CN109818582A - 具有谐波陷波器的宽带功率放大器 - Google Patents

具有谐波陷波器的宽带功率放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN109818582A
CN109818582A CN201811478765.0A CN201811478765A CN109818582A CN 109818582 A CN109818582 A CN 109818582A CN 201811478765 A CN201811478765 A CN 201811478765A CN 109818582 A CN109818582 A CN 109818582A
Authority
CN
China
Prior art keywords
output
amplifier
harmonic
inductance
network
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201811478765.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109818582B (zh
Inventor
R·麦克拉恩
R·斯里尼迪安巴尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NXP USA Inc
Original Assignee
NXP USA Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NXP USA Inc filed Critical NXP USA Inc
Publication of CN109818582A publication Critical patent/CN109818582A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109818582B publication Critical patent/CN109818582B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0288—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using a main and one or several auxiliary peaking amplifiers whereby the load is connected to the main amplifier using an impedance inverter, e.g. Doherty amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for, e.g. in combination with batteries
    • H01L23/64—Impedance arrangements
    • H01L23/66—High-frequency adaptations
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
    • H03F1/48—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers
    • H03F1/483—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers with field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
    • H03F1/48—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers
    • H03F1/486—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers with IC amplifier blocks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/213—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/601—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators using FET's, e.g. GaAs FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2223/00—Details relating to semiconductor or other solid state devices covered by the group H01L23/00
    • H01L2223/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for
    • H01L2223/64—Impedance arrangements
    • H01L2223/66—High-frequency adaptations
    • H01L2223/6605—High-frequency electrical connections
    • H01L2223/6611—Wire connections
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2223/00—Details relating to semiconductor or other solid state devices covered by the group H01L23/00
    • H01L2223/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for
    • H01L2223/64—Impedance arrangements
    • H01L2223/66—High-frequency adaptations
    • H01L2223/6644—Packaging aspects of high-frequency amplifiers
    • H01L2223/6655—Matching arrangements, e.g. arrangement of inductive and capacitive components
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
    • H01L2224/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
    • H01L2224/49—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of a plurality of wire connectors
    • H01L2224/491—Disposition
    • H01L2224/4912—Layout
