DE60022247T2

DE60022247T2 - Hochintegrierter Hochfrequenzsender mit Beseitigung der Spiegelfrequenz, gegebenenfalls autokalibriert

Info

Publication number: DE60022247T2
Application number: DE60022247T
Authority: DE
Inventors: M. Eric Andre
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Zarbana Digital Fund LLC
Priority date: 1999-03-23
Filing date: 2000-03-02
Publication date: 2006-07-20
Anticipated expiration: 2020-03-03
Also published as: USRE42043E1; DE60022247D1; EP1039628A1; EP1039628B1; FR2791506A1; FR2791506B1; US6668024B1

Description

Die Erfindung betrifft die Funkübertragung von Signalen.
Es wird daran erinnert, dass beim Senden eines Signals per Funk die digitale Modulation immer öfter zum Einsatz kommt, deren Hauptvorteil darin besteht, die Verwendung von Signalbearbeitungsalgorithmen zu ermöglichen. Zweck dieser Algorithmen ist es, die Robustheit des zu sendenden Signals gegenüber dem Sendekanal zu verstärken.
Genauer betrifft die Erfindung einen Funkfrequenzsender von der Art, die von zwei Signalen (oder Komponenten) im Basisband und bei 90° Phasenverschiebung, i(t) und q(t), gespeist wird, welche Abbildungen zweier binärer Flüsse sind, die eine zu übertragende Information darstellen. Unabhängig von der Art der digitalen Modulation, kann das zu sendende Signal m(t) nämlich folgendermaßen geschrieben werden: m(t) = i(t)·cos(ωt) – q(t)·sin(ωt), wobei ω (= 2πf) die (auch Trägerfrequenz genannte) Sendefrequenz des Signals ist.
Es sind nach dem Stand der Technik verschiedene Arten von Funkfrequenzsendern bekannt, die jeweils auf einer verschiedenen Architektur aufbauen. Die bekanntesten sind der Funkfrequenzsender mit Frequenzumsetzung, der Funkfrequenzsender mit direkter Konversion und der Funkfrequenzsender mit Phasenregelkreis. Es werden nun ihre jeweiligen Nachteile diskutiert.
Der Funkfrequenzsender mit Frequenzumsetzung, der die Umsetzung zu einer Zwischenfrequenz FI ermöglicht, erfordert den Einsatz von selektiven Bandpassfiltern, um die Frequenz, welche die Abbildung des zu sendenden Nutzsignals darstellt, zu verwerten. Diese erste Art von Funkfrequenzsendern bietet eine gute Leistung, dank einer Frequenzumsetzung im digitalen Bereich. Dagegen begrenzt der erforderliche Einsatz von leistungsfähigen Filtern die Möglichkeit, sie auf Silizium zu integrieren.
Der Funkfrequenzsender mit direkter Konversion weist die einfachste Architektur auf und bietet einen hohen Grad von Integration. Sein Schwachpunkt ist seine große Empfindlichkeit gegenüber den Leistungen der ihn bildenden Komponenten. Insbesondere sollte jede Leckage (fuite) des örtlichen Schwingkreises über den Frequenzmischer vermieden werden, oder aber es sollte eine perfekte 90°-Phasenverschiebung der Signale nach Sinus und Kosinus sichergestellt werden. Diese Zwänge sind meistens nicht leicht einzuhalten.
Der Funkfrequenzsender mit Phasenregelkreis bietet viele Vorteile, darunter die Tatsache, dass man sich mit Hilfe der Bandpassfiltercharakteristik des Phasenregelkreises (oder „PLL" für „Phase Lock Loop" in Englisch) von den HF-Filtern befreit. Die Notwendigkeit, ausschließlich über Signale mit 90°-Phasenverschiebung zu verfügen, wird ebenfalls vermieden. Diese Ergebnisse sind jedoch nur dann möglich, wenn der im PLL enthaltene spannungsgesteuerte Schwingkreis (oder VCO für „Voltage Controlled Oscillator" in Englisch) eine hohe Leistung aufweist. Dies ist jedoch noch nicht der Fall bei den integrierten VCO. Dementsprechend ermöglicht der PLL-Funkfrequenzsender noch kein hohes Integrationsniveau.
Allgemein stellen diese drei Typen von bekannter Architektur einen notwendigen Kompromiss zwischen Integration, Verbrauch und Komplexität dar. Anders gesagt ist keine dieser drei bekannten Lösungen ganz zufrieden stellend.
Das Dokument EP0692867 beschreibt einen Funkfrequenzsender mit zwei Stufen. Die erste Stufe umfasst eine digitale Verarbeitung in Basisband und in 90°-Phasenverschiebung. Die zweite Stufe umfasst eine Frequenzumsetzung, die im analogen Bereich erfolgt, um ein moduliertes resultierendes Signal zu erzeugen.
Die Erfindung soll insbesondere diesen verschiedenen Nachteilen des Standes der Technik entgegenwirken.
Genauer gesagt besteht ein Ziel dieser Erfindung darin, einen Funkfrequenzsender bereitzustellen, der eine gute Genauigkeit und eine hohe Integrationsfähigkeit auf Silizium bietet.
Ebenfalls soll die Erfindung einen Funkfrequenzsender bereitstellen, der eine nur sehr geringe Empfindlichkeit gegenüber den Störstellen der ihn bildenden Komponenten aufweisen soll.
Noch ein Zweck der Erfindung ist das Bereitstellen eines Funkfrequenzsenders, der eine Güteverminderung des Nutzsignals vermeidet.
Ein zusätzlicher Zweck der Erfindung ist das Bereitstellen eines Funkfrequenzsenders, der einfach ist, der eine geringfügig höhere Komplexität im Vergleich zu den bekannten Architekturen aufweisen soll.
Ebenfalls soll die Erfindung einen Funkfrequenzsender bereitstellen, der das Erzeugen eines resultierenden Signals ermöglicht, das eine ausreichend schwache Bildfrequenz aufweist, um ihre Unterdrückung mit Hilfe eines Filters mit gelockerten Einschränkungen (contraintes) zu ermöglichen (wobei dieses Filter möglicherweise auch integriert sein kann).
Bei einer Ausführungsvariante bezweckt die Erfindung ebenfalls das Bereitstellen eines Funkfrequenzsenders, der keine Bildfrequenz aufweist, wobei die Bildfrequenz am Ausgang automatisch vollkommen gedämpft wird, dank eines Systems der Selbstkalibrierung und der Kompensation von Fehlstellen nach Gewinn und Phase.
Diese verschiedenen Ziele sowie weitere, die im Nachhinein ersichtlich werden, erreicht die Erfindung mit Hilfe eines Funkfrequenzsenders von der Art, der von zwei digitalen Signalen im Basisband und bei 90°-Phasenverschiebung, i(nT) und q(nT), gespeist wird, welche Abbildungen zweier binärer Flüsse sind, die eine zu sendende Information darstellen, wobei der Funkfrequenzsender folgendes umfasst:

– Mittel zur Umsetzung in eine Zwischenfrequenz und zur digitalen Bearbeitung, die eine erste Frequenzumsetzung im digitalen Bereich bei einer Zwischenfrequenz ω₀ der erwähnten Basisbandsignale sicherstellen und durch Kombinieren zwei Signale erzeugen, welche die Zwischenfrequenz aufweisen und gegeneinander um 90° phasenverschoben sind;
– direkte Konversionsmittel, die eine zweite Frequenzumsetzung im analogen Bereich durch Multiplikation mit einer Frequenz ω₁ sicherstellen, gefolgt von einer Summierung dieser zwei bei der Zwischenfrequenz liegenden und um 90° phasenverschobenen Signale, um ein resultierendes Signal zu erzeugen, das sich am Ende um eine Frequenz ω₂ herum moduliert wieder findet, wobei ω₂ = ω₀ + ω₁.

Die Erfindung schlägt demnach eine neuartige Funkfrequenzsender-Architektur vor, welche Architekturen mit Direktkonversion und Frequenzumsetzung kombiniert und darüber hinaus digitale Verarbeitungsmittel vorsieht, die eine Vorbehandlung sicherstellen, mit der die von den Mitteln zur Umsetzung in die Zwischenfrequenz eingeführte Bildfrequenz am Ausgang gedämpft werden kann. So kombiniert diese neue Architektur den Hauptvorteil des Funkfrequenzsenders mit direkter Konversion (keine Bildfrequenz) mit dem des Funkfrequenzsenders mit Frequenzumsetzung (keine Güteverminderung des Nutzsignals), wobei die Nachteile (Empfindlichkeit gegenüber Störstellen, leistungsfähiges Bildfilter) vermieden werden.
Bei der nachfolgenden Beschreibung wird gezeigt, dass diese Erfindung einwandfrei funktioniert, wenn die zwei Wege der direkten Konversionsmittel denselben Gewinn aufweisen und wenn die von dem in den direkten Konversionsmitteln enthaltenen Schwingkreis gelieferten Sinus und Kosinus nicht an einer schlechten 90°-Phasenverschiebung leiden.
Es wird ebenfalls gezeigt, dass im entgegengesetzten Fall, ein schwaches Störsignal bei der Bildfrequenz auftritt, wobei jedoch das Nutzsignal praktisch nicht verzerrt wird. Es ist somit nicht unbedingt erforderlich, am Ausgang ein Filter einzusetzen, welches die Bildfrequenz des Nutzsignals schwächt. Wenn die von der Sendekette geforderten Leistungen den Einsatz eines solchen Filters unbedingt erfordern, so kann dieser gelockerte Einschränkungen aufweisen, weil die Bildfrequenz stark gedämpft und somit leicht zu eliminieren ist. Anders ausgedrückt, die Qualität des gesendeten Signals kann aufrechterhalten werden, ohne hohe Einschränkungen seitens der Bildfilter zu implizieren. Wenn diese Einschränkungen ausreichend gelockert sind, kann das Bildfilter möglicherweise auch integriert werden.
Es sei darauf hingewiesen, dass die erste Frequenzumsetzung und die Behandlung des Signals im digitalen Bereich erfolgen, was die Nutzung seiner Genauigkeit und den starken Integrationsgrad (beispielsweise auf Silizium) ermöglicht.
Es sei ebenfalls darauf hingewiesen, dass der Funkfrequenzsender nach der Erfindung einen hohen Integrationsgrad aufweist (beispielsweise auf Silizium) und sogar vorteilhafterweise in Form eines integrierten Schaltkreises ausgeführt werden kann. Die direkten Konversionsmittel sind nämlich für ihre hohe Integrationsfähigkeit auf Silizium bekannt. Andererseits kann die Integrationsebene der Mittel zur Umsetzung zu mittleren Frequenzen relativ hoch sein, da der Einsatz leistungsfähiger Filter nicht erforderlich ist. Zuletzt können die digitalen Bearbeitungsmittel auf eine Menge von Elementen zusammengefasst werden, die üblicherweise bei auf Silizium integrierten Systemen und insbesondere bei Sendern mit Frequenzumsetzung verwendet werden. Diese Elementmenge umfasst beispielsweise einen digital gesteuerten Schwingkreis (oder NCO für „Numerically Controlled Oscillator") und lineare Operatoren (Multiplizierer und Addierer).
Andererseits ist das Mehr an Komplexität im Vergleich mit einer Architektur mit direkter Konversion vernachlässigbar.
