CN1892732A - 用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器 - Google Patents

用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器 Download PDF

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Abstract

在混沌信号发生器中，第一信号发生器产生第一信号。第一信号包括具有预调第一频率的第一基波和第一基波的多个谐波。第二信号发生器产生第二信号。第二信号包括具有预调第二频率的第二基波和第二基波的多个谐波。此外，混频器将来自第一信号发生器的第一信号与来自第二信号发生器的第二信号混合，以产生具有第一和第二信号的和频率以及第一和第二信号的谐波的混沌信号。滤波器将预调频带的信号从来自混频器的混沌信号中滤出。

Description

用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器
优先权声明
本申请要求于2005年7月5日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请第2005-60391号的优先权，其全部内容结合于此作为参考。
技术领域
本发明涉及一种用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器，更具体地，涉及一种反相器型放大器，用于减小传统LC型的芯片尺寸，节省产品的单位成本，以及以良好再现性增加产量。
背景技术
通常，混沌信号(chaotic signal)表现为无相位的非周期信号和宽频带信号。典型的周期信号具有根据时间的规则相位，由此，在添加逆相位的干扰信号时，可能会失真或被消除。然而，混沌信号不具有明确的相位，所以，即使对其引入任何逆相位信号或接近的干扰信号，该混沌信号也不会受到干扰。这用来保护信号中的信息。
此外，在频域中，混沌信号具有均匀的尺寸，而与宽频带中的周期无关，并且表现出良好的能量效率。
这种混沌信号可适用于信息传输并可用作载波。其由于较少的尖峰(spike)而消除了对于单独编码(例如，在调制解调器中的跳时)的需要，还允许通过开关键控(OOK)的简单调制方法的收发机的简单配置。
同时，原则上，通过使用混沌信号的传统调制方法，可以通过对应于载波频带的10％至20％的带宽来传输信号。但是不利地，传统的调制方法是通过相当复杂的技术解释来实现的。
尽管存在这些缺陷，由于混沌信号的突出优势，还是尝试使用混沌信号。一个优势在于混沌信号确保通信系统由于其通过系统中很小改变的可控性而具有较高的功率效率。另一优势在于混沌信号基本具有扩展到较宽频带宽度的连续光谱，由此，可适用于需要能谱在整个宽带宽上没有损失的调制。
图1是传统混沌信号发生器的电路图。
如图1所示的传统混沌信号发生器是Colpitts型信号发生器。图1的混沌信号发生器包括混沌信号发生器10，用于产生混沌信号；以及带通滤波器20，用于使在指定的频带中的来自混沌信号发生器10的混沌信号通过。
混沌信号发生器10包括电源VC和VE晶体管Q，作为有源器件，用于形成非线性负电阻，以产生混沌信号；以及至少三个无源器件，用于在延迟时间时存储能量。无源器件包括电容器CB、C1和C2、电感器L、以及电阻器RL和RE。这种混沌信号发生器10采用包括储能装置的谐振器，例如，用于存储磁场能量的电感器L以及用于存储电场能量的电容器C。
然而，采用谐振器(包括电感器L和电容器C)的传统混沌信号发生器由于电感器而需要大的芯片面积，从而很不利地增加了芯片价格，并且由于CMOS引起的电感器上大量能量损失而削弱了能量效率。
此外，不利地，传统混沌信号发生器由于在产生混沌信号时对电流的过度敏感而具有很差的再现性，从而降低了产品的产量。
发明内容
本发明旨在解决上述现有技术中的问题，因此根据本发明的某些实施例的目的在于提供一种用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器，其包括反相器型放大器，用于减小传统LC型的芯片尺寸，节省产品的单位成本，以及以良好再现性增加芯片产量。