    • H01L2224/49175—Parallel arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/48—Arrangements for conducting electric current to or from the solid state body in operation, e.g. leads, terminal arrangements ; Selection of materials therefor
    • H01L23/488—Arrangements for conducting electric current to or from the solid state body in operation, e.g. leads, terminal arrangements ; Selection of materials therefor consisting of soldered or bonded constructions
    • H01L23/498—Leads, i.e. metallisations or lead-frames on insulating substrates, e.g. chip carriers
    • H01L23/49838—Geometry or layout
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L28/00—Passive two-terminal components without a potential-jump or surface barrier for integrated circuits; Details thereof; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L28/40—Capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/12—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed
    • H01L29/20—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed including, apart from doping materials or other impurities, only AIIIBV compounds
    • H01L29/2003—Nitride compounds
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/255—Amplifier input adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/36—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier comprising means for increasing the bandwidth
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/423—Amplifier output adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本公开涉及具有谐波陷波器的宽带功率放大器。一种放大器可以包括晶体管以及输入匹配和输出匹配网络。一个或多个谐波陷波器电路可以电连接到位于所述输入匹配网络与所述晶体管的栅极端之间的节点或电连接到位于所述输出匹配网络与所述晶体管的漏极端之间的节点。每个谐波陷波器可以为在所述放大器的基本操作频率以上如其谐波频率下的信号能量提供低电阻接地路径。所述输出匹配网络可以充当在所述输出匹配网络的输入端与负载之间提供90度插入相位的阻抗逆变器。可变长度漏极馈线可以将电压源连接到所述输出匹配网络的输出端。

Description

具有谐波陷波器的宽带功率放大器
技术领域
本文中的主题的实施例总体上涉及封装半导体装置，并且更具体地涉及具有包括用于潜在地增强性能的谐波陷波器的阻抗匹配电路的封装射频(RF)半导体装置。
背景技术
典型的大功率射频(RF)半导体装置可以包括一根或多根输入引线、一根或多根输出引线、一个或多个晶体管、将所述一根或多根输入引线耦合到所述一个或多个晶体管的键合接线、以及将所述一个或多个晶体管耦合到所述一根或多根输出引线的键合接线。键合接线在高频率下具有感抗，并且对装置的输入和输出阻抗匹配电路的设计也将此类电感考虑在内。在一些情况下，输入和输出阻抗匹配电路可以包含在包含装置的一个或多个晶体管的相同封装体内。更具体地，封装体内输入阻抗匹配电路可以耦合在装置的输入引线与晶体管的控制端(即，栅极)之间，并且封装体内输出阻抗匹配电路可以耦合在晶体管的电流传导端(即，漏极)与装置的输出引线之间。
在放大器设计领域，执行并发多带、宽带放大正成为必然。为了成功地设计出用于并发多带、宽带操作的宽带多尔蒂(Doherty)功率放大器(PA)，有必要实现良好的宽带基本匹配、处理谐波频率相互作用并且实现宽视频带宽(VBW)。处理PA的输入和输出阻抗匹配网络处的谐波频率相互作用对于基于氮化镓(GaN)的多尔蒂PA而言变得尤为重要。具体地说，在多尔蒂PA的谐波频带两端引入的频率分散引起(i)基本匹配阻抗与谐波终止之间的相互作用灵敏度增加并且(ii)PA的输出端处的最佳基本负载不再恒定，这有效地限制了PA带宽。因此，迫切需要发展宽带谐波终止。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种系统，其包括：
放大器，其具有输出节点；以及
输出网络，其包括：
输入端，其耦合到所述放大器的所述输出节点，
一个或多个谐波陷波器，其耦合到所述输入端，
并联L路径，其包括电容器和电感，其中所述电容器和所述电感串联耦合在所述输入端与接地节点之间，以及
基带终止路径，其耦合在所述接地节点与在所述并联L路径的所述电容器与所述电感之间的节点之间。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个谐波陷波器包括：
耦合在所述输入端与所述接地节点之间的一根或多根径向短截线。
在一个或多个实施例中，所述放大器被配置成在基本操作频率下操作并且所述一根或多根径向短截线中的至少一根具有对应于所述基本操作频率的谐波的相应谐振频率。
在一个或多个实施例中，所述放大器被配置成在基本操作频率下操作并且所述一根或多根径向短截线中的每一根被配置成将谐波频带内的信号能量传递到所述接地节点。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个谐波陷波器包括：
包括第一电感和第一电容器的第一谐振电路，其中所述第一电容器和所述第一电感串联耦合在所述输入端与所述接地节点之间。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个谐波陷波器进一步包括：
包括第二电感和第二电容器的第二谐振电路，其中所述第二电容器和所述第二电感串联耦合在所述输入端与所述接地节点之间，并且其中所述第二谐振电路与所述第一谐振电路并联耦合。
在一个或多个实施例中，所述放大器被配置成在基本操作频率下操作并且其中所述第一谐振电路和所述第二谐振电路各自具有对应于所述基本操作频率的谐波的相应谐振频率。
在一个或多个实施例中，所述放大器包括氮化镓(GaN)功率晶体管。
在一个或多个实施例中，所述系统进一步包括：
