DE60225467T2

DE60225467T2 - Digitaler multiratensender/-empfänger

Info

Publication number: DE60225467T2
Application number: DE60225467T
Authority: DE
Inventors: Adnan Al-Adnani
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2001-12-05
Filing date: 2002-11-29
Publication date: 2008-06-19
Anticipated expiration: 2022-11-30
Also published as: EP1451993A1; RU2004120287A; BR0213261A; GB0129114D0; GB2382961A; JP2005512405A; CN100579095C; GB2382961B; JP4235557B2; US7616720B2; WO2003049395A8; GB2405061A; WO2003049395A1; GB2405061B; CN1568608A; RU2292658C2; DE60225467D1; AU2002356271A1; KR20050058277A; AU2002356271A8

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Signalverarbeitungsverfahren in digitalen Sendem/Empfängern und digitale Empfänger oder Sender, in denen solche Verfahren implementiert sind.
STAND DER TECHNIK
1 ist ein Schaltbild eines allgemeinen digitalen Empfängers, in dem ein Hochfrequenz-(HF)Signal von einer Antenne abgestrahlt/aufgefangen und anschließend gefiltert, verstärkt und zu einer Zwischenfrequenz (ZF) aufwärts gemischt/abwärts gemischt wird. Nach dem Empfang/Senden an der Schnittstelle 10 wird das Signal unter Verwendung des D/A- und des A/D-Blocks 11, 12 in analoge/digitale Signale umgewandelt. Der digitale Vorrechnerblock (front-end block) 13 führt das digitale Aufwärts-/Abwärtsmischen und die Abtastratenumwandlung der digitalen Signale durch. Der Basisband-DSP-Block 14 führt die gesamte Datenverarbeitung durch, die zum Aufbereiten des Signals für Senden/Empfang notwendig ist.
In der übrigen Erörterung konzentrieren wir uns ohne Verlust der Allgemeingültigkeit auf die Empfängerseite.
2 ist ein Schaltbild des HF/ZF-Blocks. Das HF-Signal wind durch ein HF-Filter 20 gefiltert und unter Verwendung eines rauscharmen Verstärkers (LNA) verstärkt. Der Mischer 22 mischt das HF-Signal abwärts zu ZF. Das ZF-Filter 23 entfernt alle unerwünschten Signale, die durch den Mischprozess erzeugt worden sind.
3 ist ein Schaltbild eines herkömmlichen digitalen Vorrechner-Empfängers (frontend receiver), der ein Abwärtsmischen der Frequenz und eine Reduzierung der Abtastrate durchführt. Ein Hochfrequenz-(HF)Signal oder ein Zwischenfrequenz-(ZF)Signal wind von einem Analog-Digital-(A/D)Wandler 12 abgetastet. Das abgetastete Signal wind von digitalen Mischern 30, 31 unter Verwendung der Ausgänge eines numerisch gesteuerten Oszillators (NCO) 32' auf das Basisband abwärts gemischt, der Sinus- und Cosinus-Signale generiert, die die abgetasteten Signale zu Inphase-(I) und Quadraturphase-(Q)Basisband-Signalen mischen. Die I- und Q-Basisband-Signale werden dann von Tiefpassfiltern (H(z) gefiltert, um die Außerbandsignale zu dämpfen. Für das gefilterte Signal erfolgt dann eine Abwärtsabtastung um einen Faktor M in den Dezimationsfiltern (decimators) 33, 34, um die Abtastrate zu reduzieren, indem nur eine von M Abtastungen beibehalten wird.
Die Filter- und Abwärtsabtastungs-Vorgänge können unter Verwendung einer rechnerisch effizienten mehrphasigen Struktur implementiert werden, wie in 4 gezeigt.
Das Eingangssignal wird im Wandler 37 einer Seriell-Parallel-Umwandlung in M untergeordnete Signale unterzogen, wodurch die Abtastrate sofort auf 1/M der Eingangs-Abtastrate reduziert wird. Der N-tap-Filter H(z) ist in N/M-tap-Unterfilter (H₀(z), H₁(z), H₂(z), H_M-1(z) unterteilt, die mit 1/M der ursprünglichen Abtastrate arbeiten. Die mehrphasige Struktur erfordert M mal weniger numerische Operationen als die ursprüngliche Struktur. Die Ausgänge der Unterfilter werden im Addierer 38 neu kombiniert.
