CN1578125A - 功率放大器、功率分配器及功率合并器 - Google Patents

Abstract

在本发明的功率放大器中，为了将由第一放大元件102a放大的第一信号的基波成分反相，分布恒定线路105a和105b的线路总长度相当于基波波长的1/2。串联谐振电路106在一端被连接至将二次谐波成分反相的分布恒定线路105a和105b之间的相，以与分布恒定线路105a和105b并联。而且，串联谐振电路106另一端与第二放大元件102b的输出边侧相连接。串联谐振电路106以二次谐波频率谐振，因此消除了二次谐波成分。

Description

功率放大器、功率分配器及功率合并器

(1)技术领域

本发明涉及高频功率放大器，尤其涉及推挽式(push-pull)高频功率放大器，以及其中应用的功率分配器及功率合并器。

(2)背景技术

图6是常规推挽式高频功率放大器的结构示意图。在图6中，常规功率放大器9包括：输入端子900；平衡-不平衡变换器/匹配电路901；相同规格的场效应晶体管(FETs)902a和902b；分别与场效应晶体管902a和902b的漏极相连接的感应器903a和903b；输出端子904；连接输出端子904和场效应晶体管902a的漏极的分布恒定线路905；连接分布恒定线路905和场效应晶体管902a的漏极以使之与分布恒定线路905和场效应晶体管902a并联的串联谐振电路906a；连接输出端子904及场效应晶体管902b的漏极以使之与输出端子904和场效应晶体管902b并联的串联谐振电路906b。

平衡-不平衡变换器/匹配电路901将输入至输入端子900的基波反相，并输出基波成份相互反相的第一和第二信号。第一和第二信号分别由场效应晶体管902a和902b放大。在此情况下，假定基波的波长为λ，因此，分布恒定线路905的长度相当于基波波长的1/2，即λ/2。分布恒定线路905将场效应晶体管902a输出的信号的基波移相180°，然后将该信号与从场效应晶体管902b输出的信号合并。合并后的信号从输出端子904中输出。

当基波的频率为f0(＝1/λ)时，串联谐振电路906a和906b配置成以2f0的频率(即基波频率的2倍频率)串联谐振。因此，由放大元件902a和902b生成的相位相同的二阶谐波在串联谐振电路906a和906b中相互被抵消。因此，图6所示的常规功率放大器就能够抑制二阶失真的生成。

图7是包括考虑到谐波阻抗性能的匹配电路在内的常规推挽式功率放大器的结构示意图(例如，参见日本特许公开号：5-29851)。在图7所示的常规功率放大器中，被输入至输入端子911的基波通过反相电路912分成相互反相的两个信号。这两个信号从反相电路912中输出，经匹配电路913和914分别输入至场效应晶体管915和916中。

场效应晶体管915通过一漏极连接至分布恒定线路917，场效应晶体管916通过一漏极与分布恒定线路918相连接。长度为L2、相当于基波波长的1/4的短截线(stub)919在一点上与分布恒定线路917相连接，该点从与场效应晶体管915相连接的一端起的距离L1相当于基波波长1/4的整数倍数。长度为L2、相当于基波波长的1/4的短截线920，在与场效应晶体管916相连接的一端的距离L1相当于基波波长1/4的整数倍数的点上与分布恒定线路918相连接。短截线919和920各有一个短路端，作为偶次谐波的短路。

又，为了使分布恒定线路917和918在三阶谐波出现时为开路，电容器921在分布恒定线路917和918之间的相当于基波波长1/12的距离L3点处相连接，距离可分别从与场效应晶体管915和916相连接的任何一端起算。而且，为了获得一个与基波匹配的阻抗，电容器922在分布恒定线路917和918之间进行连接，连接点位于与电容器921的连接点和与短截线919或920的连接点之间的部分上。在反相器923中，来自分布恒定线路917和918的信号被转换成相位相同的信号，并且合并成一个信号从输出端子924中输出。

在图7所示的常规功率放大器中，若场效应晶体管915和916的栅极电压设定为最大值(pitch-off)，并且将大输入信号用于场效应晶体管915和916中，场效应晶体管915和916各自的漏极电压vd及漏极电流id显示如图8所示的波形。具体来说，漏极电压vd的波形呈矩形，并且包括基波成份及奇次谐波成份。漏极电流id的波形呈半波整流形，并且包括基波成份和偶次谐波成份。因此，漏极电压vd及漏极电流id并不同时存在于一个放大元件中，这样放大元件就不会消耗大量的功率，因此就可能获得100％的效率。

在如图6所示的常规功率放大器中，为了使用阻抗作为二次谐波的短路，就必须为一对场效应晶体管提供串联谐振电路906a和906b。

在如图7所示的常规功率放大器中，为了使用阻抗作为偶次谐波的短路，就必须为一对场效应晶体管提供短截线919和920。

因此，电路尺寸在上述每一个常规功率放大器中被增大。

在上述的每一组成对串联谐振电路和成对短截线中，成对的两个元件都必须具有相同的特性。但是，在通过集成方式模件化的放大器中，成对的串联谐振电路或成对的短截线会因为相邻部件的影响略有互不相同的高频率特性。这可能会使得普通功率放大器的增益特性发生改变。