根据用于实现该目的的本发明的一个方面，提供了一种用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器，其包括：第一信号发生器，用于产生第一信号，第一信号包括具有预调第一频率的第一基波和第一基波的多个谐波；第二信号发生器，用于产生第二信号，第二信号包括具有预调第二频率的第二基波和第二基波的多个谐波；混频器，用于将来自第一信号发生器的第一信号与来自第二信号发生器的第二信号混合，以产生具有第一和第二信号的和频率以及第一和第二信号的谐波的混沌信号；以及滤波器，用于将预调频带的信号分量从来自混频器的混沌信号中滤出。
第一和第二信号发生器中的每个均包括环形振荡器。
来自第一信号发生器的第一信号包括方波信号。来自第二信号发生器的第二信号包括方波信号。
来自第一信号发生器的第一基波的第一频率被设置成不同于来自第二信号发生器的第二基波的第二频率。
第一信号发生器包括：多个串联连接的反相器型放大器；反馈电路，具有共同连接至反相器型放大器的输入端和输出端的反馈线；以及至少一个延迟电路，设置在反相器型放大器的信号线与反馈线之间。
每个反相器型放大器均具有CMOS反相器结构，该反相器结构具有串联连接的P-MOS晶体管和N-MOS晶体管。
每个反相器型放大器均具有在N-MOS晶体管和P-MOS晶体管都工作的中点处施加的DC偏压。
反馈电路包括至少一个电平阻尼电阻器。
反馈电路包括多个电平阻尼电阻器，每个均设置在每个反相器型放大器的输入端与输出端之间。
延迟电路包括RC电路，该RC电路包括电阻器和电容器。
第二信号发生器包括：多个反相器型放大器；反馈电路，具有共同连接至反相器型放大器的输入端和输出端的反馈线；以及至少一个延迟电路，设置在连接反相器型放大器的信号线与反馈线之间。
每个反相器型放大器均具有CMOS反相器结构，该反相器结构具有串联连接的P-MOS晶体管和N-MOS晶体管。
每个反相器型放大器均具有在N-MOS晶体管和P-MOS晶体管工作的中点处施加的DC偏压。
反馈电路包括至少一个电平阻尼电阻器。
反馈电路包括多个电平阻尼电阻器，每个均设置在每个反相器型放大器的输入端与输出端之间。
延迟电路包括RC电路，该RC电路包括电阻器和电容器。
附图说明
本发明的上述和其它目的、特征和其它优点将通过以下结合附图的详细描述而更加清楚地被了解，在附图中：
图1是示出传统混沌信号发生器的电路图；
图2是示出根据本发明的混沌信号发生器的配置图；
图3a和图3b是示出图2的第一和第二信号发生器的电路图；
图4a和图4b是示出在图2的混沌信号发生器的在时域的输出信号的波形图；
图5是示出在图2的混沌信号发生器的频域的输出信号的波形图；以及
图6是示出图2的混频器的输入电压和输出电压的轨迹图。
具体实施方式
以下，将结合附图详细描述本发明的优选实施例，其中，在不同附图中使用相同的参考标号来表示相同或相似的部件。
图2是示出根据本发明的混沌信号发生器的配置图。
参照图2，本发明的混沌信号发生器包括：第一信号发生器110、第二信号发生器120、混频器200、以及滤波器300。第一信号发生器110产生第一信号S1，该第一信号包括具有预调第一频率的第一基波f1和第一基波的多个谐波。第二信号发生器120产生第二信号S2，该第二信号包括具有预调第二频率的第二基波f2和第二基波的多个谐波。此外，混频器200将来自第一信号发生器110的第一信号S1与来自第二信号发生器120的第二信号S2混合，以产生具有第一和第二信号S1和S2的和频率(sum frequency)以及第一和第二信号S1和S2的谐波的混沌信号。滤波器300将预调频带的信号分量从来自混频器200的混沌信号中滤出。
来自第一信号发生器110的第一信号S1是方波信号，该方波信号包括第一基波f1以及第一基波的谐波。来自第二信号发生器120的第二信号S2也是方波信号，该方波信号包括第二基波f2和第二基波的谐波。这里，第一和第二信号可为脉冲、三角、或锯齿信号。
