JP2002539708A - 無線受信器 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
- H04W52/02—Power saving arrangements
- H04W52/0209—Power saving arrangements in terminal devices
- H04W52/0225—Power saving arrangements in terminal devices using monitoring of external events, e.g. the presence of a signal
- H04W52/0238—Power saving arrangements in terminal devices using monitoring of external events, e.g. the presence of a signal where the received signal is an unwanted signal, e.g. interference or idle signal
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
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- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
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Abstract
(57)【要約】
無線受信器は、入力信号を中間信号へ周波数ダウンコンバートする周波数変換手段（２０，２１，２２）と、複数の動的に選択可能な量子化レベルを有するオーバーサンプリング量子化器（Ｑ１，Ｑ２）を含む少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）（３２，３３）を含むディジタルチャネル選択フィルタリング手段と、ＡＤＣの分解能を入力信号の特徴に調整するために入力信号の特徴の応答的な手段（３０，３１，３６）とを有する。ＡＤＣは、シグマ・デルタＡＤＣを含みうる。分解能は、優勢な干渉及び所望の信号を取り扱うためにオーバーサンプリングレートを変更すること及び／又は量子化レベルの数を選択することによって調整されうる。
Description
【０００１】 ［発明の属する技術分野］ 本発明は、無線受信器（又は送受信器の受信部）、受信器の集積可能な要素を
含む集積回路、及び、電力消費を減少させるための無線受信器の動作方法に関連
する。
含む集積回路、及び、電力消費を減少させるための無線受信器の動作方法に関連
する。
【０００２】 ［背景技術］ 例えばＧＳＭといったセルラー式電話標準に準拠して動作するために用いられ
る現在の移動無線受信器では、チャネル選択は通常はアナログフィルタを用いて
行われるが、費用を減少させ、順応性を高めるためにディジタル式の実施が求め
られている。原理的には、所望の信号を含むスペクトルの比較的広い部分をアナ
ログフィルタによって選択し、ＤＰＳ技術を用いて最終的なチャネル検出を行な
うことができる。しかしながら、ＡＤＣ変換器は、関心となる帯域全体を処理す
ることを可能とするために十分に高いサンプリングレートで動作せねばならず、
ダイナミックレンジは最悪の条件のために十分でなくてはならない。これは、所
望の信号が弱いが、隣接するチャネルによる干渉が強い場合に生ずる。このアプ
ローチではＡＤＣの電力消費は主な問題であり、あまりにも大きな問題となりう
る。電力消費は、隣接するチャネルが間引きフィルタを用いて部分的に排除され
うる場合はシグマ・デルタ変換器を用いて減少されうることが提案されている。
る現在の移動無線受信器では、チャネル選択は通常はアナログフィルタを用いて
行われるが、費用を減少させ、順応性を高めるためにディジタル式の実施が求め
られている。原理的には、所望の信号を含むスペクトルの比較的広い部分をアナ
ログフィルタによって選択し、ＤＰＳ技術を用いて最終的なチャネル検出を行な
うことができる。しかしながら、ＡＤＣ変換器は、関心となる帯域全体を処理す
ることを可能とするために十分に高いサンプリングレートで動作せねばならず、
ダイナミックレンジは最悪の条件のために十分でなくてはならない。これは、所
望の信号が弱いが、隣接するチャネルによる干渉が強い場合に生ずる。このアプ
ローチではＡＤＣの電力消費は主な問題であり、あまりにも大きな問題となりう
る。電力消費は、隣接するチャネルが間引きフィルタを用いて部分的に排除され
うる場合はシグマ・デルタ変換器を用いて減少されうることが提案されている。
【０００３】 ［発明の開示］ 本発明は、無線受信器、特にバッテリ電源を有する受信器の電力消費を更に減
少させることを目的とする。
少させることを目的とする。
【０００４】 本発明の第１の面によれば、少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器（
ＡＤＣ）と、少なくとも優勢な隣接チャネル干渉のレベルを決定する手段と、Ａ
ＤＣの分解能を優勢な干渉及び所望の信号を処理するために必要とされる分解能
よりも大きくならないよう動的に調整する手段とを含む受信器が提供される。