5 ist ein Schaltbild eines mehrphasigen Filters, wobei H(z) ein N-tap-FIR-Filter und M = 2 ist.
Auf der linken Seite ist ein Standard-Schaltbild eines FIR-Filters 40 zu sehen, auf das ein Dezimationsfilter 41 folgt. Die äquivalente mehrphasige Struktur umfasst einen Seriell-Parallel-Wandler 42, der zwei Ausgänge für jeweils ungeradzahlige und geradzahlige Abtastungen aufweist. Geradzahlige Abtastungen werden von geradzahligen Filterelementen h₀, h₂, h₄ usw. verarbeitet, und ungeradzahlige Abtastungen werden von ungeradzahligen Elementen h₁, h₃ usw. verarbeitet, und das Ergebnis wird im Addierer 43 addiert, um ein Signal zu erzeugen, das die Hälfte der Abtastrate dieses Eingangssignals aufweist.
Das Dokument FRANCA J UND ANDERE: "Multirate analog-digital systems for signal processing and conversion", PROCEEDINGS OF THE IEEE, FEB. 1997, IEEE, USA, Bd. 85, Nr. 2, Seite 242-262, XP002232482 ISSN: 0018-9219, bespricht fundamentale Multiraten-Konzepte, grundlegende Konzepte von Multiraten-Analog-Digital-Systemen mit Multiraten-Vorrechner-Untersystemen, die verwendet werden, um die erforderlichen Filterbedingungen bereitzustellen, sowie die Wandler. Dieses Dokument erörtert auch spezifische Analog-Digital-Multiraten-Systeme zur Datenumwandlung mit neuen Architekturen, die auf den Quadraturspiegelfilter-(QMF)Bänken basieren.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft die rechnerische Komplexität des Digital-Vorrechners in 3 und schlägt eine rechnerisch effiziente Architektur für Mehrträgersignale vor.
Folgende Probleme werden behandelt:

• Das digitale Signal wird unter Verwendung des NCO unmittelbar nach dem A/D in ein Basisband umgewandelt, was ein Arbeiten mit der A/D-Abtastrate bedeutet.
• Das digitale Signal wird in ein komplexes Signal (reale und imaginäre Pfade) umgewandelt, wodurch die folgenden Vorgänge für beide Pfade dupliziert werden.
• Der NCO führt eine einfache Trägerabstimmung nur am Basisband durch, daher ist das Filter H(z) ein Tiefpassfilter, das die anderen Träger dämpft, und die Abwärtsabtastungsvorrichtung reduziert die Abtastrate wie erforderlich.
• Um alle digitalisierten Träger in einem Breitbandsignal zu empfangen, müssen parallele Abschnitte des Digital-Digital-Vorrechners implementiert werden, wodurch sich die Komplexität für Mehrträger-Empfangsgeräte beträchtlich erhöht.

Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren zum Verarbeiten eines Digitalsignals bereit, das durch Abtasten eines Breitbands von Trägerfrequenzen mit einer Rate Fs erlangt wird, um Informationen von einem gewünschten Kanal von Trägerfrequenzen in dem Breitband zu erhalten, wobei das Verfahren umfasst

(a) Umwandeln des abgetasteten Eingangssignals in M untergeordnete Signale, wobei M eine ganze Zahl größer 1 ist, wobei jedes untergeordnete Signal eine Abtastrate aufweist, die gleich Fs/M ist;
(b) Anlegen der untergeordneten Signale an eine M-Kanal-Bank von Bandpassfiltern, von denen jedes einen anderen Durchlassbereich in dem Breitband aufweist;
(c) Auswählen des Ausgangs von dem einem der Filter, der den gewünschten Kanal von Trägerfrequenzen enthält; und
(d) Wiederholen der Schritte a), b) und c), wobei der in Schritt c) gewählte Ausgang als Eingang verwendet wird, bis die nächste Wiederholung Trägerfrequenzen des gewünschten Kanals von der Ausgabe ausschließen würde.

