CN1255935C - 产生具有相互90°相差的两个信号 - Google Patents

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Abstract

描述了用于产生两个输出信号(I；Q)的一种方法和设备，每个输出信号都与来自本地振荡器(2)的方波输入信号(A)基本相同，其中第一输出信号(I)对于输入信号(A)可有一定的时间偏移，并且其中第二输出信号(Q)对于第一输出信号(I)偏移T1/4[mod T1]，T1是输入信号(A)的周期。为了产生第一输出信号(I)，对输入信号的傅立叶分量(S1((1)、S3((3)、S5((5)、S7((7)、S9((9)、S11((11)等)进行合并。为了产生第二输出信号(Q)，输入信号的傅立叶分量(S1((1)、S5((5)、S9((9)等)相移+90°而输入信号的傅立叶分量(S3((3)、S7((7)、S11((11)等)相移-90°，并对输入信号的这样偏移的傅立叶分量进行合并。

Description

产生具有相互90°相差的两个信号
技术领域
在很多领域中，一般都希望能产生相互有90°相差的两个信号，这两个信号都与一个输入信号基本相同。需要这一信号组合的领域的例子比如有：电视调谐器、移动电话(GSM，NMT)、无线电话(DECT)等等。众所周知，在如电视调谐器中将正交信号特别用于镜象抑制。
背景技术
现有几种技术可用于产生上述这种信号组合。这些现有技术中每种都有一些缺点。这些已知技术的一个例子是用门电路、触发电路等分频。这种已知技术的缺点是输入信号的频率必须选为是期望的0°和90°信号的频率的至少两倍。另一种技术是使用单独的振荡器产生两个具有90°相差的输出信号，该振荡器通过锁相环耦合到原始输入信号。这种技术的缺点是它涉及相对多的电子电路和相对大的能量耗散。
本来就已知的另一种技术是使用相移网络。相移网络产生与输入信号相同的、具有可设为90°的固定相位延迟的一个输出信号。然而，迄今为止的相移网络的缺点是它们要求输入信号是正弦形的。更具体而言，尽管上述例子中的多数本地振荡器可产生方波信号，但是迄今为止的相移网络无法产生具有相互90°相差且都与方波形输入信号至少基本相同的两个输出信号。
发明内容
本发明旨在提供一种方法，该方法允许使用相移网络产生具有相互90°相差的两个输出信号，却没有输入信号需要是正弦形的限制。为此，本发明提供了一种方法和设备用于产生具有相互90°相差的两个信号。在优选的实施方案中，本发明提供了一种相移网络，该相移网络能接收方波信号并能输出具有相互90°相差且都与输入信号至少基本相同的两个方波信号。
本发明基于这样一个认识，即诸如由本地振荡器产生的方波信号可近似为基波和有限数目的奇次谐波的傅立叶级数，这些波每个都是正弦形的。实际中，需要考虑的奇次谐波的数目取决于基波的频率：基波的频率越高，则重要的奇次谐波数目越小。
因此，基于这一认识，本发明提出了一种相移网络，该相移网络可对输入信号的基本傅立叶分量和至少三次谐波傅立叶分量，并且优选地也可对五次谐波傅立叶分量这样操作，使得这些分量偏移的时间量相同，都等于基本傅立叶分量周期的四分之一。
在优选实施方案中，本发明的相移网络包含无源多相滤波器。该滤波器具有将通带内所有频率分量偏移相同角度的固有特性。假设期望的偏移角度等于90°，则该固有特性对于五次谐波傅立叶分量来说是正确的，但对三次谐波傅立叶分量来说是错误的，后者应该偏移270°，等价于偏移-90°。本发明基于进一步的认识，即这等价于有负频率的三次谐波傅立叶分量的+90°偏移。因此，按照本发明在这个优选实施方案中，相移网络具有一种频率特征，它使有负频率的三次谐波傅立叶分量通过而抑制有正频率的三次谐波傅立叶分量。
通过下面对按照本发明的网络的典型实施方案的描述将进一步阐明本发明的这些和其它方面、特征和优点。
附图说明
在附图中，相同的参考序号表示相等或类似的部分，
图1概念性地示意了多相滤波器；
图2A-C示意了多相滤波器是如何用来基于单相输入信号而产生有正频率的双相输出信号的；
图3A-C示意了傅立叶分量的偏移；
图4是概念性示意了按照本发明的设备的实施方案的框图；
图5A-C示意了多相滤波器是如何用来基于单相输入信号产生有负频率的双相输出信号的；
图6示意了按照本发明的多相滤波器的频率特征；以及
图7概念性示意了按照本发明的多相滤波器的简单实施方案。
具体实施方式
图1概念性示意了多相滤波器10，它具有第一输入端11、第二输入端12、第一输出端13和第二输出端14。更具体而言，该多相滤波器10是双相滤波器。多相滤波器本来就已为人熟知。比如，可参考J.Crols等在IEEE Press(IEEE出版社)1995年的ISSCC Digest of TechnicalPapers(ISSCC技术论文文摘)Vol.38 p.136-137(卷38第136-137页)上的文章“A Full Integrated 900MHz CMOS Double QuadratureDownconvertor”(完全集成的900MHz CMOS双正交下变频器)。因此，这里不必对多相滤波器10的设计和操作作详细解释。然而，为了引入一些符号和表达式，这里要介绍多相滤波器10(双相滤波器)操作的某些方面。