偏置传输线，其将所述输出网络的输出端电连接到电压源，其中所述偏置传输线具有可调节的电气长度。
在一个或多个实施例中，所述系统进一步包括：
负载阻抗；以及
传输线，其耦合在所述负载阻抗与所述输出网络的所述输出端之间，其中所述输出网络进一步包括直接耦合在所述输出网络与所述传输线的输入端之间的至少一个接线键合。
在一个或多个实施例中，所述输出网络进一步包括：
直接耦合到所述传输线的所述输入端的并联电容器。
在一个或多个实施例中，所述系统进一步包括：
并联电容器，其直接耦合到所述传输线的所述输出端。
在一个或多个实施例中，所述输出网络耦合在所述放大器的所述输出节点与负载之间，并且其中所述输出网络是在所述输出网络的所述输入端与所述负载之间提供90度插入相位的阻抗逆变器。
根据本发明的第二方面，提供一种放大器的输出阻抗匹配网络，所述输出阻抗匹配网络包括：
输入端，其电连接到所述放大器的输出节点；
一个或多个谐波陷波器，其电连接到所述输入端；
电感，其电连接到所述输入端；
电容器，其与所述电感串联电连接在所述电感与接地节点之间；以及
基带终止路径，其耦合在所述接地节点与耦合在所述电感与所述电容器之间的节点之间。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个谐波陷波器包括电连接到所述输入端的一根或多根径向短截线，并且其中所述一根或多根径向短截线中的径向短截线具有对应于所述放大器的基本操作频率的谐波的谐振频率。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个谐波陷波器包括一个或多个谐振电路，其中所述一个或多个谐振电路各自具有对应于所述放大器的基本操作频率的谐波的相应谐振频率。
在一个或多个实施例中，所述输出阻抗匹配网络进一步包括：
额外电感，其电连接在所述输入端与所述输出阻抗匹配网络的输出端之间；以及
偏置传输线，其将所述输出端电连接到电压源，其中所述偏置传输线具有可调节的电气长度。
在一个或多个实施例中，所述输出阻抗匹配网络进一步包括：
耦合到负载的输出端，其中所述输出阻抗匹配网络是在所述输入端与所述负载之间提供90度插入相位的阻抗逆变器。
根据本发明的第三方面，提供一种电子电路，其包括：
放大器，其具有输出节点；以及
输出阻抗匹配网络，其包括：
输入端，其电连接到所述放大器的所述输出节点，
一个或多个谐波陷波器，其电连接到所述输入端，
并联L路径，其电连接到所述输入端，以及
基带终止路径，其电连接到所述并联L路径的RF冷点节点。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个谐波陷波器包括电连接到所述输入端的一根或多根径向短截线，并且所述一根或多根径向短截线中的径向短截线具有对应于所述电子电路的基本操作频率的谐波的谐振频率。
在一个或多个实施例中，所述电子电路进一步包括：
电感，其电连接在所述输入端与所述输出阻抗匹配网络的输出端之间；以及
偏置传输线，其将所述输出端电连接到电压源，其中所述偏置传输线具有可调节的电气长度。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个谐波陷波器包括：
第一谐振电路，其包括电连接到所述输入端的第一电感和电连接在所述第一电感与接地节点之间的第一电容器。
在一个或多个实施例中，所述一个或多个谐波陷波器进一步包括：
第二谐振电路，其包括电连接到所述输入端的第二电感和电连接在所述第二电感与所述接地节点之间的第二电容器，其中所述第一谐振电路具有第一谐振频率，其中所述第二谐振电路具有第二谐振频率，并且其中所述第一谐振频率和所述第二谐振频率对应于所述电子电路的基本操作频率的不同谐波。
在一个或多个实施例中，所述输出阻抗匹配网络的所述输出端电连接到负载，并且其中所述输出阻抗匹配网络是在所述输入端与所述负载之间提供90度插入相位的阻抗逆变器。
在一个或多个实施例中，所述基带终止路径包括：
基带电容器；
基带电感；以及
基带电阻器，其中所述基带电容器、所述基带电感和所述基带电阻器串联电连接在所述RF冷点节点与所述接地节点之间。
本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。
附图说明
在结合以下附图进行考虑时，可以通过参照详细说明和权利要求书来获得对主题更全面的理解。
图1是示出常规多尔蒂放大器架构并且示出装置的载波放大器与求和节点之间的总相移的框图。
图2是示出部件在逆变多尔蒂放大器架构中重新布置的图1的放大器的框图。
图3是包括具有输入网络和输出网络的放大器的说明性放大器路径的框图。
图4是包括在其输入平面处在谐波频率下具有虚拟开路、一个或多个谐波陷波器、并联L预匹配电路、基带阻抗电路和可变长度漏极馈线的图3所示类型的输出网络的说明性输出路径的框图。
图5是包括在其输入平面处在一个或多个谐波频率下具有虚拟短路、一个或多个谐波陷波器、并联L预匹配电路、基带阻抗电路和可变长度漏极馈线的图3所示类型的输出网络的说明性输出路径的框图。
图6是具有可以彼此并联地耦合并且可以在各自不同的谐振频率下各自展现出谐振的多个离散电感器-电容器(LC)电路的图4和图5所示类型的说明性谐波陷波器电路的图。
图7是具有可以耦合到相同的节点并且可以各自展现出以各自不同的谐振频率为中心的谐振的多个径向短截线的图4和图5所示类型的说明性谐波陷波器电路的图。
图8是使径向短截线谐波陷波器耦合到功率放大器的输出端的图3所示类型的放大器的说明性电路封装体的自顶向下视图。
图9是使径向短截线谐波陷波器耦合到功率放大器的输入端的图3所示类型的放大器的说明性电路封装体的自顶向下视图。
图10是示出了图7到图9所示类型的径向短截线谐波陷波器的详细视图的说明性电路封装体的等距视图。
具体实施方式
在详细地解释本发明的任何实施例之前，应当理解，本发明在其申请中并不限于以下描述中阐述的或以下附图中示出的结构细节和部件布置。本发明能够具有其它实施例并且能够以不同的方式实践或实施。而且，应当理解，本文所使用的措辞和术语是出于说明的目的并且不应当被视为是限制性的。本文中对“包括”、“包括”或“具有”及其在此变化的使用意在涵盖其后列出的项及其等同物以及另外的项。除非另有规定或限制，否则术语“安装”、“连接”、“支撑”和“耦合”及其变化被广泛使用并且涵盖直接和间接安装、连接、支撑和耦合。另外，“连接”和“耦合”不限于物理或机械连接或耦合。
提出以下讨论以使本领域技术人员能够作出并使用本发明的实施例。对所示实施例的各种修改对于本领域技术人员而言将是显而易见的，并且本文中的一般原理可以在不脱离本发明的实施例的情况下应用于其它实施例和应用。因此，本发明的实施例不旨在限于所示实施例，而是与复合本文中所公开的原理和特征的最广泛范围相一致。将参照附图来读取以下详细说明，在附图中，不同附图中的相似元件具有相似的附图标记。不一定按比例绘制的附图描绘了所选实施例并且不旨在限制本发明的实施例的范围。技术人员将认识到，本文所提供的例子具有许多有用的替代方案并且落入本发明的实施例的范围内。
本公开涉及用于放大器具体地说用于逆变和非逆变多尔蒂功率放大器(PA)的输入和输出阻抗匹配电路系统。具体地说，在多尔蒂PA的谐波频带两端引入的频率分散可能引起(i)基本匹配阻抗与谐波终止之间的相互作用灵敏度增加并且(ii)PA的输出端处的最佳基本负载不再恒定，这有效地限制了PA带宽。