ＡＤＣ）と、少なくとも優勢な隣接チャネル干渉のレベルを決定する手段と、Ａ
ＤＣの分解能を優勢な干渉及び所望の信号を処理するために必要とされる分解能
よりも大きくならないよう動的に調整する手段とを含む受信器が提供される。
【０００５】 本発明の第２の面によれば、入力信号を中間信号へ周波数ダウンコンバートす
る手段と、複数の動的に選択可能な量子化レベルを有するオーバーサンプリング
量子化器を含む少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含む
ディジタルチャネル選択フィルタリング手段と、オーバーサンプリングレートを
変更するため及び／又は選択された量子化レベルの数を入力信号の特性に一致さ
せるために入力信号の特性に応答する手段とを含む受信器が提供される。
る手段と、複数の動的に選択可能な量子化レベルを有するオーバーサンプリング
量子化器を含む少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含む
ディジタルチャネル選択フィルタリング手段と、オーバーサンプリングレートを
変更するため及び／又は選択された量子化レベルの数を入力信号の特性に一致さ
せるために入力信号の特性に応答する手段とを含む受信器が提供される。
【０００６】 本発明の第２の面は、入力信号を中間信号へ周波数ダウンコンバートする手段
と、中間周波数信号が結合される第１の入力、第２の入力及び１つの出力を有す
る信号結合器、上記信号結合器の出力に結合されるアナログフィルタリング手段
、上記アナログフィルタリング手段の出力に結合され複数の動的に選択可能な量
子化レベルを有するオーバーサンプリング量子化器、上記オーバーサンプリング
量子化器の出力に結合され出力を与えるディジタルフィルタリング手段、並びに
、上記オーバーサンプリング量子化器の出力に結合される入力とその第１の入力
及び第２の入力上の信号の差を出力として生成する上記信号結合器の第２の入力
に結合される出力とを有するディジタル・アナログ変換器を含む少なくとも１つ
のアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含むディジタルチャネル選択フィル
タリング手段と、オーバーサンプリングレートを変更するため及び／又は選択さ
れた量子化レベルの数を入力信号の特性に一致させるために入力信号の特性に応
答する手段とを含む受信器を提供する。
と、中間周波数信号が結合される第１の入力、第２の入力及び１つの出力を有す
る信号結合器、上記信号結合器の出力に結合されるアナログフィルタリング手段
、上記アナログフィルタリング手段の出力に結合され複数の動的に選択可能な量
子化レベルを有するオーバーサンプリング量子化器、上記オーバーサンプリング
量子化器の出力に結合され出力を与えるディジタルフィルタリング手段、並びに
、上記オーバーサンプリング量子化器の出力に結合される入力とその第１の入力
及び第２の入力上の信号の差を出力として生成する上記信号結合器の第２の入力
に結合される出力とを有するディジタル・アナログ変換器を含む少なくとも１つ
のアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含むディジタルチャネル選択フィル
タリング手段と、オーバーサンプリングレートを変更するため及び／又は選択さ
れた量子化レベルの数を入力信号の特性に一致させるために入力信号の特性に応
答する手段とを含む受信器を提供する。
【０００７】 本発明の１つの実施例では、中間周波数はゼロＩＦであるか又は例えばチャネ
ル帯域幅の半分に対応する低いＩＦでありうる。
ル帯域幅の半分に対応する低いＩＦでありうる。
【０００８】 本発明の第３の面によれば、少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器を
有する受信器の動作方法であって、少なくとも優勢な隣接するチャネル干渉のレ
ベルを決定し、上記ＡＤＣの分解能を上記優勢な干渉及び所望の信号を処理する
ために必要とされる分解能よりも大きくならないよう動的に調整する方法が提供
される。
有する受信器の動作方法であって、少なくとも優勢な隣接するチャネル干渉のレ
ベルを決定し、上記ＡＤＣの分解能を上記優勢な干渉及び所望の信号を処理する
ために必要とされる分解能よりも大きくならないよう動的に調整する方法が提供
される。
【０００９】 本発明の第４の面によれば、複数の動的に選択可能な量子化レベルを有するオ
ーバーサンプリング量子化器を含む少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換
器（ＡＤＣ）と、オーバーサンプリングレートを変更するため及び／又は選択さ
れた量子化レベルを入力信号の特性に一致させるためにＡＤＣの入力信号の特性
に応答する手段とを含む集積回路が提供される。
ーバーサンプリング量子化器を含む少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換
器（ＡＤＣ）と、オーバーサンプリングレートを変更するため及び／又は選択さ
れた量子化レベルを入力信号の特性に一致させるためにＡＤＣの入力信号の特性
に応答する手段とを含む集積回路が提供される。
【００１０】 本発明は、優勢な干渉を取り扱うため及び処理の後に所望の信号を復元するた