(3)发明内容

因此，本发明的目的是提供一种小型的其特性变化范围小的高效率放大器。

本发明的另一个目的是提供一种用于所述功率放大器中的功率分配器和功率合并器。

为达到上述目的本发明具有下列特征：

本发明的第一方面是针对放大高频信号的功率放大器。该功率放大器包括：放大第一信号的第一放大元件；放大与第一信号反相的第二信号的第二放大元件，第二放大元件以推挽式配置与第一放大元件相连接；用于将由第一放大元件放大的第一信号的基波成份反相的第一分布恒定线路；；连接在第二放大元件的输出端和在其处期望被消除的偶次谐波成份被反相的第一分布恒定线路上的一点之间的第一谐振电路，第一谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振；用于输出将来自第一分布恒定线路中的信号和来自第二放大元件中的信号合并所获得的合并信号的输出端子。

在根据第一方面的推挽式功率放大器中，在第一和第二放大元件中生成的偶次谐波由一条谐振电路消除，该谐振电路以期望的偶数谐波频率串联谐振并连接至在其处偶次谐波被反相的那一点上消除。这样，一条谐振电路就可抑制偶次谐波失真的生成，由此就可提供一个小型的功率放大器。而且与向推挽式功率放大器中所用的各个放大元件各自提供谐振电路以抑制偶次谐波失真的生成的情况相比较，可减少特性变化。

较佳地，第一分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2，第一谐振电路连接至第一条分布恒定线路的连接点位于距第一条分布恒定线路的一端相当于基波波长的1/4的距离处，第一条谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

因为第一分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2，所以第一信号的基波移相180°。而且，因为第一谐振电路连接至距第一分布恒定线路的一端相当于基波波长的1/4(即二次谐波波长的1/2)的距离处，所以在第一谐振电路相对两端的二次谐波相互移相180°。而且，因为第一谐振电路配置成以二次谐波频率串联谐振形式，因此，就可作为二次谐波的短路。因此，二次谐波就在第一和第二放大元件各自的输出端被消除。这样，就可提供包括一条振电路的小型功率放大器，而可获得与在每一个放大元件的输出端都提供有谐振电路所获得的效果相类似的效果。

较佳地，第一谐振电路可以是串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。这样，就可避免从第一谐振电路的两端来看阻抗之间的失配。

较佳地，第一谐振电路可以是一条其电气长度等于期望被消除的偶次谐波成份1/2波长的分布恒定线路。这样，就可避免从第一谐振电路的两端来看阻抗之间的失配，同时也可减少谐振电路中使用元件的数量。

较佳地，该功率放大器还包括一个能将第一和第二信号分别输入至第一和第二放大元件中的功率分配器，该功率分配器包括：将一个被输入的信号分成两个信号、并将两个信号中的一个信号作为第一信号输入至第一放大元件的分配段；将来自分配段的两个信号中的另一个信号的基波成份反相，并将反相的基波成份作为第二信号输入至第二放大元件的第二分布恒定线路；连接在第二放大元件的输入端和在其处期望被消除的偶次谐波成份被反相的第二条分布恒定线路上的一点之间的第二谐振电路，第二谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振。

这样，被输入的第一和第二信号的偶次谐波被消除。在输入第一和第二信号的功率分配器中，在第一和第二放大元件中生成的偶次谐波被以期望偶数谐波的频率串联谐振并连接至在其处偶次谐波被反相的那一点上的一条谐振电路所消除。这样，谐振电路就可抑制偶次谐波失真的生成，由此可提供一个其中已包括功率分配器的小型功率放大器。而且，因为仅使用一条谐振电路，这样就可减少特性变化。

较佳地，第二分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2，第二谐振电路连接至第二分布恒定线路的连接点位于距第二分布恒定线路的一端相当于基波波长1/4的距离处，第二谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

因为第二分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2，所以被输入的信号的基波移相180°。而且，因为第二谐振电路连接至与距第二分布恒定线路的一端的距离相当于基波波长1/4(即二次谐波波长的1/2)的那一点上，所以在第二谐振电路相对两端的二次谐波相互移相180°。而且，因为第二谐振电路被配置成以二次谐波频率串联谐振，所以就可作为二次谐波的短路。因此，二次谐波就在第一和第二放大元件各自的输入端被消除。这样，就可提供一个能抑制生成二次谐波失真的小型功率放大器。

较佳地，第二谐振电路可以是串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括是以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。这样，就可避免从第二谐振电路的两端看去阻抗之间的失配。

