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Die
Erfindung betrifft eine Einrichtung und ein Verfahren zum Heruntermischen
eines über
Funk empfangenen Hochfrequenzsignals in das Basisband. Die Einrichtung
ist in einen Funkempfänger
integriert.
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Mobilfunkempfänger für Zeitmultiplex-Systeme,
wie beispielsweise GSM/EDGE oder IS-136, müssen vergleichsweise schmalbandige
Signale, welchen in Nachbarfrequenzen große Interferenzsignale überlagert sind,
mit möglichst
wenig Rauschen und möglichst
wenig anderen Störungen
verarbeiten.
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Die
Erfindung bezieht sich auf den Teil des Mobilfunkempfängers, mittels
welchem das Hochfrequenzsignal am Antenneneingang in ein digitales
abgetastetes Signal in Basisbandlage umgewandelt wird. Dieser Teil
des Mobilfunkempfängers
besteht u.a. aus Mischern zur Frequenzumsetzung, zwei Analog/Digital-Wandlern zur Abtastung
der Quadraturkomponenten des analogen Signals und digitalen Schaltungen
zur Weiterverarbeitung des digitalen Signals. Das derart verarbeitete
Signal wird anschließend
einem Entzerrer zugeführt.
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Für die Frequenzumsetzung
haben in den letzten Jahren homodyne Empfänger immer mehr an Bedeutung
gewonnen. Durch den Wegfall der Zwischenfrequenzstufe, durch welche
heterodyne Empfänger
charakterisiert sind, kann eine höhere Chip-Integration und damit
eine Kostenreduzierung erreicht werden. Ebenfalls aus Gründen der
Kostenreduzierung wird immer häufiger
anstelle der BiCMOS-Technologie die reine CMOS-Technologie angewendet.
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Nachteilig
an homodynen Empfängern
sind die nachfolgend aufgezählten
Störungen
des vom Analog/Digital-Wandler abzutastenden Signals:
- – Durch
die CMOS-Technologie wird dem Signal 1/f-Rauschen zugefügt.
- – Kopplungen
im Mischer sowie Nichtlinearitäten
zweiter Ordnung führen
zu einem großen
Gleichspannungsstörsignal
(DC-Offset).
- – Nichtlinearitäten zweiter
Ordnung führen
des Weiteren dazu, dass die Einhüllende
der Störsignale
in Nachbarkanälen
in das Basisband eingekoppelt wird. In nicht-synchronen Netzen führt dies
zu einer rampenförmigen
Störung
im Basisband. Für
die Empfindlichkeit des Empfängers
gegenüber
derartigen Störungen
ist im GSM-Standard ein eigener Test vorgesehen. Dieser so genannte „AM supression
test" ist in „GSM recommendations
05.05 Version 8.5.0",
ETSI, Juli 2000 beschrieben.
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Sofern
das Funksignal direkt in das Basisband gemischt wird und dort abgetastet
wird, liegen die Störsignal
um 0 Hz und damit mitten im Nutzsignal. Ein derartiges Heruntermischen
des Funksignals ohne Zwischenstufe wird in der englischsprachigen
Fachliteratur als „zero
IF (intermediate frequency) sampling" bezeichnet. Alternativ dazu wird beim
so genannten „low
IF sampling" das
Signal zunächst
auf eine kleine Zwischenfrequenz heruntergemischt und abgetastet,
bevor es in das Basisband gemischt wird. In diesem Fall liegen die
Störer
auf der negativen Zwischenfrequenz. In Abhängigkeit von der Wahl der „low IF"-Frequenz liegen die
DC-nahen Störer
dadurch entweder gar nicht mehr im Nutzspektrum oder nur am Rand
des Nutzspektrums.
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Der
wesentliche Nachteil einer „low
IF"-Architektur
ist die Entstehung von Spiegelspektren, welche durch Verstärkungs- und Phasenfehler
der Quadraturkomponenten entstehen. Bei einer zu hohen Zwischenfrequenz,
beispielweise von über
110 kHz, können
Spektren von nicht direkt benachbarten Störern, deren Pegel gemäß dem GSM-Standard
mehr als 41 dB über
dem Nutzsignal liegen können,
in das Nutzspektrum spiegeln. Als Kompromiss wird in der Regel eine
Zwischenfrequenz von etwa 100 kHz gewählt. Meistens wird dabei die
Zwischenfrequenz nicht von vornherein festgelegt, sondern so ausgelegt,
dass sie in 1 oder 2 kHz-Schritten eingestellt werden kann.