假设两个输入信号X11(ω)和X12(ω)分别加到两个输入端11和12，两个输入信号X11(ω)和X12(ω)是正弦形且频率相同均为ω，但有90°的相差。这可写为|φ11-φ12|＝90°[mod360°]，其中φ11是加到第一输入端11的第一输入信号X11(ω)的相位，而φ12是加到第二输入端12的第二输入信号X12(ω)的相位。可区分两种情况：
1)X11(ω)超前，即φ11-φ12＝+90°
2)X12(ω)超前，即φ11-φ12＝-90°
正弦形的信号可用复数记法表示为X(ω)＝X·ejωt，记住实际物理信号是复表达式的实部。然后，上述φ11-φ12＝+90°和φ11-φ12＝-90°两种情况可写为
X11(ω)＝X·ejωt和X12(ω)＝jX·ejωt
使用X＝|X|·ejφ，可得：
Re(X11)＝|X|cos(ωt+φ)和Re(X12)＝|X|cos(ωt+φ+π/2)
以致于ω＜0对应φ11-φ12＝+90°的情况，而ω＞0对应φ11-φ12＝-90°的情况。
多相滤波器10在其输出端13和14分别产生正弦形输出信号Y13(ω)和Y14(ω)，这两个信号具有与两个输入信号X11(ω)和X12(ω)相同的频率ω。
还假设多相滤波器10具有的转移特性H(ω)在X12(ω)＝jX11(ω)的情况下可表示为
                H(ω)＝Y13/X11＝Y14/X12       (1)
如果多相滤波器10的(归一化)转移特性H(ω)对于特定的正频率ωX有下面等式(2)成立：
                H(ωX)＝1和H(-ωX)＝0         (2)
则多相滤波器10可用来只基于一个输入信号X11产生两个输出信号Y13和Y14＝jY13，正如将参考图2A-C解释的那样。
图2A中，第一输入信号X11A＝X(ωX)被加到第一输入端11，而第二输入信号X12A＝jX11A＝jX(ωX)被加到第二输入端12。由上式(1)和(2)得出，多相滤波器10接着分别在其两个输出端13和14产生第一输出信号Y13A＝Y(ωX)和第二输出信号Y14A＝jY13A＝jY(ωX)。
图2B中，第一输入信号X11B＝X(ωX)被加到第一输入端11而第二输入信号X12B＝-jX11B＝-jX(ωX)被加到第二输入端12。由上式(1)和(2)得出，多相滤波器10接着分别在其两个输出端13和14产生零输出信号Y13B＝0和Y14B＝0。
多相滤波器10是线性滤波器，这意味着如果两个输入信号相加，则对应的输出信号也相加。图2C中，图2A和图2B中分别使用的两个输入信号相加。
换言之，第一输入端11接收到
                X11C＝X11A+X11B＝2X(ωX)，
而第二输入端12(未连接)接收到
               X12C＝X12A+X12B＝jX(ωX)+(-jX(ωX))＝0
然后，图2A和图2B的两个输出信号也相加；因此，多相滤波器10则在其两个输出端13和14分别产生第一输出信号Y13C＝Y(ωX)和第二输出信号Y14C＝jY(ωX)。
换言之，如果第一输入端11接收到实值输入信号X(ωX)而第二输入端12为0，则多相滤波器10产生的第一和第二输出信号为Y13(ωX)＝1/2·X(ωX)和Y14(ωX)＝1/2·jX(ωX)。这是具有90°相差的两个实值输出信号，也可表示为具有正频率的正弦形双相输出信号。上面忽略了Y13(ωX)和X(ωX)间任何可能的相差。
应该指出上述解释也可应用到Y14A的符号相反的情况。在这种情况下，双相输出信号可表示为具有负频率。然而，也可将输出端14视为“第一”输出而输出端13视为“第二”输出。
因而，用多相滤波器就可基于一个输入信号X(ωX)产生相互间有90°相差的两个信号Y13(ωX)和Y14(ωX)。
上面作了两个假设。一个假设是输入信号X(ωX)是正弦形的。第二个假设是输入信号X(ωX)的频率ωX在式(2)成立的频率区域内。此后这一频率区域也表示为相反符号拒绝(rejecting)通过区域，缩略为OSR通过区域，这表示区域内的频率可通过而带有相反符号的相等频率被拒斥或至少被抑制。
迄今，至少出于所有实用目的，宽带多相滤波器存在于OSR通过区域范围从0到非常高的频率，接近无限大的场景。多相滤波器也可设计来与工作于中心频率为ωLO且带宽为BWLO的特定频带的特定本地振荡器协作；这些多相滤波器具有的OSR带通区域与本地振荡器的工作频带相符，对于其它所有频率，转移函数H(ω)为零。
