DE60109645T2

DE60109645T2 - Erzeugung von zwei durch 90 grad phasenverschobene signale

Info

Publication number: DE60109645T2
Application number: DE60109645T
Authority: DE
Inventors: F. Eduard STIKVOORT
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2000-12-18
Filing date: 2001-11-29
Publication date: 2006-02-09
Anticipated expiration: 2021-11-30
Also published as: ATE291791T1; CN1443394A; US7190735B2; DE60109645D1; WO2002051003A2; EP1348253B1; JP4316236B2; JP2004516739A; EP1348253A2; KR20020077466A; WO2002051003A3; KR100838975B1; US20020080718A1; CN1255935C

Description

In vielen Bereichen gibt es einen allgemeinen Wunsch, dass man imstande sein möchte, zwei Signale mit einer 90° Phasendifferenz zu erzeugen, wobei diese beiden im Wesentlichen zu einem einzigen Eingangssignal identisch sind. Beispiele von Bereichen, in denen eine derartige Signalkombination erwünscht ist, sind beispielsweise Fernsehtuner, Mobiltelefone (GSM, NMT), Drahtlostelefone (DECT) usw. Bekanntlich werden Quadratursignale verwendet, beispielsweise in Fernsehtunern, u.a. zur Spiegelunterdrückung.
Zum Erzeugen einer derartigen Signalkombination, wie oben erwähnt, sind bereits viele Techniken verfügbar. Jede dieser verfügbaren Techniken weisen einige Nachteile auf. Ein Beispiel einer derartigen bekannten Technik ist die Anwendung von Frequenzteilung mit Gate-Schaltungen, Flip-Flop-Schaltungen usw. Ein Nachteil dieser bekannten Technik ist, dass die Frequenz des Eingangssignals wenigstens zweimal höher gewählt werden muss als die gewünschte Frequenz des 0°- und des 90°-Signals. Eine andere Technik ist die Verwendung eines einzelnen Oszillators, der zwei Ausgangssignale mit 90° Phasendifferenz erzeugt, wobei der Oszillator mit Hilfe einer phasenverriegelten Schleife mit dem ursprünglichen Eingangssignal gekoppelt wird. Ein Nachteil dieser Technik ist, dass sie einen relativ großen elektronischen Aufwand und einen relativ großen Energieverbrauch aufweist.
Eine weitere an sich bekannte Technik ist die Verwendung eines Phasenverschiebungsnetzwerkes. Phasenverschiebungsnetzwerke erzeugen ein Ausgangssignal, entsprechend dem Eingangssignal, mit einer Wiedergabe mit einer festen Phase, die auf 90° gesetzt werden kann. Ein Nachteil aber von heutigen Phasenverschiebungsnetzwerken ist, dass sie erfordern, dass das Eingangssignal sinusförmig ist. Insbesondere sind heutige Phasenverschiebungsnetzwerke nicht imstande, zwei Ausgangssignale mit einer gegenseitigen 90° Phasendifferenz zu erzeugen und die beide wenigstens im Wesentlichen dem Eingangssignal mit einer Rechteckwellenform entsprechen, obschon die meisten Ortsoszillatoren in den oben genannten Beispielen ein Rechtecksignal erzeugen.
Es ist nun u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Annäherung zu schaffen, welche die Verwendung eines Phasenverschiebungsnetzwerkes ermöglicht zum Erzeugen zweier Ausgangssignale mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 90°, ohne die Beschränkung, dass das Eingangssignal sinusförmig sein soll. Dazu schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Anordnung zum Erzeugen zweier Signale mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 90°, wie in den Hauptansprüchen definiert. Die Unteransprüche definieren vorteilhafte Ausführungsformen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform schafft die vorliegende Erfindung ein Phasenverschiebungsnetzwerk, das imstande ist ein Rechtecksignal zu empfangen und zwei Rechtecksignale mit einer 90° Phasendifferenz zu liefern, die beide im Wesentlichen dem Eingangssignal entsprechen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass ein Rechtecksignal, wie dies von einem Ortsoszillator erzeugt wird, als eine Fourier-Reihe einer Grundwelle und einer Anzahl ungerader harmonischer Wellen angenähert werden kann, wobei jede der genannten Wellen sinusförmig ist. In der Praxis ist die Anzahl ungerader harmonischer Wellen, die berücksichtigt werden sollen, abhängig von der Frequenz der Grundwelle; je höher die Frequenz der Grundwelle, umso niedriger ist die Anzahl ungerader harmonischer Wellen, die eine wesentliche Rolle spielen.
Deswegen schlägt auf Basis dieser Erkenntnis die vorliegende Erfindung ein Phasenverschiebungsnetzwerk vor, das mit dem Grund-Fourier-Anteil und wenigstens dem dritten harmonischen Fourier-Anteil arbeitet, und vorzugsweise auch mit dem fünften harmonischen Fourier-Anteil eines Eingangssignals, und zwar derart, dass diese Anteile über den gleichen Zeitbetrag entsprechend einem Viertel der Periode des Grund-Fourier-Anteils verschoben werden.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform umfasst das Phasenverschiebungsnetzwerk nach der vorliegenden Erfindung ein passives Polyphasenfilter. Ein derartiges Filter hat eine spezifische Eigenschaft, dass es alle Frequenzanteile innerhalb eines Durchlassbandes über den gleichen Winkel verschiebt. Wenn nun vorausgesetzt wird, dass der erwünschte Verschiebungswinkel gleich 90° ist, wäre die genannte spezifische Eigenschaft richtig für den fünften harmonischen Fourier-Anteil, wäre aber falsch für den dritten harmonischen Fourier-Anteil, der über 270° verschoben werden soll, was einer Verschiebung über –90° entspricht. Der vorliegenden Erfindung liegt eine weitere Erkenntnis zugrunde, dass dies einer Verschiebung über +90° des dritten harmonischen Fourier-Anteils mit negativer Frequenz entspricht. Deswegen hat nach der vorliegenden Erfindung bei dieser bevorzugten Ausführungsform das Phasenverschiebungsnetzwerk eine Frequenzkennlinie, die bei negativer Frequenz den dritten harmonischen Fourier-Anteil durchlässt und den dritten harmonischen Fourier-Anteil bei positiver Frequenz unterdrückt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
1 eine schematische Darstellung eines Polyphasenfilters,
2A–C eine Darstellung, wie ein Polyphasenfilter benutzt werden kann zum Erzeugen eines zweiphasigen Ausgangssignals bei positiver Frequenz auf Basis eines einphasigen Eingangssignals,
3A–C eine Darstellung der Verschiebung von Fourier-Anteilen,
4 ein Blockschaltbild, das auf schematische Weise eine Ausführungsform einer Anordnung nach der vorliegenden Erfindung illustriert,
5A–C eine Darstellung, wie ein Polyphasenfilter benutzt werden kann zum Erzeugen eines zweiphasigen Ausgangssignals bei negativer Frequenz auf Basis eines einphasigen Eingangssignals,
6 die Frequenzkennlinie eines Polyphasenfilters nach der vorliegenden Erfindung, und
7 eine schematische Darstellung einer einfachen Ausführungsform eines Polyphasenfilters nach der vorliegenden Erfindung.
1 zeigt schematisch ein Polyphasenfilter 10 mit einem ersten Eingang 11, einem zweiten Eingang 12, einem ersten Ausgang 13 und einem zweiten Ausgang 14. Insbesondere ist dieses Polyphasenfilter 10 ein Zweiphasenfilter. Polyphasenfilter sind an sich bekannt. So wird beispielsweise verwiesen auf den Artikel "A Fully Integrated 900 MHz CMOS Double Quadrature Downconverter" von J. Crols u.a. in "1995 ISSCC Digest of Technical Papers", Heft 38, IEEE press, 1995, Seiten 136–137. Deswegen ist eine eingehende Erläuterung des Entwurfs und der Wirkungsweise des Polyphasenfilters 10 an dieser Stelle nicht notwendig. Um einige Symbole und Ausdrücke einzuführen werden an dieser Stelle nur einige Aspekte der Wirkung des Polyphasenfilters 10 (Zweiphasenfilters) beschrieben.