Zuletzt ermöglicht der Durchgang über eine erste Zwischenfrequenz ω₀, die im digitalen Bereich erzeugt wurde, die Verringerung einer möglichen Leckage des örtlichen Schwingkreises über die Frequenzmischer.
Bei einer bevorzugten Ausführung der Erfindung umfasst der Funkfrequenzsender Mittel zur digitalen Kompensation der Gewinn- und Phasenabweichungen der erwähnten direkten Konversionsmittel.
Indem man somit sicherstellt, dass das Signal am Ausgang des Funkfrequenzsenders bei der Bildfrequenz vollkommen unterdrückt ist, wird die Leistung des Funkfrequenzsenders der Erfindung und das resultierende gesendete Signal auf Charakteristiken optimiert, die in der Nähe des Idealfalls liegen. Dank dieser Annullierungstechnik von selbstkalibrierten Bildern werden die vom analogen Teil (d.h., die direkten Konversionsmittel) eingeführten Fehler, welche gegenüber Abweichungen empfindlich sind, im digitalen Bereich kompensiert.
Es ist wichtig zu merken, dass bei dieser besonderen Ausführung kein Bildfrequenzfilter benötigt wird. Diese neue Architektur eines Funkfrequenzsenders funktioniert somit unabhängig von der gewählten Trägerfrequenz und ist demnach besonders für Mehrfachnormen-Funksysteme geeignet. Unter den möglichen Normen seien als Beispiel die Normen GSM (für „Global System for Mobile Communications" in Englisch), DCS 1800 (für „Digital Cellular System 1800 Mhz" in Englisch), PCS 1900 (für „Personal Communication System" in Englisch), DECT (für „Digital European Cordless Telecommunications" in Englisch), UMTS (für „Universal Mobile Telecommunication System" in Englisch) usw. erwähnt.
Bevorzugterweise weisen die Mittel zur Analog/Digital-Wandlung eine Arbeitsfrequenz auf, die in etwa identisch ist zu der Arbeitsfrequenz der in den direkten Konversionsmitteln enthaltenen Mittel zur Analog/Digital-Wandlung.
Bevorzugterweise sind die Mittel zur digitalen Kompensation in der erwähnten integrierten Schaltung enthalten. So kann der Funkfrequenzsender nach der Erfindung beispielsweise auf Silizium vollständig integriert werden.
Weigere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der nachfolgenden Beschreibung zweier bevorzugter Ausführungen der Erfindung, die als Beispiele und ohne einschränkenden Charakter vorgestellt werden, sowie beim Betrachten der beigefügten Figuren deutlicher, wobei:
1 ein Übersichtsdiagramm einer ersten Ausführung eines Funkfrequenzsenders nach der Erfindung mit „einfacher" Bildannullierung darstellt und,
2 ein Übersichtsdiagramm einer zweiten Ausführung eines Funkfrequenzsenders nach der Erfindung mit Annullierung des „selbstkalibrierten" Bildes darstellt.
Somit betrifft die Erfindung einen Funkfrequenzsender, der von zwei digitalen Signalen im Basisband und bei 90°-Phasenverschiebung (i(nT), q(nT)) gespeist wird, welche Abbildungen zweier binärer Flüsse sind, die eine zu sendende Information darstellen. Dabei ist T die Abtastperiode.
In klassischer Weise und unabhängig von der eingesetzten digitalen Modulation will man ein zu sendendes Signal m(t) erhalten, das sich folgendermaßen schreiben lässt: m(t) = i(t)·cos(ωt) – q(t)·sin(ωt) (1)wobei ω (= 2πf) die (auch Trägerfrequenz genannte) Sendefrequenz des Signals ist.
1. Erste Ausführung: „einfache" Bildannullierung
1.1 Vorstellung der Architektur
Es wird nun unter Bezugnahme auf 1 eine erste Ausführung eines Funkfrequenzsenders nach der Erfindung vorgestellt.
Bei dieser ersten Ausführung umfasst der Funkfrequenzsender die Mittel 1 zur Umsetzung in die Zwischenfrequenz und zur digitalen Verarbeitung sowie direkte Konversionsmittel 2.
Die Mittel 1 zur Umsetzung zur Zwischenfrequenz und zur digitalen Verarbeitung erzeugen zwei Signale m₁(nT) und m₂(nT) bei einer Zwischenfrequenz ω₀ und um 90° phasenverschoben. Sie umfassen:

– einen digitalen Schwingkreis (NCO, nicht dargestellt) bei einer Zwischenfrequenz ω₀, welche die folgenden Signale liefert: cos(ω₀·nT) und sin(ω₀·nT);
– vier Multiplizierer 3₁ bis 3₄ und,
– zwei Addierer 4₁ und 4₂ .

Die Multiplizierer 3₁ bis 3₄ und die Addierer 4₁ und 4₂ sind so angeordnet, dass die Signale m₁(nT) und m₂(nT) die folgende Form aufweisen: m1(nT) = i(nT)·cos(ω0·nT) – q(nT)·sin(ω0·nT) m2(nT) = –i(nT)·sin(ω0·nT) – q(nT)·cos(ω0·nT)
Die direkten Konversionsmittel 2 erzeugen ein resultierendes Signal m(t). Sie umfassen:

– auf jedem der zwei Wege bei 90°-Phasenverschiebung einen Digital-/Analogwandler (CNA) 5₁ , 5₂ und ein Tiefpassfilter 6₁ , 6₂ , welche das Umwandeln der zwei digitalen Signale m₁(nT) und m₂(nT) in zwei analoge Signale m₁(t) und m₂(t) ermöglichen;
– einen örtlichen Schwingkreis 7 mit einer Sendefrequenz ω₁, der die Signale cos(ω₁·t) und sin(ω₁·t) liefert;
– zwei Multiplizierer 8₁ und 8₂ ;
– ein Addierer 9.

Die Multiplizierer 8₁ und 8₂ und der Addierer 9 sind so angeordnet, dass das resultierende Signal m(t) die folgende Form aufweist: m(t) = g1·m1(t)·cos(ω1t + θ1) + g2·m2(t)·sin(ω1t + θ2),wobei g₁ und g₂ die entsprechenden Gewinne der zwei um 90° phasenverschobenen Wege der erwähnten direkten Konversionsmittel 2 und θ₁ und θ₂ die entsprechenden Phasenverschiebungen der zwei um 90° phasenverschobenen Wege der erwähnten direkten Konversionsmittel 2 sind.
Wie im nachfolgenden Teil der Beschreibung detailliert dargestellt, wird gezeigt, dass das resultierende Signal am Ende um eine Frequenz ω₂ (= ω₀ + ω₁) moduliert ist.
Als Option kann ein Filter 17 der Bildfrequenz ω_–2 (= ω₁ – ω₀) am Ausgang des Funkfrequenzsenders angebracht werden. Dieses Filter 17 kann eventuell ebenfalls in dem integrierten Schaltkreis eingeschlossen sein, unter dessen Form der Funkfrequenzsender ausgeführt wird.
1.2 Erläuterung des Idealfalls
Das Prinzip besteht demnach im Erzeugen zweier Signale m₁(t) und m₂(t), die aus zwei um 90° phasenverschobenen Wegen i(t) und q(t) zusammengesetzt sind. m1(t) = i(t)·cos(ω0t) – q(t) – sin(ω0t) m2(t) = –i(t)·sin(ω0t) – q(t)·cos(ω0t) (2)wobei ω₀ (= 2π·f₀) die erste im digitalen Bereich erzeugte Zwischenfrequenz ist.
Danach versetzen die direkten Konversionsmittel 2 die zwei Signale um die Trägerfrequenz ω₁, indem sie diese mit sin(ω₁t + ϕ) und cos(ω₁t + ϕ) multiplizieren.
Das resultierende Signal m(t) wird folgendermaßen geschrieben: m(t) = m1(t)·cos(ω1t + ϕ) + m2(t)·sin(ω1t + ϕ) = i(t)·cos(ω0t + ω1t + ϕ) – q(t)·sin(ω0t + ω1t + ϕ) (3) m(t) = i(t)·cos(ω2t + ϕ) – q(t)·sin(ω2t + ϕ) (4)
Man erhält somit ein Signal, das um die Trägerfrequenzen ω₂ = ω₀ + ω₁ moduliert ist, dessen besondere Eigenschaft darin besteht, dass es keine Bildfrequenz um ω₁ aufweist. Das in Gleichung (4) dargestellte Ergebnis wird im Idealfall nachgewiesen, bei dem der Sender mit direkter Konversion perfekte Eigenschaften aufweist. Dies ist leider nur selten der Fall.
1.3 Erläuterung des reellen Falls
Unter Berücksichtigung der Fehlstellen, wird das resultierende gesendete Signal m(t) folgendermaßen geschrieben: m(t) = g1·m1(t)·cos(ω1t + θ1) + g2·m2(t)·sin(ω1t + θ2)(5)Gleichung (2) ermöglicht es, Gleichung (5) so zu schreiben, dass i(t) und q(t) in Erscheinung treten:
Um das in Gleichung (6) beschriebene Ergebnis zu vereinfachen, wird der folgende Ansatz gemacht:
Dies erlaubt es, m(t) wie unten gezeigt darzustellen:
Lässt man die Trägerfrequenz ω₂ = ω₁ + ω₀ und ihre Bildfrequenz ω_–2 = ω₁ – ω₀ auftreten, so gilt:
Das resultierende Signal m(t) besteht somit aus:

– einem Nutzsignal (das um die Trägerfrequenz ω₂ moduliert ist), das mit einem Gewinn von
gewichtet wird;
– einer unerwünschten Komponente, deren Amplitude in der Größenordnung
liegt;
– einem Bild bei ω_–2 (aufgrund der Fehlleistungen), deren Leistung von der Gewinnabweichung Δg und von der Phasenverschiebung Δθ zwischen den zwei Wegen abhängig ist.

Das Ergebnis der Gleichung (11) zeigt, dass die Fehlleistungen beim Gewinn und bei der Phase eine parasitäre Komponente bei einer Frequenz ω_–2 erzeugen, deren Leistung schwach genug ist, um leicht gefiltert zu werden. Dagegen hat sie einen nur sehr geringen Einfluss auf die Qualität des Nutzsignals.
Wählt man einen Fehler über den Gewinn Δg = 3% und auf die Phase (90°-Phasenverschiebung) Δθ = 3°, so beträgt das C/I des Nutzsignals (Signalleistung/Leistung des Störsignals bei der Frequenz ω₂) 68 dBc an Stelle von 28 dBc für eine Architektur mit klassischer direkter Konversion. Das Leistungsniveau des bei der Bildfrequenz ω_–2 vorhandenen Störsignals beträgt in etwa 28 dB unterhalb des Nutzsignals, wobei es bei einer klassischen Frequenzumsetzungsstruktur 25 mal höher wäre.
Im Vergleich mit den anderen Architekturen bietet dieses originelle System die folgenden Vorteile:

– einen identischen Gewinn für die Wege i(t) und q(t);
– eine vernachlässigbare Verzerrung des Nutzsignals (≈ Δg·Δθ/4);
– eine sehr gedämpfte Bildfrequenz, die mit Hilfe eines Filters mit gelockertem Zwang eliminiert werden kann;
– eine im Vergleich zu einem Sender mit direkter Konversion verringerte Komplexität, dank einer Signalverarbeitung im digitalen Bereich.

Ferner ermöglicht der Durchgang durch eine erste, im digitalen Bereich erzeugte Zwischenfrequenz FI (ω₀) das Verringern einer eventuellen Leckage des örtlichen Schwingkreises über die Frequenzmischer.
2. Zweite Ausführung: Annullierung von „selbstkalibrierten" Bildern
2.1 Vorstellung der Architektur
Es wird nun unter Bezugnahme auf 2 eine zweite Ausführung eines Funkfrequenzsenders nach der Erfindung vorgestellt.
Um nämlich mit dem Funkfrequenzsender nach der Erfindung noch weiter gehen zu können, wird der Ansatz gemacht, die in die direkten Konversionsmittel 2 eingeführten Fehler beim Gewinn und bei der Phase digital zu kompensieren. So wird am Ausgang das mit der Bildfrequenz vorhandene Signal vollkommen gedämpft sein.
Diese zweite Ausführung weicht von der ersten (oben unter Bezugnahme auf 1 vorgestellten) Ausführung dadurch ab, dass sie ferner über digitale Kompensationsmittel 10, 11 für die Gewinnfehler Δg sowie für die Phasenfehler Δθ der direkten Konversionsmittel 2 verfügt. Diese Kompensationsmittel umfassen selbst Mittel 10 zum Schätzen der Fehler Δg und Δθ sowie Mittel 11 zum Anwenden einer Korrektur auf die Signale m₁(t) und m₂(t), um zwei korrigierte Signale m_1c(t) und m_2c(t) zu erzeugen.
Bei der in 2 vorgestellten Ausführung umfassen die Mittel 10 zum Schätzen der Fehler folgendes:

– Mittel 12 zur Umsetzung, die eine dritte Frequenzumsetzung im analogen Bereich ermöglichen, durch Multiplizieren des resultierenden Signals m(t) mit der Sendefrequenz ω₁, so dass ein Zwischensignal erzeugt wird: m'(t) = g₃·m(t)·cos(ω₁t + θ₁), wobei g₃ der von den Mitteln 12 zur Umsetzung, von den Filtermitteln 13 und von den analog-/digitalen Konversionsmitteln 14 eingeführter Gewinn ist;
– ein Tiefpassfilter 13, welches das Filtern des Zwischensignals m'(t) sicherstellt und ein gefiltertes Zwischensignal m'(t) erzeugt;
– einen Analog-/Digitalwandler (CAN) 14, mit dem das gefilterte Zwischensignal m'(t) digital konvertiert werden kann;
– Mittel 15 zum Berechnen der Gewinnfehler Δg und der Phasenfehler Δθ, ausgehend von dem digital gefilterten Zwischensignal m'(t).

Es sei darauf hingewiesen, dass die Mittel 1 zur Umsetzung in die Zwischenfrequenz und zur digitalen Bearbeitung, die Mittel 15 zum Berechnen von Fehlern und die Korrekturmittel 11 für die zwei Signale m₁(t) und m₂(t) sich in einem selben Prozessor für digital Signale (oder DSP) 16 befinden können.
Die Funktionsweise dieser zweiten Ausführung des Funkfrequenzsenders kann nach drei aufeinander folgende Phasen zerlegt werden, nämlich:

– Wiedergewinnung des gesendeten resultierenden Signals m(t);
– Berechnung der Korrekturkoeffizienten Δg und Δθ;
– Berechnung des korrigierten resultierenden Signals m_c(t).

Diese drei Phasen werden nun in den Absätzen 2.2 bis 2.4 nacheinander beschrieben.
2.2 Wiedergewinnung des gesendeten resultierenden Signals
Das resultierende Signal m(t) wird mit der Frequenz ω₁ des örtlichen Schwingkreises 7 multipliziert (letzterer gehört zu den direkten Konversionsmitteln 2). So wird m(t) vor der analog-/digital Umwandlung zu einer niedrigeren festen Frequenz versetzt.
Das resultierende Signal wird wie folgt geschrieben:
Entwickelt man das obige Produkt und setzt g₃ = 1, so wird m'(t) wie folgt ausgedrückt:
Die Tiefpassfilterung (Filter 13) eliminiert die Komponenten 2ω₁t ± ω₀t und ergibt:

Ausgehend von Gleichung (18) versucht man, die Koeffizienten ,a' und ,b' zu extrahieren, um daraus die Werte von Δg und Δθ zu deduzieren. Aus der Tatsache, dass i²(t) + q²(t) = 1, erhält man: a = i(t)·i'(t) + q(t)·q'(t) b =i(t)·q'(t) – q(t)·i'(t) (19)Für den reellen Fall, dass g₃ ≠ 0, werden die Koeffizienten ,a' und ,b' wie folgt geschrieben:
2.3 Berechnung der Korrekturkoeffizienten
Bei Kenntnis der theoretischen Werte der Gewinne ,g' und ,g₃' will man Δg, Δθ und den reellen Wert von g₃ auf der Grundlage der Koeffizienten ,a' und ,b' berechnen. Die Gleichung (20) ergibt:
Nimmt man in einer ersten Näherung an, dass sinΔθ ≈ 0 und Δg << g, so lässt sich daraus der Gewinn g₃ abschätzen:
Behält man die Annäherung sinΔθ ≈ 0 und kennt man den theoretischen Wert von g₃, so lässt sich Δg schnell bestimmen:
Lässt man den in (22) berechneten Gewinn wirken, so wird der Koeffizient Δθ aus der Gleichung (20) abgeleitet, unter der Hypothese, dass sinΔθ ≈ Δθ und, dass Δg·sinΔθ ≈ 0:
Wählt man Werte nach Potenzen von 2 für die theoretischen Gewinne ,g' und ,g₃', so wird die Berechnung der Korrekturkoeffizienten vereinfacht, wobei eine an Silizium kostspielige Teilung vermieden wird.
2.4 Berechnung des korrigierten resultierenden Signals
Nach der Berechnung der Korrekturkoeffizienten Δg und Δθ, ist das neue korrigierte Sendesignal m_c(t) aufzubauen:
wobei m_1c(t) und m_2c(t) die zwei nach Gewinn und Phase korrigierten Wege sind:
Entwickelt man Gleichung (25), so ergibt sich:

mc(t) = [i(t)·cos(ω1t + ω0t + θ) – q(t)·sin(ω1t + ω0t + θ)]cosΔθ (30)Setzt man erneut ω₂ = ω₁ + ω₀ an, so findet man den Ausdruck des Signals m(t) wieder, der im Idealfall formuliert wurde (Gleichung (4) mit g = 1), mit einem Gewinn cosΔθ. Betrachtet man
so wird das Korrektursystem vereinfacht, ohne die Qualität des Signals zu verschlechtern, da dieser Gewinn für die zwei Wege i(t) und q(t) gilt. Wenn Δθ = 5°, so beträgt der sich ergebende Fehler etwa 0,4 % der Amplitude des gesendeten Signals.
Der vereinfachte Ausdruck der zwei nach Gewinn und Phase korrigierten Wege m_1c(t) und m_2c(t) wird wie folgt geschrieben
Anders ausgedrückt, bewirken die Mittel 11 zum Anwenden einer Korrektur auf die zwei Signale m₁(t) und m₂(t):