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Eine
Zwischenfrequenz, wie sie vorstehend beschrieben wurde, steht allerdings
häufig
in keinem einfachen Verhältnis
zur Symbolrate, welche im GSM-Standard 13MHz/48 beträgt. Da die
Abtastrate ein Vielfaches der Symbolrate ist, steht die Zwischenfrequenz
somit auch in keinem einfachen Verhältnis zur Abtastrate. Die digitale
Umsetzung in das Basisband ist daher in der Regel aufwendig. Hinzu
kommt, dass die CMOS-Technologie,
mittels welcher der HF-Chip hergestellt wird, für aufwendige digitale Schaltungen
nicht geeignet ist. Deswegen müssen
die Abtastung und die digitale Verarbeitung auf dem Basisband-Chip
durchgeführt
werden. Dies ist jedoch insofern nachteilig, als die digitale Verarbeitung
stark von der HF-Architektur abhängt
und der Basisband-Chip daher Varianten für alle denkbaren HF-Architekturen
bereitstellen muss.
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In
derzeit üblichen
Mobilfunkempfängern
wird das über
Funk empfangene Hochfrequenzsignal gemäß der „zero IF"-Vorgehensweise direkt auf das Basisband
gemischt und dort abgetastet. In 1 ist ein
Blockschaltbild einer typischen Signalverarbeitung im Basisband
eines Mobilfunkempfängers
dargestellt. Ein von einem in 1 nicht
dargestellten HF-Mischer bereitgestelltes analoges Basisbandsignal
wird einer Hardware-Schaltung 1 zugeführt und
dort mittels eines Analog/Digitalwandlers 2 in ein digitales
Basisbandsignal umgewandelt. Dazu wird häufig ein Analog/Digital-Wandler
mit einer hohen Abtastfrequenz von beispielsweise 13 MHz oder 26
MHz eingesetzt. Im Vergleich zur Symbolrate im GSM-Standard entspricht
dies einer Überabtastung
mit einem Faktor von 48 bzw. 96.
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Die
Abtastwerte des überabgetasteten
Basisbandsignals werden mittels einer Multiraten-Dezimationsfilterkette 3 dezimiert.
Anschließend
durchläuft
das Basisbandsignal ein Tiefpassfilter 4.
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In
einem Digitalsignalprozessor 5 erfolgt die weitere Verarbeitung
des Basisbandsignals, wie z.B. DC-Kompensation, Kanalschätzung, Kanalentzerrung
und Kanaldekodierung.
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Die
in 1 gezeigte Implementierung ermöglicht einen minimalen Aufwand
für die
Realisierung der digitalen Schaltung. Jedoch ist diese Schaltung
nicht robust gegenüber
Störungen
wie 1/f-Rauschen, DC-Offset und Nichtlinearitäten zweiter Ordnung.
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In 2 ist
das Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Basisbandempfang
in Form einer „low
IF"-Architektur
gezeigt, wie sie in „A
GSM/GPRS Mixed-Signal Baseband IC", D. Redmond, ISSCC 2002 vorgeschlagen
wurde.
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Ein
von einem in 2 nicht dargestellten HF-Mischer
in „low
IF"-Frequenzlage
umgesetztes analoges Zwischenfrequenzsignal wird zunächst einem
Analog/Digital-Wandler 6 zugeführt und von diesem in ein digitales
Zwischenfrequenzsignal umgewandelt.
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Das
mit einem hohen Überabtastungsfaktor
abgetastete digitale Zwischenfrequenzsignal wird in einer Multiraten-Dezimationsfilterkette 7 auf
einen Überabtastungsfaktor
von 2 dezimiert. Dazu weist die Multiraten-Dezimationsfilterkette 7 hintereinander
geschaltete Tiefpassfilter 8 und 9 sowie ein Hochpassfilter 10 auf. Die
Tiefpassfilter 8 und 9 sind Tiefpassfilter 6.
bzw. 51. Ordnung und reduzieren darüber hinaus die Abtastwerte
ihrer digitalen Eingangssignale um einen Faktor von 12 bzw. 4. Das
Hochpassfilter 10 ist ein Hochpassfilter 31. Ordnung.