めに必要とされるよりも大きくならないようＡＤＣの分解能を動的に調整するこ
とによって、ＡＤＣの平均電力消費が減少されうるという原理に基づく。一般的
には、隣接するチャネルは所望の信号と同様の振幅を有する。そのような場合、
必要とされる分解能は小さく、例えば８ビットである。最悪の場合、例えば１４
ビットのはるかに大きいダイナミックレンジが必要とされることがあり、電力消
費の増加を生じさせる。
めに必要とされるよりも大きくならないようＡＤＣの分解能を動的に調整するこ
とによって、ＡＤＣの平均電力消費が減少されうるという原理に基づく。一般的
には、隣接するチャネルは所望の信号と同様の振幅を有する。そのような場合、
必要とされる分解能は小さく、例えば８ビットである。最悪の場合、例えば１４
ビットのはるかに大きいダイナミックレンジが必要とされることがあり、電力消
費の増加を生じさせる。
【００１１】 ＡＤＣは、シグマ・デルタＡＤＣを含みうる。
【００１２】 米国特許第５，５５０，５４４号明細書は、入力信号が複数の予め設定された
（ｎ−１）の参照レベルの夫々と比較され、ｎのディジタル出力信号のうちの１
つへ量子化される１次デルタ・シグマＡＤＣを開示する。このように、入力信号
の振幅が小さいとき、量子化器へ入力される入力信号と量子化器から出る出力信
号との間の差信号の振幅、即ち量子化雑音は小さい。
（ｎ−１）の参照レベルの夫々と比較され、ｎのディジタル出力信号のうちの１
つへ量子化される１次デルタ・シグマＡＤＣを開示する。このように、入力信号
の振幅が小さいとき、量子化器へ入力される入力信号と量子化器から出る出力信
号との間の差信号の振幅、即ち量子化雑音は小さい。
【００１３】 本発明による受信器は、量子化レベルの数を入力信号のダイナミックレンジに
対して制御することが可能であるため、小さい振幅を有する信号の場合は、行わ
れる比較回数は少なく、それにより米国特許第５，５５０，５４４号明細書に示
される解法と比較して電流が節約される。
対して制御することが可能であるため、小さい振幅を有する信号の場合は、行わ
れる比較回数は少なく、それにより米国特許第５，５５０，５４４号明細書に示
される解法と比較して電流が節約される。
【００１４】 本発明の１つの実施例では、ダイナミックレンジといった所望の特性を推定す
る手段が設けられる。これらの手段は、所望の帯域及び所望でない帯域中のエネ
ルギーを直接測定するためにＡＤＣ構造の前又は中に配置されるフィルタを含み
うる。
る手段が設けられる。これらの手段は、所望の帯域及び所望でない帯域中のエネ
ルギーを直接測定するためにＡＤＣ構造の前又は中に配置されるフィルタを含み
うる。
【００１５】 ［本発明を実施する態様］ 以下、添付の図面を例として参照して本発明について説明する。
【００１６】 説明の便宜上、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）ディジ
タルセルラー式電話標準を参照して本発明について説明する。
タルセルラー式電話標準を参照して本発明について説明する。
【００１７】 図１を参照するに、受信器（又は受信部）は、９２５乃至９６０ＭＨｚのＧＳ
Ｍ帯域の信号を選択する帯域通過フィルタ１２によって低雑音ＲＦ増幅器１４に
接続されるアンテナ１０を含む。増幅器１４からの信号はノード１６において分
割され、平衡ミクサ２０、２１の第１の入力１８、１９に供給される。受信され
た信号の中心周波数から１００ｋＨｚ（又はチャネルの半分）だけずれた周波数
を有する直角に関連付けられた局部発振器信号は、信号発生器２２によってミク
サ２０、２１の第２の入力２４、２５へ供給される。ミクサ２０、２１の実及び
虚低ＩＦ出力２６、２７は、帯域通過フィルタ２８、２９と、干渉測定段３０、
３２とを介して交差結合された連続時間４次低域通過シグマ・デルタ変換器３２
、３３に供給される。自動利得制御を適用することが所望であれば、これはフィ
ルタ２８、２９の出力に適用されうる。シグマ・デルタ変換器３２、３３の入力
信号は、夫々、１００ｋＨｚの同相（Ｉ）及び直角（Ｑ）ＩＦ信号である。各変
換器３２、３３は、本実施例では、低域通過フィルタＬＰ１、ＬＰ２を含み、そ
れらの出力はオーバーサンプリングされた量子化器Ｑ１、Ｑ２に印加される。各
量子化器Ｑ１、Ｑ２からの出力は、各ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）Ｄ
ＡＣ１，ＤＡＣ２によってアナログ信号に戻るよう変換され、信号結合器ＳＣ１
、ＳＣ２において入力信号から差し引かれる。
Ｍ帯域の信号を選択する帯域通過フィルタ１２によって低雑音ＲＦ増幅器１４に
接続されるアンテナ１０を含む。増幅器１４からの信号はノード１６において分
割され、平衡ミクサ２０、２１の第１の入力１８、１９に供給される。受信され
た信号の中心周波数から１００ｋＨｚ（又はチャネルの半分）だけずれた周波数
を有する直角に関連付けられた局部発振器信号は、信号発生器２２によってミク
サ２０、２１の第２の入力２４、２５へ供給される。ミクサ２０、２１の実及び
虚低ＩＦ出力２６、２７は、帯域通過フィルタ２８、２９と、干渉測定段３０、
３２とを介して交差結合された連続時間４次低域通過シグマ・デルタ変換器３２
、３３に供給される。自動利得制御を適用することが所望であれば、これはフィ