第一和第二信号发生器110、120中的每个均产生具有多个频率的方波信号。由此，第一和第二发生器中的每个均可为适于产生这种方波信号的环形振荡器。
优选地，将来自第一信号发生器110的第一基波f1的第一频率设置成不同于来自第二信号发生器120的第二基波f2的第二频率，以产生具有多个频率的混沌信号。
此外，可将第一信号发生器110和第二信号发生器120配置成如图3所示的基本相等的电路。然而，将第一信号发生器110的第一基波f1设置成不同于第二信号发生器120的第二基波f2。图3示出第一信号发生器110和第二信号发生器120的示例性结构。
图3a和图3b是示出图2所示的第一和第二信号发生器的电路图。图3a是图2的第一信号发生器的电路图，图3b是图2的第二信号发生器的电路图。
参照图3a，第一信号发生器110包括多个反相器型放大器A11至A13、反馈电路111、以及延迟电路112A和112B。反相器型放大器A11至A13串联连接。反馈电路111具有共同连接至反相器型放大器A11至A13的输入端和输出端的反馈线FBL。延迟电路112A设置在信号线SL1与反馈线FBL之间，并且延迟电路112B设置在信号线SL2与反馈线FBL之间。SL1和SL2将反相器型放大器A11、A12、和A13连接在一起。
这里，本发明的第一信号发生器110包括三个或更多的奇数个反相器型放大器。即，三个、五个、七个、或更多的这种放大器可以级联的方式被采用。
例如，在第一信号发生器110包括第一、第二、和第三三个放大器A11至A13的情况下，第一反相器型放大器A11具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M11和N-MOS晶体管M12，第二反相器型放大器A12具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M21和N-MOS晶体管M22，并且第三反相器型放大器A13也具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M31和N-MOS晶体管M32。
这里，第一反相器型放大器A11具有在P-MOS晶体管M11和N-MOS晶体管M12工作的中点施加的DC偏压。同样，第二反相器型放大器A12具有在P-MOS晶体管M21和N-MOS晶体管M22工作的中点施加的DC偏压。此外，第三反相器型放大器A13具有在P-MOS晶体管M31和N-MOS晶体管M32工作的中点施加的DC偏压。因此，第一、第二、和第三反相器型放大器A11至A13中的每个均通过偏压Vdc被启用。
此外，反馈电路111包括至少一个电平阻尼电阻器。优选地，反馈电路111包括多个电平阻尼电阻器R13至R15，每个均设置在每个反相器型放大器A11至A13的输入端与输出端之间。
电平阻尼电阻器R13至R15限制反馈给每个放大器A11至A13的输入端的输入信号的电平，从而防止输出信号的总电平被反馈。
每个延迟电路112A和112B可为包括电阻器和电容器的RC电路。例如，可将延迟电路112A和112B配置成RC串联电路、RC并联电路、或RC串并联电路。图3a的延迟电路112A和112B中的每个均被构造成RC并联电路，该电路包括电阻器R11或R12以及电容器C11或C12。
此外，参照图3b，本发明的第二信号发生器120包括多个反相器型放大器A21至A23、反馈电路121、以及延迟电路122A和122B。反相器型放大器A21至A23串联连接。反馈电路121具有共同连接至反相器型放大器的输入端和输出端的反馈线FBL。延迟电路122A设置在信号线SL1与反馈线FBL之间，并且延迟电路122B设置在信号线SL2与反馈线FBL之间。SL1和SL2将反相器型放大器A21、A22、以及A23连接在一起。
这里，本发明的第二信号发生器120包括三个或更多的奇数个反相器型放大器。即，三个、五个、七个、或更多的这种放大器可以级联的方式被采用。