Es wird vorausgesetzt, dass die Eingangssignale X₁₁(ω) und X₁₂(ω) den beiden Eingängen 11 bzw. 12 zugeführt werden, wobei die beiden Eingangssignale X₁₁(ω) und X₁₂(ω) sinusförmig sind und die gleiche Frequenz ω haben, aber eine Phasendifferenz von 90° aufweisen. Dies kann wie folgt geschrieben werden: |ϕ₁₁ – ϕ₁₂| = 90° [mod 360°], wobei ϕ₁₁ die Phase des ersten Eingangssignals X₁₁(ω) ist, das dem ersten Eingang 11 zugeführt wird, während φ₁₂ die Phase des zweiten Eingangssignals X₁₂(ω) ist, das dem zweiten Eingang 12 zugeführt wird. Es lassen sich zwei Situationen unterscheiden:

1) X₁₁(ω) führt, d.h. ϕ₁₁ – ϕ₁₂ = +90°
2) X₁₂(ω) führt, d.h. ϕ₁₁ – ϕ₁₂ = –90°

Ein sinusförmiges Signal kann in komplexer Notierung wie folgt dargestellt werden: X(ω) = X·e^jωt, wobei man bedenken soll, dass das wirkliche physikalische Signal der wirkliche Teil des komplexen Ausdrucks ist. Dann können die beiden oben genannten Fälle ϕ₁₁ – ϕ₁₂ = +90° und ϕ₁₁ – ϕ₁₂ = –90° wie folgt geschrieben werden: X11(ω) = X·ejωt und X12(ω) = jX·ejωt
Verwendung von X = |X|·e^jϕ ergibt: Re(X11) = |X|cos(ωt + ϕ) und Re(X12) = |X|cos(ωt + ϕ + π/2)so dass ω < 0 dem nachfolgenden Fall ϕ₁₁ – ϕ₁₂ = +90° entspricht, während ω > 0 dem Fall ϕ₁₁ – ϕ₁₂ = –90° entspricht.
An den Ausgängen 13 und 14 erzeugt das Polyphasenfilter 10 sinusförmige Ausgangssignale Y₁₃(ω) bzw. Y₁₄(ω) mit der gleichen Frequenz ω wie die zwei Eingangssignale X₁₁(ω) und X₁₂(ω).
Es wird weiterhin vorausgesetzt, dass das Polyphasenfilter 10 eine Transfercharakteristik H(ω) hat, die wie folgt beschrieben werden kann: H(ω) = Y13/X11 = Y14/X12 (1)in dem Fall, wo X₁₂(ω) = jX₁₁(ω) ist.
Wenn die (normalisierte Transfercharakteristik H(ω) des Polyphasenfilters 10 derart ist, dass für eine bestimmte positive Frequenz ω_x die folgende Gleichung (2) gilt: H(ωx) = 1 und H(–ωx) = 0 (2)dann kann das Polyphasenfilter 10 zum Erzeugen von zwei Ausgangssignalen Y₁₃ und Y₁₄ = jY₁₃ auf Basis nur eines Eingangssignals X₁₁, wie anhand der 2A–C näher erläutert wird.
In 2A wird ein erstes Eingangssignal X_11A = X(ω_x) dem ersten Eingang 11 zugeführt und ein zweites Eingangssignal X_12A = jX_11A in = jX(ω_x) wird dem zweiten Eingang 12 zugeführt. Aus den oben stehenden Gleichungen (1) und (2) folgt, dass das Poly phasenfilter 10 dann ein erstes Ausgangssignal Y_13A = Y(ω_x) und ein zweites Eingangssignal Y_14A = jY_13A = jY(ω_x) an den zwei Ausgängen 13 bzw. 14 erzeugt.
In 2B wird ein erstes Eingangssignal X_11B = X(ω_x) dem ersten Eingang 11 zugeführt und ein zweites Eingangssignal X_12B = –jX_11B = –jX(ω_x) wird dem zweiten Eingang 12 zugeführt. Aus den oben stehenden Gleichungen (1) und (2) folgt, dass das Polyphasenfilter 10 dann Null Ausgangssignale Y_13B = 0 und Y_14B = 0 an den zwei Ausgängen 13 bzw. 14 erzeugt.
Das Polyphasenfilter 10 ist ein lineares Filter, was bedeutet, dass, wenn zwei Eingangssignale addiert werden, die entsprechenden Ausgangssignale ebenfalls addiert werden. In 2C werden die zwei in 2A und in 2B verwendeten Eingangssignale addiert.
Mit anderen Worten, der erste Eingang 11 empfängt X11C = X11A + X11B = 2X(ωx)während der zweite Eingang 12 (nicht verbunden) Folgendes empfängt: X12C = X12A + X12B = jX(ωx) + (–jX(ωx)) = 0.
Danach werden auch die zwei Ausgangssignale nach 2A und 2B addiert; deswegen erzeugt das Polyphasefilter 10 dann ein erstes Ausgangssignal Y_13C = Y(ω_x) und ein zweites Ausgangssignal Y_14C = jY(ω_x) an den zwei Ausgängen 13 bzw. 14.
Mit anderen Worten, wenn der erste Eingang 11 ein echtes Eingangssignal X(ω_x) empfängt, während der zweite Eingang 12 Null ist, dann erzeugt das Polyphasenfilter 10 ein erstes und ein zweites Ausgangssignal Y₁₃(ω_x) = ½·X(ω_x) und Y₁₄(ω_x) = ½·jX(ω_x). Dies sind zwei echte Ausgangssignale mit einer Phasendifferenz von 90°, ebenfalls als sinusförmiges Zweiphasen-Ausgangssignal mit positiver Frequenz. In dem Obenstehenden ist jede mögliche Phasendifferenz zwischen Y₁₃(ω_x) und X(ω_x) verneint.
Es sei bemerkt, dass die oben stehende Erläuterung ebenfalls gilt in dem Fall, dass das Vorzeichen von Y_14A umgekehrt wäre. In dem Fall kann das Zweiphasen-Ausgangssignal derart angegeben werden, als hätte es eine negative Frequenz. Es ist aber auch möglich, den Ausgang 14 als den "ersten" Ausgang und den Ausgang 13 als den "zweiten" Ausgang zu betrachten.
Auf diese Weise ist es unter Verwendung eines Polyphasenfilters möglich, zwei Signale Y₁₃(ω_x) und Y₁₄(ω_x) mit einer Phasendifferenz von 90° gegenüber einander zu erzeugen, und zwar auf Basis eines einzigen Eingangssignals X(ω_x).
In dem Obenstehenden wurden zwei Voraussetzungen gemacht. Die eine Voraussetzung ist, dass das Eingangssignal X(ω_x) sinusförmig ist. Die zweite Voraussetzung ist, dass die Frequenz ω_x des Eingangssignals X(ω_x) in einem Frequenzbereich liegt, in dem die Gleichung (2) gültig ist. Ein derartiger Frequenzbereich wird nachstehend ebenfalls als das Durchlassgebiet mit Sperrung des entgegengesetzten Vorzeichens bezeichnet, abgekürzt als OSR-Durchlassgebiet, was angibt, dass Frequenzen innerhalb des Gebietes durchgelassen werden, während identische Frequenzen mit einem entgegengesetzten Vorzeichen gesperrt oder wenigstens unterdrückt werden.
Es bestehen zur Zeit Breitband-Polyphasenfilter, bei denen das OSR-Durchlassgebiet von 0 bis sehr hohe Frequenzen, nahezu unendlich, reicht, wenigstens für alle praktische Zwecke. Es wurden auch bereits Polyphasenfilter entworfen zum Zusammenarbeiten mit einem bestimmten Ortsoszillator, der in einem bestimmten Frequenzbereich mit einer zentralen Frequenz ω_LO und mit einer Bandbreite BW_LO arbeitet; diese Polyphasenfilter haben ein OSR-Banddurchlassgebiet, das mit dem operationellen Frequenzband des Ortsoszillators zusammenfällt, wobei die Transferfunktion H(ω) für alle anderen Frequenzen Null ist.
Mit derartigen bekannten Polyphasenfiltern ist es aber nicht möglich, dieselbe einfache Annäherung anzuwenden bei der Erzeugung zweier Signale mit einer Phasendifferenz von 90° gegenüber einander, und zwar auf Basis eines einzigen Eingangssignals, wenn das Eingangssignal ein binäres Signal ist und die Ausgangssignale auch binär sein sollen. Insbesondere erzeugt in vielen Applikationen der Ortsoszillator ein Rechtecksignal mit einem Tastverhältnis von 50%; die oben beschriebene Technik kann in derartigen Fällen nicht angewandt werden. Dies wird nachstehend näher erläutert.