然而，如果输入信号是二进制信号而输出信号也要求是二进制信号，则这种现有技术的多相滤波器不可能采用相同的简单方法来基于一个输入信号产生具有相互90°相差的两个信号。更具体而言，在很多应用中，本地振荡器会产生50％占空比的方波信号；上述的技术无法用于这种情况。下面会解释这一点。
假设本地振荡器产生的输出信号A是有50％占空比、周期为T1的方波信号，如图3A所示。众所周知，这种方波信号A可展开为正弦形信号分量(傅立叶级数)。这些正弦形信号分量包含基频为ω1＝1/T1的基波，如图3B表示为A1(ω1)。傅立叶级数还包含奇次谐波A3(ω3)，A5(ω5)，…，A2n+1(ω2n+1)，其中n＝1，2，3……。这里的频率分量A2n+1(ω2n+1)是对于基波A1的(2n+1)次谐波，其频率ω2n+1等于基频ω1的(2n+1)倍。图3B也示意了3次和5次谐波的一部分。
应该指出，尽管傅立叶级数一般是具有无穷数目的频率分量的无穷级数，但在多数实际环境下可通过有限数目如五的傅立叶项来很好地近似来自本地振荡器的输出信号A。
如果多相滤波器用来基于这种方波本地振荡器信号A产生正交信号，则多相滤波器可以上述方式对每个该正弦形傅立叶分量进行操作。因而，如果多相滤波器具有的相对较窄的OSR带通特征只能容纳本地振荡器的基频ω1，则多相滤波器只产生相互90°相差的两个正弦形输出信号Y13(ω1)和Y14(ω1)。尽管可以基于这种正弦形输出信号构造方波信号，比如可通过使用有较大增益的放大器以致于信号会被削去，但这将还必需其它电路，而正弦形输出信号中的另外的较小偏差会导致所构造的方波信号中的较大的时间偏差。为了提高零交叉的精确度，应考虑更多的傅立叶项。
另一方面，如果多相滤波器具有的相对较宽的OSR通过特征也能容纳谐波频率ω3，ω5，ω7等等，则多相滤波器不会以正确方式产生90°输出信号，此后将参考图3C解释这一点。
第一，应该指出，两个输出信号Y13和Y14间要求的90°相差涉及到基频ω1。因而实际上要求两个输出信号Y13和Y14相同，而在时间上相互间存在T1/4[mod T1]的时间距离的偏移。
第二，应该指出，为了达到第二输出信号Y14等于第一输出信号Y13偏移T1/4[mod T1]的目的，必需在创建第二输出信号Y14时将输入信号A的每个频率分量A2n+1(ω2n+1)都偏移T1/4[mod T1]的时间距离。然而，如上所述，多相滤波器10具有使其通带内所有频率分量A2n+1(ω2n+1)都偏移90°相角的固有特性，测量这个90°的相移总是参照所考虑的信号分量的对应频率ω2n+1。这个相移并不对应于所有频率分量要求的时间偏移。
比如，对于基波A1和五次谐波A5、九次谐波A9等，T1/4的时间偏移分别对应于90°、450°、810°等相移，它们全都等价于各个+90°[mod 360°]相移；换言之，这些都是“匹配的”偏移。
然而，对于三次[七次]{十一次}谐波A2[A7]{A11}等，要求的T1/4的时间偏移分别对应于270°[630°]{990°}的相移，每种情况都等价于要求的-90°[mod 360°]相移。如前所述，传统的多相滤波器无法传递这种相移。实际上，如果传统的多相滤波器具有的相对较宽的OSR通过特征也可容纳谐频ω3，ω7，ω11等，则这些谐波同样也错误地偏移+90°，即180°。
按照本发明的重要方面，如果对三次[七次]{十一次}谐波A3[A7]{A11}等施加额外的180°相移，则可克服这个问题。进行的方式例如可以是单独选择分离的谐波，比如借助于适当的带通滤波器，然后单独处理每个谐波以致于每个单独的谐波都能获得所要求的+90°或-90°[mod 360°]偏移，并随后组合该偏移的谐波。
图4示意了一种实施方案，其中组合需要偏移+90°的谐波，并且使用一个单一宽带多相滤波器10A来对所有那些谐波共同实施+90°偏移，而也要组合需要偏移-90°的谐波，并且使用一个单一宽带多相滤波器10B来对所有那些谐波共同实施-90°偏移。图4示意了电路1，该电路有用于接收来自本地振荡器2的输出信号A的输入端3和用于产生同相输出信号I和正交输出信号Q的两个输出端8和9，I和Q都与输入信号A相同。如上所示，本地振荡器信号A是50％占空比、周期为T1的方波信号。如上所述，本地振荡器信号A可展开为正弦形信号分量A1(ω1)，A3(ω3)，45(ω5)，…，A2n+1(ω2n+1)，其中n＝0，1，2，3……。图4的电路1设计来处理四个傅立叶分量，并且适合于从本地振荡器输出的信号A可用四个傅立叶分量来近似的情况。由下面的描述，本领域内的技术人员会明白，为了考虑较高阶的傅立叶分量应如何对此实施方案进行补充。
