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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Datenwandler und insbesondere
auf einen Datenwandler zur Verwendung in einem Empfänger oder
einem Sender.
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Hintergrund der Erfindung
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Bei
vielen Geräten,
wie z. B. tragbaren Kommunikationsgeräten, insbesondere denjenigen,
die ein digitales Modulationsschema verwenden, besteht meist ein
Erfordernis, Funk- oder andere modulierte Signale, die von dem Gerät empfangen
werden, von analog in digital zu wandeln, und Signale, die von dem
Gerät übertragen
werden sollen, von digital in analog zu wandeln.
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Für diesen
Zweck werden aus einer Reihe von wohlbekannten Gründen, wie
z. B. wegen guter Linearität,
Eignung zur Bildung auf einer integrierten Schaltung usw., häufig Sigma-Delta-
und Delta-Sigma-Wandler verwendet. Damit sich solche Wandler für diesen
Zweck, insbesondere für
eine Verwendung in hoch entwickelten tragbaren Kommunikationsgeräten, eignen,
müssen
sie im Allgemeinen allerdings ziemlich komplex sein. Solche Wandler
umfassen üblicherweise
eine Anzahl unterschiedlicher Stufen mit unterschiedlichen Überabtaststufen
auf den unterschiedlichen Stufen. Darüber hinaus ist auf jeder Stufe
eine komplizierte Filterung erforderlich, um das Rauschen, das durch
den Wandler erzeugt worden ist, zu beseitigen. Das wird üblicherweise
dadurch erreicht, dass an dem Ausgang jeder Stufe ein Filter zur Verfügung gestellt
wird, das zumindest alle Komponenten, deren Frequenz größer ist
als ungefähr
die Hälfte
der Taktfrequenz, die auf jeder Stufe verwendet wird, herausfiltert.
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Darüber hinaus
muss ein Gerät,
wie z. B. ein tragbares Kommunikationsgerät, nach einer Analog-Digital-(A/D)-Wandlung
in dem Fall von empfangenen Signalen oder vor einer D/A-Wandlung
in dem Fall von Signalen, die zu übertragen sind, eine digitale
Signalverarbeitung auf dem Signal ausführen. So eine Signalverarbeitung
umfasst üblicherweise
irgendeine Art von Phasenfunktionstransformation, wie z. B. eine
Wandlung zwischen einer Zwischenfrequenz (Intermediate Frequency/IF)
und Basisband, und auch eine digitale Filterung.
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Darüber hinaus
hat ein herkömmlicher
Superheterodyn-Transceiver
den Nachteil, dass er für eine
einzelne Einstellung des Hauptlokaloszillators nur im Stande ist,
innerhalb eines einzigen Funkkanals mit einer vorgegebenen Kanalbandbreite
(z. B. 200 kHz bei GSM) zu empfangen oder zu übertragen. Um zu einem anderen
Kanal zu wechseln, muss der Hauptlokaloszillator auf eine neue Frequenz
umprogrammiert werden. Bevor die neue Frequenz richtig eingestellt
ist, wird dazu eine bestimmte endliche Zeit, die allgemein als die 'Settling Time' bzw. deutsch: Einschwingzeit
bezeichnet wird, benötigt. Üblich ist
eine Einschwingzeit von 100-400 μs.
Diese kann sich in einigen Fällen,
z. B. wenn es erforderlich ist, den DC-Offset des Transceivers bei
Betrieb auf dem neuen Kanal anzupassen, erhöhen.
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In
den Patentspezifikationen mit den Nummern
EP-A-0 658 007 ,
WO 97 20657 ,
US-A-5 757 862 und
EP-A-0 451 966 werden
verschiedene bekannte Beispiele für Analog-Digital- und Digital-Analog-Datenwandler
beschrieben.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung stellt einen Datenwandler und eine Funkvorrichtung,
wie sie in den begleitenden Ansprüchen beschrieben werden, zur
Verfügung.
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Die
vorliegende Erfindung ermöglicht
es, dass eine Signalverarbeitung, die nicht direkt mit einer Datenwandlung
zusammenhängt,
innerhalb des Datenwandlers durchgeführt wird. Das führt zu einer Reihe
von Vorteilen gegenüber
herkömmlichen
Datenwandlern. Eine digitale Signalverarbeitung kann zum Beispiel
effizienter ausgeführt
werden, wenn das Signal auf einer Überabtastrate größer als
ungefähr Eins
erfolgt. Folglich kann eine Signalverarbeitung auf dem digitalen
Zwischensignal innerhalb des Datenwandlers gemäß der vorliegenden Erfindung
effizienter ausgeführt
werden als auf dem ersten digitalen Signal außerhalb des Datenwandlers,
da das digitale Zwischensignal auf einer größeren Überabtastrate als das erste
digitale Signal er folgt. Man beachte, dass das erste digitale Signal
gewöhnlich
bei einer Überabtastrate
nahe Eins erfolgt. Von einem Fachmann wird der Begriff "Überabtastrate" so verstanden, dass
er sich auf das Verhältnis
der tatsächlichen
Abtastrate eines Signals zu der Nyquist-Rate des gewünschten
Teils des Signals auf Basisband bezieht, wobei es sich dabei um
die doppelte maximale Bandbreite des gewünschten Signals handelt (z.