Es wird vorausgesetzt, dass der Ortsoszillator ein Ausgangssignal A erzeugt, das ein Rechtecksignal ist mit einem Tastverhältnis von 50%, mit einer Periode T₁, wie in 3A dargestellt. Bekanntlich kann ein derartiges Rechtecksignal A zu sinusförmigen Signalanteilen (Fourier-Reihen) umgewandelt werden. Diese sinusförmigen Signalanteile umfassen eine Grundwelle mit der Grundfrequenz ω₁ = 1/T₁, was als A₁(ω₁) angegeben wird, wie in 3B dargestellt. Die Fourier-Reihe umfasst weiterhin ungerade harmonische Wellen A₃(ω₃), A₅(ω₅), ...., A_2n+1(ω_2n+1), wobei n = 1, 2, 3, .... Dabei ist der Frequenzanteil A_2n+1(ω_2n+1) die (2n + 1). Harmonische Welle gegenüber der Grundwelle A₁, mit einer Frequenz ω_2n+1 die der (2n + 1 + fachen Grundfrequenz ω₁ entspricht. 3B zeigt ebenfalls einen Teil der 3. und 5. harmonischen Wellen.
Es sei bemerkt, dass obschon im Allgemeinen die Fourier-Reihe eine unendliche Reihe mit einer endlichen Anzahl Frequenzanteile ist, in den meisten praktischen Umständen das Ausgangssignal A von dem Ortsoszillator durch eine begrenzte Anzahl Fourier-Terme, beispielsweise fünf angenähert werden kann.
Wenn ein Polyphasenfilter zum Erzeugen von Quadratursignalen auf Basis eines derartigen Rechteck-Ortsoszillatorsignals A verwendet werden würde, wird das Polyphasenfilter an jedem der genannten sinusförmigen Fourier-Anteile auf die oben beschriebene Art und Weise arbeiten. Wenn also das Polyphasenfilter eine relativ schmale OSR-Bandpasscharakteristik hat, die nur die Grundfrequenz ω₁ des Ortsoszillators enthält, wird das Polyphasenfilter nur zwei sinusförmige Ausgangssignale Y₁₃(ω₁) und Y₁₄(ω₁) mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 90° erzeugen. Obschon es möglich ist, Rechtecksignale auf Basis derartiger sinusförmiger Ausgangssignale zu konstruieren, beispielsweise durch Verwendung eines Verstärkers mit einer großen Verstärkung, so dass die Signale klemmen werden, wird dies eine weitere Schaltungsanordnung notwendig machen, während weitere kleine Abweichungen in den sinusförmigen Ausgangssignalen zu wichtigen Zeitabweichungen in dem konstruierten Rechtecksignal führen können. Zum Verbessern der Genauigkeit in den Nulldurchgängen sollen mehr Fourier-Terme berücksichtigt werden.
Wenn andererseits das Polyphasenfilter eine relativ breite OSR-Durchlasscharakteristik haben würde, die ebenfalls die harmonischen Frequenzen ω₃, ω₅, ω₇, usw. enthalten würde, würde das Polyphasenfilter nicht das 90° Ausgangssignal einwandfrei erzeugen, was nachstehend anhand der 3C näher erläutert wird.
Erstens, wird darauf hingewiesen, dass die erforderliche 90° Phasendifferenz zwischen den zwei Ausgangssignalen Y₁₃ und Y₁₄ sich auf die Grundfrequenz ω₁ bezieht. Im Wesentlichen ist es also erforderlich, dass die zwei Ausgangssignale Y₁₃ und Y₁₄ identisch sind, dennoch um eine Zeitperiode T₁/4 [mod T₁] gegenüber einander in der Zeit verschoben.
Zweitens wird darauf hingewiesen, dass zum Erfüllen der Aufgabe, dass das zweite Ausgangssignal Y₁₄ dem ersten dennoch über T₁/4 [mod T₁] verschobene Ausgangssignal Y₁₃ entsprechen soll, wird es notwendig sein, dass, wenn das zweite Ausgangssignal Y₁₄ geschaffen wird, jeder Frequenzanteil A_2n+1(ω_2n+1) des Ausgangssignals über einen Zeitabstand T₁/4 [mod T₁] verschoben wird. Aber, wie oben erwähnt, hat das Polyphasenfilter 10 die Eigenschaft der Verschiebung aller Frequenzanteile A_2n+1(ω_2n+1) innerhalb des Banddurchlasswinkels von 90°, wobei diese Phasenverschiebung von 90° immer gegenüber der entsprechenden Frequenz ω_2n+1 des betreffenden Signalanteils gemessen wird. Eine derartige Phasenverschiebung entspricht nicht der erforderlichen Zeitverschiebung für alle Frequenzanteile.
So entspricht beispielsweise für die Grundwelle A₁ und die fünfte Harmonische A₅, die neunte Harmonische A₉ usw. eine Zeitverschiebung von T₁/4 einer Phasenverschiebung von 90°, 450°, 810° usw., die alle gleichwertig sind mit einer betreffenden Phasenverschiebung von +90° [mod 360°]; mit anderen Worten: das sind "deckende" Verschiebungen.
Aber für die dritte [siebente] {elfte} harmonische Welle A₃[A₇]{A₁₁} usw. entspricht die erforderliche Verschiebung von T₁/4 einer erforderlichen Phasenverschiebung von 270° [630°] bzw. {990°}, die in jedem Fall der erforderlichen Phasenverschiebung von –90° [mod 360°] entspricht. Wie oben bereits erwähnt, kann das herkömmliche Polyphasenfilter nicht eine derartige Phasenverschiebung liefern. Im Wesentlichen werden, wenn ein herkömmliches Polyphasenfilter eine relativ große OSR-Durchlasscharakteristik haben würde, die auch die harmonischen Frequenzen ω₃, ω₇, ω₁₁ usw. enthält, diese harmonischen Wellen gleichfalls um +90° verschoben, d.h. um 180° falsch.
Nach einem wichtigen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird dieses Problem gelöst, wenn eine zusätzliche Phasenverschiebung von 180° an der dritten [siebenten] {elften} harmonischen Welle A₃[A₇]{A11} usw. durchgeführt wird. Dies kann beispielsweise dadurch erfolgen, dass die separaten harmonischen Wellen einzeln selektiert werden, beispielsweise mit Hilfe geeigneter Bandpassfilter, dass danach jede harmonische Welle derart einzeln verarbeitet wird, dass für jede einzelne harmonische Welle eine +90° oder eine –90° [mod 360°] Verschiebung, wie erforderlich, erhalten wird und dass danach die verschobenen harmonischen Wellen kombiniert werden.
4 zeigt eine Ausführungsform, wobei die harmonischen Wellen, die um +90° verschoben werden müssen, kombiniert werden, und es wird ein einziges Breitband-Polyphasenfilter 10A verwendet zum Durchführen der +90° Verschiebung für all diese harmonischen Wellen gemeinsam, während die harmonischen Wellen, die um –90° verschoben werden müssen, ebenfalls kombiniert werden, und es wird ein einziges Breitband- Polyphasenfilter 10B verwendet zum Durchführen der –90° Verschiebung für all diese harmonischen Wellen gemeinsam. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung 1 mit einem Eingang 3 zum Empfangen eines Ausgangssignals A von einem Ortsoszillator 2, und mit zwei Ausgängen 8 und 9 zum Erzeugen eines phasengleichen Ausgangssignals I und eines Quadratur-Ausgangssignals Q, wobei die beiden Ausgangssignale dem Eingangssignal A identisch sind. Wie oben beschrieben, ist das Ortsoszillatorsignal A ein Rechtecksignal mit einem Tastverhältnis von 50% mit einer Periode T₁. Wie oben erwähnt, kann das Ortsoszillatorsignal A zu sinusförmigen Signalanteilen A₁(ω₁), A₃(ω₃), A₅(ω₅), ...., A_2n+1(ω_2n+1), wobei n = 0, 1, 2, 3 .... Die Schaltungsanordnung 1 nach 4 entworfen zum verarbeiten von vier Fourier-Anteilen und ist geeignet für eine Situation, wobei das Ausgangssignal A von dem Ortsoszillator durch vier Fourier-Anteile angenähert werden kann. Aus der nachfolgenden Beschreibung dürfte es einem Fachmann einleuchten, wie diese Ausführungsform ergänzt werden soll um Fourier-Anteile einer höheren Ordnung zu berücksichtigen.