电路1包含第一傅立叶分量选择部分4，该部分选择正交输出信号Q中需要偏移+90°的那些傅立叶分量。它们是傅立叶分量A1(ω1)，A5(ω5)，A9(ω9)，…，A2n+1(ω2n+1)，其中n＝0，2，4，6……。对于其中每个傅立叶分量，第一傅立叶分量选择部分4包含对应的带通滤波器602n+1。在本实施方案中，第一傅立叶分量选择部分4预定选择基波A1(ω1)和五次谐波A5(ω5)。因而，第一傅立叶分量选择部分4包含具有ω1-BW1/2到ω1+BW1/2间的频率范围内的通带611的第一带通滤波器601和具有ω5-BW5/2到ω5+BW5/2间的频率范围内的通带615的第二带通滤波器605。
这些带通滤波器的输入端子与输入端3相连接，而这些带通滤波器的输出端子耦合到第一加法器71，第一加法器71的输出耦合到第一多相滤波器10A的第一输入端11A。因而，第一多相滤波器10A的第一输入端11A接收到输入信号X11A＝A1(ω1)+A5(ω5)。此第一多相滤波器10A的第二输入端12A接收到零信号。
类似地，电路1还包含第二傅立叶分量选择部分5，该部分选择正交输出信号Q中需要偏移-90°的那些傅立叶分量。它们是傅立叶分量A3(ω3)，A7(ω7)，A11(ω11)，…，A2n+1(ω2n+1)，其中n＝1，3，5……。对于其中每个傅立叶分量，第二傅立叶分量选择部分5都包含对应的带通滤波器602n+1。在本实施方案中，第二傅立叶分量选择部分5预定选择三次谐波A3(ω3)和七次谐波A7(ω7)。因而，第二傅立叶分量选择部分5包含具有ω3-BW3/2到ω3+BW3/2间的频率范围内的通带613的第三带通滤波器603和具有ω7-BW7/2到ω7+BW7/2间的频率范围内的通带617的第四带通滤波器607。
这些带通滤波器的输入端子与输入端3相连接，而这些带通滤波器的输出端子耦合到第二加法器72，第二加法器72的输出耦合到第二多相滤波器10B的第二输入端12B。因而，第二多相滤波器10B的第二输入端12B接收到输入信号X12B＝A3(ω3)+A7(ω7)。此第二多相滤波器10B的第一输入端11B接收到零信号。
两个多相滤波器10A和10B是宽带多相滤波器，该滤波器至少对于实际频率具有按照下式(3)的(归一化)转移特性H(ω)：
H(ω)＝1对于ω≥0和H(ω)＝0对于ω＜0       (3)
实际上，两个多相滤波器10A和10B可相同。
由上面对多相滤波器操作的解释，很显然，第一多相滤波器10A在其第一输出端13A提供按照2Y13A＝X11A＝A1(ω1)+A5(ω5)的第一输出信号Y13A，而在其第二输出端14A输出按照Y14A＝jY13A的第二输出信号Y14A。也许第一输出信号YA相对于输入信号X11A具有特定时延ΔTA。
更进一步，由上面对多相滤波器操作的解释，很显然，第二多相滤波器10B在其第二输出端14B提供按照2Y14B＝X12B＝A3(ω3)+A7(ω7)的第三输出信号Y14B，而在其第一输出端13B输出按照Y13B＝-jY14B＝-jX12B的第四输出信号Y13B。也许第三输出信号Y14B相对于输入信号X12B具有特定时延ΔTB；两个多相滤波器10A和10B应该匹配以致于这两个时延ΔTA和ΔTB相等。
第一多相滤波器10A的第一输出端13A和第二多相滤波器10B的第二输出端14B耦合到第三加法器73，第三加法器73的输出端耦合到电路1的第一输出端子8以提供第一输出信号
      I＝Y13A+Y14B＝(A1(ω1)+A3(ω3)+A5(ω5)+A7(ω7))/2
类似地，第一多相滤波器10A的第二输出端14A和第二多相滤波器10B的第一输出端13B耦合到第四加法器74，第四加法器74的输出端耦合到电路1的第二输出端子9以提供第二输出信号
     Q＝Y14A+Y13B＝j(A1(ω1)-A3(ω3)+A5(ω5)-A7(ω7))/2
图4中提出的电路能令人满意地运转。然而，它需要两个多相滤波器。优选地，有在一个输入端接收所有谐波的一个单一多相滤波器进行使随后的谐波交替偏移+90°和-90°的步骤。
按照本发明，这样的设计是可能的，因为额外的180°相移等效于使用多相滤波器中有负频率-ω3，-ω7，-ω11等的傅立叶分量，将参考图5A到5C解释这一点。
假设，对于特定的正频率ωX，多相滤波器10的转移特性H(ω)服从下式(4)：
                H(ωX)＝0和H(-ωX)＝1     (4)
图5A中，第一输入信号X11A＝X(ωX)被加到第一输入端11，而第二输入信号X12A＝jX11A＝jX(ωX)被加到第二输入端12。由上式(1)和(4)得出，多相滤波器10接着在其两个输出端13和14分别产生零输出信号Y13(ωX)＝0和Y14(ωX)＝0。
图5B中，第一输入信号X11B＝X(ωX)被加到第一输入端11，而第二输入信号X12B＝-jX11B＝-jX(ωX)被加到第二输入端12。由上式(1)和(4)得出，多相滤波器10接着在其两个输出端13和14分别产生第一输出信号Y13B＝Y(ωX)和第二输出信号Y14B＝-jY13B＝-jY(ωX)。
