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ERFINDUNGSGEBIET
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Analog-/Digital-Umsetzung
und insbesondere auf die Analog-/Digital-Umsetzung in Funkempfängern.
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ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
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Analog-/Digital-Umsetzer
(ADCs) sind oft in Signalempfangsanwendungen wie Funkempfängern zu
finden. In einem Funkempfänger
wird ein analoges HF-Signal (Funkfrequenzsignal) hinsichtlich seiner
Frequenz von einem Mischer abwärts
gemischt. Der Mischer verwendet ein lokales Oszillator-(LO) Signal
von einer lokalen Oszillator-Quelle zum Umsetzen des empfangenen
Signals in einen Frequenzbereich, der zur Abtastung durch einen
Analog-/Digital-Umsetzer geeignet ist. Ein weiterer Oszillator steuert
die Abtastrate des Analog-/Digital-Umsetzers. Zwischen dem Mischer
und dem Analog-/Digital-Umsetzer wird ein Filter benötigt, um
Störsignale, die
durch die Misch- und Abtastprozesse verursacht werden, auf ein Minimum
zu reduzieren.
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Das
Filter wird manchmal mit „Anti-Aliasing"-Filter" bezeichnet, weil
es die spektralen Komponenten unterdrückt, die außerhalb des Nyquist Bandes
liegen. In anderen Worten, es verhindert, dass Außerbandfrequenz-Komponenten,
die durch das Mischen und Abtasten verursacht werden (das heißt, die
Aliasing-Signale) den Ausgang des Analog-(Digital-Umsetzers verunreinigen.
In Abwesenheit eines solches Filters wird Teil des Frequenzspektrums
außerhalb
des gewünschten
Frequenzbandes als Alias in das gewünschte Frequenzband aufgenommen
und erzeugt unerwünschte
Störsignale. Dieser
Aliasing-Effekt kann selbst bei Einsatz eines solchen Filters auftreten,
wenn das Filter nicht mit ausreichender Genauigkeit konstruiert
oder hergestellt wurde.
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Ein
Beispiel dieses Aliasing-Effekts soll im Folgenden unter Bezugnahme
auf die Frequenzspektren von 1A bis 1G beschrieben
werden. 1A veranschaulicht den Ort des
gewünschten
empfangenen Signal-Frequenzbandes, Aoo, und dessen negatives Gegenstück aoo. 1B zeigt
das Frequenzspektrum für
das lokale Oszillatorsignal (LO), das vom Mischer zum Frequenz Abwärtsmischen
des empfangenen HF-Signals in das Zwischenfrequenzband (IF), das
Basisband oder ein anderes, für
Analog-/Digital-Umsetzung geeignetes Frequenzband benutzt wird.
Das lokale Oszillator-Signal
weist eine Grundfrequenz bei ± L,
eine zweite Oberfrequenz bei ± 2L,
eine dritte Oberfrequenz bei ± 3L,
eine vierte Oberfrequenz bei ± 4L,
eine fünfte Oberfrequenz
bei ± 5L
und so weiter auf. Die ungeraden Oberfrequenzen sind typisch problematisch,
weil die geraden Oberfrequenzen größenmäßig allgemein sehr klein sind.
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1C veranschaulicht
das Ergebnis des Mischen der Grundfrequenz L der lokalen Oszillatorfrequenz
(in 1B dargestellt) und des Empfangsbandes des gewünschten
Signals von 1A. Das gewünschte Signal und sein negatives
Bild wurden in niedrigere Frequenzbänder A0, a0 und in höhere Frequenzbänder A1,
a1 (die außerhalb
des interessierenden Frequenzbandes liegen) mit Oberfrequenzen von
FLO (± L)
erster Ordnung verschoben. 1D veranschaulicht
das Ergebnis des Mischen der Oberfrequenzen dritter Ordnung des
lokalen Oszillatorsignals (± 3L)
und des Empfangsbandes, was die Spektrumsfrequenzen B0, b0 und A2,
a2 ergibt. Desgleichen zeigt 1E des
Ergebnis des Mischen der Oberfrequenzen fünfter Ordnung des lokalen Oszillatorsignals
(± 5L)
und des Empfangsbandes, was die Spektrumsfrequenzen B1, b1 ergibt.
