DE102004027667B4 - Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung, Empfangsgerät und Verfahren zum Betrieb eines Empfangsgeräts - Google Patents

Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung, Empfangsgerät und Verfahren zum Betrieb eines Empfangsgeräts Download PDF

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Abstract

Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung für ein Empfangsgerät, wobei das Empfangsgerät einen Quadratur-Mischer (5) zum Mischen eines analogen Funkfrequenz-Signals in einem gewünschten Kanal mit einem Signal eines lokalen Oszillators zu Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten auf einer Zwischenfrequenz, ein Polyphasen-Filter (9) zum Bandpass-Filtern der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten, und einen Analog-Digital-Konverter (13) zum Konvertieren der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten in digitale Form aufweist, und in welchem Nachbarkanal-Interferenzen wegen Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten im Quadratur-Mischer (5) auftreten können,
dadurch gekennzeichnet, dass
– ein Eingang zum Empfang der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten auf der Zwischenfrequenz vor der Bandpass-Filterung durch den Polyphasen-Filter (9) vorgesehen ist,
– eine analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) zur Kompensation der Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten im Quadratur-Mischer (5) vorgesehen ist, und
– ein Ausgang zur Ausgabe der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten an das Polyphasen-Filter (9), nachdem die Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten kompensiert wurde, vorgesehen ist.

Description

  • Technisches Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen Empfangsgeräte, wie beispielsweise Funkempfänger, welche eine IF-(Intermediate Frequency, Zwischenfrequenz)-Architektur mit einem Polyphasen-Filter verwenden, in welchen Nachbarkanal-Interferenzen wegen Fehlanpassung der IQ-(Inphase und Quadratur)-Signale auftreten. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung, ein Empfangsgerät und ein Verfahren zum Betrieb eines Empfangsgerätes.
  • Beschreibung des Standes der Technik und Hintergrund der Erfindung
  • Architekturen mit einer niedrigen Zwischenfrequenz (low IF) haben eine Anzahl von Vorteilen für mit geringem Kostenaufwand hergestellte Funkempfänger, besonders das Nichtvorhandensein einer externen Filterkomponente und die Unempfindlichkeit gegenüber DC-(Direct Current, Gleichstrom)-Offsets in der Empfängerkette.
  • In 1 ist ein Beispiel einer im Stand der Technik bekannten Nieder-Zwischenfrequenz-Empfängerstruktur (low IF) dargestellt. Ein Funksignal wird anfänglich von einer Antenne 1 empfangen, und ein rauscharmer Verstärker (LNA, Low Noise Amplifier) 3 stellt eine anfängliche Verstärkung des empfangenen Signals bereit. Ein Quadratur-Mischer 5 mischt dann das Signal mit der Ausgabe eines lokalen Oszillators 7 in Inphase-I und Quadratur-Q Komponenten mit einer verminderten Frequenz, sodass das gewünschte Signal um die niedrige Zwischenfrequenz herum zentriert ist. Das Signal wird dann durch ein Polyphasen-Filter 9 gefiltert, welches eine um das ge wünschte Signal herum zentrierte Bandpass-Frequenzantwort hat und nur dem gewünschten Signal den Durchlass gestattet. Nach der Verstärkung durch eine programmierbare Verstärker-(PGA, Programmable Gain Amplifier)-Stufe 11, wird das Signal mit Hilfe eines Analog-Digital-Konverters (ADC, Analog-to-Digital Converter) 13 zur Demodulation in digitale Form konvertiert.
  • In 2a ist ein idealer Frequenzverlauf der Nieder-Zwischenfrequenz-Empfängerstruktur dargestellt. Die Frequenz Fc des lokalen Oszillators 7 des Empfängers ist auf die Frequenz des gewünschten Signals 21 abzüglich der niedrigen Zwischenfrequenz eingestellt. Wie in 2a gezeigt, liegt der niedrigere Nachbarkanal 23 nach Mischung durch den Quadratur-Mischer 5 typischerweise bei negativen Frequenzen. Das Polyphasen-Filter 9, dessen Bandpass-Frequenzantwort durch die gestrichelte Kurve 25 dargestellt ist, lässt den gewünschten Kanal durch.