Die Schaltungsanordnung 1 umfasst einen ersten Fourier-Anteil-Selektionsteil 4, der diejenigen Fourier-Anteile selektiert, die um +90° in dem Quadratur-Ausgangssignal Q verschoben werden sollen. Dies sind die Fourier-Anteile A₁(ω₁), A₅(ω₅), A₉(ω₉) ...., A_2n+1(ω_2n+1), wobei n = 0, 2, 4, 6, ... Für jeden dieser Fourier-Anteile umfasst der erste Fourier-Anteil-Selektionsteil 4 ein entsprechendes Bandpassfilter 60_2n+1 . Bei der betreffenden Ausführungsform soll der erste Fourier-Anteil-Selektionsteil 4 die Grundwelle A₁(ω₁) und die fünfte Harmonische A₅(ω₅) selektieren. Auf diese Weise umfasst der Selektionsteil 4 für den ersten Fourier-Anteil ein erstes Bandpassfilter 60₁ mit einem Durchlassband 61₁ in dem Frequenzbereich zwischen ω₁ – BW₁/2 und ω₁ + BW₁/2, und ein zweites Bandpassfilter 60₅ mit einem Durchlassband 61₅ in dem Frequenzbereich zwischen ω₅ – BW₅/2 und ω₅ + BW₅/2.
Die Eingangsklemmen dieser Bandpassfilter sind mit dem Eingang 3 verbunden, während die Ausgangsklemmen dieser Bandpassfilter mit einem ersten Addierer 71 verbunden sind, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang 11A eines ersten Polyphasenfilters 10A gekoppelt ist. Auf diese Weise empfängt der erste Eingang 11A dieses ersten Polyphasenfilters 10A ein Eingangssignal X_11A = A₁(ω₁) + A₅(ω₅). Der zweite Eingang 12A dieses ersten Polyphasenfilters 10A empfängt ein Null-Signal.
Auf gleiche Weise umfasst die Schaltungsanordnung 1 weiterhin einen zweiten Selektionsteil 5 für einen Fourier-Anteil, der diejenigen Fourier-Anteile selektiert, die um –90° in dem Quadratur-Ausgangssignal verschoben werden sollen. Dies sind die Fourier-Anteile A₃(ω₃), A₇(ω₇), A₁₁(ω₁₁), ...., A_2n+1(ω_2n+1), wobei n = 1, 3, 5, ... Für jeden dieser Fourier-Anteile umfasst der Selektionsteil 5 entsprechende Bandpassfilter 60_2n+1 . In der betreffenden Ausführungsform soll der zweite Selektionsteil 5 die dritte Harmonische A₃(ω₃) und die siebente Harmonische A₇(ω₇) selektieren. Auf diese Weise umfasst der zweite Selektionsteil 5 ein drittes Bandpassfilter 60₃ mit einem Durchlassband 61₃ in dem Frequenzbereich zwischen ω₃ – BW₃/2 und ω₃ + BW₃/2, und ein viertes Bandpassfilter 60₇ mit einem Durchlassband 61₇ in dem Frequenzbereich zwischen ω₇ – BW₇/2 und ω₇ + BW₇/2.
Die Eingangsklemmen dieser Bandpassfilter sind mit dem Eingang 3 verbunden, während die Ausgangsklemmen dieser Bandpassfilter mit einem zweiten Addierer 72 verbunden sind, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang 12B eines zweiten Polyphasenfilters 10B verbunden ist. Auf diese Weise empfängt der zweite Eingang 12B dieses zweiten Polyphasenfilters 10B ein Eingangssignal X_12B = A₃(ω₃) + A₇(ω₇). Der erste Eingang 11B dieses zweiten Polyphasenfilters 10B empfängt ein Null-Signal.
Die zwei Polyphasenfilter 10A und 10B sind Breitband-Polyphasenfilter mit wenigstens für reelle Frequenzen, (normalisierte) Transfercharakteristiken H(ω) entsprechend der nachfolgenden Gleichung (3): H(ω) = 1 für ω > 0 und H(ω) = 0 für ω < 0 (3)
Im Wesentlichen können die zwei Polyphasenfilter 10A und 10B identisch sein.
Wie aus der oben stehenden Erläuterung der Wirkungsweise der Polyphasenfilter einleuchten dürfte, schafft das erste Polyphasenfilter 10A an dem ersten Ausgang 13A ein erstes Ausgangssignal Y_13A entsprechend 2Y_13A = X_11A = A₁(ω₁) + A₅(ω₅), und an dem zweiten Ausgang 14A ein zweites Ausgangssignal Y_14A entsprechend Y_14A = jY_13A. Es kann sein, dass das erste Ausgangssignal Y_A eine gewisse Zeitverzögerung ΔT_A gegenüber dem Eingangssignal X_11A hat.
Weiterhin schafft, wie es auch aus der oben stehenden Erläuterung der Wirkungsweise der Polyphasenfilter einleuchten dürfte, das zweite Polyphasenfilter 10B an dem zweiten Ausgang 14B ein drittes Ausgangssignal Y_14B entsprechend 2Y_14B = X_12B A₃(ω₃) + A₇(ω₇), und an dem ersten Ausgang 13B ein viertes Ausgangssignal Y_13b entsprechend Y_13B = –jY_14B = –jX_12B. Es kann sein, dass das dritte Ausgangssignal Y_14B eine bestimmte Zeitverzögerung ΔT_B gegenüber dem Eingangssignal X_12B hat; die zwei Polypha senfilter 10A und 10B sollen derart deckend sein, dass die genannten zwei Zeitverzögerungen ΔT_A und ΔT_B einander gleich sind.
Der erste Ausgang 13A des ersten Polyphasenfilters 10A und der zweite Ausgang 14B des zweiten Polyphasenfilters 10B sind mit einem dritten Addierer 73 gekoppelt, dessen Ausgang mit der ersten Ausgangsklemme 8 der Schaltungsanordnung 1 gekoppelt ist zum Liefern des ersten Ausgangssignals I = Y13A + Y14B = (A1(ω1) + A3(ω3) + A5(ω5) + A7(ω7))/2.
Auf gleiche Weise sind der zweite Ausgang 14A des ersten Polyphasenfilters 10A und der erste Ausgang 13B des zweiten Polyphasenfilters 10B mit einem vierten Addierer 74 gekoppelt, wobei der Ausgang desselben mit der zweiten Ausgangsklemme 9 der Schaltungsanordnung 1 gekoppelt ist zum Liefern des zweiten Ausgangssignals Q = Y14A + Y13B = j(A1(ω1) – A3(ω3) + A5(ω5) – A7(ω7))/2.
Die in 4 vorgeschlagene Schaltungsanordnung funktioniert befriedigend. Dazu sind aber zwei Polyphasenfilter erforderlich. Vorzugsweise wird der Schritt der Verschiebung der nachfolgenden harmonischen Wellen über +90° und –90° von einem einzigen Polyphasenfilter durchgeführt, das alle harmonischen Wellen an einem einzigen Eingang empfängt.
Nach der vorliegenden Erfindung ist ein derartiger Entwurf möglich, weil eine zusätzliche Phasenverschiebung um 180° er Verwendung eines Fourier-Anteils mit negativer Frequenz –ω₃, –ω₇, –ω₁₁ usw. in dem Polyphasenfilter entspricht, wie dies anhand der 5A–5C näher erläutert wird.
Es wird vorausgesetzt, dass für eine bestimmte positive Frequenz ω_x die Transfercharakteristik H(ω) des Polyphasenfilters 10 der nachfolgenden Gleichung (4) entspricht: H(ωx) = 0 und H(–ωx) = 1 (4)
In 5A wird ein erstes Eingangssignal X_11A = X(ω_x) dem ersten Eingang 11 zugeführt, und ein zweites Eingangssignal X_12A = jX_11A = jX(ω_x) wird dem zweiten Eingang 12 zugeführt. Aus den oben stehenden Gleichungen (1) und (4) folgt, dass das Polyphasenfilter 10 dann Null-Ausgangssignale Y₁₃(ω_x) = 0 und Y₁₄(ω_x) = 0 an den zwei Ausgängen 13 bzw. 14 erzeugt.