B. ungefähr
220 kHz bei GSM, wo die maximale Bandbreite eines Signals ungefähr 110 kHz
beträgt, wobei
die Kanalbreite zwischen benachbarten Kanälen ungefähr 200 kHz beträgt).
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Ein
weiterer Vorteil, zu dem die vorliegende Erfindung führt, liegt
darin, dass die Gesamtmenge digitaler Filterung, die von einem Gerät benötigt wird, reduziert
werden kann, indem es einer Filterungsstufe innerhalb des Wandlers
ermöglicht
wird, zumindest etwas von der Filterung für eine Filterungsstufe außerhalb
des Wandlers auszuführen
oder umgekehrt.
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Bei
dem Datenwandler handelt es sich vorzugsweise um einen komplexen
Wandler, wodurch jedes der Eingangs- und Ausgangssignale ein Quadraturpaar
von Signalen umfasst.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung umfasst die digitale Verarbeitungsstufe digitale
Mischmittel, um Phasenfunktionstransformationen, wie z. B. eine
Frequenztransformation, auszuführen.
Der Begriff Phasenfunktionstransformation wird hier verwendet, um
eine Operation, wie zum Beispiel die folgende, zu beschreiben: X(t) = ei(ωt+ϕt) → X'(t) = X(t)·eiΦ(t) =
ei(ωt+ϕ(t)+Φ(t)) wo
X(t) das digitale Zwischensignal, repräsentiert als ein phasenmoduliertes
Signal, ist, wobei die Phasenmodulation durch ϕ(t) bestimmt
wird und Φ(t)
die Phasenfunktion ist, durch welche das Zwischensignal transformiert
wird. Falls dΦ(t)/dt
=ω1 , wobei ω1 zeitkonstant
ist, ist eindeutig Φ(t)
= ω1t und die Operation umfasst, dass auf
dem digitalen Zwischensignal eine Frequenzverschiebung, die durch f1 = ω1/2π bestimmt
ist, ausgeführt
wird.
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Bei
dem Datenwandler handelt es sich vorzugsweise um einen Bandpasswandler
zum Empfangen eines Zwischenfrequenz (IF)-Signals und Ausgeben eines
Basisbandsignals oder umgekehrt. Der Begriff "IF-Signal" wird hier sowohl in der Bedeutung eines
IF-Signals in dem herkömmlichen
Sinne, nämlich
eines Einzelfrequenz-IF-Trägersignals,
moduliert durch das gewünschte
Signal, als auch einem alternativen und vorteilhaften Falle verwendet,
in dem das IF-Trägersignal
nicht eine einzelne Frequenz aufweist, sondern als Folge davon,
dass es durch eine Spread Spectrum-Phasenfunktion moduliert wurde, ein
Spread Spectrum aufweist, wobei das gespreizte Trägersignal
dann wie vorher durch das gewünschte Signal
moduliert wird.
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Kurze Beschreibung der Figuren
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Für ein besseres
Verständnis
der vorliegenden Erfindung werden nun – und zwar nur als Beispiel – Ausführungsformen
davon mit Bezug auf die Begleitzeichnungen beschrieben, in denen:
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1 ein
Flussdiagramm eines Analog-Digital-Datenwandlers ist;
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2 ein
Flussdiagramm eines Digital-Analog-Datenwandlers zusammen mit einem
zugeordneten I/Q-Modulator und HF [engl.: RF]-Übertragungsschaltungseinrichtungen
ist;
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3 ein
Flussdiagramm von Funkempfängerschaltungseinrichtungen
ist;
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4 ein
Flussdiagramm von Funksenderschaltungseinrichtungen ist;
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5 ein
schematisches Flussdiagramm ist, das ein Verfahren zum Detektieren
eines Frequenzkorrekturburstsignals darstellt; und
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6 ein
schematisches Flussdiagramm ist, das ein Verfahren zum Messen des
Leistungsgehalts von beiden benachbarten Kanälen und einem alternativen
Kanal relativ zu einem gegebenen gewünschten Kanal darstellt.