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Das
von der Multiraten-Dezimationsfilterkette 7 ausgegebene
Zwischenfrequenzsignal wird einem digitalen Mischer 11 zugeführt, welcher
das sich noch in der „low
IF"-Frequenzlage
befindende Zwischenfrequenzsignal in das Basisband umsetzt. Ein
dem Mischer 11 nachgeschaltetes Tiefpassfilter 12,
das ein Tiefpassfilter 15. Ordnung ist, filtert aus dem
Basisbandsignal die Spektren der direkt benachbarten Nachbarkanalstörsignale
heraus. In einem Digitalsignalprozessor 13 erfolgt die
weitere Verarbeitung des Basisbandsignals.
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Da
bei der vorstehend beschriebenen „low-IF"-Architektur das digitale Zwischenfrequenzsignal
mit einem hohen Überabtastungsfaktor
in die Multiraten-Dezimationsfilterkette 7 eingespeist
wird und erst am Ausgang der Multiraten-Dezimationsfilterkette 7 ein Überabtastungsfaktor
von 2 erreicht wird, sind für
die Multiraten-Dezimationsfilterkette 7 steilflankige,
linearphasige und somit aufwendige Filter bei hohen Abtastraten
notwendig, um Alias-Effekte zu vermeiden.
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Ein
weitere Möglichkeit,
um ein über
Funk empfangenes Hochfrequenzsignal in ein Basisbandsignal umzuwandeln,
besteht darin, das in eine „low
IF"-Frequenzlage
umgesetzte Zwischenfrequenzsignal bei hoher Abtastrate in das Basisband
herunterzumischen. Dies reduziert zwar den Implementierungsaufwand
des Filters, dafür
ist aber der Aufwand zur Realisierung des digitalen Mischers sehr
hoch. Erfolgt das Heruntermischen beispielsweise bei 4-facher Überabtastung,
so verdoppelt sich der Aufwand zur Realisierung des Mischers.
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Aufgabe
der Erfindung ist, eine Einrichtung zum Heruntermischen eines über Funk
empfangenen Hochfrequenzsignals in das Basisband zu schaffen, welche
sich aufwandsgünstig
realisieren lässt
und welche dennoch ein Basisbandsignal liefert, das weitgehend frei
von Störungen
ist. Ferner soll ein Verfahren angegeben werden, das dem gleichen
Zweck wie die gesuchte Einrichtung dient und die genannten Vorteile
aufweist.
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Die
der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die
Merkmale der unabhängigen Patentansprüche 1 und
9 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind
in den Unteransprüchen
angegeben.
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Die
erfindungsgemäße Einrichtung
dient zum Heruntermischen eines über
Funk empfangenen Hochfrequenzsignals in das Basisband. Die erfindungsgemäße Einrichtung
ist vorzugsweise in das Mobilfunkgerät integriert, von welchem das
Hochfrequenzsignal empfangen wird.
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Ein
wesentlicher Gedanke der Erfindung ist, dass das Heruntermischen
eines Zwischenfrequenzsignals in einer „low IF"-Frequenzlage
in das Basisband in zwei Stufen bei unterschiedlichen Abtastfrequenzen erfolgt.
Zu diesem Zweck umfasst die erfindungsgemäße Einrichtung eine erste,
eine zweite und eine dritte Mischerstufe sowie eine Analog/Digital-Wandlerstufe.
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Die
erste Mischerstufe mischt das Hochfrequenzsignal mittels einer ersten
Mischfrequenz in ein erstes analoges Zwischenfrequenzsignal herunter.
Das erste analoge Zwischenfrequenzsignal befindet sich vorzugsweise
in einer „low
IF"-Frequenzlage. Aus
dem ersten analogen Zwischenfrequenzsignal wird von der Analog/Digital-Wandlerstufe
durch Abtasten ein erstes digitales Zwischenfrequenzsignal erzeugt.
Die zweite Mischerstufe mischt das erste digitale Zwischenfrequenzsignal
mittels einer zweiten Mischfrequenz in ein zweites digitales Zwischenfrequenzsignal
herunter. Die dritte Mischerstufe erzeugt schließlich ein digitales Basisbandsignal
durch Heruntermischen des zweiten digitalen Zwischenfrequenzsignals
mit einer dritten Mischfrequenz. Ferner tastet die zweite Mischerstufe
das erste digitale Zwischenfrequenzsignal mit einer höheren Abtastfrequenz
ab als die dritte Mischerstufe das zweite digitale Zwischenfrequenzsignal.