– auf dem ersten Weg: einen Gewinn von (1 + Δg/2g) sowie eine Phasenverschiebung von (–Δθ/2);
– auf dem zweiten Weg: einen Gewinn von (1 – Δg/2g) sowie eine Phasenverschiebung von (+Δθ/2).

So vermeidet man jegliche Divisionsoperation bei der Berechnung des korrigierten Signals, unter der Annahme, dass der theoretische Wert des Gewinns ,g' so gewählt wird, dass er ein Vielfaches einer Potenz von 2 ist.
Die Berechnungsalgorithmen für Δg und Δθ wurden erfolgreich simuliert: der Fehler wird nach höchstens 5 Iterationen kompensiert, in Abhängigkeit von den Größenordnungen von Δg und Δθ (bis zu 10% bzw. 8°) und mit einem Fehler, der bis zu 12% des Wertes von g₃ beträgt.
Über die obige detaillierte Beschreibung von zwei besonderen Ausführungen wurde die neue Architektur eines Funkfrequenzsenders nach der Erfindung beschrieben.
Es sei daran erinnert, dass diese die Vorteile des Senders mit direkter Konversion (keine Bildfrequenz) ohne dessen Nachteile (keine Verzerrung des Nutzsignals) kombiniert. Dank des Selbstkalibrierungssystems werden die im analogen Teil, das gegenüber den Störstellen empfindlich ist, eingeführten Fehler im digitalen Bereich kompensiert. So weist das gesendete resultierende Signal Eigenschaften auf, die nahe bei denen des Idealfalls liegen.
Die Funktionen zur Signalverarbeitung werden im digitalen Bereich durchgeführt, um sich seine Genauigkeit und den hohen Grad an Integration auf Silizium zu Nutze zu machen. Der Analog-/Digitalwandler (CAN) 14 ist beispielsweise vom Typ „Delta-Sigma-Bandpass", dessen Arbeitsfrequenz bevorzugterweise identisch zu der der zwei CNA 5₁ und 5₂ ist. Das analoge Tiefpassfilter 13 weist gelockerte Zwänge auf: ein Filter der Ordnung 2 reicht in den meisten Fällen aus.
Der Funkfrequenzsender nach der Erfindung weist eine relativ geringe Komplexität im Vergleich mit dem Rest der Sendekette auf und bietet dafür den Vorteil, vollständig auf Silizium integrierbar zu sein.