  • In der Praxis interferieren jedoch eine Anzahl von weiteren Effekten mit der gewünschten Funktionsweise. Die Eingangssignale des Mischers vom lokalen Oszillator 7 sollten Idealerweise Sinus- und Kosinus-Signale, d. h. Sinus-Kurven mit 90° Phasendifferenz, sein. In der Praxis wird jedoch ein kleiner Phasenfehler zwischen den beiden Signalen vorhanden sein. Zusätzlich kann wegen Differenzen in der Verstärkung zwischen beiden Pfaden ein Amplitudenfehler zwischen den Inphase- und Quadratur-Signalen auftreten. Das Ergebnis dieser Unvollkommenheiten ist, dass Energien von negativen Frequenzen, d. h. von Frequenzen unterhalb der Trägerfrequenz, reflektiert oder gespiegelt werden und, wie in 2b durch das Bezugszeichen 27 angedeutet, als Abbildungen bei gleicher positiver Frequenz erscheinen.
  • Dieses Reflektionsphänomen ist ein großes Problem in Situationen, in denen das Nachbarkanalabbild innerhalb des Durchlassbereiches des gewünschten Signals liegt, da es durch das Polyphasen-Filter 9 nicht abgeschwächt wird und daher als In terferenz erscheint. Dieser Effekt kann einen begrenzenden Faktor darstellen, da z. B. in einem WLAN 802.11g-Empfänger das Signal des Nachbarkanales bis zu 35 dB stärker als das Signal des gewünschten Kanals sein kann.
  • Der Effekt der Phasen- und Amplitudenfehler kann durch eine lineare Transformation der Signale I und Q gut beschrieben werden. Ohne den Polyphasen-Filter gilt:
    Figure 00030001
    wobei I' und Q' die verzerrten Signale sind, ϕ der Phasenfehler, Δ der relative Amplitudenfehler und K eine Konstante sind.
  • Ein direkter Weg zur Beseitigung der Fehlanpassung ist es, mit Hilfe von digitaler Multiplikation und Summations-Operationen die inverse Operation auf das Signal anzuwenden:
    Figure 00030002
  • Eine weitere kleine Verstärkungsskalierung oder ein tolerierter Verstärkungsfehler ergibt ein vereinfachtes Ergebnis:
    Figure 00030003
    wobei K' = K/(1 + Δ), 1 + α = (1 + Δ)/cosφ und β = –sinϕ/cosϕ gelten.
  • Es gibt noch eine Reihe weiterer Arten, den Fehler und die resultierende Kompensationsgleichung darzustellen. Diese haben jedoch alle einen ähnlichen Effekt.
  • In der Druckschrift WO 02/23713 A2 ist eine Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung für ein Empfangsgerät beschrieben (vergleiche z. B. 13 und Abschnitt 4.2.2). Bei dieser Nachbarkanal-Unterdrückungsvorrichtung wird der Quadraturmischer durch Kalibrierung so eingestellt, dass die Fehlanpassung der Inphase- und Quadraturkomponenten minimiert wird.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Ein Problem bezüglich der oben angegebenen Lösung, digitale Operationen zur Kompensierung der Fehlanpassung auszuführen, umfasst den Effekt des Polyphasen-Filters im Signalpfad. Dies impliziert, dass das Inverse der Übertragungsfunktion des Filters ebenfalls durch den digitalen IQ-Kompensationsschaltkreis berechnet werden muss. Dies ist nicht durchführbar, da die Filterantwort außerhalb des Durchlassbereichs Null wird.
  • Eine anschaulichere Erklärung ist, dass der IQ-Kompensationsschaltkreis anhand eines Teils des Signals des Nachbarkanals eine negative Version des Abbildes berechnet und das durch den Empfänger generierte Abbild aufhebt. Wurde der Nachbarkanal jedoch heraus gefiltert, so ist es nicht mehr möglich, diesen zur Kompensation des generierten Abbildes zu verwenden.