Wiederum sind nur die Oberfrequenzen ungerader Ordnung des lokalen
Oszillators von Interesse.
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1F zeigt
das spektrale Ergebnis des Mischerausgangs, wenn die Grundfrequenz
und die ungeraden Oberfrequenzen des lokalen Oszillators mit dem
gewünschten
Signal im Empfangsband gemischt werden. Eine Filtereigenschaft,
dargestellt in Forum eines Dicklinien-Trapezoids, kann die punktiert
dargestellten unerwünschten
spektralen Komponenten entfernen, so dass nur das gewünschte Signal
bei a0, A0 zusammen mit denjenigen unerwünschten spektralen Komponenten,
die nicht gefiltert wurden, das heißt b0, B0, übrig bleiben. Leider verursachen
diese Inband Oberfrequenzen dritter oder höherer Ordnung unerwünschtes
Aliasing bei der analogen-zu-digitalen Umsetzung.
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1G zeigt
eine abgetastete Mischerausgabe eines Analog-/Digital-Umsetzers,
wenn ein nicht-optimales
Filter, wie das in 1F dargestellte Filter, zum
Filtern des Mischerausgangs verwendet wird. Die unerwünschten
Alias-Signale sind als „punktierte" Spektren dargestellt,
und die gewünschten
Signale sind als „schraffierte" Spektren dargestellt.
Die Abtastfrequenz des Analog-/Digital-Umsetzers und seine Oberfrequenzen
sind als dicke schwarze vertikale Linien, zentriert für jede spektrale Kopie,
dargestellt und als FADC angegeben. Das
Aliasing Problem ist besonders störend, wenn die Abtastrate des
Analog-/Digital-Umsetzers
relativ hoch oder höher
als die lokale Oszillatorfrequenz ist. Obwohl die Abtastrate dem
Nyquist Abtast-Lehrsatz entspricht und mehr als das Doppelte der
höchsten
Frequenz des Empfangsbandes für
das gewünschte
Signal a0, A0 ist, ist die Abtastfrequenz nicht mehr als das Doppelte
der höchsten
Frequenz der Mischerprodukte b0, B0. Demzufolge werden diese abgetasteten
Signale b0, B0 der dritten Oberfrequenz als Alias in den Frequenzbereich
dieser gewünschten
Signale aufgenommen. Da sie im gewünschten Frequenzband liegen,
können
die Alias-Signale nicht ohne weiteres durch ein Filter (zum Beispiel
ein digitales Filter) entfernt werden.
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Somit
ist klar, dass das Filter am Mischerausgang eine wichtige Funktion
im Empfänger
hat. Diese Filter (wenn man annimmt, dass sie die benötigte Filterfunktion
durchführen
können)
haben jedoch ihre Nachteile. Erstens müssen sie sehr genau konstruiert
und gefertigt werden, um den Aliasing-Effekt zu beseitigen. Hierzu
ist gewöhnlich
notwendig, dass dieses Filter ein Filter hoher Ordnung ist, um ein scharfes
Cut-Off und eine geringe Brummspannung im Durchlassbereich zu erzielen,
so dass alle Signale außer
a0, A0 in 1F entfernt werden können. Zweitens
sind diese Filter typisch teuer und weisen selbst dann bestimmte
Schwankungen und Verluste im Durchlassbereich auf, die ausgeglichen
werden müssen.