较佳地，第二谐振电路可以是一条其电气长度等于期望被消除的偶次谐波成份波长的1/2的分布恒定线路。这样，就可避免从第二谐振电路的两端看去阻抗之间的失配，同时也可减少在谐振电路中使用的元件的数量。

本发明的第二方面是针对放大高频信号的功率放大器。该功率放大器包括：一个输出第一信号和与第一信号反相的第二信号的功率分配器；放大第一信号的第一放大元件；放大第二信号的第二放大元件，第二放大元件以推挽式配置中可连接至第一放大元件；将由第一放大元件放大的第一个信号的基波成份反相、并输出将其基波反相的第一信号和由第二放大元件放大的第二信号合并所获得的一个合并信号的功率合并器。该功率分配器包括：将一个被输入的信号分成两个信号、并将两个信号中的一个信号作为第一信号输入至第一放大元件的分配段；一条将来自分配段的两个信号中的另一个信号的基波成份反相、并将反相的基波成份作为第二信号输入至第二放大元件中的分布恒定线路；连接在第二放大元件的输入端和在其处期望被消除的偶次谐波成份被反相的分布恒定线路上的一点之间的谐振电路，该谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振。

根据第二方面，可提供一种其中已包括功率分配器、能抑制生成偶次谐波失真的功率放大器。

较佳地，分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2，谐振电路连接至分布恒定线路的连接点可位于距分布恒定线路的一端的距离相当于基波波长1/4处，该谐振电路以二次谐波频率串联谐振。这样，就可提供一种能抑制生成二次谐波失真的功率分配器。

较佳地，该谐振电路可以是串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。这样，就可避免从谐振电路的两端看去阻抗之间的失配。

较佳地，该谐振电路是一条其电气长度等于预期被消除的偶次谐波成份1/2波长的分布恒定线路。这样，就可避免从第二谐振电路的两端看去阻抗之间的失配，同时也可减少在谐振电路中使用的元件的数量。

本发明的第三方面是针对将一个被输入的信号分成两个信号的功率分配器。该功率分配器包括：将被输入的信号分成两个信号的分配段；将由分配段分成的两个信号中的一个信号作为第一信号输出的第一输出端子；一条分布恒定线路，其线路长度可将由分配段分成的两个信号中的另一个信号的基波成份反相并由此将已反相的基波转换成第二信号；输出从分布恒定线路中所获得的第二信号的第二输出端子；连接在第一输出端子和在其处期望被消除的偶次谐波成份被反相的分布恒定线路上的一点之间一谐振电路，该谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振。

根据第三方面，可提供一种能抑制生成偶次谐波失真的功率分配器。

较佳地，分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2，谐振电路连接至分布恒定线路的连接点位于距分布恒定线路的一端的距离相当于基波波长的1/4处，该谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

这样就可提供一种能抑制生成二次谐波失真的功率分配器。

较佳地，该谐振电路可以是串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。这样，就可避免从谐振电路的两端看去阻抗之间的失配。

较佳地，该谐振电路是一条其电气长度等于预期被消除的偶次谐波成份的1/2波长的分布恒定线路。这样，就可避免从谐振电路的两端看去阻抗之间的失配，同时也可减少谐振电路中使用的元件的数量。

本发明的第四方面是针对将第一输入信号和第二输入信号合并的功率合并器。该功率合并器包括：接收第一输入信号的第一输入端子；接收第二输入信号的第二输入端子；一条分布恒定线路，其线路长度可将由第二输入端子接收到的第二输入信号的基波成份反相；连接在第一输入端子和在其处期望被消除的偶次谐波成份被反相的分布恒定线路上的一点之间谐振电路，该谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振；将从第一输入端子接收到的第一信号和来自分布恒定线路的一个信号合并的合并段。

根据第四方面，可提供一种能抑制生成偶次谐波失真的功率合并器。

较佳地，分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2，谐振电路连接至分布恒定线路的连接点位于距分布恒定线路的一端的距离相当于基波波长的1/4处。该谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

这样，就可提供一种能抑制生成二次谐波失真的功率合并器。

较佳地，该谐振电路可以是串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。这样，就可避免从谐振电路的两端看去阻抗之间的失配。

较佳地，该谐振电路是一条其电气长度等于预期被消除的偶次谐波成份的1/2波长的分布恒定线路。这样，就可避免从谐振电路的两端看去阻抗之间的失配，同时也可减少谐振电路中使用的元件的数量。

在本发明中，在第一和第二放大元件中生成的偶次谐波被一条以期望的偶数谐波频率串联谐振并连接至在其处偶次谐波被反相的那一点的谐振电路所消除。与为推挽式功率放大器中用的各放大元件提供一谐振电路以抑制生成偶次谐波失真的情况相似，一条谐振电路即可抑制偶次谐波失真的生成，因此就可提供一种小型功率放大器、小型功率分配器和功率合并器。