ルタ２８、２９の出力に適用されうる。シグマ・デルタ変換器３２、３３の入力
信号は、夫々、１００ｋＨｚの同相（Ｉ）及び直角（Ｑ）ＩＦ信号である。各変
換器３２、３３は、本実施例では、低域通過フィルタＬＰ１、ＬＰ２を含み、そ
れらの出力はオーバーサンプリングされた量子化器Ｑ１、Ｑ２に印加される。各
量子化器Ｑ１、Ｑ２からの出力は、各ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）Ｄ
ＡＣ１，ＤＡＣ２によってアナログ信号に戻るよう変換され、信号結合器ＳＣ１
、ＳＣ２において入力信号から差し引かれる。
【００１８】 上述の配置は、関心となるチャネル周波数において量子化雑音をかなり減少さ
せる雑音整形特性を与える。
せる雑音整形特性を与える。
【００１９】 量子化器Ｑ１、Ｑ２は、段３０、３１によって例えば干渉といった優勢な信号
特性の測定結果として予め選択されうる可変の分解能を有する。段３０、３１か
らの出力は、量子化器Ｑ１、Ｑ２の分解能を制御する制御器３６に印加される。
特性の測定結果として予め選択されうる可変の分解能を有する。段３０、３１か
らの出力は、量子化器Ｑ１、Ｑ２の分解能を制御する制御器３６に印加される。
【００２０】 変換器３２、３３からの出力３４、３５は、アンチ・エイリアス帯域通過フィ
ルタリングと、本実施例では６倍のサンプリングレートによる削減を行う第１の
間引き段３８、３９に印加される。第１の間引き段３８、３９からの出力は、２
．１７ＭＨｚである。第１の間引き段３８、３９からの出力は、デローテーショ
ン段４０、４１においてデローテーションされる。第２の間引き段４２、４３は
、夫々デローテーション段４０、４１に結合され、サンプリングレートを、本実
施例では８倍で減少させ、ＧＳＭのビットレートである２７０．８３ｋＨｚの信
号を与える。第２の間引き段４２、４３からの出力は、等化器／復調器段４４に
供給され出力４６を与える。
ルタリングと、本実施例では６倍のサンプリングレートによる削減を行う第１の
間引き段３８、３９に印加される。第１の間引き段３８、３９からの出力は、２
．１７ＭＨｚである。第１の間引き段３８、３９からの出力は、デローテーショ
ン段４０、４１においてデローテーションされる。第２の間引き段４２、４３は
、夫々デローテーション段４０、４１に結合され、サンプリングレートを、本実
施例では８倍で減少させ、ＧＳＭのビットレートである２７０．８３ｋＨｚの信
号を与える。第２の間引き段４２、４３からの出力は、等化器／復調器段４４に
供給され出力４６を与える。
【００２１】 図１に示される受信器の動作は、概説するに、アンテナ１０からの入来ＲＦ信
号が平衡ミクサ２０、２１中で、一般的にはチャネル帯域幅の半分又はチャネル
間隔の半分である低いＩＦの同相（Ｉ）及び直角（Ｑ）成分へ変換されることで
ある。これらのＩ及びＱ信号は、雑音整形最小をゼロから使用される低いＩＦへ
シフトさせるために交差結合されている１対の低域通過シグマ・デルタ変換器３
２、３３を用いてディジタル化される。シグマ・デルタ変換器３２、３２から出
力されるビットストリームは、間引きされ、デローテーションされ、マルチビッ
トのディジタル化されたゼロ−ＩＦ出力を与え、隣接チャネルフィルタリングの
大部分は間引き処理において行われる。マルチビット出力は、適用に合うよう復
調される。
号が平衡ミクサ２０、２１中で、一般的にはチャネル帯域幅の半分又はチャネル
間隔の半分である低いＩＦの同相（Ｉ）及び直角（Ｑ）成分へ変換されることで
ある。これらのＩ及びＱ信号は、雑音整形最小をゼロから使用される低いＩＦへ
シフトさせるために交差結合されている１対の低域通過シグマ・デルタ変換器３
２、３３を用いてディジタル化される。シグマ・デルタ変換器３２、３２から出
力されるビットストリームは、間引きされ、デローテーションされ、マルチビッ
トのディジタル化されたゼロ−ＩＦ出力を与え、隣接チャネルフィルタリングの
大部分は間引き処理において行われる。マルチビット出力は、適用に合うよう復
調される。
【００２２】 図２は、例として、雑音整形特性４８が関心となるゼロＩＦチャネル４９に対
して対称に配置されることを示す図である。雑音フロアＮＦは、水平な破線によ
って示されている。雑音整形特性４８の比較的高い振幅は、変換器３２、３３が
実際上は存在しないかもしれない大きい振幅の隣接チャネル干渉波を取り扱うこ
とを可能とする。変換器３２、３３が、常に高いダイナミックレンジを与えるよ
う動作する場合、変換器３２、３３の電力消費は高くなる。
して対称に配置されることを示す図である。雑音フロアＮＦは、水平な破線によ
って示されている。雑音整形特性４８の比較的高い振幅は、変換器３２、３３が
実際上は存在しないかもしれない大きい振幅の隣接チャネル干渉波を取り扱うこ
とを可能とする。変換器３２、３３が、常に高いダイナミックレンジを与えるよ
う動作する場合、変換器３２、３３の電力消費は高くなる。
【００２３】 図示されるように、隣接チャネル干渉波ＩＦ１及びＩＦ２は、最大ではない振
幅の範囲を有しうる。従って、所望の信号又は、一点鎖線によって示されるよう
に（より大きいのであれば）隣接チャネル干渉波の振幅に従って雑音整形特性を
調整することにより、電力は節約されうる。
幅の範囲を有しうる。従って、所望の信号又は、一点鎖線によって示されるよう