Claims

Funkfrequenzsender, der von zwei digitalen Signalen in Basisband und in 90°-Phasenverschiebung (i(nT), q(nT)) gespeist wird, welche Abbildungen zweier binärer Flüsse sind, die eine zu sendende Information darstellen, dadurch gekennzeichnet, dass er folgendes umfasst: – Mittel (1) zur Umsetzung nach Zwischenfrequenzen und zur digitalen Bearbeitung, die eine erste Frequenzumsetzung im digitalen Bereich bei einer Zwischenfrequenz ω₀ der erwähnten Basisbandsignale sicherstellen und durch Kombinieren zwei bei der Zwischenfrequenz liegende und gegeneinander um 90° phasenverschobene Signale erzeugen; – direkte Konversionsmittel (2), die eine zweite Frequenzumsetzung im analogen Bereich durch Multiplikation (8₁ , 8₂ ) mit einer Frequenz ω₁ sicherstellen, gefolgt von einer Summierung (q) dieser zwei bei der Zwischenfrequenz liegenden und um 90° phasenverschobenen Signale, um ein resultierendes Signal (m(t)) zu erzeugen, das sich am Ende um eine Frequenz ω₂ herum moduliert wieder findet, wobei ω₂ = ω₀ + ω₁.
Funkfrequenzsender nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zwei erwähnten bei der Zwischenfrequenz liegenden und gegeneinander um 90° phasenverschobenen Signale die folgende Form aufweisen: m1(t) = i(t)·cos(ω0t) – q(t)·sin(ω0t) m2(t) = –i(t)·sin(ω0t) – q(t)·cos(ω0t)und dass das resultierende Signal die folgende Form aufweist: m(t) = g1·m1(t)·cos(ω1t + θ1) + g2·m2(t)·sin(ω1t + θ2)wobei: – g₁ und g₂ die entsprechenden Gewinne der zwei um 90° phasenverschobenen Wege der erwähnten direkten Konversionsmittel sind; – θ₁ und θ₂ die entsprechenden Phasenverschiebungen der zwei um 90° phasenverschobenen Wege der erwähnten direkten Konversionsmittel sind.
Funkfrequenzsender nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass er in Form eines integrierten Schaltkreises realisiert ist.
Funkfrequenzsender nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass er außerdem Filtermittel (17) umfasst, die das erwähnte resultierende Signal empfangen und filtern, um zumindest teilweise eine parasitäre Komponente des bei einem Frequenz-Abbild ω_–2, der Frequenz ω₂, liegenden resultierenden Signals zu eliminieren.
Funkfrequenzsender nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Teil der erwähnten Filterungsmittel (17) indem erwähnten integrierten Schaltkreis enthalten ist.
Funkfrequenzsender nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass er ferner Mittel (10, 11) zur digitalen Kompensation der Gewinn- und Phasenabweichungen der erwähnten direkten Konversionsmittel umfasst.
Funkfrequenzsender nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die digitalen Kompensationsmittel folgendes umfassen: – Mittel (10) zum Schätzen der Gewinnabweichungen Δg und der Phasenabweichungen Δθ der erwähnten direkten Konversionsmittel, wobei: Δg = g2 – g1 Δθ = θ2 – θ1 – Mittel (11) zum Anwenden einer Korrektur auf die zwei erwähnten bei der Zwischenfrequenz liegenden und um 90° phasenverschobenen Signale, um zwei korrigierte bei der Zwischenfrequenz liegende und um 90° phasenverschobene Signale m_1c(t) und m_2c(t) zu erzeugen, wobei das entsprechende korrigierte resultierende Signal folgendermaßen geschrieben wird: mc(t) = g1·m1c(t)·cos(ω1t + θ1) + g2·m2c(t)·sin(ω1t + θ2).
Funkfrequenzsender nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (10) zum Schätzen der Abweichungen folgendes umfassen: – Mittel (12) zur Umsetzung, die eine dritte Frequenzumsetzung im analogen Bereich sicherstellen, durch Multiplizieren des resultierenden Signals mit der Sendefrequenz ω₁, um das folgende Zwischensignal zu erzeugen: m'3(t) = g3·m(t)·cos(ω1t + θ1)wobei g₃ der von den Mitteln (12) zur Umsetzung, von den Filtermitteln (13) und von den Analog/Digital-Konversionsmitteln (14) eingeführte Gewinn ist; – Tiefpassfiltermittel (13), die eine Filterung des Zwischensignals sichern und ein gefiltertes Zwischensignal m'(t) erzeugen; – Analog/Digital-Konversionsmittel (14), welche die Konversion des gefilterten Zwischensignals m'(t) in ein digitales Signal ermöglichen; – Berechnungsmittel (15) der Gewinnabweichungen Δg und der Phasenabweichungen Δθ, ausgehend vom gefilterten digitalen Zwischensignal, das von den Analog/Digital Konversionsmitteln erzeugt wird.
Funkfrequenzsender nach Anspruch 8 dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnungsmittel (15) der Gewinnabweichungen Δg und der Phasenabweichungen Δθ folgendes umfassen: – Transformationsmittel des gefilterten, digitalen Zwischensignals in der Form: m'(t) = i'(t)·cos(ω0t) – q'(t)·sin(ω0t)und dadurch, dass die Gewinnabweichungen Δg und die Phasenabweichungen Δθ nach den folgenden Formeln geschätzt werden: Δg = 2g – (4/g3)·[i'(t) + q'(t)]·[i(t) – q(t)] Δθ = (1/g·g3)·[i(t)·q'(t) – q(t)·i'(t)]2 , wobei
Funkfrequenzsender nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Gewinne g und g₃ über Werte in Zweierpotenzen verfügen.
Funkfrequenzsender nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die zwei korrigierten bei der Zwischenfrequenz liegenden und um 90° phasenverschobenen Signale sich in der folgenden, vereinfachten Form schreiben lassen: m1c(t) = (1 + (Δg/2g))·[i(t)·cos(ω0t – (Δθ/2)) – q(t)·sin(ω0t – (Δθ/2))] m2c(t) = –(1 – (Δg/2g))·[i(t)·sin(ω0t + (Δθ/2)) – q(t)·cos(ω0t + (Δθ/2))].
Funkfrequenzsender nach einem der Ansprüche 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Analog/Digital-Konversionsmittel (14) eine Arbeitsfrequenz aufweisen, die in etwa identisch ist zur Arbeitsfrequenz der in den direkten Konversionsmitteln (2) enthaltenen Digital/Analog-Konversionsmittel (5₁ , 5₂ ).
Funkfrequenzsender nach Anspruch 3 und einem der Ansprüche 6 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die digitalen Kompensationsmittel (10, 11) in dem erwähnten integrierten Schaltkreis enthalten sind.