Drittens muss das Filter sowohl auf die Quellen- als auch die Lastimpedanz
abgestimmt werden, um korrekt zu funktionieren. Die „Quellen" Impedanz des Mischen
ist typisch niederohmig, und die Impedanz des Analog-/Digital-„Last” Umsetzers
ist typisch hochohmig und leicht kapazitiv. Da Hochleistungs-Analog-/Digital-Umsetzer
normalerweise mit zunehmenden Spannungsschwankungen auf ihrem Eingang
unter abnehmender Linearität
leiden, sollte die Lastimpedanz so niedrig wie möglich gehalten werden. Impedanzabstimmung
ist schwierig aufgrund der nicht linearen Eingangsimpedanz, des Analog-/Digital-Umsetzers, was bedeutet,
dass kein fester Impedanzwert zur Verfügung steht, der als Bezugswert
benutzt werden könnte,
wenn die Höhe
der Filterimpedanz berechnet wird. Diese nicht lineare Impedanz
ergibt ein Anti-Aliasing Filter, dessen Transfer-Funktion abhängig ist
von der Amplitude und Frequenz des Eingangssignals. Demzufolge stimmen
die Bandbreite des Filters, die Einfügedämpfung und die Brummspannung
nicht mit den Spezifikationen für
eine Impedanz mit fester Last überein.
Somit gibt es mehrere Gründe,
warum es nicht wünschenswert
ist, ein Filter oder einen Impedanztransformator zwischen dem Mischer
und dem Analog-/Digital-Umsetzer einzusetzen. Und es ist immer noch
erforderlich, Störsignale
im Durchlassbereich zu vermeiden, die durch Aliasing erzeugt werden.
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Die
vorliegende Erfindung löst
die obigen Probleme und erfüllt
bestimmte wünschenswerte
Ziele durch Bereitstellen eines Verfahrens und einer Vorrichtung,
die die Notwendigkeit für
ein solches Anti-Aliasing
Filter beseitigen, während
sie zur gleichen Zeit sicherstellen, dass durch die Misch- und Abtastprozesse
kein Aliasing im Durchlassbereich auftritt. Insbesondere setzt die
vorliegende Erfindung die lokale Oszillatorfrequenz in Beziehung
zur Frequenz der Abtastrate des Analog-/Digital-Umsetzers derart, dass
Aliasing im gewünschten
Empfangsband vermieden wird. Insbesondere ist die Frequenz des lokalen
Oszillatorsignals ein Ganzzahl-Vielfaches der halben Abtastrate
des Analog-/Digital-Umsetzers. Wenn die Ganzzahl Eins ist, ist die
Frequenz des lokalen Oszillatorsignals die Hälfte der Abtastrate des Analog-/Digital-Umsetzers.
In einer bevorzugten, nicht einschränkenden beispielhaften Ausführungsform werden
die Abtastrate des Analog-/Digital-Umsetzers und die Frequenz des
lokalen Oszillatorsignals zu einander in Beziehung gesetzt durch
die Gleichung FLO = n·FADC/2,
wobei n jede beliebige positive Ganzzahl ist.
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Vorzugsweise
(aber nicht unbedingt) wird ein zentraler Oszillator zum Erzeugen
eines periodischen Signals benutzt, welches dann zum Erzeugen sowohl
des lokalen Oszillatorsignals als auch des Abtastratensignals benutzt
wird. Ein Frequenzumsetzer, der das periodische Signal vom zentralen
Oszillator empfängt,
liefert das lokale Oszillatorsignal an den Mischer und ein Abtastsignal
an den Analog-/Digital-Umsetzer.
Der Frequenzumsetzer beinhaltet einen ersten Frequenzteiler zum
Teilen des periodischen Signals durch die Hälfte zur Erzeugung des lokalen
Oszillatorsignals und zum Teilen des periodischen Signals durch
eine positive Ganzzahl zum Erzeugen des Abtastsignals des Analog-/Digital-Umsetzers.