In 5B wird ein erstes Eingangssignal X_11b = X(ω_x) dem ersten Eingang 11 zugeführt, und ein zweites Eingangssignal X_12B = –jX_11B = –jX(ω_x) wird dem zweiten Eingang 12 zugeführt. Aus den oben stehenden Gleichungen (1) und (4) folgt, dass das Polyphasenfilter 10 dann ein erstes Ausgangssignal Y_13B = Y(ω_x) und ein zweites Ausgangssignal Y_14B = –jY_13B = –jY(ω_x) an den zwei Ausgängen 13 bzw. 14 erzeugt.
In 5C werden die zwei in 5A und in 5B verwendeten Eingangssignale addiert. Mit anderen Worten, der erste Eingang 11 empfängt X_11C = X_11A + X_11B = 2X(ω_x), während der zweite Eingang 12 X_12C = X_12A + X_12B = jX(ω_x) + (–jX(ω_x)) = 0 empfängt. Danach werden auch diese zwei Ausgangssignale von 5A und 5B addiert; deswegen erzeugt das Polyphasenfilter 10 danach ein erstes Ausgangssignal Y_13C = jY(ω_x) und ein zweites Ausgangssignal Y_14C = –jY_13C = –jY(ω_x) an den zwei Ausgängen 13 bzw. 14.
Mit anderen Worten: für derartige Frequenzen ω_x, für welche die Gleichung (4) gilt, wenn der erste Eingang 11 ein echtes Eingangssignal X(ω_x) empfängt, während der zweite Eingang 12 Null ist, erzeugt das Polyphasenfilter 10 dann ein erstes und ein zweites Ausgangssignal Y₁₃(ω_x) = ½·X(ω_x) und Y₁₄(ω_x) = ½·jY₁₃(ω_x). Dies sind zwei echte Ausgangssignale mit einer Phasendifferenz von –90°, auch als ein sinusförmiges Zweiphasen-Ausgangssignal mit negativer Frequenz.
Auf Basis dieser Erkenntnis schlägt die vorliegende Erfindung ein Polyphasenfilter 10 mit einer neuen Frequenzcharakteristik 40 dar, wie in 6 dargestellt, angepasst zur Verwendung mit einem Ortsoszillator mit einer zentralen Oszillatorfrequenz ω_LO und einer Bandbreite BW_LO. Diese Frequenzcharakteristik 40 hat ein erstes OSR-Bandpassgebiet 41 mit einer positiven zentralen Frequenz ω₁ = ω_LO und einer Bandbreite BW₁ im Wesentlichen entsprechend der Bandbreite BW_LO des Ortsoszillators. Insbesondere wird in 6 angegeben, dass H(ω) = 0 in dem Sperrbereich 51 zwischen –ω₁ – BW₁/2 und –ω₁ + BW₁/2, d.h. Frequenzen um –ω₁ herum werden auf effektive Art und Weise unterdrückt. Die Frequenzcharakteristik 40 hat weiterhin ein zweites OSR-Bandpassgebiet 42 mit einer negativen zentralen Frequenz ω₄₂ = –3ω₁ und einer Bandbreite BW₄₂ im Wesentlichen entsprechend der dreifachen Bandbreite BW₁ des ersten OSR-Bandpassgebietes 41. Insbesondere ist in 6 angegeben, dass H(ω) = 0 in dem Sperrbereich 52 zwischen 3ω₁ – 3BW₁/2 und 3ω₁ + 3BW₁/2 ist, d.h. Frequenzen um +3ω₁ werden auf effektive Weise unterdrückt. Im Hinblick auf dieses zweite OSR-Bandpassgebiet 42 (und das entsprechende Sperrgebiet 52) kann das Polyphasenfilter 10 einwandfrei die dritte harmonische Welle A₃(ω₃) verarbeiten.
Vorzugsweise ist das Polyphasenfilter 10 auch entworfen zum einwandfreien Verarbeiten des fünften harmonischen Welle A₅(ω₅). Dazu hat die Frequenzcharakteristik 40 weiterhin ein drittes OSR-Bandpassgebiet 43 mit einer positiven zentralen Frequenz ω₄₃ = +5ω₁ und einer Bandbreite BW₄₃ im Wesentlichen gleich der fünffachen Bandbreite BW₁ des ersten OSR-Bandpassgebietes 41. Insbesondere ist in 6 angegeben, dass H(ω) = 0 ist in dem Sperrbereich 53 zwischen –5ω₁ – 5BW₁/2 und –5ω₁ + 5BW₁/2, d.h. Frequenzen um –5ω₁ werden auf effektive Weise unterdrückt.
Vorzugsweise ist das Polyphasenfilter 10 ebenfalls entworfen zum einwandfreien Verarbeiten der siebenten harmonischen Welle A₇(ω₇). Dazu hat die Frequenzcharakteristik 40 weiterhin ein viertes OSR-Bandpassgebiet 44 mit einer negativen zentralen Frequenz ω₄₄ = –7ω₁ und einer Bandbreite BW₄₄ im Wesentlichen gleich der siebenfachen Bandbreite BW₁ des ersten OSR-Bandpassgebietes 41. Insbesondere ist in 6 angegeben, dass H(ω) = 0 ist in dem Sperrgebiet 54 zwischen +7ω₁ – 7BW₁/2 und +7ω₁ + 7BW₁/2, d.h. Frequenzen um +7ω₁ werden auf effektive Weise unterdrückt.
In allgemeinen Termen hat das Polyphasenfilter 10 N OSR-Bandpassgebiete, die je eine zentrale Frequenz entsprechend ω_n = (–1)⁽ⁿ⁺¹⁾·(2n – 1)·ω₁ für n = 1, 2, 3, 4, ... N, und eine Bandbreite BWW_n im Wesentlichen entsprechend der (2n – 1)fachen Bandbreite BWW₁ des ersten OSR-Bandpassgebietes 41 haben.
In der Praxis kann es ausreichen, wenn N = 2 ist, obschon vorzugsweise N wenigstens gleich 3 ist. Es wird noch mehr bevorzugt, wenn N > 5 ist.
Es sei bemerkt, dass für eine optimale Qualität N möglichst groß ist. Aber im Hinblick auf die Tatsache, dass die Bandbreite der aufeinander folgenden Bandpassgebiete zunimmt, kann N nicht unendlich hoch gewählt werden; die Grenze der Möglichkeiten wird erreicht, wenn sich benachbarte Bandpass- und Sperrgebiete berühren, was der Fall sein wird, wenn N = ω₁/BW₁ + 1 ist.
7 zeigt eine relativ einfache Ausführungsform eines Polyphasenfilters 110 mit der Frequenzcharakteristik 40, wie oben beschrieben, wobei N = 2 ist, d.h. das Polyphasenfilter 110 nach 7 arbeitet an einer Grundwelle und an einer dritten harmonischen Welle. Das Polyphasenfilter 110 hat vier Eingangsklemmen 111, 112, 113, 114 und vier entsprechende Ausgangsklemme 121, 122, 123, 124. Die erste (zweite)[dritte] {vierte} Ausgangsklemme 121 (122) [123] {124} ist mit der ersten (zweiten) [dritten] {vierten} Eingangsklemme 111, (112) [113] {114} verbunden, und zwar über einen ersten (zweiten) [dritten] {vierten} Übertragungskanal mit einer Reihenschaltung aus einem ersten Widerstand R1₁ (R1₂) [R1₃) {R1₄} und einem zweiten Widerstand R2₁ (R2₂) [R2₃] {R2₄}, wobei alle ersten Widerstände R1_i einander im Wesentlichen gleich sind und wobei alle zweiten Widerstände R2_i einander im Wesentlichen gleich sind.
Der erste (zweite) [dritte] {vierte} Knotenpunkt zwischen dem ersten Widerstand R1₁ (R1₂) [R1₃] {R1₄} und dem zweiten Widerstand R2₁ (R2₂) [R2₃] {R2₄} des ersten (zweiten) [dritten] {vierten} Übertragungskanals ist als N1 (N2) [N3] {N4} angegeben.