本发明的实施例可能特别有益于基于GaN的射频(RF)PA解决方案。与用短路终止所有谐波频率的传统B类放大器设计相比，谐波调谐的PA展现出更高的操作效率。氮化镓(GaN)晶体管固有地具有比大多数其它晶体管变体更高的功率密度。因此，与具有较低功率密度的晶体管变体相比，GaN晶体管的有效漏极-源极电容Cds可以更低，这可以提供更多的灵活性以工程化GaN晶体管外部的谐波终止。通过操纵谐波阻抗，GaN晶体管的基本操作频带内的最佳阻抗可以变化。换句话说，GaN晶体管内在的低有效漏极-源极电容Cds可以使谐波终止对包括GaN晶体管的PA的输出阻抗匹配网络敏感。此敏化可能在使用GaN晶体管来设计宽带PA方面提出可能的挑战。
窄带谐振电路(例如，低通L-C电路)可以合并到放大器电路中以实现谐波终止，但倾向于在宽频率带宽两端具有分散行为。在谐波频带两端引入的此频率分散(i)增加了基本匹配与一个或多个谐波终止相互作用的灵敏度，反之亦然，并且(ii)使基本频带两端的电流发生器处的最佳基本负载不再恒定，这可以有效地限制PA的频率带宽。
频率分散指的是具有不同组速度与频率的高频传输线的性质。群组分散指的是信号振幅的形状通过空间传播的速度。频率分散通常发生在非横向电磁(TEM)传输线如波导和微带传输线中。对于宽带信号，此频率分散引入了非均匀传输线阻抗。
如下所述，可以通过本发明的谐波陷波器来减轻放大器的输入端和输出端的宽谐波频带两端的此频率分散的负面影响。另外，使用体现(RF)冷点的并联L匹配拓扑、结合这些谐波陷波器来实现宽带基本匹配和宽视频带宽(VBW)。并联L匹配拓扑可以是用于至少部分地补偿GaN晶体管内在的低Cds的阻抗降低效应的并联L预匹配。并联L预匹配还可以减小放大器的输出阻抗匹配电路的总电气长度。
针对GaN功率装置(例如，包括GaN晶体管)的另一个挑战是，GaN功率装置与例如横向扩散金属氧化物半导体(LDMOS)功率装置相比具有固有地更高的功率密度。因此，对于各自具有等效输出功率额定值的GaN功率装置和LDMOS功率装置，GaN功率装置的并联L电感的所需值通常将更高。对于用于实现高VBW的GaN功率装置，在GaN功率装置的输出传导端处生成的基带频率(例如，DC到1.5GHz)下的基带电流必须看见低阻抗接地路径。通过基带频率范围内的输出传导端看到的任何非零阻抗都将生成可以充当不想要的存储器向量的关联基带电压乘积。基带频率下的低阻抗接地路径(例如，经由基带终止电路)将使这些不想要的存储器电压项的生成最小化。
对于GaN功率装置，鉴于在功率装置的输出传导端处生成的基带电流必须在经过基带终止电路流到地之前先流过并联L预匹配电感，高并联L预匹配电感可能是重要的考虑因素。因此，实施基于GaN的解决方案所需的高并联L预匹配电感值可以提高在GaN功率装置的输出传导端处看到的整体基带阻抗，即使在RF冷点处连接到地的基带终止电路在基带频率下以其它方式提供了低阻抗接地路径。换句话说，并联L预匹配电感可以对可获得的基带频率范围阻抗设置最小限制。并联L预匹配电感可以减小整个基带终止电路的有效性，并且此效应可能对GaN功率装置更为明显。此外，通过GaN功率装置的输出传导端看到的有效基带阻抗还受到串联输出电感以及任何并联电感路径的影响，所述串联输出电感与例如将GaN功率装置的输出传导端耦合到GaN功率装置的输出引线的键合接线相关联，所述并联电感路径由如与任何偏置馈送元件相关联的电感等后续电路系统形成。通过并联L预匹配电感以及任何串联输出路径电感和与偏置馈送电路系统相关联的后续并联电感的并行组合来设置通过GaN功率装置的输出传导端看到的基带阻抗可以减小的极限。
鉴于最小化与放大器输出路径相关联的串联电感和与偏置馈送电路系统相关联的后续并联电感的能力可能受限于实际的设计考虑，对于GaN功率装置，可能需要最小化并联L预匹配电感的所需值以确保通过装置的输出传导端看到的足够的宽带低基带阻抗。通过在Cds两端实施宽带谐波终止，一个或多个宽带谐波终止的加性电容增加了基本RF频率范围内的总等效输出电容，从而允许实施较低值的并联L预匹配电感。此外，通过提供宽带谐波终止，本公开的实施例可以减少对最小化谐波终止分散可能以其它方式所需的、放大器输出路径中的高串联电感的需要。输出路径中串联电感的这一减小可以另外有益于通过GaN功率装置的输出传导端看到的基带阻抗。
除了对基带阻抗有这些益处外，谐波终止、并联L预匹配以及输出路径中减小的串联电感的组合均有助于在基本操作频率下提供较宽的带宽以及最小化基本频率阻抗匹配电路的电气长度，所述基本频率阻抗匹配电路提供了通过将输出网络从电流发生器到多尔蒂组合器节点的相位约束到90度来实现最小相位或逆变多尔蒂的能力。
现在提供对理想化典型多尔蒂放大器的操作原理的简要总体描述以便为本公开所使用的一些术语添加上下文。如已知的，典型的多尔蒂放大器具有两个并联布置的放大装置。为了简单起见，本说明书将考虑其中两个放大装置具有相同功率容量的对称多尔蒂放大器的情况，但是应理解，这两个装置可以如非对称多尔蒂放大器的情况那样具有不同的功率容量。装置中的第一装置(主级或载波级)在AB类放大器模式下操作，并且第二装置(峰级)在C类放大器模式下操作。这些装置在其输入端和其输出端处通过90°相移网络分开。输出相移网络具有可以等于主级的最佳负载线阻抗RLm的特定特性阻抗Z0。拆分输入信号以驱动这两个放大器，并且被称为“阻抗逆变器”或“多尔蒂组合器”的求和网络可操作成：a)组合这两个输出信号并且b)在多尔蒂放大器的输出端处提供关于从主级的输出端看到的阻抗的逆变阻抗。虽然多尔蒂输入功率电平保持低于0.25的最大值(或低于最大值6分贝(dB))，但是峰级由于阻抗逆变而仍不起作用，这在本文中被称为多尔蒂放大器的“功率回退”操作点，主级在负载下操作，所述负载比最佳负载线阻抗高两倍、等于2RLm。这可以允许主级以及多尔蒂放大器具有更高的功率效率。主级的输出端处的双倍负载在多尔蒂放大器的输出负载RLD的适当布置下是可能的，所述输出负载在典型情况下为RLD＝1/2Z0＝1/2RLm并且通过输出相移网络转化为2Z0＝2RLm＝4RLD。在多尔蒂放大器的输入信号实现低于典型多尔蒂放大器的峰值功率电平6dB的一定功率电平时，主级的输出电压达到最大射频(RF)电压振幅，从而产生最大功率效率，并且然后峰级被激活并促进放大。在高于此阈值功率电平或功率回退操作点时，通过主级看到的负载阻抗随着功率电平的增大而开始逐渐下降，直到所述负载阻抗达到其最佳值RLm＝Z0，所述最佳值发生在多尔蒂放大器的峰值功率电平处。
图1是示出常规多尔蒂放大器架构并且示出装置的载波放大器与输出节点之间的总相移的框图。如所示，多尔蒂放大器1000包括输入端1002处的分路器1004。分路器1004可以包括具有用于接收输入射频信号的输入端以及第一分配器输出端和第二分配器输出端的功率分配器。在连接到对称多尔蒂放大器时，分路器1004可以将输入端1002处接收到的输入信号分配或分路为在一些实施例中具有相等功率的两个信号。但是在其它情况下，分路器1004可以输出具有不相等功率的信号。输入分路器1004还可以在第一分路器输出端与第二分路器输出端之间施加相对相移。例如，输入分路器1004可以向图1中的峰化路径的RF信号输出提供大约90度的相对相位延迟，使得输出组合节点1010处的载波和峰化路径RF信号可以被同相地接收。这个相移用移相器1003表示。
