディジタル化することを特徴とする請求項13記載の無線受信機。 - 前記A/D変換後ステージが、前記複数のA/D変換器の前記出力に対応づけられて接続される複数の直交周波数変換器を有することを特徴とする請求項14記載の無線受信機。
- 前記A/D変換ステージが前記変調受信信号を実質的に非同時に前記複数のディジタル化周波数でディジタル化することを特徴とする請求項9記載の無線受信機。
- 前記A/D変換前ステージが、前記変調受信信号の元の周波数を前記複数のディジタル化周波数へ、対応する複数の非同時のサンプリング間隔において変換する周波数変換器を有し、
前記A/D変換ステージが、前記変調受信信号を前記非同時のサンプリング間隔の間に非同時にディジタル化するA/D変換器を有することを特徴とする請求項16記載の無線受信機。 - 前記A/D変換後ステージが、前記A/D変換器の出力に接続された直交周波数変換器を有することを特徴とする請求項17記載の無線受信機。
- 前記周波数変換器がホッピングシンセサイザを有することを特徴とする請求項17記載の無線受信機。
- 前記複数のディジタル化周波数が所定の周波数間隔ずつオフセットされていることを特徴とする請求項9記載の無線受信機。
- 前記A/D変換ステージにディザリング信号を導入するディザリング回路をさらに有することを特徴とする請求項9記載の無線受信機。
- 変調受信信号の元の周波数を複数のオフセット周波数信号へ変換するステップと、
前記複数のオフセット周波数信号をディジタル化し、対応する複数のディジタル出力を得るステップと、
前記複数のディジタル出力の各々を共通周波数に変換するステップと、
前記変調受信信号を、ディジタル出力を用いて復調するステップと
を有することを特徴とする変調信号の復調方法。 - 前記受信信号を復調するための前記ディジタル出力が、前記複数のディジタル出力から選択された1つであることを特徴とする請求項22記載の方法。
- 前記受信信号を復調するための前記ディジタル出力が、前記複数のディジタル出力の中の少なくとも2つのディジタル出力を組み合わせて生成されることを特徴とする請求項22記載の方法。
- 前記複数のディジタル化周波数の各々で前記ディジタル化された変調受信信号のそれぞれに関連する複数の受信品質尺度を判定するステップをさらに有することを特徴とする請求項22記載の方法。
- 前記変調受信信号が前記複数の周波数で実質的に同時にディジタル化されることを特徴とする請求項22記載の方法。
- 前記変調受信信号が、対応する複数の非同時のサンプリング間隔において、前記複数のディジタル化周波数で実質的に非同時にディジタル化されることを特徴とする請求項22記載の方法。
- 前記複数のディジタル化周波数がチャネル間隔の所定数倍ずつ互いにオフセットされていることを特徴とする請求項27記載の方法。
- 前記変調受信信号をディジタル化している間にディザリング信号を導入するステップをさらに有することを特徴とする請求項27記載の方法。
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