例如，在第二信号发生器120包括第一、第二、和第三三个放大器A21至A23的情况下，第一反相器型放大器A21具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M41和N-MOS晶体管M42，第二反相器型放大器A22具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M51和N-MOS晶体管M52，并且第三反相器型放大器A23也具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M61和N-MOS晶体管M62。
这里，第一反相器型放大器A21具有在P-MOS晶体管M41和N-MOS晶体管M42工作的中点施加的DC偏压。同样，第二反相器型放大器A22具有在P-MOS晶体管M51和N-MOS晶体管M52工作的中点施加的DC偏压。此外，第三反相器型放大器A23具有在P-MOS晶体管M61和N-MOS晶体管M62运行的中点施加的DC偏压。因此，第一、第二、和第三反相器型放大器A21至A23中的每个均通过偏压Vdc被启用。
此外，反馈电路121包括至少一个电平阻尼电阻器。优选地，反馈电路121包括多个电平阻尼电阻器R23至R25，每个均设置在每个反相器型放大器A21至A23的输入端与输出端之间。
电平阻尼电阻器R23至R25限制反馈给每个放大器A21至A23的输入端的输出信号的电平，从而防止输出信号的总电平被反馈。
每个延迟电路122A和122B可为包括电阻器和电容器的RC电路。例如，可将延迟电路122A和122B配置成RC串联电路、RC并联电路、或RC串并联电路。图3b的延迟电路122A和122B中的每个均被构造成RC并联电路，该电路包括电阻器R21或R22以及电容器C21或C22。
图4a是示出图2的混沌信号发生器的输出信号在时域上的波形图。在波形图中，横轴表示时间[nsec]，而纵轴表示输入信号的电压电平。
图4b是图4a的部分A的放大波形图。
图5是示出图2的混沌信号发生器的输出信号在频域上的波形图。
在图5的波形图中，横轴表示输出信号的频率[GHz]，纵轴表示输入信号的插入损耗。
图6是示出图2所示的混频器的输入电压和输出电压的轨迹图。
在图6中，横轴表示混频器的输入电压，纵轴表示混频器的输出电压。通过本发明的混沌信号发生器，从输入电压沿多条轨迹(trajectory)得到输出电压。
下面，将参照附图详细给出本发明的运行和效果。
将参照图2至图6解释本发明的混沌信号发生器的运行。首先，参照图2，本发明的混沌信号发生器包括第一信号发生器110、第二信号发生器120、混频器200、以及滤波器300。第一信号发生器产生第一信号S1，该第一信号包括具有预调第一频率的第一基波f1和第一基波的多个谐波。第一信号S1是具有多个频率的方波。
例如，如果第一信号S1的第一基波f1的第一频率为1GHz，则其谐波为2GHz、4GHz、8GHz、...。
本发明的第二信号发生器120产生第二信号S2，该第二信号包括具有预调第二频率的第二基波f2和第二基波的多个谐波。第二信号S2也是具有多个频率的方波。
例如，如果第二信号S2的第二基波f2的第二频率为0.9GHz，则其谐波为1.8GHz、3.6GHz、7.24GHz、...。
这里，在本发明的混沌信号发生器中，优选地，将第一基波f1的第一频率设置成不同于第二基波f2的第二频率，以产生具有多个频率的混沌信号。
将参照图3a和图3b解释第一信号发生器110。
参照图3a，第一信号发生器110包括串联连接的第一至第三反相器型放大器A11至A13。第一反相器型放大器A11具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M11和N-MOS晶体管M12。第二反相器型放大器A12具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M21和N-MOS晶体管M22。此外，第三反相器型放大器A13具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M31和N-MOS晶体管M32。此外，第一反相器型放大器A11具有在P-MOS晶体管M11和N-MOS晶体管M12工作的中点施加的偏压Vdc。同样，第二反相器型放大器A12具有在P-MOS晶体管M21和N-MOS晶体管M22工作的中点施加的偏压Vdc。此外，第三反相器型放大器A13具有在P-MOS晶体管M31和N-MOS晶体管M32工作的中点施加的偏压Vdc。这时，第一至第三放大器通过偏压Vdc被启用。