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Die
vorliegende Erfindung kann in einem Empfänger eingesetzt werden, ohne
dass zwischen dem Mischer und dem Analog-/Digital-Umsetzer ein Anti-Aliasing
Filter eingesetzt wird. Somit werden die Kosten für ein solches
Filter vermieden. Ferner kann der niedrige Impedanzausgang des Mischen
direkt, ohne ein Impedanz-Abstimmungsnetz, an den Analog-/Digital-Umsetzer
gekoppelt werden. Oder es kann ein vereinfachtes weniger teures
Filter zwischen dem Mischer und dem Analog-/Digital-Umsetzer eingesetzt
werden.
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Die
US 5629703 offenbart einen
Spektrums-Analyser, der ein Verfahren zum Reduzieren der Amplitude
von Oberfrequenz- und Störsignalen verwendet.
Bei diesem Verfahren wird ein normaler Zeitbereich-Datensatz erfasst
und digitalisiert, dann wird dieser Zeitbereich-Datensatz in einen
normalen Frequenzbereich-Datensatz umgewandelt und der normale Datensatz
anschließend
gespeichert. Als Nächstes
wird ein lokaler, den Mischer treibender Oszillator frequenz-verschoben,
und ein zusätzlicher Zeitbereich-Datensatz
wird erfasst, digitalisiert, umgewandelt und gespeichert, woraus
sich ein verschobener Frequenzbereich Datensatz ergibt. Danach wird
der verschobene Datensatz mathematisch erneut auf den normalen Datensatz
ausgerichtet, und die normalen und neu ausgerichteten Datensätze werden
zu einem frequenz-verschobenen Datensatz kombiniert, der reduzierte
Oberfrequenz- und Starsignal-Amplituden aufweist. Vorzugsweise kommen bei
dem Verfahren Mehrfrequenz-Verschiebungen des lokalen Oszillators
und eine entsprechende Anzahl von Erfassungen, Digitalisierungen,
Umwandlungen, Neuausrichtungen und Durchschnittsberechnungen zum
Einsatz. Der oben beschriebene Prozess ist abhängig davon, dass das Eingangssignal während der
Erfassung und Speicherung des normalen Frequenzbereich-Datensatzes
und jedes verschobenen Frequenzbereich-Datensatzes weitgehend konstant
bleibt.
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Die
US 5629703 veranschaulicht
ferner einen experimentellen Spektrums-Analyser, der zum Verifizieren
des oben beschriebenen Prozesses verwendet wird. Der experimentelle
Spektrum-Analyser beinhaltet zum Beispiel drei Signalgeneratoren,
einen Mischer, einen A/D-Umsetzer und einen Personalcomputer. Dieser
experimentelle Spektrums-Analyser beinhaltet einen ersten Signalgenerator,
der ein Eingangssignal für
einen Mischer erzeugt, einen variablen Signalgenerator, der ein
75 MHz-Signal (variiert in +/– 1
bis +/– 4
MHz Inkrementen) erzeugt, das dem Mischer zugeführt wird, und einen Bezugseingang
eines 25 MHz Signalgenerators, der wiederum ein Taktsignal für einen
A/D-Umsetzer erzeugt.
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Die
WO 00/08764 bezieht sich
auf die analoge-zu-digitale Umsetzung eines Signals mit Funkfrequenz-Abtastraten.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Ein
besseres Verständnis
des oben Gesagten sowie der anderen Ziele, Merkmale und Vorteile der
vorliegenden Erfindung wird bei Bezugnahme auf die folgende Beschreibung
im Zusammenhang mit den beigefügten
Zeichnungen erzielt.