Somit stellt die Erfindung eine neuartige Technik für den digitalen Vorrechner bereit, die die rechnerische Komplexität beträchtlich reduziert, indem die Mehrband-Dezimierung und das Abwärtsmischen gleichzeitig unter Verwendung von Multiraten-Filterbänken durchgeführt werden.
Bei jeder Wiederholung der Schritte (a), (b) und (c) werden die Abtastfrequenz und die Bandbreite der verarbeiteten Signale um einen Faktor M reduziert, und somit werden Dezimierung und grobes Abwärtsmischen gleichzeitig durchgeführt. Die Umwandlung der Signale in komplexe I- und Q-Signale kann nach dem Schritt (d) vorgenommen werden, wobei die Abtastrate an diesem Punkt bereits reduziert worden ist.
In dem bevorzugten erfindungsgemäßen Prozess ist der Wert von M der gleiche für jede Wiederholung der Schritte (a), (b) und (c) und beträgt vorzugsweise 2, wobei jeder der beiden Filter in der Bank die Hälfte des an die Filterbank angelegten Bands von Frequenzen durchlässt. Die Filter können Quadraturspiegelfilter sein.
Die Erfindung stellt auch eine Vorrichtung zum Verarbeiten von digitalen Signalen gemäß Anspruch 7 sowie einen Empfänger bereit, in den diese Vorrichtung integriert ist. Bevorzugte Merkmale dieser Vorrichtung sind in den Ansprüchen 8 bis 11 aufgelistet.
Das oben beschriebene Verfahren kann auf die Verarbeitung von Signalen für die Übertragung angewendet werden. Somit stellt ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung ein Verfahren zum Verarbeiten eines digitalen Signals für die Übertragung bereit, das Verfahren zum Verarbeiten eines digitalen Signals für die Übertragung bereit, das die folgenden Schritte umfasst:

(a) Anlegen des Signals an eine M-Kanal-Filterbank;
(b) Parallel-Seriell-Umwandlung der Signale, die von den M Filtern in der Filterbank ausgegeben werden, um ein interpoliertes Signal zu erzeugen, dessen Abtastrate M mal die Abtastrate des Eingangssignals beträgt, und von dem Bilder, die durch den Interpolationsprozess erzeugt worden sind, zurückgewiesen worden sind; und;
(c) Wiederholen der Schritte (a) und (b), bis eine gewünschte Abtastrate und/oder Signalbandbreite erreicht werden.

Die Erfindung stellt auch eine Vorrichtung zum Verarbeiten von digitalen Signalen für die Übertragung bereit, wie in Anspruch 20 beansprucht, sowie ein Funk-Sendegerät, in das diese Vorrichtung integriert ist. Bevorzugte Merkmale dieser Vorrichtung sind in den Ansprüchen 21 bis 25 aufgelistet.