  • Aus Sicht des Empfängers ist es nur möglich, Verstärkungsfehler zu kompensieren, die hinter dem Polyphasen-Filter auftreten, d. h. Fehlanpassungen der Verstärkung zwischen den I- und Q-Pfaden der PGA-Stufen. In einem Nieder-Zwischenfrequenz-Empfänger ist dies jedoch nur von begrenztem Interesse: In dieser Stufe wurde der Nachbarkanal bereits entfernt und kann somit kein weiteres Abbildungssignal im gewünschten Kanal erzeugen. Der kritische Punkt ist daher die IQ-Fehlanpassung, die vor dem Polyphasen-Filter stattfindet.
  • Ziel der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung, ein Empfangsgerät und ein Verfahren zum Betrieb eines Empfangsgerätes anzugeben, welche Nachbarkanal-Interferenzen, welche wegen IQ-Fehlanpassung im Quadratur-Mischer, d. h. vor dem Polyphasen-Filter entstehen, unterdrücken können.
  • Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine solche Vorrichtung, ein solches Gerät und eine solches Verfahren anzugeben, welche genau präzise, effizient sowie einfach aufgebaut sind und mit geringem Kostenaufwand hergestellt werden können.
  • Diese und andere Ziele werden durch Vorrichtungen, Geräte und Verfahren erreicht, wie sie durch die angehängten Patentansprüche definiert werden.
  • Durch das Vorsehen analoger Kompensationsschaltkreise zur Kompensation der IQ-Fehlanpassung in dem Quadratur-Mischer und durch deren Verbinden zwischen dem Quadratur-Mischer und dem Polyphasen-Filter kann die Fehlanpassung der Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten vor dem Polyphasen-Filter in einfacher und effektiver Weise kompensiert werden.
  • Die Operationen, die bei Verwendung von analogen Schaltkreisen durchgeführt werden, sind typischerweise dieselben, die von einer digitalen IQ-Kompensationseinheit durchgeführt werden: Skalierung und Summierung.
  • Vorzugsweise werden die analogen Kompensationsschaltkreise über digitale Signale gesteuert, deren Werte über eine Kalibrierungsprozedur aufgefunden werden.
  • Weiterhin kompensieren die analogen Kompensations-Schaltkreise vorzugsweise entweder beide der Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten oder die Schaltkreise können dahingehend vereinfacht sein, dass diese unter Inkaufnahme einer leichten allgemeinen Verstärkungsänderung nur eine der beiden Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten modifizieren. Ein solcher Verstärkungsfehler kann jedoch leicht an anderer Stelle in der Empfängerstruktur kompensiert werden.
  • Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbei spiele der vorliegenden Erfindung, welche im Folgenden gegeben wird, und aus den begleitenden Zeichnungsfiguren 1 bis 4 ersichtlich. Die Zeichnungsfiguren dienen nur der Illustration und schränken die vorliegende Erfindung nicht ein.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 zeigt eine Nieder-Zwischenfrequenz-Empfängerstruktur gemäß dem Stand der Technik.
  • 2a zeigt einen idealen Frequenzverlauf der Nieder-Zwischenfrequenz-Empfängerstruktur von 1.
  • 2b zeigt einen Frequenzverlauf der Nieder-Zwischenfrequenz-Empfängerstruktur von 1 mit Nachbarkanalinterferenz.