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In 1A–1G sind
Signalgrößen Spektren
an verschiedenen Punkten in einer Empfangskette dargestellt, die
einen Analog-/Digital-Umsetzer beinhalten;
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In 2 ist
ein Empfänger
dargestellt, in dem eine beispielhafte, nicht einschränkende Implementierung
der vorliegenden Erfindung zum Einsatz kommt;
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In 3 ist
ein Ablaufdiagramm dargestellt, das Prozeduren gemäß eines
beispielhaften, nicht einschränkenden
erfindungsgemäßen Verfahrens darstellt;
und
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In 4A–4F sind
Signalgrößen Spektren
an verschiedenen Punkten des Empfängers von 2 dargestellt.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
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In
der folgenden Beschreibung sind zum Zwecke der Erklärung, aber
nicht Einschränkung, spezifische
Details wie bestimmte Ausführungsformen,
Prozeduren, Techniken usw. angegeben, um ein gründliches Verständnis der
vorliegenden Erfindung zu vermitteln. Für einen in der Technik bewanderten
Fachmann ist jedoch offensichtlich, dass die vorliegende Erfindung
auch in Ausführungsformen eingesetzt
werden kann, die von diesen spezifischen Details abweichen. In einigen
Fallen wurden ausführliche
Beschreibungen gut bekannter Funkschaltungs-Komponenten und Vorrichtungen,
Empfängersignal
Verarbeitungsverfahren und -techniken usw. ausgelassen, um die Beschreibung
der vorliegenden Erfindung nicht durch unnötige Details zu verschleiern.
Darüber
hinaus wurden in einigen der Figuren individuelle Funktionsblöcke dargestellt.
Ein in der Technik bewanderter Fachmann wird wissen, dass die Funktionen
mit individuellen Hardware-Schaltungen, mit Software-Funktionen
in Verbindung mit einem entsprechend programmierten digitalen Mikroprozessor
oder einem Allgemeinzweck-Computer, mit einer anwendungsspezifischen
integrierten Schaltung (ASIC) und/oder mit einem oder mehreren digitalen
Signalprozessoren (DSPs) implementiert werden können.
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2 zeigt
einen beispielhaften Funkempfänger 10,
in dem ein Analog-/Digital-Umsetzer (ADC) 22 zum Einsatz
kommt. Der Empfänger 10 beinhaltet
eine Antenne 12 zum Detektieren eines gewünschten
HF-Signals in einem HF-Empfangsband zu einem Vorrechner 14 des
Empfängers.
Das Empfangsband kann einen oder mehrere Kanäle beinhalten. Der Vorrechner 14 könnte analoge
Signalverarbeitungs-Schaltungen beinhalten, die solche Funktionen
wie geräuscharme
Verstärkung,
Frequenzbandauswahl und möglicherweise
eine erste Überlagerungsstufe
durchführen.
Ein vom Vorrechner (14) kommendes bandbegrenztes analoges
Signal wird an einem Mischer 16 bereitgestellt, der mit
Hilfe eines lokalen Oszillatorsignals (LO) FLO das
empfangene Signal in einen Frequenzbereich verschiebt, der zum Abtasten
durch einen Analog-/Digital-Umsetzer 22 geeignet ist. Falls
gewünscht,
kann ein optionales preiswertes, Anti-Aliasing Filter 20 eingesetzt
werden. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht jedoch darin,
dass kein Anti-Aliasing Filter benötigt wird. Auf jeden Fall wird
der analoge Signalausgang des Mischers 16 (oder des optionalen
Filters) in dem Analog-/Digital-Umsetzer 22 abgetastet,
um ein entsprechendes digitales Signal zu erzeugen. Die Abtastrate
des Analog-/Digital-Umsetzers 22 wird durch einen Abtast-Takt FADC geregelt.
Der digitale Ausgang des Analog-/Digital-Umsetzers wird an den digitalen Verarbeitungsschaltungen 26 zur
weiteren Verarbeitung bereitgestellt. Wenn der Empfänger ein
Mehrträger-Funkempfänger ist,
könnten
die digitalen Verarbeitungsschaltungen 26 einen Channelizer
beinhalten, der verschiedene Kanäle/Frequenzträger auswählt, die
im Empfangsband enthalten sind.