Die erste (zweite) [dritte] {vierte} Eingangsklemme 111, (112) [113] {114} ist mit dem zweiten (dritten) [vierten] {ersten} Knotenpunkt N2 (N3) [N4] {N1} über einen ersten (zweiten) [dritten] {vierten} erste-Stufe-Kondensator C12 (C23) [C34] {C41} gekoppelt, während der zweite (dritte) [vierte] {erste} Knotenpunkt N2 (N3) [N4] {N1} mit der ersten (zweiten) [dritten] {vierten} Ausgangsklemme 121 (122) [123] {124} gekoppelt ist, und zwar über einen ersten (zweiten) [dritten] {vierten} zweite-Stufe-Kondensator C21 (C32) [C43] {C14}.
Die erste und die dritte Eingangsklemme 111 und 113 definieren einen ersten Signaleingang. In 7 wird ein Eingangssignal A von einem Ortsoszillator 102 an dem ersten Signaleingang 111, 113 in Gegentakt empfangen.
Die zweite und die vierte Eingangsklemme 112 und 114 definieren einen zweiten Signaleingang. In 7 sind diese Klemmen nicht mit einer Signalquelle oder Spannungsquelle verbunden, d.h. sie sind schwebend. Auf alternative Weise können sie nach Null verbunden sein.
Die erste und die dritte Ausgangsklemme 121 und 123 definieren einen ersten Signalausgang. In 7 wird das gleichphasige Ausgangssignal I diesen zwei Ausgangsklemmen 121 und 123 entnommen. Die zweite und vierte Ausgangsklemmen 122 und 124 definieren einen zweiten Signalausgang. In 7 wird das Quadratur-Ausgangssignal Q diesen zwei Ausgangsklemmen 122 und 124 entnommen.
Das Polyphasenfilter 110 nach 7 kann für eine Grundwelle von ω₁ etwa gleich 910 MHz entworfen sein, wie diese beispielsweise in GSM verwendet wird, mit einer geringen Bandbreite von etwa 40 MHz, während ω₃ etwa 2730 MHz beträgt, dadurch, dass die Parameterwerte etwa wie folgt selektiert werden:
R1₁ (R1₂) [R1₃] {R1₄} = 22 Ohm
R2₁ (R2₂) [R2₃] {R2₄} = 210,26 Ohm
C12 (C23) [C34] {C41} = 2,568 pF
C21 (C32) [C43] {C14} = 820 pF
Es dürfte einem Fachmann auf dem Gebiet des Entwurfs von Polyphasenfiltern einleuchten, wie diese Werte verbessert werden können zum Erhalten verschiedener Werte für ω₁ und ω₃. Weiterhin dürfte es einem Fachmann auf dem Gebiet des Entwurfs von Polyphasenfiltern einleuchten, wie die Schaltungsanordnung nach 7 erweitert werden muss zum verarbeiten einer fünften harmonischen Welle, einer siebenten harmonischen Welle, usw.
Auf diese Weise schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Anordnung zum Erzeugen zweier Ausgangssignale I; Q, die je im Wesentlichen identisch sind mit einem Rechteck-Eingangssignal A von einem Ortsoszillator 2, wobei das erste Ausgangssignal I eine bestimmte Zeitverschiebung gegenüber dem Eingangssignal A haben kann und wobei das zweite Ausgangssignal Q um T₁/4 [mod T₁] gegenüber dem ersten Ausgangssignal I verschoben ist, wobei T₁ die Periode des Eingangssignals A ist. Zum Erzeugen des ersten Ausgangssignals I werden die Fourier-Anteile S₁(ω₁), S₃(ω₃), S₅(ω₅), S₇(ω₇), S₉(ω₉), S₁₁(ω₁₁) usw. des Eingangssignals A kombiniert.
Zum Erzeugen des zweiten Ausgangssignals Q werden die Fourier-Anteile S₁(ω₁), S₅(ω₅), S₉(ω₉) usw. des Eingangssignals A um +90° in der Phase verschoben, während die Fourier-Anteile S₃(ω₃), S₇(ω₇), S₁₁(ω₁₁) usw. des Eingangssignals A um –90° in der Phase verschoben werden, und die auf diese Art und Weise verschobenen Fourier-Anteile des Eingangssignals A kombiniert werden.
Es dürfte einem Fachmann einleuchten, dass der Rahmen der vorliegenden Erfindung sich nicht auf die oben beschriebenen Beispiele beschränkt, sondern dass viele Abwandlungen und Modifikationen im Rahmen der vorliegenden Erfindung, wie in den beiliegenden Patentansprüchen definiert, möglich sind. So kann beispielsweise bei der Ausführungsform nach 4 das zweite Polyphasenfilter 10B mit einer Breitband-normalisierten Transfercharakteristik H(ω) = 1 für ω ≥ 0 un dH(ω) = 0 für ω < 0
Durch ein Polyphasenfilter mit einer Breitband-normalisierten Transfercharakteristik H(ω) = 1 für ω ≤ 0 und H(ω) = 0 für ω > 0 ersetzt werden, wobei dann in diesem Fall der Ausgang des zweiten Addierers 72 dem ersten Eingang 11B zugeführt wird, der zweite Eingang 12B wird ein Null-Signal empfangen, der erste Ausgang 13B wird mit der ersten Kombinierschaltung 73 gekoppelt und der zweite Ausgang 14B wird mit der zweiten Kombinierschaltung 74 gekoppelt.
Weiterhin ist es möglich, dass zum Erzeugen des zweiten Ausgangssignals Q die Fourier-Anteile S₁(ω₁), S₅(ω₅), S₉(ω₉) usw. des Eingangssignals A über –90° in der Phase verschoben, während die Fourier-Anteile S₃(ω₃), S₇(ω₇), S₁₁(ω₁₁) usw. des Eingangssignals A werden über +90° in der Phase verschoben, und die auf diese Weise verschobenen Fourier-Anteile des Eingangssignals A werden kombiniert.
Weiterhin sei bemerkt, dass in der oben stehenden Erläuterung die Charakteristik 40 des Polyphasenfilters nur in Bezug auf die Durchlassbänder oder Sperrbänder um ±ω₁, ±ω_s, ±ω₅, ±ω₇, usw. herum beschrieben worden ist, wobei diese Bänder eine Bandbreite von BW₁, 3BW₁, 5BW₁ bzw. 7BW₁ haben, wobei BW₁ die erwartete Bandbreite des Ortsoszillators ist. Für Frequenzen zwischen Seitenbändern ist die Charakteristik des Polyphasenfilters nicht definiert. Es sei bemerkt, dass im Grunde die Charakteristik des Polyphasenfilters außerhalb der genannten Bänder nicht kritisch ist. Immerhin werden in den Frequenzgebieten zwischen den genannten Bändern keine Frequenzanteile erwartet. Auf diese Weise können die genannten Bänder im Wesentlichen breiter sein als erwähnt; die angegebenen Bandbreiten sollen als minimale Breiten betrachtet werden. Weiterhin kann, obschon in 6 die Charakteristik 40 als eine Kombination von Durchlassbändern 41, 42, 43, 44 mit Null Übertragungsfunktion dargestellt ist, die gewünschte Funktion auch durch eine Charakteristik erhalten werden, die als eine Breitband-Durchlasscharakteristik beschrieben werden kann, die eine Anzahl Sperrgebiete 51, 52, 53, 54 aufweist.
In den Patentansprüchen sollen eingeklammerte Bezugszeichen nicht als den Anspruch begrenzend betrachtet werden. Das Wort "umfasst" schließt das Vorhandensein von Elementen oder Schritten, anders als diejenigen, die in einem Anspruch aufgelistet sind, nicht aus. Das Wort "ein" vor einem Element schließt das Vorhandensein einer Anzahl derartiger Elemente nicht aus. Die vorliegende Erfindung kann mit Hilfe von Hardware mit mehreren verschiedenen Elementen und auch mit Hilfe eines auf geeignete Weise programmierten Computers implementiert werden. In dem Anordnungsanspruch, wobei mehrere Mittel bezeichnet sind, können viele dieser Mittel von ein und demselben Item aus Hardware verkörpert werden. Die Tatsache, dass bestimmte Maßnahmen in untereinander verschiedenen abhängigen Patentansprüchen erwähnt sind, gibt nicht an, dass eine Kombination dieser Maßnahmen nicht mit Vorteil benutzt werden kann.