  • 3 zeigt eine Nieder-Zwischenfrequenz-Empfängerstruktur gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 4a–b zeigen eine Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
  • Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltungen
  • In 3 ist eine Nieder-Zwischenfrequenz-Empfängerstruktur gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Der Empfänger umfasst wie die Struktur gemäß dem Stand der Technik in 1 eine Antenne 1 zum Empfangen eines Funksignals, einen rauscharmen Verstärker (LNA, low noise amplifier) 3 zur anfänglichen Verstärkung des empfangenen Funksignals, einen lokalen Oszillator 7 zur Erzeugung von Sinus- und Kosinus-Signalen, einen Quadratur-Mischer 5 zum Mischen des verstärkten Funksignals mit der Ausgabe des lokalen Oszillators 7 in Inphase-I und Quadratur-Q Signal komponenten bei der niedrigen Zwischenfrequenz, ein Polyphasen-Filter 9 mit einer Bandpass-Frequenzantwort zum Durchlassen nur des gewünschten Signals, eine programmierbare Verstärkerstufe (PGA, programmable gain amplifier) 11 zur weiteren Verstärkung des Signals und einen Analog-Digital-Konverter (ADC, analog-to-digital converter) 13 zur Konvertierung des Signals in digitale Form zur Demodulation.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein analoges Schaltnetz 31 zwischen den Ausgängen des Quadratur-Mischers 5 und den Eingängen des Polyphasen-Filters 9 platziert, dessen Zweck es ist, eine lineare Kombination der Inphase-I und Quadratur-Q Signalkomponenten durchzuführen, um IQ-Fehlanpassungen, welche vor dem Quadraturmischer 5 entstehen, zu kompensieren. Dieses Schaltnetz 31 wird vorzugsweise durch digitale Signale gesteuert, dessen Werte durch eine Kalibrierungsprozedur, beispielsweise bei der Herstellung im Werk, aufgefunden werden.
  • Ein solches Schaltnetz 31 umfasst beispielsweise die Schaltkreise 33a und 33b zur Kompensation beider I- und Q-Signalkomponenten oder umfasst beispielsweise einen Schaltkreis 33a oder 33b zur Modifizierung eines der beiden I- oder Q-Signale, wobei eine geringfügige Änderung der Gesamtverstärkung in Kauf genommen wird, welche jedoch durch eine Änderung der Verstärkung an anderer Stelle des Schaltkreises kompensiert werden kann.
  • Eine weitere Verstärkungsstufe (nicht dargestellt) kann vor oder nach dem erfindungsgemäßen analogen Schaltnetz 31 vorgesehen sein.
  • Eine beispielhafte Ausgestaltung eines solchen Schaltkreises 33a zur Kompensation des I-Signals ist in den 4a–b dargestellt, welche die Kompensationsgleichung aus Gleichung (3) implementiert. Diese basiert auf einem Operationsverstärker 41 mit differentiellen Ausgängen in einer Standard- Summierkonfiguration. Die zwei differentiellen Eingänge wirken als Strom-Senken mit virtueller Masse, und der Operationsverstärker selbst wirkt als ein Strom-zu-Spannungs-Konverter.
  • In 4a bezeichnen Ip' und In' die verzerrte differentielle Inphase-Signalkomponente, Qp' und Qn' bezeichnen die verzerrte differentielle Quadratur-Signalkomponente, Ip und In bezeichnen die differentielle, bezüglich Phasen- und Amplitudenfehler relativ zur Quadratur-Signalkomponente kompensierte Inphase-Signalkomponente, und 43 bezeichnet einen Wechselschalter am Quadratur-Signaleingang.
  • In Gleichung (3) ist das gewünschte Ausgabesignal gegeben durch: I = K'((1 + α)I' + βQ'), (4)wobei –α1 < α < α2, α1, α2 << 1 und –β1 < β < β2, β1, β2 << 1.
  • Am I'-Eingang wird jeder Eingangsstrom zum Summier-Knotenpunkt aus zwei Komponenten gebildet: Einem Widerstand Ri1, dessen Wert fest ist, und einer R-2R-Leiter, welche in 4a mit Ri2 bezeichnet wird.
  • Eine R-2R-Leiter, von der eine beispielhafte Ausführungsform in 4b gezeigt ist, ist ein Standardmittel um einen Strombetrag in eine Stromsenke proportional zu einem digitalen Steuersignal zu steuern, während der Eingangswiderstand konstant bleibt. Die R-2R-Leiter kann eine beliebige Anzahl von Stufen umfassen, wie es in 4b durch die gestrichelten Linien angedeutet wird. Dargestellt sind nur die beiden höchstwertigen Bits MSB und MSB-1 (most significant bits) und die beiden niederwertigsten Bits LSB und LSB + 1 (least significant bits) des digitalen Steuersignals. Schalter werden vorzugsweise durch geeignet konfigurierte Transistoren implementiert.