图5C中，图5A和图5B中使用的两个输入信号分别相加。换言之，第一输入端11接收到X11C＝X11A+X11B＝2X(ωX)，而第二输入端12接收到X12C＝X12A+X12B＝jX(ωX)+(-jX(ωX))＝0。然后，图5A和图5B的两个输出信号也相加；因此，多相滤波器10就在其两个输出端13和14分别产生第一输出信号Y13C＝jY(ωX)和第二输出信号Y14C＝-jY13C＝-jY(ωX)。
换言之，对于式(4)应用的这些频率ωX，如果第一输入端11接收到实值输入信号X(ωX)而第二输入端12为零，则多相滤波器10产生第一和第二输出信号Y13(ωX)＝1/2·X(ωX)和Y14(ωX)＝-1/2·jX(ωX)＝-jY13(ωX)。这是有-90°相差的两个实值输出信号，也表示为具有负频率的正弦形双相输出信号。
基于这一认识，本发明提出了具有图6所示的新频率特征40的多相滤波器10，它适合与具有中心振荡器频率为ωLO和带宽为BWLO的本地振荡器一起使用。此频率特征40具有正中心频率为ω1＝ωLO和带宽为BW1的第一OSR带通区域41，该带宽BW1基本上等于本地振荡器的带宽BWLO。更具体而言，图6表示了在-ω1-BW1/2与-ω1+BW1/2之间的拒斥(rejection)范围51中H(ω)＝0，即-ω1左右的频率被有效地抑制。频率特征40还具有负中心频率为ω42＝-3ω1和带宽为BW42的第二OSR带通区域42，该带宽BW42基本上等于第一OSR带通区域41的带宽BW1的三倍。更具体而言，图6表示了在3ω1-3BW1/2与3ω1+3BW1/2之间的拒斥范围52中H(ω)＝0，即+3ω1左右的频率被有效地抑制。鉴于此第二OSR带通区域42(和对应的拒斥区域52)，多相滤波器10可正确地处理三次谐波A3(ω3)。
优选地，多相滤波器10也设计来正确处理五次谐波A5(ω5)。为此，频率特征40还具有正中心频率为ω43＝+5ω1和带宽为BW43的第三OSR带通区域43，该带宽BW43基本上等于第一OSR带通区域41的带宽BW1的五倍。更具体而言，图6表示了在-5ω1-5BW1/2与-5ω1+5BW1/2之间的拒斥范围53中H(ω)＝0，即-5ω1左右的频率被有效地抑制。
优选地，多相滤波器10也设计来正确处理七次谐波A7(ω7)。为此，频率特征40还具有负中心频率为ω44＝-7ω1和带宽为BW44的第四OSR带通区域44，该带宽BW44基本上等于第一OSR带通区域41的带宽BW1的七倍。更具体而言，图6表示了在+7ω1-7BW1/2与+7ω1+7BW1/2之间的拒斥范围54中H(ω)＝0，即+7ω1左右的频率被有效地抑制。
一般而言，多相滤波器10具有N个OSR带通区域，每个区域具有一个取决于ωn＝(-1)(n+1)·(2n-1)·ω1的中心频率，n＝1，2，3，4，……N，而带宽BWn基本等于第一OSR带通区域41的带宽BW1的(2n-1)倍。
实际中，若N＝2可能就足够了，尽管优选地N至少等于3。更优选地，N≥5。
已经观察到，对于最佳操作质量，N应该尽可能大。然而，考虑到连续的带通区域带宽会增加的事实，N不能选得无限大；如果相邻的带通和拒斥区域相切(touch)就达到可能性的极限，这就是若N＝ω1/BW1+1的情况。
图7示意了具有上述频率特征40的多相滤波器110的相对简单的实施方案，其中N＝2，即图7的多相滤波器110对基波和三次谐波进行操作。多相滤波器110有四个输入端子111、112、113、114和四个对应输出端子121、122、123、124。第一(第二)[第三]{第四}输出端子121(122)[123]{124}经过包含第一电阻R11(R12)[R13]{R14}和第二电阻R21(R22)[R23]{R24}串联连接的第一(第二)[第三]{第四}传送信道连接到第一(第二)[第三]{第四}输入端子111(112)[113]{114}，所有的第一电阻R1i相互之间基本都相等，且所有的第二电阻R2i相互之间基本都相等。
在第一{第二)[第三]{第四}传送信道的第一电阻R11(R12)[R13]{R14}和第二电阻R21(R22)[R23]{R24}之间的第一(第二)[第三]{第四}节点表示为N1(N2)[N3]{N4}。
第一(第二)[第三]{第四}输入端子111(112)[113]{114}经过第一(第二)[第三]{第四}第一级电容C12(C23)[C34]{C41}耦合到第二(第三)[第四]{第一}节点N2(N3)[N4]{N1}，而第二(第三)[第四]{第一}节点N2(N3)[N4]{N1}经过第一(第二)[第三]{第四}第二级电容C21(C32)[C43]{C14}耦合到第一(第二)[第三]{第四}输出端子121(122)[123]{124}。
第一和第三输入端子111和113定义了第一信号输入。图7中，在第一信号输入111、113以平衡的方式接收到来自本地振荡器102的输入信号A。