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Die
lokale Oszillatorfrequenz FLO und die Abtast-Taktfrequenz
FADC werden von einem Frequenzumsetzer 28 erzeugt,
der von einem Haupt-Oszillator oder zentralen Oszillator 30 versorgt
wird. Der Frequenzumsetzer 28 beinhaltet einen ersten Frequenzteiler 32,
der den Ausgang des Haupt-Oszillators halbiert. Der Frequenzteiler 34 teilt
den Ausgang des Haupt-Oszillators durch n, wobei n eine positive Ganzzahl
ist. Der Ausgang des Haupt-Oszillators gibt ein periodisches Signal
mit einer Frequenz 2L aus. Das periodische Signal kann
eine Sinuswelle, eine quadratische Welle oder jede beliebige andere
periodische Signalwellenform sein. Darüber hinaus können die
Signale FLO und FADC jeder
beliebige Signaltyp sein, der vom Mischer 16 bzw. dem Analog-/Digital-Umsetzer 22 akzeptiert
wird. Der Frequenzumsetzer 28 kann jeder geeignete Frequenzumsetzmechanismus
sein, beispielsweise ein im Handel erhältlicher Frequenzteiler oder
Frequenzumsetzer. Die Werte L und n richten sich nach dem jeweiligen
Empfänger-Design.
FLO = L und wird in Übereinstimmung mit einem bestimmten
Empfangsband ausgewählt.
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FADC = 2L/n und wird in Übereinstimmung mit einem vorherbestimmten
Abtastratenbereich des Analog-/Digital-Umsetzers 22 ausgewählt. FLO und FADC sind
entsprechend des Folgenden zueinander in Beziehung gesetzt. FLO = n·FADC/2, wobei n irgendeine positive Ganzzahl
ist. Obwohl nur ein einzelner Haupt-Oszillator 30 dargestellt
ist, könnten
zwei separate Oszillatoren eingesetzt werden, um FLO bei
L und FADC bei 2L/n zu erzeugen. Solche
separaten Oszillatoren könnten,
müssen
aber nicht synchronisiert sein.
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Als
Nächstes
soll Bezug auf die in 3 dargestellten Frequenzauswahl
Prozeduren genommen werden. Als erstes wird ein benutzbares oder
benötigtes
Empfangsband für
den Empfänger
bestimmt (Schritt S1). Ferner wird der Abtastratenbereich für den Analog-/Digital-Umsetzer
bestimmt (Schritt S2). Ein Empfänger-Konstrukteur
könnte,
muss aber nicht unbedingt Kontrolle über einen oder alle beiden Parameter
haben. Dementsprechend wird FLO gemäß des bestimmten
Empfangsbandes und FADC gemäß des bestimmten
Abtastratenbereichs ausgewählt.
Jedoch werden FLO und FADC auch
in Übereinstimmung mit
der Beziehung FLO = n·FADC/2
bestimmt, so dass FLO = L und FADC =
2L/n (Schritt S3). Da der Wert L, der für den Mischer benötigt wird,
bekannt ist, wird der Ausgang des Haupt-Oszillators auf 2L eingestellt (Schritt
S4). Der Frequenzeingang zum Mischer FLO ist
auf L eingestellt, und der Abtastrateneingang FADC zum
Analog-/Digital-Umsetzer ist auf FADC =
2L/n eingestellt (Schritt S5).
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Die
Beziehung zwischen der lokalen Oszillatorfrequenz und der analog-zu-digitalen
Abtastrate beseitigt Aliassignale im gewünschten Empfangsband. In dieser
Hinsicht soll nun Bezug genommen werden auf die Frequenz-Spektren,
die in 4A–4F dargestellt
sind. 4A veranschaulicht den Ort des
gewünschten
Empfangssignal Frequenzbandes Aoo und seines negativen Gegenstücks aoo.
Fig. B veranschaulicht das Frequenzspektrum für das lokale Oszillatorsignal,
das vom Mischer zum Abwärts-Umsetzen der Frequenz
des empfangenen Signals benutzt wird. Wie in 1 weist
das lokale Oszillatorsignal eine Grundfrequenz von ± L, eine
zweite Oberfrequenz bei ± 2L,
eine dritte Oberfrequenz bei ± 3L
usw. auf.