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Durch
die Zerlegung der digitalen Frequenzumsetzung in zwei Stufen kann
insgesamt eine sehr aufwandsarme Implementierung der erfindungsgemäßen Einrichtung
erfolgen. Dadurch wird es möglich,
die erfindungsgemäße Einrichtung
auf dem HF-Chip zu integrieren. Der Basisband-Chip erhält ein mit
der einfachen oder zweifachen GSM-Symbolrate abgetastetes Signal über eine
digitale Standard-Schnittstelle. Als Folge davon muss der Basisband-Chip
nicht mehr wie bisher sämtliche
denkbaren HF-Architekturen
unterstützen.
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Die
Erfindung weist gegenüber
einer herkömmlichen „zero IF"-Vorgehensweise den Vorteil auf, dass bei
der Erfindung die Anforderungen an das 1/f-Rauschen, die DC-Offset-
und die AM-Unterdrückung geringer sind.
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Im
Vergleich zu einer herkömmlichen
Architektur, bei welcher ein in „low IF"-Frequenzlage umgesetztes Zwischenfrequenzsignal
bei einer hohen Abtastrate in das Basisband heruntergemischt wird,
reduziert sich bei der Erfindung der Aufwand für den digitalen Mischer um
50 %.
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Vorzugsweise
ist der zweiten Mischerstufe eine erste Dezimationsstufe vorgeschaltet.
Die erste Dezimationsstufe reduziert die Abtastwerte des ersten
digitalen Zwischenfrequenzsignals. Dies ist insofern vorteilhaft,
als dadurch die zweite Mischerstufe eine geringere Abtastfrequenz
aufweisen muss und somit wesentlich einfacher ausgeführt sein
kann.
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Des
Weiteren ist es vorteilhaft, wenn vor die dritte Mischerstufe eine
zweite Dezimationsstufe geschaltet ist, welche die Abtastwerte des
zweiten digitalen Zwischenfrequenzsignals dezimiert. Diese Maßnahme führt dazu,
dass sich die dritte Mischerstufe aufgrund ihrer nur geringen Abtastrate
selbst für
ungünstige
Mischfrequenzen relativ kostengünstig
realisieren lässt.
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Die
ersten und zweiten Dezimationsstufen können durch Filter realisiert
werden, die eine geringere Ordnung als die Dezima tionsfilter aufweisen,
die zur Realisierung einer „low
IF"-Architektur, wie
sie in 2 gezeigt ist, benötigt werden.
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Ein
vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Einrichtung sieht vor,
dass die Mischfrequenz, welche in der zweiten Mischerstufe zum Heruntermischen
des ersten digitalen Zwischenfrequenzsignals benötigt wird, vorgegeben und fest
ist. Dies bedeutet, dass die Mischfrequenz der dritten Mischerstufe
anhand der gewählten „low IF"-Frequenz eingestellt
werden muss. Durch eine geschickte Wahl der festen Mischfrequenz
der zweiten Mischerstufe kann diese Mischerstufe sehr einfach realisiert
werden.
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Gemäß einer
besonders bevorzugten Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Einrichtung
erfüllt
die Mischfrequenz der zweiten Mischerstufe, mittels welcher das
erste digitale Zwischenfrequenzsignal heruntergemischt wird, im
Wesentlichen folgende Gleichung:
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In
Gleichung (1) stehen f1 für die Mischfrequenz
der zweiten Mischerstufe, fN/M für die Abtastfrequenz, mit
welcher die zweiten Mischerstufe das erste digitale Zwischenfrequenzsignal
abtastet, und L für
eine ganze Zahl. Die ganze Zahl L ist insbesondere kleiner oder
gleich 12.
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Aufgrund
der durch Gleichung (1) beschriebenen Bedingung ist es möglich, die
zweite Mischerstufe dadurch zu realisieren, dass eine bestimmte
Anzahl von Sinus- und Kosinuswerte vorab berechnet werden, diese
Werte in einem Speicher abgelegt werden, und dass anhand dieser
werte die Mischung des ersten digitale Zwischenfrequenzsignals mit
der Mischfrequenz f1 durchgeführt sind.