分路器1004的输出端通过输入匹配网络1005-1和1005-2分别耦合到载波放大器1006和峰化放大器1008。放大器1006和1008各自可以包括相应的单个晶体管或可替代地可以包括具有包括多个晶体管的相应部件系统。如普通技术人员基于本文中的描述将了解的，载波放大器1006和峰化放大器1008可以包括具有相对较低功率电平放大和相对较高功率电平放大的一个或多个级。在一些实施例中，载波放大器1006可以通过电气部件网络来实施，在这种情况下，载波放大器1006可以包括有源装置，所述有源装置经常被建模为电流源(在图1中被描绘为载波放大器1006中的电流源)。峰化放大器1008可以类似地实施。载波放大器1006的输出端通过包括输出预匹配电路1012、输出匹配网络1014、延迟线元件1013和阻抗逆变器元件1016的载波路径连接到输出组合节点1010。峰化放大器1008的输出端通过包括输出预匹配电路1018、输出匹配网络1020和延迟线元件1011的峰化路径连接到输出节点1010。在一些实施例中，载波路径可以具有270°的相位长度，而峰化路径可以具有180°的相位长度。在一些实施例中，输出预匹配电路1012和1018可以包括或反而是谐波终止(HT)。用元件1022表示的阻抗网络进行操作以向载波放大器1006和峰化放大器1008中的每一个呈现适当的负载阻抗。在实际实施方式中，元件1022可以被适当地配置的传输线或阻抗变换器取代，其中传输线或阻抗变换器具有被选择成使放大器1000的阻抗与多尔蒂放大器的操作动态范围内的期望负载相匹配的阻抗。载波放大器1006可被视为用于预匹配电路1012和输出匹配网络1014的电流发生器。类似地，峰化放大器1008可被视为用于预匹配电路1018和输出匹配网络1020的电流发生器。
与图1相比，图2示出了部件在逆变多尔蒂放大器架构中重新布置的图1的放大器。在图2中，逆变多尔蒂放大器1100包括输入端1102处的分路器1104。分路器1104的输出端通过输入匹配网络1105-1和1105-2分别耦合到载波放大器1106和峰化放大器1108。输入分路器1104还可以在第一分路器输出端与第二分路器输出端之间施加相对相移。例如，输入分路器1104可以向图1中的载波放大器路径的RF信号输出提供大约90度的相对相位延迟，使得输出组合节点1110处的载波和峰化路径RF信号可以被同相地接收。这个相移用移相器1103表示。在一些实施例中，载波放大器1106可以通过电气部件网络来实施，在这种情况下，载波放大器1106可以包括有源装置，所述有源装置经常被建模为与漏极到源极寄生电容值Cds并联的电流源(在图2中被描绘为载波放大器1106中的电流源)。峰化放大器1108可以类似地实施。载波放大器1106的输出端通过包括输出预匹配电路1112和输出匹配网络1114的载波路径连接到输出组合节点1110。峰化放大器1108的输出端通过包括输出预匹配电路1118、输出匹配网络1120和相位延迟元件1116的峰化路径连接到输出组合节点1110。在实施例中，载波路径具有90°的相位长度，而峰化路径具有180°的相位长度。用元件1122表示的阻抗网络进行操作以便在多尔蒂放大器的操作动态范围内向载波放大器1106和峰化放大器1108中的每一个呈现适当的负载阻抗。载波放大器1106可被视为用于预匹配电路1112和输出匹配网络1114的电流发生器。类似地，峰化放大器1108可被视为用于预匹配电路1118和输出匹配网络1120的电流发生器。
在多尔蒂放大器设计中，从放大器的载波放大器(例如，载波放大器1006或载波放大器1106)的电流源到放大器的输出节点的相位长度应该具有n*λ/4的总电气长度，其中n是奇整数(例如，以便在n＝1或n＝3时分别实现90度或270度的相位长度)。换句话说，载波路径输出可以表现为输出组合节点处的电压源。在理想放大器中，相位长度可以尽可能短或可以为λ/4(即，90度)。通过减小放大器路径的相位长度，那个路径可能需要更小的物理大小和实施成本，并且可以在多尔蒂放大器的功率回退操作点处提供最大RF带宽。
对于峰化路径输出，所需相位长度为n*180°，其中n＝0、1、2等。如此使得根据多尔蒂放大器操作原理，峰化路径输出可以表现为电流源。这还可以最小化功率回退操作条件下从载波路径到峰化路径的RF泄漏。在许多情况下，尤其是对于大功率多尔蒂放大器，n＝0在实践中可能难以实现，并且n＝1可能是通常优选的解决方案。对于一些解决方案，n＝2可以提供某些益处，但是可能需要物理上较大的电路并且实施起来通常更加昂贵。
下面结合图3到图10描述的放大器、输入网络和输出网络可以各自实施为多尔蒂放大器系统的一部分，如图1所示多尔蒂放大器1000或图2所示逆变多尔蒂放大器1100。
图3示出了包括以下的放大器电路系统100的框图：具有栅极、漏极和源极的晶体管102、耦合到晶体管102的栅极的输入匹配网络104、耦合到晶体管102的漏极的输出匹配网络106、在晶体管102的漏极处提供电压Vdd的电压源108以及在晶体管102的漏极处提供地电压的地110。应注意，对于晶体管102是场效晶体管(FET)的情况，晶体管102可被视为具有栅极端、漏极端和源极端。对于晶体管102是双极结型晶体管(BJT)的情况，晶体管102反而可以具有基极端、集电极端和发射极端。晶体管102的基极或栅极有时在本文中可被称为晶体管102的输入节点或控制端。晶体管102的漏极或集电极有时在本文中可被称为晶体管102的输出节点或输出端。如果需要，可以用另一个非地参考电压来取代地110。在实践中，地110可以是由放大器电路系统100包含在其中的封装体的导电外壳的一部分形成的接地平面。放大器电路系统100可以是较大放大电路的一部分，如图1的多尔蒂放大器1000或图2的逆变多尔蒂放大器1100。例如，晶体管102可以是峰化放大器如图1所示的峰化放大器1008和图2所示的峰化放大器1108或者可以是载波放大器如图1所示的载波放大器1006和图2所示的载波放大器1106。
输入匹配网络104可以连接到向输入匹配网络104提供用于由晶体管102放大的信号的外部输入电路系统(未示出)。输入匹配网络104可以被配置成使输入匹配网络104的输入端处的阻抗(例如，外部输入电路系统的阻抗)与输入匹配网络104的输出端的阻抗(例如，晶体管102的栅极的阻抗)相匹配，同时过滤掉不想要的噪声以便有效地减小或消除会以其它方式发生在晶体管102的栅极处的任何信号噪声/反射/驻波。通过输入匹配网络104过滤掉的不想要的噪声可以包括谐波频率下不期望的信号能量。
输出匹配网络106可以连接到外部输出电路系统(未示出)并且可以将来自晶体管102的放大信号提供到外部输出电路系统。输出匹配网络106可以被配置成使输出匹配网络106的输入端处的阻抗(例如，晶体管102的漏极处的阻抗)与输出匹配网络的输出端的阻抗(例如，外部输出电路系统的阻抗)相匹配，同时过滤掉不想要的噪声以便有效地减小或消除会以其它方式发生在晶体管102的输出端处的任何信号噪声/反射/驻波。通过输出匹配网络106过滤掉的不想要的噪声可以包括谐波频率下不期望的信号能量。
晶体管102可以是任何期望类型的晶体管，如金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或BJT。晶体管102可以使用化合物半导体基板如GaN、砷化镓(GaAs)或碳化硅(SiC)来制造，但是晶体管102也可以使用其它半导体基板来制造。对于晶体管102是FET或HEMT的情况，晶体管102包括具有可变传导性的将漏极端连接到源极端的信道。这个信道的传导性是根据晶体管102的栅极端(例如，控制端)处施加的电压来控制的，并且允许从晶体管102的漏极传递到晶体管102的源极的电流量是基于信道的瞬时传导性。
从输入匹配网络104提供到晶体管102的栅极的输入信号(例如，射频(RF)电压信号)控制允许从漏极流到晶体管102的源极的电流量。在调制晶体管102的信道的传导性时，在晶体管102的漏极处生成输出信号(例如，RF电压信号)。输出信号是输入信号的有效放大版本。这些输出信号通过输出匹配网络106提供到外部输出电路系统。