に（より大きいのであれば）隣接チャネル干渉波の振幅に従って雑音整形特性を
調整することにより、電力は節約されうる。
【００２４】 図１中、測定段３０、３１は、所望のチャネルの振幅及び隣接チャネル干渉波
の振幅を測定するよう構成されえ、その結果を、量子化レベル及び／又はオーバ
ーサンプリングレートを変更することによって量子化器の分解能を変更する制御
器３６へ供給する。
の振幅を測定するよう構成されえ、その結果を、量子化レベル及び／又はオーバ
ーサンプリングレートを変更することによって量子化器の分解能を変更する制御
器３６へ供給する。
【００２５】 図３は、図１に示される受信器における使用に適した交差結合された連続時間
の４次低域通過シグマ・デルタ変換器をより詳細に示す図である。図示される変
換器は、本願と同一出願人による１９９８年１０月８日出願の英国特許出願第９
８２１８３９．９号に基づいて優先権を主張する未公開のＰＣＴ特許出願第ＥＰ
９９／０６７８６号に記載されている。
の４次低域通過シグマ・デルタ変換器をより詳細に示す図である。図示される変
換器は、本願と同一出願人による１９９８年１０月８日出願の英国特許出願第９
８２１８３９．９号に基づいて優先権を主張する未公開のＰＣＴ特許出願第ＥＰ
９９／０６７８６号に記載されている。
【００２６】 図３を参照するに、直角の関係のアナログの低ＩＦ信号Ｉ及びＱは、夫々入力
端子５０、５１に印加される。各入力端子５０、５１は、４次の時間連続のシグ
マ・デルタ変換器５２、５４に結合される。各変換器５２、５４は、４つの直列
接続されたトランスコンダクタ−コンデンサ・インテグレータ５６、５８、６０
、６２及び５７、５９、６１、６３からなるアンチ・エイリアス連続時間アナロ
グループフィルタを含む。各変調器の第２乃至第４のインテグレータは、ジャイ
レータ６４、６６、６８によって交差結合される。各段は、ＩＦ帯域の各周波数
で共振するよう設定される。周波数はｇm／Ｃの比率によって決定される。Ｃの
値は雑音要件によって設定され、コンダクタンスｇmはそのＣの値に対して所望
の中央周波数を与えるよう設定される。これらの段を交差結合させることにより
、各コンデンサ場所に負のサセプタンスを導入するという効果があり、このサセ
プタンスの値は、必要とされる周波数のシフト及びジャイレータの特性アドミッ
タンスによって決定される。第１の段５６、５７は交差結合されず、これらの段
の出力にｄｃオフセットを導入することが防止される。４つの段５６、５８、６
０、６２及び５７、５９、６１、６３の夫々の出力は、夫々の加算段７０、７２
において結合される。これらの段の出力は、夫々の量子化器Ｑ１及びＱ２に印加
され、量子化器Ｑ１及びＱ２では、出力３６、３７に必要とされる分解能を有す
るディジタル信号を与えるよう、アナログ信号がｎ×Ｆｓでオーバーサンプリン
グされる（Ｆｓはシンボルレート）。高いオーバーサンプリングレートを選択す
ることにより、平均が取られるサンプルの数が多いほど、ＡＤＣの有効分解能は
良くなる。
端子５０、５１に印加される。各入力端子５０、５１は、４次の時間連続のシグ
マ・デルタ変換器５２、５４に結合される。各変換器５２、５４は、４つの直列
接続されたトランスコンダクタ−コンデンサ・インテグレータ５６、５８、６０
、６２及び５７、５９、６１、６３からなるアンチ・エイリアス連続時間アナロ
グループフィルタを含む。各変調器の第２乃至第４のインテグレータは、ジャイ
レータ６４、６６、６８によって交差結合される。各段は、ＩＦ帯域の各周波数
で共振するよう設定される。周波数はｇm／Ｃの比率によって決定される。Ｃの
値は雑音要件によって設定され、コンダクタンスｇmはそのＣの値に対して所望
の中央周波数を与えるよう設定される。これらの段を交差結合させることにより
、各コンデンサ場所に負のサセプタンスを導入するという効果があり、このサセ
プタンスの値は、必要とされる周波数のシフト及びジャイレータの特性アドミッ
タンスによって決定される。第１の段５６、５７は交差結合されず、これらの段
の出力にｄｃオフセットを導入することが防止される。４つの段５６、５８、６
０、６２及び５７、５９、６１、６３の夫々の出力は、夫々の加算段７０、７２
において結合される。これらの段の出力は、夫々の量子化器Ｑ１及びＱ２に印加
され、量子化器Ｑ１及びＱ２では、出力３６、３７に必要とされる分解能を有す
るディジタル信号を与えるよう、アナログ信号がｎ×Ｆｓでオーバーサンプリン
グされる（Ｆｓはシンボルレート）。高いオーバーサンプリングレートを選択す
ることにより、平均が取られるサンプルの数が多いほど、ＡＤＣの有効分解能は
良くなる。
【００２７】 量子化器Ｑ１、Ｑ２の出力はまた、帰還され、ディジタル・アナログ変換器Ｄ
ＡＣ１、ＤＡＣ２でアナログ信号に変換され、加算段ＳＣ１、ＳＣ２において夫
々の入力端子５０、５１上の信号と結合される。帰還ループは、関心となる周波
数帯域では、量子化器Ｑ１、Ｑ２によって生成される量子化雑音の平均値が、平
均化処理を意味のあるものとするためにできる限り小さくされる。
ＡＣ１、ＤＡＣ２でアナログ信号に変換され、加算段ＳＣ１、ＳＣ２において夫
々の入力端子５０、５１上の信号と結合される。帰還ループは、関心となる周波
数帯域では、量子化器Ｑ１、Ｑ２によって生成される量子化雑音の平均値が、平
均化処理を意味のあるものとするためにできる限り小さくされる。