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Eine
weitere besonders bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch
gekennzeichnet, dass zwischen der Frequenzlage FlowIF des
ersten digitalen Zwischenfrequenzsignals und der Mischfrequenz f1 der zweiten Mischerstufe folgender Zusammenhang
besteht: |flowIF – f1| ≤ f0, f0 << 200 kHz (2)
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Dies
bedeutet, dass das zweite digitale Zwischenfrequenzsignal sehr nahe
bei der „zero
IF"-Frequenz liegt.
In der dritten Mischerstufe muss dann nur noch der bekannte Frequenzfehler
des zweiten digitalen Zwischenfrequenzsignals korrigiert werden.
Ferner ist die niedrige Frequenzlage des zweiten digitalen Zwischenfrequenzsignals
vorteilhaft im Sinne einer aufwandsgünstigen Realisierung der zweiten
Dezimationsstufe.
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Das
erste digitale Zwischenfrequenzsignal ist vorteilhafterweise ein „low IF"-Zwischenfrequenzsignal. Daher
sollte seine Frequenzlage nicht größer als 110 kHz sein.
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Eine
weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht eine besonders
einfache Ausgestaltung der zweiten Mischerstufe vor. So kann die
zweite Mischerstufe mittels Einheiten, die zur Durchführung von
Additionen und Bitschiebe-Operationen
ausgelegt sind, realisiert werden.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
dient wie die erfindungsgemäße Einrichtung
zum Heruntermischen eines über
Funk empfangenen Hochfrequenzsignals in das Basisband. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren
werden folgende Verfahrensschritte durchgeführt:
- (a)
Heruntermischen des Hochfrequenzsignals in ein erstes analoges Zwischenfrequenzsignal,
welches sich insbesondere in einer „low IF"-Frequenzlage befindet;
- (b) Abtasten des ersten analogen Zwischenfrequenzsignals zur
Erzeugung eines ersten digitalen Zwischenfrequenzsignals;
- (c) Heruntermischen des ersten digitalen Zwischenfrequenzsignals
in ein zweites digitales Zwischenfrequenzsignal; und
- (d) Heruntermischen des zweiten digitalen Zwischenfrequenzsignals
in ein digitales Basisbandsignal, wobei das Heruntermischen im Verfahrensschritt
(c) mit einer höheren
Abtastfrequenz als das Heruntermischen im Verfahrensschritt (d)
durchgeführt
wird.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
weist gegenüber
herkömmlichen,
dem gleichen Zweck dienenden Verfahren dieselben Vorteile auf wie
die erfindungsgemäße Einrichtung.
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Die
Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme
auf die Zeichnungen näher erläutert. In
diesen zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Basisbandempfang in
Form einer „zero IF"-Architektur gemäß dem Stand
der Technik;
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2 ein
Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Basisbandempfang in
Form einer „low IF"-Architektur gemäß dem Stand
der Technik;
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3 ein
Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Heruntermischen eines über Funk
empfangenen Hochfrequenzsignals in das Basisband als Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Einrichtung;
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4 eine
schematische Darstellung der Lagen der Nutz- und Störspektren vor dem Heruntermischen mit
der Frequenz f1; und
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5 eine
schematische Darstellung der Lagen der Nutz- und Störspektren nach dem Heruntermischen
mit der Frequenz f1.
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In 3 ist
als Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Einrichtung
das Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Heruntermischen
eines über
Funk empfangenen Hochfrequenzsignals in das Basisband dargestellt.
Die Funkübertragung
basiert vorliegend auf dem GSM-Standard.
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Die
in 3 gezeigte Schaltungsanordnung weist eine „low IF"-Architektur auf,
d.h. ein über
Funk empfangenes Hochfrequenzsignal wird von einem analogen Mischer 14 in
ein in einer „low
IF"-Frequenzlage flowIF befindliches analoges Zwischenfrequenzsignal
umgesetzt. Die „low
IF"-Frequenz ist
insbesondere einstellbar.
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Anschließend wird
das analoge Zwischenfrequenzsignal mittels eines Analog/Digital-Wandlers 15 in ein
digitales Zwischenfrequenzsignal x umgewandelt. Der Analog/Digital-Wandler
15 tastet das analoge Zwischenfrequenzsignal dazu mit einer Abtastfrequenz
fN ab, welche um einen Faktor N größer ist
als die Symbolrate fGsM im GSM-Standard. Folglich gilt: fN = N·fGSM (3)
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Das
N-fach überabgetastete
Zwischenfrequenzsignal x wird mittels einer Dezimationsstufe 16 um
einen Faktor M dezimiert. Die Dezimationsstufe 16 gibt
demnach an ihrem Ausgang ein Zwischenfrequenzsignal x1 aus,
welches in N/M-fach überabgetasteter
Form vorliegt. Eine bevorzugte Wahl für den Dezimationsfaktor M ist
beispielsweise 4.