Eine Ausführungsform der Erfindung wird im Folgenden nur zu Beispielzwecken und unter Bezugnahme auf die folgenden begleitenden Zeichnungen beschrieben:
1 ist ein Blockschaltbild eines allgemeinen Senders/Empfängers des derzeit verwendeten Typs;
2 ist ein Blockschaltbild, das die typischen Komponenten eines HF-Blocks zeigt, der in der Sender/Empfänger von 1 verwendet wird;
3 veranschaulicht einen herkömmlichen digitalen Vorrechner-Empfänger;
4 veranschaulicht ein Beispiel einer mehrphasigen Struktur zum Ausführen von Filter- und Abwärtsabtastungs-Vorgängen;
5 veranschaulicht eine spezifische mehrphasige Struktur des allgemeinen Typs, der in 4 gezeigt ist, mit einem Dezimierungsfaktor 2;
6(a) und (b) zeigen die analogen Frequenzspektren von gleichförmigen und Multi-Standard-Breitbandsignalen;
7 zeigt das digitale Frequenzspektrum des in 6(b) gezeigten Signals nach der Digitalisierung;
8 ist ein Blockschaltbild einer mehrphasigen Struktur zur Verwendung beim Ausführen des Verfahrens der Erfindung;
9 veranschaulicht die Kennlinien der Quadraturspiegelfilter (QMF);
10 veranschaulicht eine mehrphasige Bandhälften-QMF-Filterbank;
11(a), (b) und c) zeigen ein typisches Eingangsspektrum und die Ausgangsspektren der jeweiligen Filter;
12 ist eine schematische Darstellung einer iterierten Zwei-Kanal-Filterbank;
13 ist ein Blockschaltbild einer Multiraten-Empfänger-Architektur; und
14 ist ein Schaltplan eines herkömmlichen digitalen Vorrechner-Senders, der Aufwärtsabtastung und Frequenz-Aufwärtsmischen durchführt;
15 zeigt eine mehrphasige Interpolations-Implementierung;
16 ist ein Schaltbild einer Zwei-Kanal-Synthesefilterbank;
17 zeigt eine mehrphasige Implementierung der Schaltung von 16;
18 zeigt eine mehrphasige Filterbank wie in 17, in der die Filter darauf beschränkt sind, Halbband-Filter zu sein;
19 ist eine weitere Vereinfachung von 18;
20 ist ein Schaltbild eines vollständigen Senderabschnitts, in den die Filterbank von 19 integriert ist; und
21 zeigt schematische Darstellungen von Signalen, die in die Schaltung von 18 eingegeben und von dieser ausgegeben werden.
Unter erneuter Bezugnahme auf 3 tastet der A/D ein Mehrträger-ZF-Signal ab, das aus einer Anzahl von Signalen gleicher Bandbreite, die gleichmäßig beabstandet um die ZF-Frequenz zentriert sind, oder einer Anzahl von Signalen ungleicher Bandbreite für einen Multistandard-Funk bestehen kann, die unterschiedliche Symbolraten aufweisen, wie in 6 gezeigt.
Die Signale in 5 werden von einem Breitband-HF-Abschnitt erzeugt, der einen oder mehrere serielle oder parallele Abschnitte aufweist, wie in 2, die in der Lage sind, die erforderlichen Bänder auf die spezifizierte ZF-Frequenz abwärts zu mischen.
Zum Vereinfachen der Architektur müssen wir sicherstellen, dass die digitalisierten Signale um ein Viertel der Abtastrate zentriert sind und eine feste ZF-Frequenz zwingend vorgegeben wird, die gleich geradzahligen Vielfachen eines Viertels der Abtastfrequenz ist.
Nach der Digitalisierung ist das gesamte Band zwischen 0 und Fs/2 zentriert und wird periodisch wiederholt, wie in 7.
Im bisherigen Stand der Technik wird das Mehrträgersignal in ein komplexes Basisband-Signal umgewandelt, das mit der gleichen hohen Abtastfrequenz arbeitet wie der A/D vor der Dezimierung (3).
In der neuen Auslegung, die im Folgenden zu beschreiben ist, durchläuft das Signal eine Multiraten-Filterbank mit realem Koeffizienten nach der Digitalisierung zum gleichzeitigen Dezimieren der erforderlichen Bandpass-Signale und Durchführen eines groben Abwärtsmischens ohne DC-Nutzung, wodurch es ein reales Signal bleibt, das die Komplexität, das Signal auf den realen und komplexen Pfaden filtern zu müssen, reduziert.
Die Filterbank wird unter Verwendung einer mehrphasigen Struktur implementiert. 8 zeigt eine mehrphasige Zwei-Kanal-Filterbankstruktur, die der Block für den Aufbau unserer Auslegung ist, wobei h0 und g0 jeweils Tiefpass- und Hochpassfilter sind, die folgende Quadraturspiegelfilter-(QMF)Beziehung erfüllen: g0(n) = (–1)n h0(n) G0(ω) = H0(–ω)wobei die Filter eine Spiegelsymmetrie um ein Viertel der Abtastrate bilden, wie in 9 gezeigt.