谐波终止电路或部件(例如，谐波陷波器)可以连接到例如在晶体管102的栅极与输入匹配网络104之间的节点112。在替代性实施例中，这些谐波终止电路反而可以连接到在晶体管102的漏极与输出匹配网络106之间的节点113，可以包括在内作为输出匹配网络106的一部分或者可以包括在内作为输入网络104的一部分。下面结合图4和图5更详细地描述了这个谐波终止的具体实施例。
例如，接地电容器可以连接到信号路径以向高频信号(例如，以足够高的频率振荡以使电容器充当到地的短路的信号)提供旁通信号接地路径，从而允许高频信号传递到地而非沿着信号路径继续。在另一个例子中，接地电感可以连接到信号路径以向低频信号(例如，无振荡的信号或以足够低的频率振荡以使电感充当到地的短路的信号)提供旁通信号接地路径，从而允许低频信号传递到地而非沿着信号路径继续。
图4示出了包括输出网络206的说明性输出路径的框图，所述输出网络206可以对应于图3所示用于提供与晶体管102的漏极(即，输出端)相匹配的输出阻抗的输出网络106。输出网络206包括对应于如图3所示晶体管102等晶体管的漏极的节点220。节点220处存在具有电容值Cds的等效漏极-源极电容224。具体地，虽然电容224示出在图4的框图中，但电容224不是输出网络206中的物理离散电容部件，反而是代表在输出网络206所连接的晶体管处观察到的内在电容。电容值Cds对应于在晶体管的漏极、源极与本体(对晶体管是BJT的情况的集电极、发射极和基极)之间通常不期望的寄生电容，并且在设计RF电路时应当被考虑在内。具有电感值LD3的电感222耦合在节点220与节点228之间。电感值LD3被选择成使得节点220表现为放大器的基本操作频率(在本文中被称为基本频率)的第二谐波(例如，二次谐波频率是基本频率的两倍)下的信号能量的开路。例如，输出网络可以调谐到基本频率。具体地，节点220表现为基本操作频率的二次谐波下的信号能量的开路，因为电感222被设计为具有防止基本频率的二次谐波下的频率通过电感222的电感值LD3。以此方式，电感222表现为基本频率的二次谐波下的信号能量无法通过但如基本频率本身等相对较低频率下的信号能量可以通过的开路。一个或多个谐波陷波器226耦合到节点228。每个谐波陷波器226包括可以在谐波频带(例如，范围为1200MHz到20GHz)内的基本频率的一个或多个谐波下谐振以终止这些谐波下的信号能量(例如，以防谐波下的信号能量另外传播通过输出网络206)的接地路径。对于多个谐波陷波器226被实施为具有不同的相应谐振频率的情况，电感值LD3可以是可变的并且可以被优化成通过谐波陷波器226(例如，具有基本频率的多次谐波，而不仅仅是二次谐波)来实现最佳谐波终止。应注意，虽然谐波陷波器226在这里被示出为耦合到作为输出网络206的一部分的节点228，但是在其它实施例中，谐波陷波器226反而可以耦合到在输入网络(例如，输入网络104，图3)与晶体管102的控制端之间的节点(例如，节点112，图3)或者可以是输出网络的一部分。
具有电感值LD2的电感230与具有电容值CDC的电容器232串联耦合在节点228与接地节点250之间以形成并联L匹配拓扑(在本文中被称为并联L电路系统)。接地节点250可以是到包含输出网络206的封装外壳(未示出)的接地平面的连接或可以是接地平面本身。输出网络206的一些或所有部件可以实施为集成无源装置(IPD)的一部分。在一些实施例中，输出网络206可以包含在与放大器相同的封装外壳内。在其它实施例中，输出网络206可以包含在与放大器的封装外壳分开的封装外壳中。并联L电路系统可以通过选择补偿源极-漏极电容值Cds的阻抗降低效应的LD2值和CDC值进行设计，这可以期望确保输出网络206的良好宽带基本阻抗匹配。应注意，谐波陷波器226的存在可以减小并联L电感值LD2所需的电感值。通过仔细地设计并联L电路阻抗值，可以使包括Cds和来自谐波陷波器226的贡献的总等效输出电容谐振。在被恰当地设计时，并联L电路使输出网络206充当适于与宽带PA一起使用的减少的频率分散、逆变多尔蒂功率放大器(PA)兼容构架。例如，输出网络206可以被优化以用作图2所示的逆变多尔蒂放大器1100的载波放大器1106的输出预匹配电路1112和输出匹配网络1114。
低阻抗基带终止耦合到位于并联L电路系统的电感230与电容器232之间的节点231。低阻抗基带终止包括均串联耦合在节点231与接地节点250之间的、具有电感值LBB的电感234、具有电阻值RBB的电阻器236和具有电容值CBB的电容器238。
通过选择在所选频率下给予基带终止低阻抗的电感值LBB、电阻值RBB和电容值CBB并且将电容238放置得非常接近包括晶体管(例如，图3所示的晶体管102)有源管芯，可以拓宽输出网络206的视频带宽(VBW)。节点231可以在基带终止具有低阻抗的频率下(例如，在基带频率下)充当基带频率冷点，并且可以在从节点231看并联L电路具有低阻抗的频率下充当RF冷点。例如，基带频率可以包括在DC与1.5GHz之间的任何频率。冷点是充当所选频率下的信号的虚拟地的节点。如这里使用的，“虚拟地”是指信号(在这种情况下，所选频率下的RF和基带信号)可能由于所选频率下冷点与接地平面之间的低阻抗(例如，由于基带终止的低阻抗或并联L电路(尤其是电容器232)的低阻抗)而被路由到地的路径。通过将基带电路连接到节点231处的RF冷点，这可以最小化通过基带电路的RF泄漏。为电感值LBB、电阻值RBB和电容值CBB选择的值被另外选择成使得在基本频率下振荡的RF信号的RF能量的泄漏可以最小化。VBW通常是指放大器或发射器系统在遵循针对干扰电平的系统限定约束的同时可以处理的最大信号带宽。
具有电感值LD1的电感240耦合到节点228。具有特性阻抗值Z0和物理长度的传输线244将电感240连接到具有50Ω阻抗的负载248。应注意，针对负载248示出的50Ω阻抗仅仅是说明性的，并且可以使用任何期望的负载阻抗值。负载248还可以是如在多尔蒂功率放大器的情况下具有可变阻抗的有源负载，其中例如负载248可以用通过载波输出路径看到的在图1和图2所描绘的多尔蒂功率放大器中的组合节点处的阻抗来表示。
在实践中，电感240可以表示将其上形成有晶体管102的有源管芯连接到传输线244的键合接线。传输线244可以完全地或部分地是容置管芯的封装体的输出引线。负载248可以位于通过传输线244和电感240耦合到有源管芯的外部装置中。
漏极偏置(DC偏置馈线)传输线252耦合在电压源254(所述电压源254提供电压VDD)与节点241之间。节点241可被视为输出匹配网络206的输出节点。漏极偏置传输线252具有特性阻抗Zb和电气长度θb。电容器256耦合在电压源254与接地节点250之间。漏极偏置传输线252的参数Zb和θb可以是可变参数。对于给定的时间，θb可以例如等于2π*l/λ，其中l是漏极偏置传输线252的物理长度，并且其中λ相当于在放大器的基本操作频率下通过线252的信号的一个波长。漏极偏置传输线252可以为整个匹配网络添加另外的灵活性。例如，如果我们假设传输线244部分地包括所封装装置的输出引线并且另外假设输出引线的电容超过期望值CSH，则传输线252的电气长度θb可以被调整(<90°)成使得传输线252表示电感与此电容并联。这可以减小位于电感240与传输线244之间的整体有效电容，从而允许获得期望的电容值CSH。
任选地，具有电容值CSH的并联电容器242可以耦合在电感240与传输线244之间。为了创建与非常低的频率分散的匹配，传输线244的阻抗值Z0和物理长度值以及电容值CSH可以优化成(i)使负载248的阻抗与晶体管的漏极(例如，输出节点)处的负载线相匹配，(ii)维持节点220与传输线244的输出端之间的90度电气延迟并且(iii)扩展可以为电感240选择的电感值的范围。