与附图联系起来阅读本发明的以下详细说明就能更清楚本发明的以上及其它目的、特征、方面和优点。

(4)附图说明

图1是根据本发明的第一方面的功率放大器1的结构示意图。

图2是根据本发明的第二方面的功率放大器2的结构示意图。

图3是本发明的示例功率放大器的电路示意图。

图4说明了第一或第二串联谐振电路360或330被配置成分布恒定线路400的示例。

图5是说明分布恒定线路用作串联谐振电路以抑制二次和四次谐波生成的示意图。

图6是常规推挽式高频功率放大器的结构示意图。

图7是包括考虑到谐波阻抗的匹配电路的常规推挽式功率放大器的结构示意图。

图8是图7所示的功率放大器中所包括的场效应晶体管的漏极电压vd和漏极电流id的波形示意图。

(5)具体实施方式

以下说明本发明的实施例。

(第一实施例)

图1是根据本发明的第一实施例的功率放大器1的结构示意图。在图1中，功率放大器1包括：输入端子100；平衡-不平衡变换器/匹配电路101；第一放大元件102a；第二放大元件102b；连接至第一放大元件102a的漏极的感应器103a；连接至第二放大元件102b的漏极的感应器103b；输出端子104；连接在输出端子104和第一放大元件102a的漏极之间的分布恒定线路105a和105b；串联谐振电路106。第一和第二放大元件102a和102b具有相同规格。

串联谐振电路106一端连接于分布恒定线路105a和105b之间，以与分布恒定线路105a和105b并联。而且，串联谐振电路106的另一端连接于第二放大元件102b的漏极和输出端子104之间，以与第二放大元件102b和输出端子104呈并联。串联谐振电路106配置成以两倍基波频率的二次谐波频率串联谐振。

当被输入至输入端子100的信号的基波成份的波长为λ时，分布恒定线路105a和105b各自的长度相当于基波波长的1/4，即λ/4。在图1中，为简化说明起见，分布恒定线路105a和105b被标成相互分离形式。但是在实际中，分布恒定线路105a和105b是集成提供的，以形成相当于基波波长的1/2长度的一条分布恒定线路。串联谐振电路106和分布恒定线路的连接点位于距接近于第一放大元件102a的漏极的一侧的距离相当于基波波长的1/4处。

平衡-不平衡变换器/匹配电路101可将被输入至输入端子100的基波反相，并输出相互反相的基波成份的第一和第二信号。

第一和第二放大元件102a和102b用于放大基波成份相互反相的第一和第二信号，并从平衡-不平衡变换器/匹配电路101中输出。在分布恒定线路105a和105b中，从第一放大元件102a输出的信号移相180°，然后与从第二放大元件102b中输出的信号合并。合并后的信号从输出端子104中被输出。

由第一和第二放大元件102a和102b生成的二次谐波相位相同。当基波频率为f0时，二次谐波的波长λ2为1/2f0。相应地，分布恒定线路105a的线路长度相当于二次谐波波长的1/2。因此，分布恒定线路105a将二次谐波移相180°。因为串联谐振电路106配置成以二次谐波频率谐振，所以通过分布恒定线路105a移相180°的二次谐波就消除了从第二放大元件102b中输出的二次谐波。这样，功率放大器1就可抑制二阶失真。

(第二实施例)

图2是根据本发明的第二实施例的功率放大器2的结构示意图。在图2中，功率放大器2包括：输入端子100；平衡-不平衡变换器/匹配电路101；第一放大元件102a；第二放大元件102b；连接至第一放大元件102a的漏极的感应器103a；连接至第二放大元件102b的漏极的感应器103b；输出端子104；在输出端子104和第一放大元件102a的漏极之间相连接的分布恒定线路205a、205b和205c；串联谐振电路206a和206b。在图2中，与功率放大器1相类似的元件以图1所示的相同标号表示，因此在此不做详细说明。

串联谐振电路206a的一端连接在分布恒定线路205a和205b之间，以与分布恒定线路205a和205b并联。而且，串联谐振电路206a的另一端连接在第二放大元件102b的漏极和输出端子104之间，以与第二放大元件102b和输出端子104并联。串联谐振电路206a配置成以四倍基波频率的四次谐波频率谐振。

串联谐振电路206b的一端连接在分布恒定线路205b和205c之间，以与分布恒定线路205b和205c并联。而且，串联谐振电路206b的另一端连接在第二放大元件102b的漏极和输出端子104之间，以与第二放大元件102b和输出端子104并联。串联谐振电路206b配置成以两倍基波频率的二次谐波谐振。

分布恒定线路205a与205b各自的长度相当于基波波长的1/8。分布恒定线路205c的长度相当于基波波长的1/4。在图2中，为简化说明起见，分布恒定线路205a、205b和205c以相互分离形式标出。但在实际中，分布恒定线路205a、205b和205c是集成提供的，以形成相当于基波波长1/2长度的一条分布恒定线路。串联谐振电路206a和分布恒定线路的连接点位于距接近第一放大元件102a的漏极一侧的距离相当于基波波长的1/8处。串联谐振电路206b和分布恒定线路之间的连接点位于距接近第一放大元件102a的漏极一侧的距离相当于基波波长的1/4处。