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Ausführliche Beschreibung der Ausführungsformen
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Bezieht
man sich zunächst
auf 1, so erkennt man, dass ein Analog-Digital-Datenwandler 1 einen
I 11- und einen Q 12-Sigma-Delta-Modulator, ein erstes I-Dezimationsfilter 21 und
ein erstes Q-Dezimationsfilter 22, einen ersten I-Dezimator 31 und
einen ersten Q-Dezimator 32, einen IF-Trägerphasensignalgenerator 30,
einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Mischer 41, 42, 43, 44, einen
ersten und einen zweiten Addierer/Subtrahierer 51, 52,
ein zweites I-Dezimationsfilter 61 und ein zweites Q-Dezimationsfilter 62,
einen zweiten I- und einen zweiten Q-Dezimator 71, 72 und
I- und Q-Selektivitätsfilter 81, 82 umfasst.
Dem Datenwandler 1 wird ein komplexes analoges IF-Signal,
das eine Inphase (I)-Komponente 101 und eine Quadraturphase (Q)-Komponente 102 umfasst,
zugeführt,
wobei die I-Komponente dem I-Sigma-Delta-Modulator 11 zugeführt wird
und die Q-Komponente dem Q-Sigma-Delta-Modulator 12 zugeführt wird.
Die I- und Q-Sigma-Delta-Modulatoren 11 und 12 erzeugen sehr
verrauschte digitale Signale 111 beziehungsweise 112 hoher
Rate. In der in 1 dargestellten Ausführungsform
werden die verrauschten digitalen Signale 111, 112 von
den Modulatoren 11, 12 bei einer Takt- oder Abtastrate,
fS, von ungefähr 13 MHz ausgegeben. Diese
Signale werden dem ersten I- und dem ersten Q-Dezimationsfilter 21, 22 zugeführt, die den
Großteil
des Hochfrequenzrauschens (erzeugt durch die Modulatoren 11, 12)
beseitigen, um gefilterte hochfrequente I- und Q-Signale 121, 122 zu
erzeugen, die dann durch die Dezimatoren 31, 32 dezimiert werden,
um digitale I- und Q-Zwischensignale 131, 132 mit
einer Abtastrate fSM von, in diesem Beispiel, ungefähr 1,083
MHz zu erzeugen.
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Das
digitale I-Zwischensignal 131 wird dem ersten und dem zweiten
Mischer 41, 42 zugeführt. Das digitale Q-Zwischensignal 132 wird
dem dritten und dem vierten Mischer 43, 44 zugeführt. Darüber hinaus
erzeugt der IF-Trägerphasensignalgenerator zumindest
ein erstes IF-Phasenfunktionssignal 133 und ein zweites
IF-Phasenfunktionssignal 134, wobei das erste Signal 133 dem
ersten und dem dritten Mischer 41, 43 zugeführt wird,
und wobei das zweite Signal 134 dem zweiten und dem vierten
Mischer 42, 44 zugeführt wird. Der erste Mischer 41 mischt
das Signal 131 mit dem Signal 133, um ein Signal 141 zu erzeugen,
welches dem ersten Addierer/Subtrahierer 51 zugeführt wird.
Der zweite Mischer 42 mischt das Signal 131 mit
dem Signal 134, um ein Signal 142 zu erzeugen,
das dem zweiten Addierer/Subtrahierer 52 zugeführt wird.
Der dritte Mischer 43 mischt das Signal 132 mit
dem Signal 133, um ein Signal 143 zu erzeugen,
das einem zweiten Eingang des Addierers/Subtrahierers 52 zugeführt wird.
Der vierte Mischer 44 mischt das Signal 132 mit
dem Signal 134, um ein Signal 144 zu erzeugen,
das einem zweiten invertierenden Eingang des ersten Addierers/Subtrahierers 51 zugeführt wird.
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Der
erste Addierer/Subtrahierer 51 subtrahiert das Signal 144 von
dem Signal 141, um ein verarbeitetes digitales I-Zwischensignal 151 zu
erzeugen, das dem zweiten I-Dezimationsfilter 61 zugeführt wird.
Der zweite Addierer/Subtrahierer 52 addiert das Signal 142 zu
dem Signal 143, um ein verarbeitetes digitales Q-Zwischensignal 152 zu
erzeugen, das dem zweiten Q-Dezimationsfilter 62 zugeführt wird.