第二和第四输入端子112和114定义了第二信号输入。图7中，这些端子并未连接到任何信号源或电压源，即它们是浮动的。可替代地，它们也可连接到零。
第一和第三输出端子121和123定义了第一信号输出。图7中，同相输出信号I取自于这两个输出端子121和123。第二和第四输出端子122和124定义了第二信号输出。图7中，正交输出信号Q取自于这两个输出端子122和124。
图7的多相滤波器110可设计用于基波ω1大约等于如GSM中使用的910MHz而窄带带宽大约为40MHz，而ω3大约为2730MHz，这是通过选择如下参数近似值：
R11(R12)[R13]{R14}    ＝22Ω
R21(R22)[R23]{R24}    ＝210.26Ω
C12(C23)[C34]{C41}         ＝2.568pF
C21(C32)[C43]{C14}         ＝820pF
设计多相滤波器的本领域内的技术人员很清楚怎样改动这些值才能获得不同的ω1和ω3值。此外，设计多相滤波器的本领域内的技术人员也很清楚怎样扩展图7的电路才能处理五次谐波、七次谐波等等。
因而，本发明成功地提供了一种方法和设备用于产生每个都与来自本地振荡器2的方波输入信号A基本相同的两个输出信号I；Q，其中第一输出信号I对于输入信号A可有特定时间偏移，并且其中第二输出信号Q对于第一输出信号I偏移T1/4[mod T1]，T1是输入信号A的周期。为了产生第一输出信号I，对输入信号A的傅立叶分量S1(ω1)，S3(ω3)，S5(ω5)，S7(ω7)，S9(ω9)，S11(ω11)等进行合并。
为了产生第二输出信号Q，输入信号A的傅立叶分量S1(ω1)，S5(ω5)，S9(ω9)等相移+90°而输入信号A的傅立叶分量S3(ω3)，S7(ω7)，S11(ω11)等相移-90°，并且对输入信号A的这样偏移的傅立叶分量进行合并。
本领域内的技术人员应当清楚，本发明的范围并不局限于上述的实例，但在不脱离如附带的权利要求中所定义的本发明范围的情况下，可以有几种改动和修改。比如，图4的实施方案中，具有的宽带归一化转移特性为H(ω)＝1对ω≥0和H(ω)＝0对ω＜0的第二多相滤波器10B可替换为具有的宽带归一化转移特性为H(ω)＝1对ω≤0和H(ω)＝0对ω＞0的多相滤波器，这种情况下第二加法器72的输出可送到第一输入端11B，第二输入端12B接收到零信号，第一输出端13B耦合到第一合并器73，而第二输出端14B耦合到第二合并器74。
此外也有可能，为了产生第二输出信号Q，输入信号A的傅立叶分量S1(ω1)，S5(ω5)，S9(ω9)等被相移-90°而输入信号A的傅立叶分量S3(ω3)，S7(ω7)，S11(ω11)等被相移+90°，并且对输入信号A的这样偏移的傅立叶分量进行合并。
还有，注意到上面对多相滤波器特征40的解释只涉及±ω1±ω3，±ω5，±ω7等左右的通带或拒斥频带，这些频带具有的带宽分别为BW1，3BW1，5BW1，7BW1，BW1是本地振荡器的期望带宽。对于这些频带之间的频率，还没定义多相滤波器的特征。应该指出，原理上，这些频带外的多相滤波器的特征并非关键。毕竟，这些频带之间的频率区域内不希望有频率分量。因而，这些频带实际上可比提到的要宽；指示的带宽应视为最小带宽。另外，尽管图6中特征40示意为通带41、42、43、44与其间的零转移函数的组合，但也可通过能描述为具有特定数目拒斥区域51、52、53、54的宽带带通特征的一种特征来获得期望的功能。
权利要求中，括号中的任何参考符号不应视为对权利要求的限制。“包含”这个词并不排除可能存在权利要求没有列出的元件或步骤。每个元件前的“一个”并不排除可能存在多个这样的元件。本发明的实现可通过包含几个不同元件的硬件，和通过合适地编程的计算机来进行。在列举了几种装置的设备权利要求中，有几种装置可通过一个且相同项的硬件来实施。在互不相同的从属权利要求中引用了特定的措施，这个简单事实并不表示不能使用这些措施的组合来获益。

Claims (17)

1.用于产生对应于具有基频(ω1)的输入信号(A)的第一和第二输出信号(I，Q)的一种方法，所述输出信号(I，Q)具有彼此之间相对90°的相差，该方法包含：
提供(601，605)输入信号(A)的第一傅立叶分量A2n+1(ω2n+1)，n＝0，2，4，…，其中ω2n+1＝(2n+1)·ω1；
对所述第一傅立叶分量在第一方向中施加(10A)90°相移(+90°)，以获得偏移的第一傅立叶分量；
提供(603，607)输入信号(A)的第二傅立叶分量A2n+1(ω2n+1)，n＝1，3，5，…；
对所述第二傅立叶分量在相反方向中施加(10B)90°相移(-90°)，以获得偏移的第二傅立叶分量；
合并(73)所述第一傅立叶分量和所述第二傅立叶分量，以提供所述第一输出信号(I)；以及