【００２８】 シグマ・デルタ変換器の出力７４、７５上のビットストリームは、第１の間引
き段３８、３９（図１）に印加され、第１の間引き段３８、３９では、サンプル
レートが減少され、シグマ・デルタ変換器によって生成され所望の信号対域幅の
外側にある最も高いレベルの雑音を減少させ、受信器の大部分のチャネル選択性
を与える。間引きされた信号は、デローテーションされ、ビットレートをＧＳＭ
信号に必要なビットレートへ減少させるために更に間引きする。
き段３８、３９（図１）に印加され、第１の間引き段３８、３９では、サンプル
レートが減少され、シグマ・デルタ変換器によって生成され所望の信号対域幅の
外側にある最も高いレベルの雑音を減少させ、受信器の大部分のチャネル選択性
を与える。間引きされた信号は、デローテーションされ、ビットレートをＧＳＭ
信号に必要なビットレートへ減少させるために更に間引きする。
【００２９】 図４は、量子化器Ｑ１又はＱ２のうちの１つを示す図である。量子化器の分解
能を所望の信号又は干渉波のサイズに依存して変化させることを可能とするため
、量子化器は制御器３６によって選択されうる複数の予め設定されたレベルを有
する。１ビットの分解能が所望であれば、量子化器は「０」で示される単一のレ
ベルを有する。改善された分解能を与えるために、他の線形に分布されたレベル
０．２５；０．５０；０．７５；１．０及び−０．２５；−０．５０；−０．７
５；−１．０が選択されうる。
能を所望の信号又は干渉波のサイズに依存して変化させることを可能とするため
、量子化器は制御器３６によって選択されうる複数の予め設定されたレベルを有
する。１ビットの分解能が所望であれば、量子化器は「０」で示される単一のレ
ベルを有する。改善された分解能を与えるために、他の線形に分布されたレベル
０．２５；０．５０；０．７５；１．０及び−０．２５；−０．５０；−０．７
５；−１．０が選択されうる。
【００３０】 分解能を変更する１つの方法は、０．２５及び−０．２５といった対応する相
補レベルを対とし、より高い分解能が必要とされればより多くの対を動的に選択
し、より低い分解能が必要とされればより少ない対を動的に選択することである
。図４中、対の夫々の選択は、多位置スイッチ８０の動作と共に夫々のスイッチ
Ｂ１乃至Ｅ１によって制御される。例えば２ビット分解能では、スイッチＢ１が
閉成され、スイッチ８０が位置Ｂにあるときは、３つのレベルの量子化０、０．
２５、−０．２５がある。２番目に高い分解能では、スイッチＢ１及びＣ１が閉
成され、スイッチ８０は位置Ｃにあり、これは最も高い分解能について全てのス
イッチＢ１乃至Ｅ１が閉成されるまで繰り返される。実際は、量子化器は、複数
のゲート及び比較器として実施される。従って、低い解像度が所望であるとき、
多くのゲート及び比較器が消勢され、電流が節約される。
補レベルを対とし、より高い分解能が必要とされればより多くの対を動的に選択
し、より低い分解能が必要とされればより少ない対を動的に選択することである
。図４中、対の夫々の選択は、多位置スイッチ８０の動作と共に夫々のスイッチ
Ｂ１乃至Ｅ１によって制御される。例えば２ビット分解能では、スイッチＢ１が
閉成され、スイッチ８０が位置Ｂにあるときは、３つのレベルの量子化０、０．
２５、−０．２５がある。２番目に高い分解能では、スイッチＢ１及びＣ１が閉
成され、スイッチ８０は位置Ｃにあり、これは最も高い分解能について全てのス
イッチＢ１乃至Ｅ１が閉成されるまで繰り返される。実際は、量子化器は、複数
のゲート及び比較器として実施される。従って、低い解像度が所望であるとき、
多くのゲート及び比較器が消勢され、電流が節約される。
【００３１】 任意に及び／又は追加的に、量子化器Ｑ１、Ｑ２のオーバーサンプリングレー
トが変更されうる。量子化器Ｑ１、Ｑ２の分解能及び／又はオーバーサンプリン
グを変更するとき、図１に示される受信器又は図３に示されるシグマ・デルタ変
換器において用いられる他の部分、例えばフィルタに対して付随した変更がなさ
れねばならないことがある。
トが変更されうる。量子化器Ｑ１、Ｑ２の分解能及び／又はオーバーサンプリン
グを変更するとき、図１に示される受信器又は図３に示されるシグマ・デルタ変
換器において用いられる他の部分、例えばフィルタに対して付随した変更がなさ
れねばならないことがある。
【００３２】 所望であれば、図１に示される受信器は、局部発振器の周波数を平衡ミクサ２
０、２１の第１の入力１８、１９上の信号の表記上の搬送周波数に等しいよう変
更することによってゼロＩＦで直角に関連付けられた段を動作させるよう適合さ
れうる。
０、２１の第１の入力１８、１９上の信号の表記上の搬送周波数に等しいよう変
更することによってゼロＩＦで直角に関連付けられた段を動作させるよう適合さ
れうる。
【００３３】 本発明の図示されていない実施例では、干渉測定段３０、３１（図１）は、シ
グマ・デルタ変換器の中に配置されうる。
グマ・デルタ変換器の中に配置されうる。
【００３４】 本願の明細書及び請求の範囲では、単数形で記載されている語は、その要素が
複数存在する場合を排除するものではない。更に、「含む」という用語は記載さ
れている以外の要素又は段階の存在を排除するものではない。
複数存在する場合を排除するものではない。更に、「含む」という用語は記載さ
れている以外の要素又は段階の存在を排除するものではない。