在由分布恒定线路205a、205b和205c形成的分布恒定线路中，从第一放大元件102a输出的基波移位180°，然后与第二放大元件102b输出的另一个基波合并，合并后的信号从输出端子104中输出。

而且，在长度相当于分布恒定线路205a和205b的一部分分布恒定线路中，二次谐波移相180°。因为串联谐振电路206b配置成以二次谐波频率谐振，所以移相180°的二次谐波消除了从第二放大元件102b中输出的一个二次谐波。这样，功率放大器2就能够抑制二阶失真。

分布恒定线路205a将四次谐波移相180°。因为串联谐振电路206a配置成以四次谐波频率谐振，所以移相180°的四次谐波消除了从第二放大元件102b中输出的一个四次谐波。这样，功率放大器2就能够抑制四阶失真。

在图1和2中所示的实例中，作为期望被消除的偶次谐波的消除电路，本发明中的功率放大器包括一条以偶次谐波频率谐振的串联谐振电路，并且该串联谐振电路是设置在预先确定的位置上，使从一个放大元件的输出遭遇来自另一个放大元件的输出。这样，串联谐振电路消除了偶次谐波，因此就可抑制偶次谐波失真的生成。

注意，为了输出基波成份相互反相的第一和第二信号，平衡-不平衡变换器/匹配电路可有包括一条串联谐振电路的功率合并配置，如图1或图2所示。

注意，尽管在图1和图2中所示的功率放大器配置成能抑制二次谐波和/或四次谐波形式，以图1和图2所示的功率放大器类似方式配置的功率放大器可以被用于抑制一个除二次和四次谐波以外的偶次谐波。特别是为了抑制2n次谐波(n为自然数)，以期望被消除的偶次谐波频率谐振的串联谐振电路可连接至距接近于放大端子的输出端一侧的距离相当于基波波长1/4n处的一条分布恒定线路上。

注意，串联谐振电路连接至分布恒定线路的连接点可能会位于距来自分布恒定线路的输出端子的距离相当于基波波长的1/4n处，而不是位于距接近于放大端子的输出端一侧的距离当于基波波长的1/4n的距离处。

注意，通过将至少一条串联谐振电路连接至分布恒定线路，就可获得预期的效果。

注意，在二次谐波反相的λ/4处，二次谐波以外的偶次谐波也被反相。相应地，如图1所示，通过为功率放大器1提供一短截线，使得串联谐振电路106也以二次谐波以外的偶次谐波频率串联谐振时，就可消除偶次谐波，而不仅是二次谐波。同样地，如图2所示，通过为功率放大器2提供一短截线，使得串联谐振电路206a或206b也以二次谐波以外的偶次谐波的频率串联谐振，就可消除偶次谐波而不仅是二次谐波。这样就可获得预期的效果。

(实例)

以下说明本发明的实例。

图3是说明本发明的示范功率放大器的电路示意图。在图3中，功率放大器3包括：输入端子301，栅极偏压端子302，漏极偏压端子303，输出端子304，输入耦合电容器311，栅极偏压感应器312，漏极偏压感应器313，输出耦合电容器314，第一场效应晶体管(FET)341，第二场效应晶体管342，合并端子351，第一分布恒定线路352，感应器361a，电容器362，感应器361b，分配端子321，第二分布恒定线路322，感应器331a，电容器332和感应器331b。

第一和第二场效应晶体管341和342各自的源极接地。第一和第二场效应晶体管341和342分别相当于第一实施例(参见图1)中的第一和第二放大元件102a和102b。

第二场效应晶体管342有一漏极连接至耦合端子351。第一分布恒定线路352连接在第一场效应晶体管341的漏极和耦合端子351之间。第一分布恒定线路352的线路长度相当于基波波长的1/2。一系列的感应器361b、电容器362和感应器361a连接至距接近第一场效应晶体管341的栅极一侧的距离相当于基波波长的1/4处的第一条分布恒定线路352的一点上。感应器361a一端连接在耦合端子351和第二场效应晶体管342的漏极之间，以与合并端子351和第二场效应晶体管342并联。

感应器361a、电容器362和感应器361b形成了第一串联谐振电路360。感应器361a、电容器362和感应器361b的值设定为使第一串联谐振电路360能以两倍于基波频率的频率串联谐振。注意，第一串联谐振电路360等效于第一实施例(参见图1)中的串联谐振电路106。第一串联谐振电路360、第一分布恒定线路352和耦合端子351形成了功率合并器350。在第一谐振电路360中，多个感应器和一个电容器以对称方式排列，以使多个感应器连接至电容器相对的两边，因此，从第一串联谐振电路360的两端看去阻抗等值，这就避免了阻抗失配。通过将一个感应器和多个电容器以对称方式排列，使得电容器连接至感应器的相对两边，亦可获得相类似的效果。