代替输出网络206中包括并联电容器242，具有电容值CABS的另一个并联电容器246可以耦合在传输线244的输出端与负载248的输入端之间以便结合电容器242实现上文所提及的类似效果，而不具有对电感240的电感值范围的相同扩展。电容器242和246被指示为任选的和/或可互换的，并且实施这些电容器中的哪一个取决于电感240的电感值LD1和整个输出匹配网络的期望阻抗转化率。对于电感240的特定电感值(在情况允许时可以有意地控制的电感值)，电容器242和246均可以省略，这可以提供有益地减小输出网络206的设计的电路损耗和部件计数。
图5示出了包括输出网络306的说明性输出路径的框图，所述输出网络306可以对应于图3所示的输出网络106。输出路径包括节点320、具有电容值Cds的电容324、一个或多个谐波陷波器326、具有电感值LD2的电感330、具有电容值CDC的电容器332、具有电感值LBB的电感334、具有电阻值RBB的电阻器336、具有电容值CBB的电容器338、具有电感值LD1的电感340、具有电容值CSH的任选并联电容器342、具有特性阻抗Zb和电气长度θb的漏极偏置(DC偏置馈线)传输线352、具有特性阻抗Z0和物理长度的传输线344、具有电容值CABS的任选电容器346、具有例如50Ω阻抗的负载348以及多个接地节点350。例如，接地节点350可以对应于形成包含输出网络306的一部分或全部的封装外壳的一部分的单个接地平面。输出网络306的一些或所有部件可以实施为集成无源装置(IPD)的一部分。在一些实施例中，输出网络306可以包含在与放大器相同的封装外壳内。在其它实施例中，输出网络306可以包含在与放大器的封装外壳分开的封装外壳中。上述负载348的50Ω阻抗仅仅是说明性的。负载阻抗可以是任何值，并且如在多尔蒂放大器情况下一样可以是动态负载阻抗。
漏极偏置传输线352耦合在电压源354(实施电压源354提供电压VDD)与节点341之间。节点341可被视为输出匹配网络306的输出节点。电容器356耦合在电压源354与接地节点350之间。漏极偏置传输线352的参数Zb和θb可以是可变参数。对于给定时间，θb可以例如等于2π*l/λ，其中l是漏极偏置传输线352的物理长度，并且其中λ是在放大器的基本操作频率下通过线352的信号的一个波长。
除了省略节点320与谐波陷波器326的输入端之间的电感器(例如，图4所示的电感222)之外，输出路径可以在结构上类似于图4所示的输出路径。为了简洁起见，这里不再详细描述输出网络306的上文已经结合输出网络206描述的结构和功能。
因为图3的输出网络中不存在电感222，因此可能更容易在节点320与并联L电路系统之间(例如，在电感330处)实现理想的0°插入相位。这可以被看作是节点320处的电流发生器(例如，图2所示的载波放大器1106的电流发生器)被转化为连接到并联L电路系统的节点处的虚拟电流发生器。因此，因为可以更容易最小化从节点320到连接并联L电路系统的节点的电气长度，还可以更容易在节点320与输出网络306中的传输线344的输出端之间实现90°的总基本匹配相位长度(即，插入相位)。90°插入相位可以期望用于与如图2所示的逆变多尔蒂放大器1100等宽带逆变多尔蒂PA的负载相匹配。与图1的常规多尔蒂放大器相比，可能不再需要额外的延迟传输线1013和离散阻抗逆变器1016。通过去除这些元件，产生的输出网络实际上比图1的常规多尔蒂放大器所需的输出网络短180°，并且这可以增加多尔蒂放大器在低功率回退条件下的带宽。此外，去除这些元件可以减小整个输出网络的电路损耗和大小。通过具有90°插入相位，输出网络306不仅提供阻抗匹配网络的功能，而且还提供阻抗逆变器的功能。具体地说，90°插入相位使输出网络306具有与负载阻抗成反比的输入阻抗。应注意，在节点320与并联L电路之间建立理想的0°定相条件并不是在节点320与传输线344的输出端之间建立90°总输出网络插入相位所需的唯一设计考虑。虽然建立这个条件可以更容易满足90°的所需总输出网络插入相位，但是传输线344的参数Z0、L的值、任选电容器的参数CSH或CABS的值、DC偏置馈线352的参数Zb、θb的值、以及由节点320处所需的目标负载线阻抗和负载350的目标值指示的总输出网络阻抗转化率均可以在最后的设计中加以考虑。如先前讨论的，CSH和CABS被视为可互换的和/或任选的。根据如总等效输出电容、LD1的值和整个输出网络的阻抗转化率等电路参数，在一些情况下可以最恰当地利用CABS而省略CSH以获得90°总插入相位，同时还重要地是提供具有最大RF带宽的解决方案。在其它情况下，可以恰当地利用CSH而省略CABS以获得相同的目标。在一些情况下，还可以恰当地合并CSH和CABS两者以获得完全优化的解决方案。此外，某些设计情况可以指示CSH和CABS均不适于得到最佳解决方案，反而需要并联电感来抵消可能例如由于与构成传输线元件344的一部分的封装引线相关联的电容而存在的过量寄生电容的存在。此类电感可以通过调整DC偏置馈线传输线354的参数Zb和θb来实施。在所有情况下，传输线344的参数Z0、L也是整个网络优化设计过程中的变量。
对于输出网络306，电感值LD2可以基于电容值Cds、CDC和基本操作频带下的谐波陷波器网络326的有效电容来确定。参考图6所示的谐波陷波器网络的实施例，谐波陷波器网络的有效电容可以根据值L1、L2、……、Ln和C1、C2、……、Cn来计算。为了简化以下描述，可以将谐波陷波器网络326归约为在基本频率的二次谐波频率下谐振的单一LC网络(例如，二次谐波频率陷波器)(例如，电容值C1和电感值L1如图6所示)。电感值L1被定义为电容值C1和二次谐波频率的函数。因此，用于确定电感值LD2的计算如下：
在以上方程式中,ω0表示2πf0，其中f0是输出网络的包括Cds、谐波陷波器326和并联L电路的部分的基本谐振频率，并且Ceq表示与二次谐波频率陷波器的有效电容组合的源极-漏极电容324的等效电容。应注意，基本谐振频率f0(ω0)的选择是根据目前的应用以及在设计中可能需要解释的其它实际考虑。例如，f0可以被选择为放大器(例如，对应于放大器路径100，图3)的给定基本操作频带的中心频率或f0可以被设定为处于基本频带内或甚至低于基本频带的其它某个频率，这取决于整个解决方案的实际设计考虑。基本频带可以例如在任何地方从600MHz到5GHz变动。从以上设计方程式另外观察到，等效电容值Ceq的所得增加由于谐波陷波器326而减小了给定基本谐振频率f0下330的所需电感值LD2。电感值LD2和电感值LD1一起对限制可获得的基带阻抗和带宽的可获得的基带等效电感设置限制。因此，等效电容值Ceq的增加由于谐波陷波器326而允许整个基带等效电感减小，这直接有益于基带阻抗和带宽。换句话说，谐波陷波器326的设计可以按此方式选择以直接有益于基带阻抗和带宽。
使用电容值Ceq和电感值LD2的这些方程式，电容值Cds、CDC和C1可以用作独立设计变量以用于在基本谐振频率f0下建立输出网络306的0°插入相位和90°基本匹配相位的条件。此时应了解，本文所提供的一些实施例涉及充当90°阻抗逆变器的组合匹配电路，所述90°阻抗逆变器可以在合并谐波终止电路系统和宽带基带终止电路系统的同时实现高带宽、最小相位(逆变)多尔蒂解决方案。