Die zweiten Dezimationsfilter 61, 62 beseitigen
erneut das Hochfrequenzrauschen (allgemein liegt der Zweck von Dezimationsfiltern
in einer Beseitigung alles Rauschens auf Frequenzen größer als die
Hälfte
der Abtastfrequenz des Dezimators unmittelbar im Anschluss an das
Dezimationsfilter – in
diesem Fall können
die Anforderungen an das Dezimationsfilter allerdings zweckmäßigerweise
etwas gelockert werden. Der Grund dafür ist, dass, auch wenn irgendein
Rauschen bei einer Frequenz größer als die
Hälfte
der Frequenz des Dezimators nach einer Dezimation als Rauschen bei
einer Frequenz bestimmt durch die halbe Frequenz des Dezimators
minus die Differenz zwischen der halben Frequenz des Dezimators
und der Frequenz des ungefilterten Rauschens auftritt, es, da eine
gewisse Menge an Rauschen mit einer Frequenz über der maximalen Frequenz
des gewünschten
Signals zugelassen sein kann, nicht auch durch das Dezimationsfil ter
beseitigt werden muss, weil solches Rauschen durch den Einsatz der
Selektivitätsfilter
im weiteren Verlauf der Schaltung sowieso beseitigt wird). Die Ausgangssignale 161, 162 der
zweiten Dezimationsfilter 61, 62 werden durch
die zweiten Dezimatoren 71, 72 auf eine Ausgangsabtastrate
fo von, in diesem Fall, ungefähr 541,5
kHz dezimiert, was einer Überabtastrate von
2 für GSM
entspricht. Alternativ könnten
die zweiten Dezimationsfilter und Dezimatoren so eingerichtet sein,
dass sie auf dieser Stufe Signale mit einer Überabtastrate von 1 ausgeben.
Bei den Ausgängen
der Dezimatoren handelt es sich um ungefilterte I- und Q-Ausgangssignale 171, 172,
die den I- und Q-Selektivitätsfiltern 81, 82 zugeführt werden,
welche jegliches Rauschen außerhalb
der Bandbreite des gewünschten
Signals beseitigen, das zum Beispiel durch Rauschen, erzeugt entweder
durch die Datenwandlerstufen oder durch benachbarte Signale, verursacht
wurde. Die Selektivitätsfilter
geben gefilterte I- beziehungsweise Q-Ausgangssignale 181, 182 aus,
die dann weiterverarbeitet oder in einen einfachen Datenstrom gewandelt
werden können
usw.
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Für einen
ausgebildeten Fachmann versteht es sich, dass der IF-Trägerphasensignalgenerator
30 zusammen
mit den Mischern
41,
42,
43,
44 und
den Addierern/Subtrahierern
51,
52 als eine komplexe Multiplizierereinrichtung
angeordnet ist, um eine Nichtdatenwandlungssignalverarbeitung des
Phasenfunktionstransfertyps auszuführen, wie zum Beispiel:
X(t) = ei(ωt+ϕt) → X'(t) = X(t)·eiΦ(t) =
ei(ωt+ϕ(t)+Φ(t)) wo
X(t) das digitale Zwischensignal
131,
132, repräsentiert
als ein phasenmoduliertes Signal, ist, wobei die Phasenmodulation
durch ϕ(t) bestimmt ist und Φ(t) die Phasenfunktion ist,
durch die das Zwischensignal transformiert wird, und das erste und
das zweite Signal
133,
134, erzeugt durch den
IF-Trägerphasensignalgenerator,
mathematisch durch e
iΦ ( t ) repräsentiert
werden. Falls
dΦ(t)/dt
= ω1 , wobei ω
1 in
der Zeit konstant ist, ist eindeutig
Φ(t) = ω1t und
die Operation umfasst, dass auf dem digitalen Zwischensignal eine
Frequenzverschiebung, bestimmt durch
f1 = ω1/2π ausgeführt wird.
Alternativ könnte Φ(t) nicht zeitkonstant
sein, in welchem Fall es einer Entspreizoperation entsprechen würde (für Einzelheiten
dazu siehe die gleichzeitig anhängige
Europäische Patentanmeldung Nr. 98401954.7) .
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
umfasst der Datenwandler ein DC-Notch-Filter, das unmittelbar vor
den Mischern 41, 42, 43, 44 angeordnet ist,
um irgendwelche unerwünschten
DC-Komponenten, die zum Beispiel von Verlust aus dem lokalen HF-Oszillator
(in 1 nicht dargestellt) oder Nichtlinearitäten in den
Schaltungselementen bis zu den Mischern 41, 42, 43, 44 herrühren, von
den digitalen Zwischensignalen 131, 132 zu entfernen.