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4C veranschaulicht
das Ergebnis des Mischen der Grundfrequenz L des lokalen Oszillators (in 4B dargestellt)
und des Empfangsbandes mit dem gewünschten Signal (in 4A dargestellt). Das
Empfangsband und sein negatives Bild wurden in die unteren Frequenzbänder A0,
a0 und die oberen Frequenzbänder
A1, a1 mit der Oberfrequenz FLO (± L) erster
Ordnung verschoben. 4D veranschaulicht das Ergebnis
des Mischens der Oberfrequenz dritter Ordnung des lokalen Oszillatorsignals
(± 3L) und
des Empfangsbandes, was die Spektrums-Komponenten B0, b0 und A2,
a2 ergibt. Desgleichen zeigt 4E das
Ergebnis des Mischen der Oberfrequenz fünfter Ordnung des lokalen Oszillatorsignals ± 5L und
des Empfangsbandes, was die Spektrums-Komponenten bei B1, b1 und
A3, a3 ergibt. In der Annahme, dass der Mischer gut ausbalanciert
ist, so dass die geraden Oberfrequenzen sich gegenseitig aufheben,
sind nur die ungeraden Oberfrequenzen des lokalen Oszillators von
praktischem Interesse. 4F zeigt das Ergebnis für den Fall,
in dem die Grundfrequenz und alle Oberfrequenzen des Mischers im Analog-/Digital-Umsetzer übereinander
gelagert sind und mit einer Abtast/Taktfrequenz von FADC =
2·L (n – 1) in
diesem Beispiel abgetastet werden. Nur die gewünschten Signale A0, a0 liegen
im gewünschten Empfangsband.
Die restlichen Signale können
in der nachfolgenden digitalen Verarbeitungseinheit 26 leicht
ausgefiltert werden.
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In 4 ist das verschobene Signal (verschoben
mit ± L
= FADC/2 und seinen Oberfrequenzen), das
dem Analog-/Digital-Umsetzer (ADC) (4C–4E)
zugeführt
wurde, an den Spektrumspositionen summiert, ist also gleich allen
Alias-Signalbändern,
die aufgrund der Abtastung durch den ADC mit einer Frequenz von
FADC/2 (4F) erstellt
wurden. Dies ist der Fall für
L = n·FADC/2. Im Grunde genommen werden die Alias-Signale
zum gewünschten
Signal in harmloser Weise hinzu addiert, wenn FADC =
n·FADC/2. Somit ergibt sich schließlich für das abgetastete
Mischer-Ausgangssignal am ADC Ausgang lediglich a0, A0.
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Dadurch
dass zwischen der lokalen Oszillator-Frequenz und der Abtastfrequenz
des Analog-/Digital-Umsetzers
eine ganz bestimmte Beziehung eingerichtet wird, ist es nicht erforderlich
ein Anti-Aliasing
Filter zwischen dem lokalen Oszillator und dem Analog-/Digital-Umsetzer
einzufügen.
Außerdem könnte ein
einzelner zentraler Oszillator zum Erzeugen sowohl des lokalen Oszillatorsignals
als auch des ADC Abtast-Taktes verwendet werden, was kostengünstiger
ist, insbesondere dann, wenn dieser Haupt-Oszillator Signale mit sehr geringem
Jitter bereitstellen muss. Dadurch kann auch der Jitter im Ausgangssignal
des Analog-/Digital-Umsetzers verringert werden. Ohne ein Anti-Aliasing
Filter gibt es keine Kosten mehr für das Filter. Außerdem kann
der regulär
niedrige Impedanzausgang des Mischers günstig direkt an den Eingang
des Analog-/Digital-Umsetzers gekoppelt werden, ohne dass die Impedanzen
aufeinander abgestimmt werden müssen. Die
niederohmige Mischer-Quelle maskiert die nicht lineare Kapazitanz
des Analog-/Digital-Umsetzers, ohne irgendwelche zusätzlichen
Verluste einzuführen.