  • Mit m Stufen in der R-2R-Leiter ist die Teilausgabe des Operationsverstärkers 41 aufgrund dieser Stromquelle gegeben durch:
    Figure 00100001
    wobei Rf ein Rückkopplungswiderstand und A ein ganzzahliger Eingangssteuerwert A sind, sodass 0 ≤ A < 2m gilt. Soll kein Verstärkungsfehler resultieren, so sollten die Werte der Komponenten so eingestellt werden, dass gilt:
    Figure 00100002
  • Die gewünschte Antwort des Eingangs Q ist eine kleine positive oder negative Verstärkung. Der Vorzeichenwechsel kann über den Wechselschalter 43 eingestellt werden, welcher bei digitaler Steuerung die positiven und negativen differentiellen Eingänge invertieren kann. Die Signale laufen dann jeweils durch einen anfänglichen Widerstand Rq1, welcher das Signal in den gewünschten Bereich skaliert, bevor die Signale durch eine weitere R-2R-Leiter, welche in 4a mit Rq2 bezeichnet ist, laufen, welche einen digital gesteuerten Anteil des Eingangsstroms zum Summier-Knotenpunkt leitet. Dies ergibt eine Teilantwort des Q'-Eingangs gemäß:
    Figure 00100003
    wobei der ganzzahlige n-Bit-Eingangssteuerwert B so gewählt ist, dass 0 ≤ B < 2n gilt. Die Komponentenwerte sollten wiederum so gewählt werden, dass gilt:
    Figure 00110001
  • Die Gesamtausgabe des Operationsverstärkers 41 ist daher gegeben durch:
    Figure 00110002
  • Die Verwendung einer auf einem analogen Schaltkreis basierenden Kompensation vor dem Polyphasen-Filter hat den Vorteil, dass es möglich ist, die Unterdrückung des Nachbarkanalabbildes stark zu verbessern. In der Praxis hängt die Grenze von der Anzahl der Bits und somit von der Anzahl der Widerstände/Schalter ab, welche in den verschiedenen Steuerelementen vorgesehen sind, genauso wie von der Anpassung zwischen den verschiedenen Komponenten und von der nicht idealen Antwortfunktion des Verstärkers.
  • Die beispielhafte Schaltkreisausgestaltung in 4a–b dient nur zu Darstellungszwecken. In praktischen Systemen wird die Wahl des Schaltkreises von der involvierten Prozesstechnologie, der Bandbreite der verschiedenen Signale und dem allgemeinen Designstil abhängen. Der erfinderische Gedanke ist die Verwendung einer digital gesteuerten analogen Kompensation vor dem Filter.
  • Diese Technik ist nicht auf Nieder-Frequenz-Empfängersysteme beschränkt. In jedem heterodynen System existieren Frequenzen, dessen Abbilder im gewünschten Zwischenbandbereich liegen, und diese Technik kann dazu verwendet werden, die Unterdrückung von Abbildern dort zu verbessern, wo die inhärente Unterdrückung der Eingangsstufen ungenügend ist.

Claims (11)

  1. Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung für ein Empfangsgerät, wobei das Empfangsgerät einen Quadratur-Mischer (5) zum Mischen eines analogen Funkfrequenz-Signals in einem gewünschten Kanal mit einem Signal eines lokalen Oszillators zu Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten auf einer Zwischenfrequenz, ein Polyphasen-Filter (9) zum Bandpass-Filtern der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten, und einen Analog-Digital-Konverter (13) zum Konvertieren der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten in digitale Form aufweist, und in welchem Nachbarkanal-Interferenzen wegen Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten im Quadratur-Mischer (5) auftreten können, dadurch gekennzeichnet, dass – ein Eingang zum Empfang der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten auf der Zwischenfrequenz vor der Bandpass-Filterung durch den Polyphasen-Filter (9) vorgesehen ist, – eine analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) zur Kompensation der Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten im Quadratur-Mischer (5) vorgesehen ist, und – ein Ausgang zur Ausgabe der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten an das Polyphasen-Filter (9), nachdem die Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten kompensiert wurde, vorgesehen ist.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) zur Kompensation einer der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten relativ zur anderen Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponente vorgesehen ist.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) zur Implementierung der Kompensations-Gleichung I = K'((1 + α)I' + βQ')vorgesehen ist, in welcher I die kompensierte Inphase-Signalkomponente ist, I' und Q' die durch die Fehlanpassung der Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten verzerrten Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten sind, und K', α und β sich auf die Amplituden- und Phasenfehler beziehen, welche durch die Fehlanpassung der Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten entstehen.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) zur Kompensation beider Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten vorgesehen ist.