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Aufgrund
des hohen Überabtastungsfaktors
des Zwischenfrequenzsignals x, mit welchem die Dezimationsstufe 16 gespeist
wird, ist die Dezimationsstufe 16 mittels Filtern geringer
Ordnung zu realisieren.
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Der
Dezimationsstufe 16 ist ein digitaler Mischer 17 nachgeschaltet.
Der digitale Mischer 17 tastet das Zwischenfre quenzsignal
x1 mit einer Abtastfrequenz fN/M ab.
Für die
Abtastfrequenz fN/M gilt folgende Bestimmungsgleichung: fN/M =
N/M·fGSM (4)
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Der
digitale Mischer
17 mischt das seinen Eingang speisende
Zwischenfrequenzsignal x
1 mit einer festen
Mischfrequenz f
1 und erzeugt dadurch ein
Zwischenfrequenzsignal x
2. Die Mischfrequenz
f
1 ist so zu wählen, dass die beiden nachfolgenden
Bedingungen erfüllt
sind:
|flowIF – f1| ≤ f0, f0 << 200 kHz (6) -
Das
Heruntermischen des Zwischenfrequenzsignals x
1 mit
der Mischfrequenz f
1 in das Zwischenfrequenzsignal
x
2 lässt
sich durch eine Rotation um den Winkel Φ
1 =
2π·f
1/f
N/M beschreiben:
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In
Gleichung (7) gibt K die Anzahl der Datensymbole in einem GSM-TDMA-Zeitschlitz
an.
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Für die Realisierung
des von Gleichung (7) beschriebenen Zusammenhangs sind im Allgemeinen
k verschiedene Sinus- und Kosinus-Werte sowie Multiplikationen dieser
werte mit dem Eingangssignal erforderlich. Durch die Bedingung gemäß Gleichung
(5) wird die Anzahl der Sinus- und Kosinus-Werte jedoch auf weniger
als 2L verschiedene Werte reduziert. Für L = 10 werden beispielsweise
nur folgende Werte benötigt: sin(kΦ1) ∊ {–0,9511; –0,5878;
0; 0,5878; 0,9511} (8) cos(kΦ1) ∊ {–1; –0,8090; –0,3090;
0,3090; 0,8090; 1} (9)
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Diese
Werte können
mit hinreichender Genauigkeit durch Zahlen angenähert werden, bei denen die Multiplikationen
durch Additionen und Bitschiebe-Operationen ersetzt werden können. Daher
kann der digitale Mischer 17 durch einen sehr einfachen
Mischer mit einer festen Mischfrequenz f1 realisiert
werden.
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Die
in Gleichung (6) genannte Bedingung gewährleistet, dass das mittels
der Mischfrequenz f1 heruntergemischte Zwischenfrequenzsignal
x2 sehr nahe bei 0 Hz liegt. Aufgrund dessen
ergibt sich eine entspannte Forderung an den Frequenzgang der dem
digitalen Mischer 17 nachgeschalteten Dezimationsstufe 18.
Die Dezimationsstufe 18 dezimiert das Zwischenfrequenzsignal
x2 und erzeugt dadurch ein Zwischenfrequenzsignal
x3, welches einen Überabtastungsfaktor von 2 aufweist.