随后，第一至第三放大器A11至A13的每个输出均通过反馈电路111反馈至每个输入端。反馈的或输入的信号由延迟电路112A和112B延迟预置时间。
以此方式，延迟预置时间的反馈信号产生具有不同相位的信号和具有多个频率的方波信号。这里，反馈电路111包括多个电平阻尼电阻器R13至R15，用于限制反馈信号的电平，以防止来自第一信号发生器110的输出信号的总电平被反馈。
参照图3b，第二信号发生器120包括串联连接的第一至第三反相器型放大器A21至A23。第一反相器型放大器A21具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M41和N-MOS晶体管M42。第二反相器型放大器A22具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M51和N-MOS晶体管M52。第三反相器型放大器A23也具有CMOS反相器结构，该结构具有串联连接的P-MOS晶体管M61和N-MOS晶体管M62。此外，第一反相器型放大器A21具有在P-MOS晶体管M41和N-MOS晶体管M42工作的中点施加的偏压Vdc。第二反相器型放大器A22具有在P-MOS晶体管M51和N-MOS晶体管M52工作的中点施加的偏压Vdc。此外，第三反相器型放大器A23具有在P-MOS晶体管M61和N-MOS晶体管M62工作的中点施加的偏压Vdc。此处，第一至第三反相器型放大器A21至A23通过偏压Vdc被启用。
第一至第三反相器型放大器A21至A23的每个输出信号均通过反馈电路121反馈至每个输入端。在这种情况下，反馈的或输入的信号由延迟电路122A和122B延迟预置时间。
以此方式，延迟预置时间的反馈信号产生具有不同相位的信号和具有多个不同频率的方波信号。反馈电路121包括多个电平阻尼电阻器R23至R25，用于限制反馈信号的电平，以防止来自第二信号发生器120的输出信号的总电平被反馈。
如上所述，在第一信号S1的第一基波f1的第一频率为1GHz的情况下，其谐波为2GHz、4GHz、8GHz、...。在第二信号S2的第二基波f2的第二频率为0.9GHz情况下，其谐波为1.8GHz、3.6GHz、7.24GHz、...。由此，不同的频率彼此干扰，由此产生具有图4和图5所示的复杂频率的混沌信号。
接下来，参照图2，本发明的混频器200将来自第一信号发生器110的第一信号S1与来自第二信号发生器120的第二信号S2混合，以产生具有第一信号S1和第二信号S2的和频率以及第一信号S1和第二信号S2的谐波的混沌信号。
例如，在将第一信号S1的第一基波f1及其谐波与第二信号S2的第二基波f2及其谐波彼此混合的情况下，输出第一和第二信号S1、S2的和频率f1+f2和差频率f1-f2或f2-f1以及其谐波2f1、3f1、4f1、...和2f2、3f2、4f2、...。因此，本发明的混频器200输出具有很多频率的混沌信号。
如图4所示，在时域，混沌信号具有多个相位的组合，而不具有特定的相位。
如上所述，从混频器200输出的混沌信号非常广泛地分布在超宽频带上。在通信系统中采用混沌信号，需要选择与在系统中所用的特定频带相对应的混沌信号，例如载波。
随后，参照图2，本发明的滤波器300将预调频带的信号分量从来自混频器的混沌信号中滤出，并提供在期望频带的混沌信号。
此外，参照图5，在频域，来自本发明的混沌信号发生器的输出信号具有多个频率，而不是具有特定的频率。例如，如图5所示，在本发明的滤波器300具有设置在约3至5GHz的通带的情况下，其输出在3至5GHz范围内的混沌信号。
此外，如图6所示，混沌信号发生器显示由于具有不同电平的复杂频率，混频器输出相对于输入电压的输出电压的复杂轨迹。
采用传统谐振器(包括传统电感器L和电容器)的混沌信号发生器由于电感器而在形成芯片中需要大尺寸的电路。这不利地增加了芯片价格并导致由于在产生混沌信号时对电流的过度敏感而具有很差的再现性。然而，通过采用反相器型放大器来代替LC谐振器，本发明的混沌信号发生器克服了传统的缺陷。