Eingangssignale x(n) werden an einen Seriell-Parallel-Wandler 60 angelegt, um zwei Signalpfade bereitzustellen, die alternative Abtastungen tragen. Alle Abtastungen werden an beide Filter h₀ und g₀ angelegt, und die Filter-Ausgaben werden an den Addierern 61, 62 addiert, um Ausgangssignale x₀(n) aus dem Filter h₀ und x1(n) aus dem Filter g₀ bereitzustellen.
Die Filterbank wird festgelegt, sobald der erforderliche Prototyp-Filter ausgelegt ist. Die Struktur in 8 kann des Weiteren vereinfacht werden, indem der Prototypfilter h0 auf ein Halbband-Filter beschränkt wird.
Ein Halbband-FIR-Tiefpassfilter
wobei N geradzahlig ist, weist eine Impulsreaktion auf, die Folgendes erfüllt:
wobei c eine Konstante ist
In mehrphasiger Form wird das Filter zu: H(z) = c + z–1Hgeradzhlig(z2)
Diesen Prinzipien folgend reduziert sich 8 auf 10, die vollständig durch das Prototyp-Tiefpassfilter h0 bestimmt wird. Gleiche Teile in 8 und 10 weisen gleiche Bezugszeichen auf.
Die Filterreaktionsform, die zum Auslegen des mehrphasigen Prototyp-Filters erforderlich ist, wird durch die Beabstandung des Schutz-Frequenzbands, (das benachbarte Kanäle trennt), zur Kanalmittenfrequenz, die Filterdurchlass-Verstärkungsgleichmäßigkeit, Kanaldämpfungsanforderungen und die Anzahl der Kanäle vorgegeben. Die grundlegende Filterauslegung kann in einem Speicher gespeichert und einfach neu konfiguriert werden, indem die Koeffizienten für eine bestimmte Anwendung geändert werden.
Das Signal x(n) gelangt in einen Parallel-Seriell-Wandler (10, S/P 60), der die Abtastrate sofort um einen Faktor 2 reduziert, wobei es gefiltert wird, um die dezimierten Signale x₀(n) und x₁(n) zu erzeugen.
11 zeigt ein Beispiel eines Mehrträger-Multiraten-Signals, das durch die Struktur von 10 verarbeitet worden ist.
Das Signal wird auf eine neue Abtastfrequenz Fs, abwärts abgetastet, gleichzeitig werden die Signale oberhalb Fs/4 zurückgeregelt (folded back), (d.h. abwärts gemischt). Somit sind die zwei unterschiedlichen Signale, die zwei Datenraten (Standards) darstellen, jetzt in parallele Signale mit niedrigeren Gesamtabtastraten getrennt.
Die Struktur von 11 kann iteriert werden, wie in 12 gezeigt, um den bzw. die erforderlichen Kanäle, die weiter verarbeitet werden sollen, weiter zu trennen.
Nach dem Durchführen der erforderlichen Dezimierung unter Verwendung der Filterbank kann die Real-Komplex-Umwandlung zum Erzeugen von Basisband-I- und -Q-Signalen, die am DC zentriert sind, für die einzelnen Kanäle mit der niedrigstmöglichen Abtastrate ausgeführt werden. Eine weitere Feinabstimmung der Abtastraten für die I- und Q-Signale zum Abstimmen der Symbolraten für den bestimmten Standard kann durch den DSP durchgeführt werden.
13 zeigt die neue Multiraten-Architektur im Empfängermodus. Somit enthält der digitale Vorrechner, der bereits in 1 gezeigt worden ist, eine Multiraten-Filterbank des in 10 gezeigten Typs, dessen Ausgänge an die Kanalauswahleinrichtung 70 angelegt werden. Die Kanalauswahleinrichtung 70 legt fest, welcher Kanal bzw. welches Frequenzband gewählt werden muss und wie viele Iterationen des Filterprozesses benötigt werden. Die endgültige Ausgabe wird in komplexe I- und Q-Signale zur weiteren Verarbeitung umgewandelt.