Das ist der Verwendung eines IF-Notch-Filters, um die unerwünschten
DC-Komponenten zu entfernen, nachdem sie durch den Signalverarbeitungsteil 30, 41, 42, 43, 44, 51, 52 in
eine IF-Frequenz umgesetzt worden sind, vorzuziehen, da ein solches
Filter gewöhnlich auch
gewünschte
Komponenten, bei deren Frequenz es sich um die invertierte Frequenz
der unerwünschten
Komponenten handelte, beseitigen würde (falls z. B. die unerwünschten
Komponenten von DC zu 100 kHz transformiert würden, würde ein 100 kHz Notch-Filter
auch Komponenten bei – 100
kHz entfernen), es sei denn, es würde ein hoch entwi ckeltes komplexes
Filter verwendet, was nicht notwendig ist, falls stattdessen ein
DC-Notch-Filter verwendet wird.
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Bezieht
man sich nun auf
2, so erkennt man, dass ein
Digital-Analog-Datenwandler zusammen mit einem ROM IQ-Modulator
280,
komplexen IF- zu nichtkomplexen HF-Wandlungsschaltungseinrichtungen
270,
235,
236,
290,
HF-Verstärkung
und Verarbeitungsmitteln
291 und einer Antenne
292 dargestellt
wird. Der restliche Datenwandler ähnelt im Wesentlichen dem Datenwandler
1,
außer
dass er als Digital-Analog-Datenwandler
eingerichtet ist und somit Elemente, wie z. B. die Dezimationsfilter
und Dezimatoren
21,
22,
31,
32,
61,
62,
71,
72,
gegen die entsprechenden Interpolatoren
261,
262,
221,
222 ausgetauscht
wurden und die Sigma-Delta-Modulatoren
11,
12 durch
Strom- oder Spannungswandler
225,
226 und Tiefpassfilter
227,
228 ersetzt
wurden. Darüber
hinaus wird die komplexe Multiplizierereinrichtung
230,
241,
242,
243,
244,
251,
252 aus
Gründen
der Konvention auf eine etwas andere Art dargestellt (man beachte,
dass die Konstruktion eines komplexen Multiplizierers durchaus innerhalb
der Kompetenzen eines ausgebildeten Fachmanns liegt und hier nicht
ausführlicher
beschrieben wird. Weitere Einzelheiten können allerdings der gleichzeitig
anhängigen
Europäischen Patentanmeldung Nr. 98401954.7 entnommen
werden.)
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Der
Betrieb des Datenwandlers von 2 entspricht
im Wesentlichen demjenigen von 1, also
wird ein zu übertragender
Datenstrom in den ROM IQ-Modulator 280 eingegeben, der
daraus ein komplexes Basisbandsignal erzeugt, das ein I-Basisbandsignal 2181 und
ein Q-Basisbandsignal 2182 bei einer Abtastrate fo von, zum Beispiel, in etwa 271 kHz oder,
bei GSM, einer Überabtastrate
von 1 umfasst. Auf dieser Stufe können die Signale zum Beispiel
jeweils 10 Bit breit sein. Diese Signale werden dann den ersten
Interpolatoren 261, 262 zugeführt, die digitale Zwischensignale 2161, 2162 erzeugen, welche
bei einer größeren Abtastrate
fSM von zum Beispiel 1,083 MHz erfolgen,
wahrscheinlich aber weniger Bit breit (zum Beispiel 8 Bit breit)
sind.
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Die
digitalen Zwischensignale 2161, 2162 werden in
die komplexe Multiplizierereinrichtung 241, 242, 243, 244, 251, 252 eingegeben,
die eine Phasenfunktionstransformation auf dem komplexen digitalen
Zwischensignal 2161, 2162, bestimmt durch das
komplexe Signal, das durch den IF-Trägerphasensignalgenerator 230 erzeugt
wird, ausführt,
was zum Beispiel die Form ei(Φ(t) aufweist, wobei Φ(t) die Phasenfunktion
repräsentiert,
durch die das komplexe digitale Zwischensignal 2161, 2162 transformiert wird.
Die Folge davon besteht üblicherweise
darin, dass das Basisbandsignal in ein komplexes IF-Signal 2151, 2152 gewandelt
wird, welches von der komplexen Multiplizierereinrichtung 241, 242, 243, 244, 251, 252 ausgegeben
wird. Das komplexe IF-Signal umfasst ein verarbeitetes digitales
I-Zwischensignal 2151 und ein verarbeitetes digitales Q-Zwischensignal 2152.