【００３５】 本願を読むことにより、当業者により他の変形が明らかとなろう。かかる変形
は、無線受信器及びその構成要素の設計、製造及び使用において既知であり本願
に記載される特徴の代わりに又はそれに加えて用いられうる他の特徴を含みうる
。
は、無線受信器及びその構成要素の設計、製造及び使用において既知であり本願
に記載される特徴の代わりに又はそれに加えて用いられうる他の特徴を含みうる
。
【００３６】 産業上の適用 無線受信器、特にセルラー式電話送受話器、及びそのための集積回路。
【図１】 低いＩＦで動作する直角受信器を示す概略的なブロック図である。
【図２】 ＡＤＣの動作の領域を示す周波数（ｆ）対振幅のゼロＩＦの例を示す図である
。
。
【図３】 交差結合された、連続時間４次低域通過シグマ・デルタＡＤＣを示すブロック
図である。
図である。
【図４】 動的に選択可能な量子化レベルを有する量子化器を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J064 AA04 BA03 BB04 BC06 BC07 BC12 BC15 BC16 BC26 BD02 5K052 AA01 BB01 DD04 EE12 5K061 AA02 AA10 CC11 CD03 JJ03
Claims (10)
- 【請求項１】 少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）と
、 少なくとも優勢な隣接チャネル干渉のレベルを決定する手段と、 ＡＤＣの分解能を上記優勢な干渉及び所望の信号を処理するために必要とされ
る分解能よりも大きくならないよう動的に調整する手段とを含む受信器。 - 【請求項２】 入力信号を中間信号へ周波数ダウンコンバートする手段と、 複数の動的に選択可能な量子化レベルを有するオーバーサンプリング量子化器
を含む少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含むディジタ
ルチャネル選択フィルタリング手段と、 オーバーサンプリングレートを変更するため及び／又は選択された量子化レベ
ルの数を入力信号の特性に一致させるために入力信号の特性に応答する手段とを
含む受信器。 - 【請求項３】 入力信号を中間信号へ周波数ダウンコンバートする手段と、 中間周波数信号が結合される第１の入力、第２の入力及び１つの出力を有する
信号結合器、上記信号結合器の出力に結合されるアナログフィルタリング手段、
上記アナログフィルタリング手段の出力に結合され複数の動的に選択可能な量子
化レベルを有するオーバーサンプリング量子化器、上記オーバーサンプリング量
子化器の出力に結合され出力信号を与えるディジタルフィルタリング手段、並び
に、上記オーバーサンプリング量子化器の出力に結合される入力とその第１の入
力及び第２の入力上の信号の差を出力として生成する上記信号結合器の第２の入
力に結合される出力とを有するディジタル・アナログ変換器を含む少なくとも１
つのアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含むディジタルチャネル選択フィ
ルタリング手段と、 オーバーサンプリングレートを変更するため及び／又は選択された量子化レベ
ルの数を入力信号の特性に一致させるために入力信号の特性に応答する手段とを
含む受信器。 - 【請求項４】 上記所望のチャネル信号及び少なくとも隣接するチャネル信
号の特性を測定するフィルタと、上記フィルタによる測定に応答してオーバーサ
ンプリングレート及び／又は量子化レベルの数を選択する手段とを有することを
特徴とする、請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の受信器。 - 【請求項５】 上記ＡＤＣはシグマ・デルタＡＤＣであることを特徴とする
、請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の受信器。 - 【請求項６】 少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器を有する受信
器の動作方法であって、 少なくとも優勢な隣接するチャネル干渉のレベルを決定し、上記ＡＤＣの分解
能を上記優勢な干渉及び所望の信号を処理するために必要とされる分解能よりも
大きくならないよう動的に調整する方法。 - 【請求項７】 上記ＡＤＣは複数の動的に選択可能な量子化レベルを有し、
上記分解能は上記選択されたレベルの数を上記優勢な干渉のダイナミックレンジ
に一致するよう変更することによって調整されることを特徴とする、請求項６記
載の方法。 - 【請求項８】 上記ＡＤＣはオーバーサンプリング量子化器を含み、上記サ
ンプリングレートは所望の分解能に合うよう変更されることを特徴とする、請求
項６記載の方法。 - 【請求項９】 複数の動的に選択可能な量子化レベルを有するオーバーサン
プリング量子化器を含む少なくとも１つのアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ
）と、 オーバーサンプリングレートを変更するため及び／又は選択された量子化レベ
ルを入力信号の特性に一致させるために上記ＡＤＣの入力信号の特性に応答する