14 ist ein Schaltbild eines herkömmlichen digitalen Vorrechner-Senders, der Aufwärtsabtastung und Frequenz-Aufwärtsmischen durchführt. Die Basisband-I- und -Q-Signale werden zuerst von Aufwärts-Abtastvorrichtungen 133, 134 um einen Faktor M aufwärts abgetastet, indem zwischen jede Abtastung M-1 Nullen eingefügt werden. Im Frequenzbereich erzeugt dies M-1 Bilder des Basisbandspektrums. Das Filter H(z) ist ein Interpolationsfilter, das auch als Spiegelselektionsfilter (image rejection filter) bezeichnet wird. Der NCO mischt die interpolierten Signale auf die ZF-Frequenz des Digital-Analog-((D/A)Wandlers aufwärts (wandelt sie nach oben um).
Wie in dem Empfängerabschnitt werden alle rechnerisch intensiven Operationen sowohl auf dem I- als auch dem Q-Zweig mit den höheren Abtastraten ausgeführt. Das Ziel ist, dies durch eine rechnerisch effiziente Multiraten-Filterbank zu ersetzen, um die Aufwärtsabtastung und das Aufwärtsmischen gleichzeitig durchzuführen.
15 zeigt die mehrphasige Implementierung des Interpolationsvorgangs. Das Filter H(z) wird in M parallele Filter zerlegt, hier wird das Filtern mit der niedrigeren Abtastrate durchgeführt, und dann werden die parallelen Signale unter Verwendung des Parallel-Seriell-Wandlers 137 kombiniert, um das aufwärts abgetastete Signal zu bilden. Die Ausgangs-Abtastrate beträgt M mal die Eingangs-Abtastrate.
Für den restlichen Teil konzentrieren wir uns auf den Fall, in dem M = 2 ist und die Filter FIR-Filter mit N Anzahl von Koeffizienten (Abgriffen) (taps) sind.
16 zeigt eine 2-Kanal-Synthesefilterbank, wobei zwei verschiedene Signale x1 und x2 kombiniert werden, um das Signal x mit der doppelten Abtastrate zu bilden. Die Filter h₁ und g₁ sind jeweils Tiefpass- und Hochpassfilter, die zueinander so wie in 9 in Beziehung stehen. Sie entsprechen den Filter h₀ und g₀.
Die mehrphasige Implementierung von 16 ist in 17 gezeigt.
Die zwei Signale x1(n) und x2(n) sind zwei getrennte Basisbandsignale, die in getrennten Frequenzbändern übertragen werden sollen, um sich nicht gegenseitig zu stören, wodurch sie in die Lage versetzt werden, dass sie von einem Empfänger zurückerlangt werden können. Somit werden die Signale an die jeweiligen Filter h_n und g_n angelegt, deren Ausgänge an Parallel-Seriell-Wandler 140, 141 angelegt werden, um ein Signal x(n) mit einer höheren Abtastrate zu erzeugen.
Indem zwingend vorgegeben wird, dass die Filter Halbbandfilter sind, wie in dem Empfängerabschnitt, reduziert sich 17 auf 18.
Wie ersichtlich ist, sind die Filter der unteren Zweige einfach invertierte Versionen der Filter der oberen Zweige. Wie in 18 gezeigt, durchläuft jede Abtastung die Filter c und h, wodurch zwei Abtastungen aus einer erzeugt werden, um das aufwärts abgetastete Signal zu erzeugen.
18 kann auf 19 als eine rekursive 2-Kanal-Filterbank reduziert werden, wobei der Kanalauswahlblock 150 die Anzahl der Iterationen festlegt, die zum Aufwärtsmischen des ausgewählten Eingangssignals erforderlich sind, und der Zweig wird positioniert, indem das Vorzeichen der Koeffizienten gewählt wird (d.h. invertiert oder nicht).
20 zeigt das vollständige Sender-Schaltbild mit dem digitalen ZF-Abschnitt. Dies ähnelt 13, wobei die Signale umgekehrten Pfaden folgen.