Diese Signale werden den zweiten Interpolatoren 221, 222 zugeführt, die
interpolierte digitale Signale mit einer viel höheren Abtastrate fS von,
zum Beispiel, 13 MHz, aber viel geringerer Breite erzeugen – zum Beispiel
können
sie nur 1 oder 2 Bit breit sein. Die Ausgangssignale von den zweiten
Interpolatoren 221, 222 werden dann den Strom-
oder Spannungswandlern zugeführt,
die zum Beispiel unterschiedliche Spannungswerte für unterschiedliche Eingangssignale
erzeugen; die sehr schnell variierenden ausgegebenen Spannungs- oder Stromsignale
werden dann durch ein Tiefpassfilter ge filtert, um glatte analoge
Signale entsprechend den verarbeiteten digitalen Zwischensignalen 2151, 2152 zu erzeugen,
die somit einem komplexen analogen IF-Signal entsprechen. Dieses
analoge IF-Signal wird dann aufwärts
gewandelt und unter Verwendung der Elemente 270, 235, 236, 290, 291, 292 auf
wohlbekannte Weise übertragen.
Man beachte jedoch, dass die punktierte Linie 269 die Möglichkeit
eines Kommunikationskanals zwischen dem IF-Trägerphasensignalgenerator und
dem lokalen HF-Oszillator anzeigt, was eine Spreiz/Entspreizoperation
des an den komplexen Multiplizierer/Aufwärtswandlungseinrichtungen zu übertragenden
Signals ermöglichen würde.
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3 stellt
eine Funkempfängereinrichtung dar,
die eine Antenne 301, HF-Verstärkungsmittel und zugeordnete
Schaltungseinrichtungen 302, einen ersten und einen zweiten
HF-Mischer 310, 311, einen lokalen HF-Oszillator 305,
I- und Q-IF-Verstärkungsmittel 320, 321,
I- und Q-IF-Filtermittel 330, 331, I- und Q-Analog-Digital-Datenwandler 340, 341, einen
IF-Trägerphasensignalgenerator 350,
komplexe Multiplikationsmittel, die einen ersten, einen zweiten,
einen dritten und einen vierten Mischer 360, 361, 362, 363 und
einen ersten und einen zweiten Addierer/Subtrahierer 370, 371 umfassen,
und I- und Q-Selektivitätsfilter 380, 381 umfasst.
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Eine
solche Einrichtung ist zum Betrieb in einem sehr niedrigen IF-Modus
geeignet, in dem das empfangene HF-Signal in ein sehr niedriges komplexes
IF-Signal, das sich in dem Funkschema von Interesse, zum Beispiel
und vorzugsweise, um eine Frequenz von der halben Kanalseparation
benachbarter Kanäle
zentriert (in dem Fall von GSM beträgt zum Beispiel die Kanalseparation
200 kHz und das komplexe IF-Signal zentriert sich vorzugsweise um
100 kHz (d. h. das IF-Trägersignal
weist eine Frequenz von 100 kHz auf)), abwärts gewandelt wird.
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In
einem solchen Modus wäre
die Betriebsweise des Empfängers
von 3 wie folgt. Die Antenne 301 würde ein
HF-Signal detektieren, welches durch die Mittel 302 verstärkt und
an die HF-Abwärtswandlungsmischer 310, 311 weitergegeben
würde. Der
lokale HF-Oszillator 305 erzeugt I- und Q-HF-Signale einer vorgegebenen
Frequenz gleich der Mittkanalfrequenz des Kanals, der zu empfangen
ist, plus der IF-Trägerfrequenz,
die in diesem Fall den halben Kanalabstand oder 100 kHz beträgt. Man
beachte, dass an diesem Punkt keine Filterung durchgeführt worden
ist, so dass das ausgegebene komplexe Signal von den Mischern 310, 311 das
gewünschte
Kanalsignal mit einer Belegung zwischen DC und der Kanalbandbreite
plus danach all der vorhergehenden Kanäle umfasst (d. h. der vorhergehende
benachbarte Kanal belegt von 200 kHz bis 400 kHz und der vorhergehende
alternative Kanal belegt von 400 kHz bis 600 kHz usw.). Darüber hinaus
gibt es Spiegelkanäle,
die die invertierten Frequenzbereiche belegen (d. h. der folgende
benachbarte Kanal belegt von DC bis -200 kHz und der folgende alternative
Kanal belegt von -200 kHz bis -400 kHz). Diese Signale werden dann
durch die IF-Verstärkungsmittel 320, 321 verstärkt und
danach durch die Tiefpassfilter 330, 331 geführt. Man
beachte, dass die Tiefpassfilter 330, 331 keine
komplexen Filter sind und somit nicht zwischen positiven und negativen
komplexen Signalen, deren Frequenzen dieselbe Größe aufweisen, auch wenn sie
von umgekehrtem Vorzeichen sind, unterscheiden können; um nicht irgendeine wichtige
Information, die innerhalb des gewünschten Kanals umfasst ist,
zu verlieren, und wegen der Unmöglichkeit,
unendlich scharfe Filter zu erzeugen, lassen die Filter, zusätzlich dazu,
dass sie sowohl die gewünschten
als auch die folgenden benachbarten Kanäle vollkommen ungedämpft durchlassen,
darüber
hinaus auch einen signifikant großen Teil des vorausgehenden
benachbarten Kanals und des folgenden alternativen Kanals durch.