  5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) im Wesentlichen zur Implementierung der Kompensations-Gleichung
    Figure 00130001
    vorgesehen ist, in welcher I und Q die kompensierten Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten sind, I' und Q' die durch die Fehlanpassung der Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten verzerrten Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten sind, und K eine Konstante ist, und Δ und ϕ die Amplituden- und Phasenfehler sind, welche durch die Fehlanpassung der Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten entstehen.
  6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) Steuereingänge (MSB, MSB-1, ..., LSB + 1, LSB) aufweist, über welche die Schaltungsvorrichtung durch digitale Signale gesteuert wird.
  7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) auf wenigstens einem Operationsverstärker (41) mit differentiellen Ausgängen in einer Summations-Konfiguration basiert, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung zwei differentielle Eingänge besitzt, welche als virtuelle Masse-Strom-Senken arbeiten, und der Operationsverstärker als ein Strom-zu-Spannungs-Konverter arbeitet.
  8. Empfangsgerät umfassend: – einen Quadratur-Mischer (5) zum Mischen eines analogen Funkfrequenz-Signals in einem gewünschten Kanal mit einem Signal eines lokalen Oszillators zu Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten auf einer Zwischenfrequenz, – ein Polyphasen-Filter (9) zum Bandpass-Filtern der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten, und – einen Analog-Digital-Konverter (13) zum Konvertieren der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten in digitale Form, und in welchem Nachbarkanal-Interferenzen wegen Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten im Quadratur-Mischer (5) auftreten können, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangsgerät eine Nachbarkanal-Unterdrückungs-Vorrichtung aufweist, mit – einem Eingang zum Empfang der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten auf der Zwischenfrequenz vor der Bandpass-Filterung durch das Polyphasen-Filter (9), – einer analogen Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) zur Kompensation der Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten im Quadratur-Mischer (5), und – einem Ausgang zur Ausgabe der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten an das Polyphasen-Filter (9), nachdem die Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten kompensiert wurde.
  9. Empfangsgerät nach Anspruch 8, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) zur Kompensation einer der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten relativ zur anderen Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponente vorgesehen ist.
  10. Empfangsgerät nach Anspruch 9, wobei die analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b) zur Implementierung der Kompensations-Gleichung I = K'((1 + α)I' + βQ')vorgesehen ist, in welcher I die kompensierte Inphase-Signalkomponente ist, I' und Q' die durch die Fehlanpassung der Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten verzerrten Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten sind, und K', α und β sich auf die Amplituden- und Phasenfehler beziehen, welche durch die Fehlanpassung der Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten entstehen.
  11. Verfahren zum Betrieb eines Empfangsgeräts umfassend einen Quadratur-Mischer (5), in welchem Nachbarkanal-Interferenzen wegen Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten im Quadratur-Mischer (5) auftreten können, gekennzeichnet durch die Schritte : – Mischen eines analogen Funkfrequenz-Signals in einem gewünschten Kanal mit einem Signal eines lokalen Oszillators zu Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten auf einer Zwischenfrequenz im Quadratur-Mischer (5), – Kompensieren der Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten im Quadratur-Mischer (5) durch eine analoge Kompensations-Schaltungsvorrichtung (33a; 33b; 33a–b), – Bandpass-Filtern der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten durch ein Polyphasen-Filter (9) nach dem Kompensieren der Fehlanpassung der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten, und – Konvertieren der Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Signalkomponenten in digitale Form.
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