漏极偏压感应器313连接在耦合端子351和漏极偏压端子303之间。输出耦合电容器314连接在耦合端子351和输出端子304之间。

输入耦合电容器311连接在输入端子301和分配端子321之间。栅极偏压感应器312连接在栅极偏压端子302和分配端子321之间。

第二分布恒定线路322连接在分配端子321和第二场效应晶体管342之间。分配端子321连接至第一场效应晶体管341的栅极。第二分布恒定线路322的线路长度相当于基波波长的1/2。一系列的感应器331a、电容器332和感应器331b连接至距接近于第二场效应晶体管342的栅极一侧的距离相当于基波波长1/4的处的第二分布恒定线路322的一点上。感应器331b一端连接在分配端子321和第一场效应晶体管341的栅极之间，以与分配端子321和第一场效应晶体管341并联。

感应器331a、电容器332和感应器331b形成了第二串联谐振电路330。感应器331a、电容器332和感应器331b的值设定为使第二串联谐振电路330以两倍于基波频率的频率串联谐振。第二串联谐振电路330、第二分布恒定线路332和分配端子321形成功率分配器320。注意，功率分配器320等效于第一实施例(参见图1)中的平衡-不平衡变换器/匹配电路101。

在第二串联谐振电路330中，多个感应器和一个电容器以对称方式排列，以使多个感应器连接至电容器相对的两侧，因此从第二串联谐振电路330的两端看去阻抗等值，这就避免了阻抗失配。通过将一个感应器和多个电容器以对称方式排列，以使多个电容器连接至感应器的相对两边，可获得类似的效果。

下面说明如图3所示的功率放大器的操作方法。

被输入至输入端子301的基波通过输入耦合电容器311进入功率分配器320的分配端子321，并被分成第一和第二信号。第二信号从分配端子321经长度相当于基波波长1/2的第二分布恒定线路322进入第二场效应晶体管342的栅极。第一信号直接从分配端子321输入至第一场效应晶体管341的栅极。

第二分布恒定线路322将第二信号的基波成份及其奇次谐波成份移相180°。因此，就基波成份和奇次谐波来说，被输入至第二场效应晶体管342的栅极的信号和被输入至第一场效应晶体管的栅极的信号相互反相。就偶次谐波成份来说，这些信号的相位相同。注意，栅极偏压可从栅极偏压端子302经栅极偏压感应器312应用至分配端子321。

第二串联谐振电路330连接至距接近于第二场效应晶体管342的栅极一边的距离相当于基波波长的1/4(即二次谐波波长的1/2)的第二条分布恒定线路322的一点上。因此，在第二串联谐振电路330和第二分布恒定线路322之间的连接处，二次谐波被移相180°，因此在第二串联谐振电路330的相对两端的二次谐波就被移相180°。第二串联谐振电路330配置成以二次谐波频率串联谐振，因此就可作为二次谐波的短路。这样，二次谐波被消除。因此，在第一场效应晶体管341和第二场效应晶体管342的栅极就基本没有二次谐波。

第二信号由第二场效应晶体管342放大，并被输入至合并端子351，而第一信号由第一场效应晶体管341放大，并经长度相当于基波波长1/2的第一分布恒定线路352被输入至合并端子351。第一条分布恒定线路352将第一信号的基波成份和其奇次谐波成份移相180°。因此，就基波成份和奇次谐波来说，从第二场效应晶体管342输出的第二信号和从第一场效应晶体管341输出的第一信号在合并端子351处相位相同。注意，漏极偏压可从漏极偏压端子303经漏极偏压感应器313应用至合并端子351。

第一串联谐振电路360连接至距接近于第一场效应晶体管341的漏极一边的距离相当于基波波长的1/4处(即二次谐波波长的1/2)的第一分布恒定线路352上的一点。因此，在第一串联谐振电路360和第一分布恒定线路352之间的连接处，二次谐波移相180°。因为从第一放大元件341输出的信号的二次谐波和从第二放大元件342输出的信号的二次谐波相位相同，所以第一串联谐振电路360的相对两端的二次谐波彼此移相180°。第一串联谐振电路360配置成以二次谐波频率串联谐振，因此就可作为二次谐波的短路。因此，二次谐波被消除。这样，在第一和第二场效应晶体管341和342的漏极就基本没有二次谐波。

如上所述，在具有如图3所示的电路配置的功率放大器中，在两个场效应晶体管的输入和输出端基本没有二次谐波。因此，高频失真可被抑制，因此就可获得高效率。为了消除二次谐波，仅需要在功率分配器一侧提供一条串联谐振电路，在功率合并器一侧提供另一条串联谐振电路，这样就减少了功率放大器的尺寸。而且，在功率分配器和功率合并器中各自提供一条串联谐振电路作为二次谐波的短路，因此，可消除短路功率之差，这样就减少了功率放大器的功率特性变化。