Die gefilterten Signale werden dann zu den nichtkomplexen AD-Datenwandlern 340, 341 weitergeleitet
und die Ausgänge von
diesen werden der komplexen Multiplizierereinrichtung 360, 361, 362, 363, 370, 371 zugeführt. Die komplexe
Multiplizierereinrichtung würde
gewöhnlich so
arbeiten, dass die Spiegelkanäle
beseitigt oder verworfen werden und das IF-Signal auf Basisband abwärts gewandelt
wird. Dieses Signal wird dann an die Selektivitätsfilter geleitet, die irgendwelche
Komponenten, deren Frequenz außerhalb
der Bandbreite des gewünschten
Signals liegt, beseitigen, wobei auf diese Weise jegliches Rauschen
von dem vorhergehenden benachbarten Kanal, der durch die Tiefpassfilter 330, 331 zugelassen
wurde, beseitigt wird.
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In
der komplexen Multiplizierereinrichtung von 3 sind die
Addierer/Subtrahierer 370, 371 allerdings in der
Hinsicht programmierbar, dass sie die ihnen zugeführten Signale
selektiv invertieren können.
Auf diese Weise ist es möglich,
das Verhalten des komplexen Multiplizierers so zu ändern, dass
der "gewünschte" Kanal entfernt und
stattdessen der "Spiegel"-Kanal behalten wird,
ohne dass der lokale HF-Oszillator 305 neu programmiert
werden muss. Da es möglich
ist, dass die Addierer/Subtrahierer ein Eingangssignal fast sofort
invertieren oder nicht invertieren, wird es dem Empfänger ermöglicht,
praktisch sofort zwischen benachbarten Kanälen zu schalten. (Man beachte:
anstatt die Signale an den Eingängen
der Addierer/Subtrahierer zu invertieren, wäre es auch möglich, die
durch den IF-Trägerphasensignalgenerator 430 erzeugten
Signale zu ändern,
um denselben Effekt zu erzielen. Ein Fachmann wird ähnliche
alternative Mechanismen, die dasselbe Ziel, nämlich eine praktische Unmittelbarkeit
als Folge einer Ausführung
in dem rein digitalen Bereich der komplexen Multiplizierereinrichtung,
erreichen, entwickeln können).
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Dadurch,
dass das von dem IF-Trägerphasensignalgenerator
erzeugte komplexe Signal modifiziert wird, ist es darüber hinaus
möglich,
das, was entweder von dem vorangehenden Kanal oder dem folgenden
alternativen Kanal übrig
ist, auf Basisband zu verschieben. Von diesen Kanälen können zwar keine
zuverlässigen
Daten wieder gewonnen werden (ohne den lokalen HF-Oszillator 305 neu
zu programmieren), doch ist es möglich,
daraus eine Schätzung der
Menge an Leistung, die in diesen Kanälen übertragen wird, zu erhalten,
was an sich schon eine nützliche
Information sein kann.
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4 stellt
einen Sender dar, der dem Empfänger
von 3 in vielerlei Hinsicht ähnlich ist, außer dass
Sendertypelemente die entsprechenden Empfängertypelemente von 3 ersetzen
und 4 darüber
hinaus einen ROM IQ-Modulator
umfasst. Man beachte, dass die komplexen Multiplizierermittel erneut
in dem rein digitalen Bereich angeordnet sind und somit die (komplexe)
Frequenz des aufwärts
gewandelten IF-Signals praktisch sofort geändert werden kann, was es ermöglicht,
dass die Übertragungsfrequenz
des Signals fast unverzüglich geändert wird,
ohne dass es erforderlich ist, die Betriebsfrequenz des lokalen
Oszillators zu ändern.