Die Basisband-I- und -Q-Signale werden von komplex in real auf eine Frequenz f_i nahe Null aufwärts gemischt, und der Kanalauswahlblock entscheidet, wo die untere oder obere Signalfrequenz positioniert wird und über die Anzahl von Iterationen, die erforderlich sind, um das Signal vor dem D/A auf ZF aufwärts zu mischen.
21 zeigt ein Schaltbild der Signale x1(n), x2(n) und x(n), wie auf 18 angewendet. Die Bandbreite ist verdoppelt und beide Eingangssignale werden zusammen gestapelt und gleichzeitig aufwärts abgetastet und aufwärts gemischt. Wenn nur ein Kanal gewählt wird, wird nur eines der Signale aufwärts abgetastet und aufwärts gemischt.
Unter erneuter Bezugnahme auf 20, wenn das vom Parallel-Seriell-Wandler 160 ausgegebene und zum Kanalauswahlblock 150 zurückgekoppelte Signal eine unzureichende Bandbreite/Abtastrate aufweist, wird das Signal wieder an die Filter h und c angelegt, um aufwärts abgetastet und aufwärts gemischt zu werden.

Claims

Verfahren zum Verarbeiten eines Digitalsignals, das durch Abtasten eines Breitbands von Trägerfrequenzen mit einer Rate Fs erlangt wird, um Informationen von einem gewünschten Kanal von Trägerfrequenzen in dem Breitband zu erhalten, wobei das Verfahren umfasst: (a) Umwandeln des abgetasteten Eingangssignals in M untergeordnete Signale, wobei M eine ganze Zahl größer 1 ist, wobei jedes untergeordnete Signal eine Abtastrate aufweist, die gleich Fs/M ist; (b) Anlegen der untergeordneten Signale an eine M-Kanal-Bank von Bandpassfiltern, von denen jedes einen anderen Durchlassbereich in dem Breitband aufweist; (c) Auswählen der Ausgabe von dem einem der Filter, das den gewünschten Kanal von Trägerfrequenzen enthält; und (d) Wiederholen der Schritte a), b) und c), wobei die in Schritt c) gewählte Ausgabe als Eingabe verwendet wird, bis die nächste Wiederholung Trägerfrequenzen des gewünschten Kanals von der Ausgabe ausschließen würde.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei auf Schritt (d) folgend das Ausgangssignal in komplexe Signale umgewandelt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Wert von M für jede Wiederholung der Schritte a), b) und c) der gleiche ist.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei M = 2 für wenigstens eine Ausführung der Schritte a), b) und c) ist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei, wenn M = 2 ist, jedes Filter die Hälfte des Bands von Frequenzen durchlässt, die an die Filterbank angelegt werden.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Filter Quadraturspiegelfilter sind.
Digitalsignalprozessor zum Verarbeiten eines Digitalsignals, das durch Abtasten eines Breitbands von Trägerfrequenzen mit einer Rate Fs erlangt wird, um Informationen von einem gewünschten Kanal von Trägerfrequenzen in dem Breitband zu erhalten, wobei der Prozessor umfasst: eine Einrichtung zum Umwandeln (60) des abgetasteten Eingangssignals in M untergeordnete Signale, wobei M eine ganze Zahl größer 1 ist, wobei jedes untergeordnete Signal eine Abtastrate aufweist, die gleich Fs/M ist; eine M-Kanal-Bank von Bandpassfiltern, von denen jedes einen anderen Durchlassbereich in dem Breitband aufweist, um ein entsprechendes der untergeordneten Signale zu empfangen; eine Einrichtung zum Auswählen (70) der Ausgabe von einem der Filter, das den gewünschten Kanal von Trägerfrequenzen enthält; und eine Einrichtung (70) zum Wiederholen der Rückführung des ausgewählten Signals zu der Umwandlungseinrichtung (60), bis die Ausgabe von der Auswähleinrichtung (70) bei der nächsten Wiederholung Trägerfrequenzen des gewünschten Kanals ausschließen würde.