手段とを含む集積回路。 - 【請求項１０】 上記ＡＤＣはシグマ・デルタＡＤＣであることを特徴とす
る、請求項９記載の集積回路。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GBGB9905997.4A GB9905997D0 (en) | 1999-03-16 | 1999-03-16 | Radio receiver |
| GB9905997.4 | 1999-03-16 | ||
| PCT/EP2000/001342 WO2000055977A1 (en) | 1999-03-16 | 2000-02-18 | Radio receiver |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002539708A true JP2002539708A (ja) | 2002-11-19 |
Family
ID=10849694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000605314A Pending JP2002539708A (ja) | 1999-03-16 | 2000-02-18 | 無線受信器 |
Country Status (8)
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|---|---|
| US (1) | US6515609B1 (ja) |
| EP (1) | EP1153483B1 (ja) |
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| KR (1) | KR100706700B1 (ja) |
| CN (1) | CN1201495C (ja) |
| DE (1) | DE60032116T2 (ja) |
| GB (1) | GB9905997D0 (ja) |
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| JP2008035027A (ja) * | 2006-07-27 | 2008-02-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デルタシグマ変調型ｄａ変換装置 |
| JP2008544706A (ja) * | 2005-06-23 | 2008-12-04 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 適応多重チャネルモデム |
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| KR100888344B1 (ko) * | 2001-12-31 | 2009-03-10 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 이동 통신 시스템에서 모국과 가상 기지국 연계 방법 |
| KR100806536B1 (ko) * | 2002-01-11 | 2008-02-25 | 에이저 시스템즈 (아일랜드) 리서치 리미티드 | 데이터 수신기들 및 전송기들에서의 타이밍 제어 |
| US7295812B2 (en) * | 2002-06-26 | 2007-11-13 | Nokia Corporation | Method and apparatus providing adaptable current consumption for mobile station based on macrocell/microcell determination |
| GB2394133A (en) * | 2002-10-17 | 2004-04-14 | Toumaz Technology Ltd | Radio receiver with reconfigurable filtering arrangement |
| US7098832B1 (en) * | 2003-05-13 | 2006-08-29 | Opris Ion E | Image processing method and analog front end circuit |
| KR20060096434A (ko) | 2003-10-21 | 2006-09-11 | 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 아날로그-투-디지털 변환, 아날로그 불요망 신호 억제시스템 및 방법, 튜너, 채널 디코더 및 이를 포함하는수신기 |
| DE102004021859A1 (de) * | 2004-05-04 | 2005-12-01 | Infineon Technologies Ag | Einrichtung und Verfahren zum Heruntermischen eines über Funk empfangenen Hochfrequenzsignals in das Basisband |
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2000
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