注意，第一和第二串联谐振电路360和330中的每一条或任何一条谐振电路都可以是一条分布恒定线路。图4说明了第一或第二串联谐振电路360或330配置成分布恒定线路400的典型实例。在图4中，分布恒定线路400的电气长度等于基波波长的1/4(即电气长度等于二次谐波波长的1/2)。在分布恒定线路400的相对两端的二次谐波彼此移相180°，因此可相互抵消。

很难成功地控制包括如感应器、电容器等无源元件在内的串联谐振电路相对两端的高频谐波阻抗。但是，在包括分布恒定线路的串联谐振电路中，就能够非常准确地控制分布恒定线路相对两的高频谐波阻抗。因此，通过向串联谐振电路提供一条分布恒定线路，就可能消除更高频率的谐波成份。

如图3所示，尽管较佳的情况是串联谐振电路的无源元件以对称方式排列，但是对称排列却增加了使用无源元件的数量。然而，分布恒定线路允许从串联谐振电路的两端看去阻抗彼此等效，因此可避免阻抗失配。这样就减少了串联谐振电路中使用的元件的数量。

在如图3所示的实例中，在功率分配器和功率合并器中各自提供了作为二次谐波的短路的串联谐振电路。但是，可仅在功率分配器或功率合并器中提供一条串联谐振电路。

注意，图3所示的功率分配器和功率合并器可作为单个元件单独地提供。这些元件不局限于专门用于推挽式功率放大器的那些元件。

注意，第一或第二串联谐振电路360和330各自都可配置成同时以二次谐波和一个二次谐波以外的偶此谐波串联谐振。这就抑制了二次谐波以外的偶数谐波的生成，因此串联谐振电路获得了高效率。

第一和第二串联谐振电路360和330可分别连接至第一和第二分布恒定线路352和322上的某一点，该点距线路一端的距离相当于偶数谐波波长的1/2。这就抑制了期望被消除的偶次谐波的生成。

例如，可以设想使用分布恒定线路作为串联谐振电路以抑制生成二次和四次谐波。图5说明了分布恒定线路用作为串联谐振电路以抑制生成二次和四次谐波的实例。在图5中，分布恒定线路401的电气长度等于基波波长的1/8(即电气长度等于四次谐波波长的1/2)。分布恒定线路401起着如图2所示的串联谐振电路206a的作用。分布恒定线路402的电气长度等于基波波长的1/4(即电气长度等于二次谐波波长的1/2)。分布恒定线路402起着如图2所示的串联谐振电路206b的作用。通过提供以期望被消除的偶次谐波频率谐振的分布恒定线路，而不是使用如图2所示的各自包括无源元件的串联谐振电路，就可能抑制偶次谐波的生成，因此可使包括分布恒定线路在内的整个电路获得高效率。注意，以期望被消除的偶次谐波频率谐振的分布恒定线路可配置成电气长度等于期望被消除的偶次谐波波长的1/2。注意，较长的分布恒定线路402可做成如图5所示的弯曲形状，以使其端部与较短的分布恒定线路401的端部成一条直线。或者是，为了让较长的线路的端部与较短的线路的端部成一条直线，这些线路可在不同的层面上进行交叉排列。注意，对于期望被消除的偶次谐波来说，可以上述同样的方式避免其它偶次谐波的生成。

通过将上述配置与控制奇次谐波的电路组合起来，就可获得更高的效率。

本发明因为其尺寸小、较窄的特性变化范围及所获得的高效率，其可为通信设备领域及类似领域提供有益的功率放大器、功率分配器及功率合并器。

尽管已对本发明进行了详细阐述，上述说明的各个方面都只是说明性的，而非限制性的。应当理解，在不偏离本发明的范围内，可以进行无数的其它改进和变化。

Claims (20)

1.一种放大高频信号的功率放大器，其特征在于，它包括：

第一放大元件，用于放大第一信号；

第二放大元件，用于放大与第一信号反相的第二信号，其中，第二放大元件以推挽式配置连接至第一放大元件；

第一分布恒定线路，将由第一放大元件放大的第一信号的基波成份反相；

第一谐振电路，连接在第二放大元件的输出端和第一分布恒定线路上的一点之间，在该点上期望被消除的偶次谐波成份被反相；其中，第一谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振；

输出端子，用于输出将来自第一分布恒定线路的一个信号和来自第二放大元件的信号合并所获得的一个合并信号。

2.如权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述第一分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2；

其中，在其处第一谐振电路连接至第一分布恒定线路的所述点距所述第一分布恒定线路一端的距离为基波波长的1/4；

其中，第一谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

3.如权利要求2所述的功率放大器，其特征在于，第一谐振电路是一条串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。

4.如权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，第一谐振电路是一条电气长度等于期望被消除的偶次谐波成份波长的1/2的分布恒定线路。

5.如权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，还包括一个功率分配器，用于分别把第一和第二信号输入至第一和第二放大元件中；