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Das
Zwischenfrequenzsignal x3 wird einem digitalen
Mischer 19 zugeführt,
welcher das Zwischenfrequenzsignal x3 mittels
einer Mischfrequenz f2 in die Basisbandlage
heruntermischt. Folglich gilt für
die Mischfrequenz f2 folgende Bestimmungsgleichung: f2 =
FlowIF – f1 (10)
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Am
Ausgang des digitalen Mischers
19 wird ein Basisbandsignal
x
4 ausgegeben:
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Um
das Zwischenfrequenzsignal x
3 in die richtige
Frequenzlage zu mischen, wird ein Verfahren herangezogen, welches
in der deutschen Offenlegungsschrift
DE 199 48 899 A1 beschrieben ist und dort
zur Korrektur von Frequenzfehlern vorgeschlagen wurde. Die genannte
Offenlegungsschrift wird hiermit in den Offenbarungsgehalt der vorliegenden
Patentanmeldung aufgenommen. Bei dem genannten Verfahren handelt
es sich um einen iterativen Algorithmus. Jede Rotation um den Winkel Φ wird durch
R Mikro-Rotationen mit einem vordefinierten Winkel α
k angenähert:
αk =
arctan(2-k), k = 0, 1, 2, ..., R – 1 (13) Φ ≈ σ0·α0 + σ1·α1 +
... + σR-1· αR-1, σk = ±1 (14) -
Das
Vorzeichen σk kontrolliert die Richtung der k-ten Mikro-Rotation und wird
durch den Winkel Φ und den
gedrehten Winkel bei den k – 1
vorhergehenden Mikro-Rotationen bestimmt. Jede Mikro-Rotation kann durch
einfache Shift-Add-Operationen realisiert werden, wobei xI die I- und xQ die
Q-Komponenten bezeichnen: xkI = xI-1I – σk.2-k·xk-iQ (15) xkQ = σk.2-k·xk-1I +
xk-iQ (16)
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Die
Genauigkeit der Winkelapproximation ist durch die Anzahl der Iterationen
bestimmt.
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Das
derart erzeugte Basisbandsignal x4 wird
einem dem digitalen Mischer 19 nachgeschaltetem Kanalfilter 20 zugeführt. Anschließend führt ein
Digitalsignalprozessor 21 die weitere Verarbeitung durch.
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In 3 ist
die Aufspaltung der komplexen Signale in die Quadraturkomponenten
I und Q aus Gründen
der Übersichtlichkeit
nicht dargestellt. Eine solche Aufspaltung in zwei Signalpfade kann
aber vorgesehen sein.
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Im
Folgenden werden beispielhafte Werte für die Misch- und Abtastfrequenzen
angegeben:
„low
IF"-Frequenz flowIF
= 100 kHz
Abtastfrequenz des digitalen Mischers 17:
4·fGSM
Abtastfrequenz des digitalen Mischers 19:
2·fGSM
Mischfrequenz f1 =
4·fGSM/10
Mischfrequenz
f2 = –8,333
kHz
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Aufgrund
der vorstehend aufgeführten
Werte kann das von dem digitalen Mischer 17 durchzuführende Heruntermischen
des Zwischensignals x1 anhand der Werte
cos(0), cos(π/5),
cos(2π/5),
sin(π/5)
und sin(2π/5) durchgeführt werden.
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In
den 4 und 5 sind schematisch die Lagen
der Nutz- und Störspektren
vor und nach dem Heruntermischen mit der festen Mischfrequenz f1 dargestellt. Das Spektrum des Nutzsignals
ist jeweils mit dem Bezugszeichen 22 versehen, während die
Spektren der Störsignale
das Bezugszeichen 23 tragen. Der Frequenzgang des Dezimationsfilters
ist mit dem Bezugszeichen 24 gekennzeichnet.
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In 4 sind
die Spektren der auf die Zwischenfrequenz flowIF umgesetzten
Zwischenfrequenzsignale nach einer M-fachen Dezimation gezeigt.
Wollte man das Zwischenfrequenzsignal ohne Alias-Effekte auf eine Abtastfrequenz
von 2fGSM dezimieren, wäre dazu ein Filter mit einem
sehr steilen Übergangsbereich
notwendig. Aus diesem Grund wird das in 4 gezeigte
Zwischenfrequenzsignal erfindungsgemäß zunächst mit der Mischfrequenz
f1 heruntergemischt und liegt dann beinahe
in der „zero
IF"-Frequenzlane,
wie dies in 5 dargestellt ist. Der geringe
Frequenzversatz f2 zu 0 Hz kann bei einer
kleinen Abtastfrequenz korrigiert werden. Durch diese Maßnahme entspannt
sich die Forderung an den Frequenzgang des nachfolgenden Filters.
Folglich kann in der Dezimationsstufe 18 ein Filter geringer
Ordnung dazu verwendet werden, dass Zwischenfrequenzsignal x2 ohne Alias-Effekte auf eine Abtastfrequenz
von 2fGSM zu dezimieren.