如上所述，本发明的用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器采用反相器型放大器，用于减小传统LC型的芯片尺寸，节省产品的单位成本，以及以良好再现性增加芯片产量。
尽管结合优选实施例示出并描述了本发明，显而易见，本领域技术人员可以在不脱离权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，进行各种形式的修改和改变。

Claims (17)

1.一种用于超宽频带通信系统的混沌信号发生器，包括：
第一信号发生器，用于产生第一信号，所述第一信号包括具有预调第一频率的第一基波和所述第一基波的多个谐波；
第二信号发生器，用于产生第二信号，所述第二信号包括具有预调第二频率的第二基波和所述第二基波的多个谐波；
混频器，用于将来自所述第一信号发生器的所述第一信号与来自所述第二信号发生器的所述第二信号混合，以产生具有所述第一和第二信号的和频率以及所述第一和第二信号的所述谐波的混沌信号；以及
滤波器，用于将预调频带的信号分量从来自所述混频器的所述混沌信号中滤出。
2.根据权利要求1所述的混沌信号发生器，其中，所述第一和第二信号发生器中的每个均包括环形振荡器。
3.根据权利要求1所述的混沌信号发生器，其中，来自所述第一信号发生器的所述第一信号包括方波信号。
4.根据权利要求3所述的混沌信号发生器，其中，来自所述第二信号发生器的所述第二信号包括方波信号。
5.根据权利要求3所述的混沌信号发生器，其中，来自所述第一信号发生器的所述第一基波的所述第一频率被设置成不同于来自所述第二信号发生器的所述第二基波的所述第二频率。
6.根据权利要求4所述的混沌信号发生器，其中，所述第一信号发生器包括：
多个串联连接的反相器型放大器；
反馈电路，具有共同连接至所述反相器型放大器的输入端和输出端的反馈线；以及
至少一个延迟电路，设置在所述反相器型放大器的信号线与所述反馈线之间。
7.根据权利要求6所述的混沌信号发生器，其中，每个所述反相器型放大器均具有CMOS反相器结构，所述CMOS反相器结构具有串联连接的P-MOS晶体管和N-MOS晶体管。
8.根据权利要求7所述的混沌信号发生器，其中，每个所述反相器型放大器均具有在所述N-MOS晶体管和所述P-MOS晶体管工作的中点处施加的DC偏压。
9.根据权利要求6所述的混沌信号发生器，其中，所述反馈电路包括至少一个电平阻尼电阻器。
10.根据权利要求6所述的混沌信号发生器，其中，所述反馈电路包括多个电平阻尼电阻器，每个所述电平阻尼电阻器设置在每个所述反相器型放大器的所述输入端与所述输出端之间。
11.根据权利要求6所述的混沌信号发生器，其中，所述延迟电路包括RC电路，所述RC电路包括电阻器和电容器。
12.根据权利要求6所述的混沌信号发生器，其中，所述第二信号发生器包括：
多个反相器型放大器；
反馈电路，具有共同连接至所述反相器型放大器的输入端和输出端的反馈线；以及
至少一个延迟电路，设置在连接所述反相器型放大器的信号线与所述反馈线之间。
13.根据权利要求12所述的混沌信号发生器，其中，每个所述反相器型放大器均具有CMOS反相器结构，所述CMOS反相器结构具有串联连接的P-MOS晶体管和N-MOS晶体管。
14.根据权利要求13所述的混沌信号发生器，其中，每个所述反相器型放大器均具有在所述N-MOS晶体管和所述P-MOS晶体管工作的中点处施加的DC偏压。
15.根据权利要求13所述的混沌信号发生器，其中，所述反馈电路包括至少一个电平阻尼电阻器。
16.根据权利要求13所述的混沌信号发生器，其中，所述反馈电路包括多个电平阻尼电阻器，每个所述电平阻尼电阻器设置在每个所述反相器型放大器的所述输入端与所述输出端之间。
17.根据权利要求13所述的混沌信号发生器，其中，所述延迟电路包括RC电路，所述RC电路包括电阻器和电容器。
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