Claims

Verfahren zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Ausgangssignals (I, Q) entsprechend einem Eingangssignal (A) mit einer Basisfrequenz (ω₁), wobei die genannten Ausgangssignale (I, Q) eine 90° Phasendrehung gegenüber einander haben, wobei das Verfahren durch die nachfolgenden Verfahrensschritte gekennzeichnet ist: – das Liefern (60₁ , 60₅ ) einer vorbestimmten Anzahl erster Fourier-Komponenten A_2n+1(ω_2n+1), n = 0, 2, 4, ... des Eingangssignals (A), wobei ω_2n+1 = (2n + 1)·ω₁ ist; – das Durchführen (10A) einer 90° Phasendrehung in einer ersten Richtung (+90°) an den genannten ersten Fourier-Komponenten; – das Liefern (60₃ , 60₇ ) einer vorbestimmten Anzahl zweiter Fourier-Komponenten A_2n+1(ω_2n+1), n = 1, 3, 5, ... des Eingangssignals (A); – das Durchführen (10B) einer 90° Phasendrehung in der entgegengesetzten Richtung (–90°) an den genannten zweiten Fourier-Komponenten; – das Kombinieren (73) der genannten vorbestimmten Anzahl erster Fourier-Komponenten und der genannten vorbestimmten Anzahl zweiter Fourier-Komponenten zum Liefern des genannten ersten Ausgangssignals (I); und – das Kombinieren (74) der auf diese Weise verschobenen ersten und zweiten Fourier-Komponenten zum Liefern des genannten zweiten Ausgangssignals (Q).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die genannten ersten Fourier-Komponenten in eine Schaltungsanordnung (10A) eingespeist werden, die dazu vorgesehen ist, ein In-Line-Ausgangssignal (Y_13A) und ein um +90° verschobenes Ausgangssignal (Y_14A) zu liefern; – wobei die genannten zweiten Fourier-Komponenten in eine Schaltungsanordnung (10B) eingespeist werden, die dazu vorgesehen ist, ein In-Line-Ausgangssignal (Y_14B) und ein um –90° verschobenes Ausgangssignal (Y_13B) zu liefern; – wobei die genannten In-Line-Ausgangssignale (Y_13A, Y_14B) addiert (73) werden zum Liefern des genannten Ausgangssignals (I); und – wobei das genannte um +90° verschobene Ausgangssignal (Y_14A) und das genannte um –90° verschobene Ausgangssignal (Y_13B) addiert (74) werden zum Liefern der genannten zweiten Ausgangssignals (Q).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die genannten ersten Fourier-Komponenten und die genannten zweiten Fourier-Komponenten dadurch geliefert werden, dass das Eingangssignal (A) durch entsprechende Bandpassfilter (60) hindurch geführt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei dieses Verfahren weiterhin die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst: – das Schaffen eines Polyphasenfilters (10) mit einer Übertragungscharakteristik H(ω) = 1 und H(–ω) = 0 für jede Frequenz (ω) entsprechend OSR Bandpassgebieten (41, 42, 43, ...) um (–1)ⁿ·ω_2n+1 für n = 0, 1, 2, 3, ..., wobei jedes Bandpassgebiet (41, 42, 43, ...) eine Bandbreite (BW_2n+1) hat, wenigstens gleich der (2n + 1)fachen Breite (BW₁) eines Teils des ersten Bandpassgebietes (41); – das Zuführen des Eingangssignals (A) zu einem ersten Eingang (11) des genannten Polyphasenfilters (10); – das Zuführen eines Null-Eingangssignals zu einem zweiten Eingang (12) des genannten Polyphasenfilters (10); – das Entnehmen des ersten Ausgangssignals (1) an einem ersten Ausgang (13) des genannten Polyphasenfilters (10); und – das Entnehmen des zweiten Ausgangssignals (Q) an einem zweiten Ausgang (14) des genannten Polyphasenfilters (10).
Phasenverschiebungsnetzwerk (1) zum Erzeugen zweier Ausgangssignale (I, Q) entsprechend einem Eingangssignal (A) an einem Eingang (3) des Netzwerkes, wobei die Ausgangssignale untereinander um 90° in der Phase verschoben sind, wobei das Netzwerk dadurch gekennzeichnet ist, dass es die nachfolgenden Elemente umfasst: – erste Fourier-Komponentenselektionsmittel (4), die mit dem Eingang (3) gekoppelt sind zum Selektieren wenigstens der Basiswelle A₁(ω₁) aus dem Eingangssignal (A); – zweite Fourier-Komponentenselektionsmittel (5), die mit dem Eingang (3) gekoppelt sind zum Selektieren wenigstens der dritten harmonischen Welle A₃(ω₃) aus dem Eingangssignal (A); – erste Mittel (10A) mit einem Eingang (11A), einem Ausgang (13A), und einem zweiten Ausgang (14A), wobei der Eingang (11A) mit einem Ausgang der ersten Fourier-Komponentenselektionsmittel (4) gekoppelt sind, wobei die genannten ersten Mittel (10A) dazu vorgesehen sind, an einem ersten Ausgang (13A) ein erstes Ausgangssignal (Y_13A) mit den Fourier-Komponenten zu liefern, die an dem Eingang (11A) empfangen wurden, und an dem zweiten Ausgang (14A) ein zweites Ausgangssignal (Y_14A) mit denselben Fourier-Komponenten zu liefern, die das erste Ausgangssignal (Y_13A), aber nun um +90° verschoben; – zweite Mittel (10B) mit einem Eingang (12B), einem ersten Ausgang (13B) und einem zweiten Ausgang (14B), wobei der Eingang (12B) mit einem Ausgang der zweiten Fourier-Komponentenselektionsmittel (5) gekoppelt ist, wobei die genannten zweiten Mittel (10B) dazu vorgesehen sind, an dem zweiten Ausgang (14B) ein drittes Ausgangssignal (Y_14B) zu liefern, das die Fourier-Komponenten aufweist, die an dem Eingang (12B) empfangen worden sind und zum Liefern eines vierten Ausgangssignals (Y_13B) mit denselben Fourier-Komponenten wie das dritte Ausgangssignal (Y_14B), nun aber um –90° verschoben, an dem ersten Ausgang, – erste Kombiniermittel (73), von denen zwei Eingänge mit dem ersten Ausgang (13A) der genannten ersten Mittel (10A) bzw. mit dem zweiten Ausgang (14B) der genannten zweiten Mittel (10B) gekoppelt sind, und ein Ausgang mit dem ersten Ausgang (8) des Netzwerkes (1) gekoppelt ist; und – zweite Kombiniermittel (74), von denen zwei Eingänge mit dem zweiten Ausgang (14) der genannten ersten Mittel (10A) bzw. mit dem ersten Ausgang (13B) der genannten zweiten Mittel (10B) gekoppelt sind, und ein Ausgang mit einem zweiten Ausgang (9) des Netzwerkes (1) gekoppelt ist.
Phasenverschiebungsnetzwerk (1) nach Anspruch 5, wobei – die ersten Fourier-Komponentenselektionsmittel (4) ein erstes Bandpassfilter (60₁ ) mit einer zentralen Frequenz (ω₁) und einer Bandbreite (BW₁) aufweisen und wobei ein Eingang des Bandpassfilters mit dem genannten Eingang (3) gekoppelt ist; und – die zweiten Fourier-Komponentenselektionsmittel (5) ein zweites Bandpassfilter (60₃ ) mit einer zentralen Frequenz (ω₃) im Wesentlichen entsprechend der dreifachen zentralen Frequenz (ω₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) aufweisen, und wobei das Bandpassfilter eine Bandbreite (BW₃) aufweist, die im Wesentlichen der dreifachen Bandbreite (BW₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entspricht, wobei das zweite Bandpassfilter (60₃ ) einen Eingang hat, der mit dem genannten Eingang (3) gekoppelt ist.
Phasenverschiebungsnetzwerk (1) nach Anspruch 6, wobei die ersten Fourier-Komponentenselektionsmittel (4) weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweisen: – ein drittes Bandpassfilter (60₅ ) mit einer zentralen Frequenz (ω₅) im Wesentlichen der fünffachen zentralen Frequenz (ω₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entsprechend, und mit einer Bandbreite (BW₅) im Wesentlichen der fünffachen Bandbreite (BW₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entsprechend, wobei das dritte Bandpassfilter (60₅ ) einen Eingang hat, der mit dem genannten Eingang (3) gekoppelt ist; und – einen ersten Addierer (71), von dem Eingänge mit Ausgängen des ersten und des dritten Bandpassfilters (60₁ ; 60₅ ) gekoppelt sind.