其中，功率分配器包括：

一分配段，将被输入的一个信号分成两个信号，并将两个信号中的一个作为第一信号输入至第一放大元件中；

第二分布恒定线路，其长度可将来自分配段的两个信号中的另一个信号的基波成份反相，并将已反相的基波成份作为第二信号输入至第二放大元件中；以及

第二谐振电路，连接在第二放大元件的输入端和在其处期望被消除的偶次谐波成份被反相的第二分布恒定线路上的一点之间；其中，第二谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振。

6.如权利要求5所述的功率放大器，其特征在于，第二分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2；

其中，在其处第二谐振电路连接至第二分布恒定线路的所述连接点位于距第二分布恒定线路一端的距离相当于基波波长的1/2处；以及

其中，第二谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

7.如权利要求6所述的功率放大器，其特征在于，第二谐振电路是一条串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。

8.如权利要求5所述的功率放大器，其特征在于，第二谐振电路是一电气长度等于期望被消除的偶次谐波成份波长的1/2的分布恒定线路。

9.一种放大高频信号的功率放大器，其特征在于，所述放大器包括：

功率分配器，输出第一信号和与第一信号反相的第二信号；

第一放大元件，放大第一信号；

第二放大元件，放大第二信号，其中，第二放大元件以推挽式配置连接至第一放大元件；

功率合并器，将由第一放大元件放大的第一信号的基波成份反相，并输出通过将其基波反相的第一信号和由第二放大元件放大的第二信号合并所获得的一个合并信号；

其中，所述功率分配器包括：

将输入的一个信号分成两个信号，并将两个信号中的一个作为第一信号输入至第一放大元件中的分配段；

将来自分配段的两个信号中的另一个的基波成份反相、并能将已反相的基波成份作为第二信号输入至第二放大元件中的一分布恒定线路；

连接在第二放大元件的输入端和在其处期望被消除的偶次谐波成份反相的分布恒定线路上的一点之间的一谐振电路；其中，所述谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振。

10.如权利要求9所述的功率放大器，其特征在于，分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2；

其中，在其处谐振电路连接至分布恒定线路的所述连接点位于距分布恒定线路的一端相当于基波波长的1/4的距离处；

其中，所述谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

11.如权利要求10所述的功率放大器，其特征在于，谐振电路是一串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。

12.如权利要求9所述的功率放大器，其特征在于，所述谐振电路是一电气长度等于期望被消除的偶次谐波成份波长的1/2的分布恒定线路。

13.一种将一个被输入的信号分成两个信号的功率分配器，其特征在于，所述分配器包括：

将一个被输入的信号分成两个信号的分配段；

将经分配段分成的两个信号中的一个作为第一信号输出的第一输出端子；

其线路长度可将经分配段分成的两个信号中的另一个的基波成份反相并由此将已反相的基波转换成第二信号的分布恒定线路；

输出从分布恒定线路上获得的第二信号的第二输出端子；

连接在第一输出端子和在其处期望被消除的偶次谐波成份被反相的分布恒定线路上的一点之间的一谐振电路；其中，所述谐振电路以预期被消除的偶次谐波频率串联谐振。

14.如权利要求13所述的功率分配器，其特征在于，分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2；

其中，谐振电路在其处连接至分布恒定线路的所述连接点位于距分布恒定线路的一端的距离相当于基波波长的1/4；

其中，所述谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

15.一种如权利要求14所述的功率分配器，其特征在于，谐振电路是一串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。

16.如权利要求13所述的功率分配器，其特征在于，谐振电路是一其电气长度相当于期望被消除的偶次谐波成份波长的1/2的分布恒定线路。

17.一种将第一输入信号和第二输入信号合并的功率合并器，其特征在于，所述合并器包括：

接收第一输入信号的第一输入端子；

接收第二输入信号的第二输入端子；

将由第二输入端子接收到的第二输入信号的基波成份反相的分布恒定线路；

连接在第一输入端子和在其处期望被消除的偶次谐波成份被反相的分布恒定线路上的一点之间的一谐振电路；其中，所述谐振电路以期望被消除的偶次谐波成份的频率串联谐振；

将由第一输入端子接收的第一信号和来自分布恒定线路的一个信号合并的合并段。

18.如权利要求17所述的功率合并器，其特征在于，所述分布恒定线路的线路长度相当于基波波长的1/2；

其中，在其处谐振电路连接至分布恒定线路的所述连接点位于距分布恒定线路一端的距离相当于基波波长的1/4；

其中，所述谐振电路以二次谐波频率串联谐振。

19.如权利要求18所述的功率合并器，其特征在于，所述谐振电路是一串联谐振电路，包括以对称方式排列的多个感应器和一个电容器，或者包括以对称方式排列的一个感应器和多个电容器。

20.如权利要求17所述的功率合并器，其特征在于，所述谐振电路是一其电气长度等于期望被消除的偶次谐波成份波长的1/2的分布恒定线路。

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