合并(74)偏移的第一傅立叶分量和偏移的第二傅立叶分量，以提供所述第二输出信号(Q)。
2.按照权利要求1的方法，其中所述第一傅立叶分量被馈送入适合于提供在线输出信号(Y13A)和+90°偏移的输出信号(Y14A)的电路(10A)；
其中所述第二傅立叶分量被馈送入适合于提供在线输出信号(Y14B)和-90°偏移的输出信号(Y13B)的电路(10B)；
其中所述在线输出信号(Y13A；Y14B)相加(73)，以提供所述第一输出信号(I)；以及
其中所述+90°偏移的输出信号(Y14A)和所述-90°偏移的输出信号(Y13B)相加(74)，以提供所述第二输出信号(Q)。
3.按照权利要求1的方法，其中通过使输入信号(A)经过对应的带通滤波器(60)来提供所述第一傅立叶分量和所述第二傅立叶分量。
4.按照权利要求1的方法，还包含：
提供多相滤波器(10)，所述多相滤波器对于在(-1)n·ω2n+1附近的对应OSR带通区域(41，42，43，…)中的每个频率(ω)具有转移特性H(ω)＝1和H(-ω)＝0，n＝0，1，2，3，…，每个带通区域(41，42，43，…)具有的带宽(BW2n+1)至少等于一部分第一带通区域(41)的带宽(BW1)的(2n+1)倍；
将输入信号(A)馈送入所述多相滤波器(10)的第一输入端(11)；
将零输入信号馈送入所述多相滤波器(10)的第二输入端(12)；
从所述多相滤波器(10)的第一输出端(13)取出第一输出信号(I)；以及
从所述多相滤波器(10)的第二输出端(14)取出第二输出信号(Q)。
5.一种相移网络(1)，用于对应于在网络的输入端(3)上的输入信号(A)产生两个输出信号(I，Q)，所述输出信号具有相互90°上的相移，该网络(1)包含：
第一傅立叶分量选择装置(4)，耦合到输入端(3)，用于从输入信号(A)中选择基波A1(ω1)；
第二傅立叶分量选择装置(5)，耦合到输入端(3)，用于从输入信号(A)中选择三次谐波A3(ω3)；
具有输入端(11A)、第一输出端(13A)和第二输出端(14A)的第一装置(10A)，输入端(11A)耦合到第一傅立叶分量选择装置(4)的输出端，所述第一装置(10A)适用于在其第一输出端(13A)上提供包含在其输入端(11A)上接收到的傅立叶分量的第一输出信号(Y13A)并且适用于在其第二输出端(14A)上提供包含与第一输出信号(Y13A)相同但偏移了+90°的傅立叶分量的第二输出信号(Y14A)；
具有输入端(12B)、第一输出端(13B)和第二输出端(14B)的第二装置(10B)，输入端(12B)耦合到第二傅立叶分量选择装置(5)的输出端，所述第二装置(10B)适用于在其第二输出端(14B)上提供包含在其输入端(12B)上接收到的傅立叶分量的第三输出信号(Y14B)并且适用于在其第一输出端(13B)上提供包含与第三输出信号(Y14B)相同但偏移了-90°的傅立叶分量的第四输出信号(Y13B)；
第一合并装置(73)，所述第一合并装置具有分别与所述第一装置(10A)的第一输出端(13A)和所述第二装置(10B)的第二输出端(14B)耦合的两个输入端，并具有与网络(1)的第一输出端(8)耦合的输出端；以及
第二合并装置(74)，所述第二合并装置具有分别与所述第一装置(10A)的第二输出端(14A)和所述第二装置(10B)的第一输出端(13B)耦合的两个输入端，并具有与网络(1)的第二输出端(9)耦合的输出端。
6.按照权利要求5的相移网络(1)，其中
第一傅立叶分量选择装置(4)包含第一带通滤波器(601)，所述第一带通滤波器具有中心频率(ω1)和带宽(BW1)，并具有耦合到所述输入端(3)的输入端；以及
第二傅立叶分量选择装置(5)包含第二带通滤波器(603)，所述第二带通滤波器具有的中心频率(ω3)对应于第一带通滤波器(601)的中心频率(ω1)的三倍，并且所述第二带通滤波器具有的带宽(BW3)对应于第一带通滤波器(601)的带宽(BW1)的三倍，所述第二带通滤波器(603)具有耦合到所述输入端(3)的输入端。
7.按照权利要求6的相移网络(1)，其中第一傅立叶分量选择装置(4)还包含：
第三带通滤波器(605)，所述第三带通滤波器具有的中心频率(ω5)对应于第一带通滤波器(601)的中心频率(ω1)的五倍，并且具有的带宽(BW5)对应于第一带通滤波器(601)的带宽(BW1)的五倍，所述第三带通滤波器(605)具有耦合到所述输入端(3)的输入端；以及
第一加法器(71)，所述第一加法器具有耦合到第一和第三带通滤波器(601；605)的输出端的输入端。
8.按照权利要求7的相移网络(1)，其中第二傅立叶分量选择装置(5)还包含：
第四带通滤波器(607)，所述第四带通滤波器具有的中心频率(ω7)对应于第一带通滤波器(601)的中心频率(ω1)的七倍，并且具有的带宽(BW7)对应于第一带通滤波器(601)的带宽(BW1)的七倍，所述第四带通滤波器(607)具有耦合到所述输入端(3)的输入端；以及