Phasenverschiebungsnetzwerk (1) nach Anspruch 7, wobei die zweiten Fourier-Komponentenselektionsmittel (5) weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweisen: – ein viertes Bandpassfilter (60₇ ) mit einer zentralen Frequenz (ω₇) im Wesentlichen der siebenfachen zentralen Frequenz (ω₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entsprechend, und mit einer Bandbreite (BE₇) im Wesentlichen der siebenfachen Bandbreite (BW₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entsprechend, wobei das genannte vierte Bandpassfilter (60₇ ) einen Eingang hat, der mit dem genannten Eingang (3) gekoppelt ist; und – einen zweiten Addierer (72), von dem Eingänge mit Ausgängen des zweiten und des vierten Bandpassfilters (60₃ ; 60₇ ) gekoppelt sind.
Phasenverschiebungsnetzwerk (1) nach Anspruch 8, wobei die ersten Fourier-Komponentenselektionsmittel (4) weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweisen: – für n = 2, 4, 6, ...: weitere Bandpassfilter (60_2n+1 ) mit einer zentralen Frequenz (ω_2n+1) im Wesentlichen der (2n + 1)fachen zentralen Frequenz (ω₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entsprechend und mit einer Bandbreite (BW_2n+1) im Wesentlichen der (2n + 1)fachen Bandbreite (BW₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entsprechend, wobei jedes der genannten weiteren Bandpassfilter (60_2n+1 ) einen Eingang hat, der mit dem genannten Eingang (3) gekoppelt ist und einen Ausgang, der mit einem Eingang des genannten ersten Addierers (71) gekoppelt ist; und – wobei die zweiten Fourier-Komponentenselektionsmittel (5) weiterhin die nachfolgenden Elemente umfassen: – für n = 3, 5, 7, ...: weitere Bandpassfilter (60_2n+1 ) mit einer zentralen Frequenz (ω_2n+1), im Wesentlichen der (2n + 1)fachen zentralen Frequenz (ω₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entsprechend, und mit einer Bandbreite (BW_2n+1), im Wesentlichen der (2n + 1)fachen Bandbreite (BW₁) des ersten Bandpassfilters (60₁ ) entsprechend, wobei jedes der genannten weiteren Bandpassfilter (60_2n+1 ) einen Eingang hat, der mit dem genannten Eingang (3) gekoppelt ist und einen Ausgang, der mit einem Eingang des genannten zweiten Addierers (72) gekoppelt ist.
Phasenverschiebungsnetzwerk (1) nach Anspruch 5, wobei die genannten ersten Mittel (10A) ein Polyphasenfilter aufweisen mit einer normalisierten Breitband-Übertragungskennlinie H(ω) = 1 und H(–ω) = 0, und mit einem anderen Eingang (12A), der ein Null-Eingangssignal empfängt; und wobei die genannten zweiten Mittel (10B) ein Polyphasenfilter aufweisen mit einer normalisierten Breitband-Übertragungskennlinie H(ω) = 1 und H(–ω) = 0, und mit einem anderen Eingang (11B), der ein Null-Eingangssignal empfängt.
Phasenverschiebungsnetzwerk (1; 101) mit einem Eingang (3; 111, 113) zum Empfangen eines Eingangssignals (A) von einem Ortsoszillator (2; 102), wobei das Netzwerk dazu vorgesehen ist, an zwei Ausgängen (8,9; 108, 109) zwei Ausgangssignale (I, Q) entsprechend dem Eingangssignal (A) zu erzeugen, die zueinander um 90° phasenverschoben sind, wobei das Netzwerk (1; 101) dadurch gekennzeichnet ist, dass es die nachfolgenden Elemente aufweist: – ein Polyphasenfilter (10; 110) mit einem ersten Eingang (11; 111, 113), einem zweiten Eingang (12; 112, 114), einem ersten Ausgang (13; 121, 123) und einem zweiten Ausgang (14; 122, 124); wobei der erste Eingang (11; 111, 113) des Polyphasenfilters (10; 110) mit dem genannten Eingang (3) gekoppelt ist, und der zweite Eingang (12; 112, 114) des Polyphasenfilters (10; 110) derart gekoppelt ist, dass er ein Null-Signal empfängt; wobei der erste Ausgang (13; 121, 123) des Polyphasenfilters (10; 110) mit dem genannten ersten Ausgang (8) gekoppelt ist zum Liefern des ersten Ausgangssignals (I); wobei der zweite Ausgang (14; 122, 124) des Polyphasenfilters (10; 110) mit dem genannten zweiten Ausgang (9) gekoppelt ist zum Liefern des zweiten Ausgangssignals (Q) entsprechend dem ersten Ausgangssignal (I), aber nun um 90° verschoben; – wobei das Polyphasenfilter (10; 110) eine Übertragungskennlinie (40) hat mit einem ersten OSR-Bandpassgebiet (41) mit einer zentralen Frequenz (ω₁) und einer Bandbreite (BW1) und mit einem assoziierten Sperrgebiet (51) mit einer zentralen Frequenz (–ω₁) und mit einer Bandbreite (BW₅₁); und – wobei die Übertragungskennlinie (40) ein zweites OSR-Bandpassgebiet (42) aufweist mit einer zentralen Frequenz (ω₄₂), im Wesentlichen entsprechend –3ω₁ und mit einer Bandbreite (BW₄₂) und mit einem assoziierten Sperrgebiet (52) mit einer zentralen Frequenz, im Wesentlichen gleich 3ω₁ und mit einer Bandbreite (BW₅₂).
Phasenverschiebungsnetzwerk (1) nach Anspruch 11, wobei die Übertragungskennlinie (40) des genannten Polyphasenfilters (10) eine vorbestimmte Anzahl weiterer OSR-Bandpassgebiete aufweist, wobei jedes dieser weiteren OSR-Bandpassgebiete eine zentrale Frequenz hat, im Wesentlichen entsprechend (–1)ⁿ·(2n + 1)ω₁ und eine Bandbreite BW_2n+1, und wobei assoziierte Sperrgebiete eine zentrale Frequenz haben, im Wesentlichen entsprechend (–1)ⁿ⁺¹·(2n + 1)ω₁ und eine Bandbreite BW_2n+1
Phasenverschiebungsnetzwerk (1) nach Anspruch 11, wobei die zentrale Frequenz (ω₁) des ersten OSR Bandpassgebietes (41) im Wesentlichen der zentralen Frequenz (ω_LO) eines erwarteten Übertragungsbandes des Ortsoszillators (2; 102) entspricht; und wobei die Bandbreite (BW₁) des ersten OSR Bandpassgebietes (41) wenigstens der erwarteten Bandbreite (BW_LO) des genannten erwarteten Übertragungsbandes des Ortsoszillators (2; 102) entspricht; und wobei die Bandbreite BW_2n+1 der weiteren OSR Bandpassgebiete und der entsprechenden Sperrgebiete wenigstens der (2n + 1)fachen genannten erwarteten Bandbreite (BW_LO) des genannten erwarteten Übertragungsbandes des Ortsoszillators (2; 102) entspricht.
Anordnung zum Liefern von zwei Rechtecksignalen (I; Q) mit einer 90° Phasendifferenz, wobei diese Anordnung ein Netzwerk nach Anspruch 5 aufweist und ei nen Ortsoszillator (2; 102), der mit dem Eingang (3) des Netzwerkes (1) gekoppelt ist.
Anordnung nach Anspruch 14, wobei der Ortsoszillator (2; 102) und das Netzwerk (1) gemeinsam als eine integrierte Schaltung in einem Chip implementiert sind.
Anordnung nach Anspruch 14, wobei ω₁ im Wesentlichen der zentralen Frequenz (ω_LO) des Ortsoszillators (2; 102) entspricht und wobei BW₁ im Wesentlichen der Bandbreite (BW_LO) des Ortsoszillators (2) entspricht.
Gerät zum Empfangen und Verarbeiten einer modulierten Trägerwelle, wie beispielsweise für einen Fernseh-Tuner oder eine Telekommunikationsanordnung, wobei das Gerät ein Phasenverschiebungsnetzwerk nach Anspruch 5 oder eine Anordnung nach Anspruch 14 aufweist.