Digitalsignalprozessor nach Anspruch 7, des Weiteren umfassend eine Einrichtung zum Umwandeln der Ausgabe aus der Auswähleinrichtung in komplexe Signale.
Digitalsignalprozessor nach Anspruch 7 oder 8, wobei M = 2 ist.
Digitalsignalprozessor nach Anspruch 9, wobei jedes Filter die Hälfte der Bandfrequenzen durchlässt, die an die Filterbank angelegt werden.
Digitalsignalprozessor nach Anspruch 9 oder 10, wobei die Filter Quadraturspiegelfilter sind.
Funkempfänger mit eingebautem Digitalsignalprozessor nach einem beliebigen der Ansprüche 7 bis 11.
Verfahren zum Verarbeiten eines Digitalsignals für die Übertragung, das folgende Schritte umfasst: (a) Anlegen des Signals an eine M-Kanal-Filterbank, wobei M eine ganze Zahl größer 1 ist; (b) Parallel-Seriell-Umwandlung der Signale, die von den M Filtern in der Filterbank ausgegeben werden, um ein interpoliertes Signal zu erzeugen, dessen Abtastrate M mal die Abtastrate des Eingangssignals beträgt, und von dem Bilder, die durch den Interpolationsprozess erzeugt worden sind, zurückgewiesen wurden; (c) wiederholtes Rückführen der seriellen Ausgangssignals zu der M-Kanal-Filterbank; und (d) Wiederholen der Schritte (a), (b) und (c), bis eine gewünschte Abtastrate und/oder Signalbandbreite erreicht werden.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Digitalsignal in der Form eines komplexen Signals vorliegt und vor Schritt (a) in ein reales Signal umgewandelt wird.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, wobei M für jede Wiederholung der Schritt (a) und (b) gleich ist.
Verfahren nach Anspruch 12, 13 oder 14, wobei M = 2 für wenigstens eine Wiederholung der Schritte (a) und (b) ist.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei, wenn M = 2 ist, die Filter Quadraturspiegelfilter sind.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei vor wenigstens einem Durchgang von Schritt (a) das Signal invertiert wird.
Verfahren nach Anspruch 17, des Weiteren umfassend den Schritt des Ermittelns, ob das Signal gemäß dem Frequenzband, in dem das Signal übertragen werden soll, zu invertieren ist oder nicht.
Vorrichtung zum Verarbeiten eines Digitalsignals für die Übertragung, umfassend: eine M-Kanal-Filterbank, der das Digitalsignal zugeführt wird, wobei M eine ganze Zahl größer 1 ist; eine Parallel-Seriell-Umwandlungseinrichtung (160) zum Umwandeln von parallelen Signalen, die von der Filterbank empfangen werden, in serielle Signale; wobei die serielle Ausgabe ein interpoliertes Signal ist, dessen Abtastrate M mal die Abtastrate des Eingangs beträgt, und von dem Bilder, die durch den Interpolationsprozess erzeugt worden sind, zurückgewiesen wurden; und eine Einrichtung (150) zum wiederholten Rückführen des seriellen Ausgangssignals zu der M-Kanal-Filterbank, bis eine gewünschte Abtastrate erreicht wird.
Vorrichtung nach Anspruch 20, des Weiteren umfassend eine Einrichtung zum Umwandeln von komplexen Signalen in reale Signale, wobei die Ausgabe der Umwandlungseinrichtung der Filterbank zugeführt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 20 oder 21, wobei M = 2 ist.
Vorrichtung nach Anspruch 22, wobei die Filter Quadraturspiegelfilter sind.
Vorrichtung nach Anspruch 23, des Weiteren umfassend Einrichtungen zum Invertieren von Signalen, bevor sie der Filterbank zugeführt werden.
Vorrichtung nach Anspruch 24, wobei die Invertierungseinrichtungen in eine Kanalauswahleinrichtungen integriert sind, und die Kanalauswahleinrichtung ermittelt, ob Signale abhängig von dem Frequenzband, in dem sie übertragen werden sollen, zu invertieren sind oder nicht.
Funksender mit einer eingebauten Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 20 bis 25.