第二加法器(72)，所述第二加法器(72)具有耦合到第二和第四带通滤波器(603；607)的输出端的输入端。
9.按照权利要求8的相移网络(1)，其中第一傅立叶分量选择装置(4)还包含：
对于n＝2，4，6，…：其它带通滤波器(602n+1)，所述其它带通滤波器具有的中心频率(ω2n+1)对应于第一带通滤波器(601)的中心频率(ω1)的(2n+1)倍，并且具有的带宽(BW2n+1)对应于第一带通滤波器(601)的带宽(BW1)的(2n+1)倍，每个所述其它带通滤波器(602n+1)具有耦合到所述输入端(3)的输入端和耦合到所述第一加法器(71)的输入端的输出端；并且
其中第二傅立叶分量选择装置(5)还包含：
对于n＝3，5，7，…：其它带通滤波器(602n+1)，所述其它带通滤波器具有的中心频率(ω2n+1)对应于第一带通滤波器(601)的中心频率(ω1)的(2n+1)倍，并且具有的带宽(BW2n+1)对应于第一带通滤波器(601)的带宽(BW1)的(2n+1)倍，每个所述其它带通滤波器(602n+1)具有耦合到所述输入端(3)的输入端和耦合到所述第二加法器(72)的输入端的输出端。
10.按照权利要求5的相移网络(1)，其中所述第一装置(10A)包含多相滤波器，所述多相滤波器具有宽带归一化转移特性H(ω)＝1和H(-ω)＝0，并具有接收零输入信号的另一输入端(12A)；并且其中所述第二装置(10B)包含多相滤波器，所述多相滤波器具有宽带归一化转移特性H(ω)＝1和H(-ω)＝0，并具有接收零输入信号的另一输入端(11B)。
11.一种相移网络(1；101)，包含用于接收来自本地振荡器(2；102)的输入信号(A)的输入端(3；111，113)，所述网络适用于在两个输出端(8，9；108，109)上产生对应于输入信号(A)并有相互90°相移的两个输出信号(I，Q)，所述网络(1；101)包含：
具有第一输入端(11；111，113)、第二输入端(12；112，114)、第一输出端(13；121，123)和第二输出端(14；122，124)的多相滤波器(10；110)；
多相滤波器(10；110)的第一输入端(11；111，113)耦合到所述输入端(3)，并且多相滤波器(10；110)的第二输入端(12；112，114)被耦合以接收零信号；
多相滤波器(10；110)的第一输出端(13；121，123)耦合到所述第一输出端(8)，用于提供第一输出信号(I)；
多相滤波器(10；110)的第二输出端(14；122，124)耦合到所述第二输出端(9)，用于提供等于第一输出信号(I)但偏移90°的第二输出信号(Q)；
其中多相滤波器(10；110)具有转移特性(40)，所述转移特性(40)具有第一OSR带通区域(41)和相关联的拒斥区域(51)，其中所述第一OSR带通区域具有中心频率(ω1)和带宽(BW1)，而所述拒斥区域具有中心频率(-ω1)和带宽(BW51)；以及
其中转移特性(40)包含具有第二OSR带通区域(42)和相关联的拒斥区域(52)，其中所述第二OSR带通区域具有对应于-3ω1的中心频率ω42和带宽(BW42)，而所述拒斥区域具有对应于3ω1的中心频率和带宽(BW52)。
12.按照权利要求11的相移网络(1)，其中所述多相滤波器(10)的转移特性(40)包含其他OSR带通区域和相关联的拒斥区域，其中所述其它OSR带通区域具有对应于(-1)n·(2n+1)ω1的中心频率和带宽BW2n+1，而所述拒斥区域具有对应于(-1)n+1·(2n+1)ω1的中心频率和带宽BW2n+1。
13.按照权利要求11的相移网络(1)，其中第一OSR带通区域(41)的中心频率(ω1)对应于本地振荡器(2；102)的预期传输频带的中心频率(ωLO)，并且其中第一OSR带通区域(41)的带宽(BW1)不小于本地振荡器(2；102)的所述预期传输频带的预期带宽(BWLO)；并且
其中其它OSR带通区域和对应的拒斥区域的带宽BW2n+1不小于本地振荡器(2；102)的所述预期传输频带的所述预期带宽(BWLO)的(2n+1)倍。
14.用于提供具有相互90°相差的两个方波信号(I；Q)的一种设备，所述设备包含按照权利要求5的网络和耦合到网络(1)的输入端(3)的本地振荡器(2；102)。
15.按照权利要求14的设备，其中本地振荡器(2；102)和网络(1)一起实现为单片集成电路。
16.按照权利要求14的设备，其中ω1对应于本地振荡器(2；102)的中心频率(ωLO)，并且其中BW1对应于本地振荡器(2)的带宽(BWLO)。
17.用于接收和处理已调制的载波的一种装置，该装置包含按照权利要求5的相移网络或者按照权利要求14的设备。
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