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Zwar
erfolgt keine Darstellung in einer Zeichnung, doch ist es in der
Zwischenzeit offensichtlich, dass in einer besonders bevorzugten
Ausführungsform
ein Datenwandler, wie er im Wesentlichen in jeder der 1 oder 2 dargestellt
wird, zur Verfügung
gestellt werden kann, wo der komplexe Multiplizierer, der zu dem
Datenwandler gehört,
geeignete Mittel zum Ändern
des Betriebs der komplexen Multiplizierermittel, wie z. B. durch
eine Bereitstellung von Addierern/Subtrahierern, die die in sie
eingegebenen Signale selektiv invertieren können, umfasst, um eine praktisch
sofortige Änderung
dessen, welcher Kanal durch einen Empfänger oder Sender, die solch
einen Datenwandler umfassen, empfangen oder übertragen wird, zu ermöglichen.
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5 stellt
ein Verfahren zum Detektieren eines FCB (Frequency Correction Burst/Frequenzkorrekturburst)-Signals dar, welches
sich die komplexen Multiplizierer, die ihren Betrieb ändern können, um,
wie in 3 und 4 dargestellt wird, entweder
einen gewünschten
oder einen Spiegelkanal praktisch sofort zu detektieren, zu Nutze
macht. In einem perfekten Fall, in dem der lokale Oszillator HF/IF abwärts wandelnde
HF-Signale auf genau der richtigen Frequenz erzeugt, würde ein
FCB-Signal, das auf einer Frequenz von 67,7 kHz größer als
die Mittkanalfrequenz übertragen
wird, leicht durch den Empfänger
detektiert werden (oberer Teil von 5). Falls
das lokale Oszillatorsignal etwas größer als erwünscht (z. B. wegen eines nichtperfekten
Quarzoszillators 54 kHz zu hoch) ist, wird der FCB dennoch detektiert,
an welchem Punkt die Frequenz des HF-Signals, erzeugt durch den
lokalen Oszillator, erfolgreich korrigiert und danach ein normaler
Empfang fortgesetzt werden kann (siehe mittleren Teil von 5).
Wo das Oszillatorsignal allerdings eine entsprechende Menge kleiner
als gewünscht
(d. h. wiederum auf Grund eines nichtperfekten Oszillators 54 kHz
zu niedrig) ist, wird der FCB nicht detektiert, da er innerhalb
dessen fällt,
wovon angenommen wird, dass es sich um ein Spiegelsignal handelt,
das von dem Empfänger
abgelehnt wird. Da es allerdings möglich ist, den Spiegel zu detektieren,
ohne den lokalen Oszillator neu einzustellen, kann der FCB dennoch
einfach dadurch, dass der Betrieb der komplexen Multiplizierereinrichtung
geändert
wird, detektiert werden.
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6 stellt
dar, wie es durch Ändern
des Betriebs der komplexen Multiplizierereinrichtung möglich ist,
entweder einen "gewünschten" Kanal oder einen
folgenden benachbarten "Spiegel"-Kanal oder, zumindest
bis zu einem gewissen Grad, einen vorangehenden benachbarten Kanal
oder folgenden alternativen Spiegelkanal zu detektieren. Der erste
Teil von 6 stellt diese 4 oben beschriebenen
Kanäle, die
als ein gewünschter
Kanal, positiver benachbarter oder Spiegelkanal, negativer benachbarter
Kanal beziehungsweise positiver alternativer Kanal gekennzeichnet
werden, dar. Der zweite Teil der Figur stellt dieselben Kanäle nach
einer Abwärtswandlung zu
komplexen IF-Signalen, zusammen mit dem Effekt der einfachen Tiefpassfilter,
die in 6 als die RX-Analogfilter gekennzeichnet werden,
dar. Der dritte und der vierte Teil der Figur stellen dieselben
4 Kanäle
nach einer Abwärtswandlung
zu Basisband, abhängig
von dem Betrieb der komplexen Multiplizierereinrichtung, dar. Eine
Abwärtswandlung
des IF-Signals mit Hilfe des komplexen Signals eiΦ(t) führt also dazu,
dass nur der gewünschte
Kanal nicht von dem Selektivitätsfilter
gedämpft
wird. Das abwärts
wandelnde Signal e-iΦ(t) würde jedoch dazu führen, dass nur
der Spiegelkanal durch das Selektivitätsfilter nicht gedämpft wird.
Desgleichen würde
das abwärts wandelnde
Signal ei(Φ(t)+BWt),
wobei BW der Kanalabstand (multipliziert mit 2π) ist, dazu führen, dass
nur der negative benachbarte Kanal durch das Selektivitätsfilter
nicht gedämpft
wird. Schließlich
würde das Abwärtswandlungssignal
e-i(Φ(t)+BWt) zur
Folge haben, dass nur der positive alternative Kanal nicht durch
die Selektivitätsfilter
gedämpft
wird.