图6示出了可以用作分别示出在图4和图5中的谐波陷波器226和326的基于LC电路的谐波陷波器426。在这个例子中，谐波陷波器426可以包括任何期望数量的谐波陷波器，所述谐波陷波器各自包括串联耦合在节点428与接地节点450之间以创建谐振电路的电感402和电容404。每个谐波陷波器与谐波陷波器426的每个其它谐波陷波器并联耦合。每个谐波陷波器在由电感402-n的电感值Ln和相关谐波陷波器的电容404-n的电容值Cn根据以下方程式确定的谐波频率fn下谐振：
谐波陷波器426谐振的谐波频率f1到fn(例如，n＝1……5或更大)均是将谐波陷波器426包括在内的基本谐振频率f0的不同谐波。具体地说，f1可以对应于基本谐振频率f0的二次谐波，相当于基本谐振频率f0的两倍，或更简单地说，等于2f0。作为另一个例子，f2可以对应于基本谐振频率f0的三次谐波，相当于基本谐振频率f0的三倍，或更简单地说，等于3f0。另一种可能可以是，所有谐振频率f1到fn可以位于相同谐波频带(2倍基本频带或3倍基本频带……)内，但可以在不同的离散频率下谐振。因此，可以提高谐波陷波器在特定频带内的带宽。
谐波陷波器426可以通过将谐波频率f1到fn下的信号能量耦合到接来从通过输出网络的信号中基本上去除这些谐波频率下的信号能量。接地节点450可以是形成为包含谐波陷波器426的封装外壳的一部分的接地平面。这有效地减少了输出网络上的频率分散。应注意，谐波陷波器426并非包括在输出网络中，反而可以耦合到在输入网络与放大器路径中的晶体管的栅极之间的路径(例如，在图3所示的节点112处)。
虽然基于LC电路的谐波陷波器426可以有益于从通过输出网络的信号中去除谐波频率下的不期望的信号能量，但是可以处于谐波陷波器426中的常规LC电路可能由于与集总/离散LC部件相关联的寄生现象而限制放大器的带宽。因此，可能有益的是使用能够实施为放大器封装体的一部分或实施为其上形成放大器的集成电路管芯的一部分的谐波陷波器作为放大器的输入或输出匹配网络的一部分。如下所述，径向短截线可以适于这个目的。
图7示出了可以用作分别示出在图4和图5中的谐波陷波器226和326的径向短截线谐波陷波器526。在这个例子中，谐波陷波器526可以包括任何期望数量的径向短截线5061到506n。每根径向短截线506耦合到节点528，所述节点528将径向短截线506连接到输出网络的信号路径，谐波陷波器526是所述输出网络的一部分。每根径向短截线506在由径向短截线506的半径值和径向短截线506的扇角确定的谐波频率fn下谐振。
如所示，径向短截线是成形为圆的扇区的平面导电部件，从而给予了径向短截线类扇形状。径向短截线可以例如由呈经改性微带线传输线形式的导电层形成。与矩形短截线相比，可以由于相对较低的径向短截线阻抗而优选径向短截线。另外，矩形短截线可以经受窄阻抗带宽，而径向短截线的阻抗带宽相对较大。特别地，径向短截线利用宽频率范围内的、明确限定的插入点来提供低阻抗电平，从而使其理想地用于宽带谐波终止电路。
谐波陷波器526谐振的谐波频率f1到fn均为将谐波陷波器526包括在内的基本谐振频率f0的不同谐波。具体地说，f1可以对应于基本谐振频率f0的二次谐波，相当于基本谐振频率f0的两倍，或更简单地说，等于2f0。作为另一个例子，f2可以对应于基本谐振频率f0的三次谐波，相当于基本谐振频率f0的三倍，或更简单地说，等于3f0。另一种可能可以是，所有谐振频率f1到fn可以位于相同谐波频带(2倍基本频带或3倍基本频带……)内，但可以在不同的离散频率下谐振。因此，可以提高谐波陷波器在特定频带内的带宽。
径向短截线506通过将通过输出网络的信号的谐波频率下的信号能量耦合到接地节点来提供这些谐波频率下的信号能量的谐波终止。地可以是在每根径向短截线506下面的接地平面，并且由管芯的一部分、集成无源装置、印刷电路板或包含径向短截线506的封装外壳形成。这有效地减少了输出网络上的频率分散。与使用图6所示的离散的基于LC的谐波陷波器426相比，使用径向短截线506作为谐波陷波器可以提供更优的带宽能力。应注意，谐波陷波器526并非包括在输出网络中，反而可以耦合到在输入网络与放大器路径中的晶体管的栅极之间的路径(例如，在图3所示的节点112处)。如果需要，径向短截线506可以被安置成放大器封装体的一部分、或集成无源装置的一部分、或不同印刷电路板的一部分、或其上形成放大器的集成电路管芯的一部分。
图8示出了包括放大器的输出网络中的径向短截线谐波陷波器的说明性功率放大器封装体的自顶向下视图。封装体600可以包括图3所示的放大器路径100的实施方式。封装体600包括管芯630、电容器624(例如，金属氧化物半导体(MOS)电容器)、漏极导体620(例如，第一封装引线)、栅极导体622(例如，第二封装引线)、接地平面基板650(例如，导电凸缘)、第一径向短截线谐波陷波器606-1以及第二径向短截线谐波陷波器606-2。管芯630、电容器624和谐波陷波器606-1、606-2耦合到基板624的顶表面，并且导体620、622利用隔离结构与基板624电隔离。电容器624不应限于MOS电容器，并且反而可以是被实施为集成无源装置的任何期望的电容器类型。接地平面基板650可以由封装体600的外壳的导电部分形成。管芯630包括晶体管，如图3所示的具有漏极、源极和栅极的晶体管102。应注意，晶体管并不一定限于具有漏极、源极和栅极的场效晶体管(FET)，反而可以是任何期望晶体管类型的晶体管，如具有基极、集电极和发射极的双极型晶体管。漏极导体620可被视为晶体管的输出节点，而栅极导体622可被视为晶体管的输入节点。电容器624可以是形成放大器的输入阻抗匹配网络的一部分的并联电容器。漏极导体620使用可以是接线键合的键合632来耦合到管芯630上的晶体管的漏极(例如，输出节点)。栅极导体630使用可以是接线键合的键合634来耦合到电容器624的第一电极以及管芯630上的晶体管的栅极(例如，输入节点)。径向短截线谐波陷波器606-1和606-2可以耦合到管芯630上的晶体管的漏极作为输出网络的一部分，以便为管芯630的输出端处的、谐波频率下的信号能量提供接地路径。与径向短截线谐波陷波器606-2相比，径向短截线谐波陷波器606-1可以具有不同的尺寸，从而使得径向短截线谐波陷波器606-1在与径向短截线谐波陷波器606-2谐振的频率(例如，放大器的基本操作频率的三次谐波频率)不同的频率(例如，放大器的基本操作频率的二次谐波频率)下谐振。这里示出的谐波陷波器606的数量仅仅是说明性的，并且应理解，如果需要，封装体600中可以包括更多或更少径向短截线谐波陷波器以终止更多或更少谐波。
图9示出了包括放大器的输入网络中的径向短截线谐波陷波器的说明性封装体的自顶向下视图。封装体700可以是图3所示的放大器路径100的实施方式。封装体700包括管芯730、电容器724(例如，MOS电容器)、漏极导体720(例如，第一封装引线)、栅极导体722(例如，第二封装引线)、接地平面基板750、第一径向短截线谐波陷波器706-1以及第二径向短截线谐波陷波器706-2。管芯730、电容器724和谐波陷波器706-1、706-2耦合到基板724的顶表面，并且导体720、722利用隔离结构与基板724电隔离。电容器724不应限于MOS电容器，并且反而可以是被实施为集成无源装置的任何期望的电容器类型。接地平面基板750可以由封装体700的外壳的导电部分形成。管芯730包括晶体管，如图3所示的具有漏极、源极和栅极的晶体管102。应注意，晶体管并不一定限于具有漏极、源极和栅极的FET，反而可以是任何期望晶体管类型的晶体管，如具有基极、集电极和发射极的双极型晶体管。漏极导体720可被视为晶体管的输出节点，而栅极导体722可被视为晶体管的输入节点。电容器724可以是形成放大器的输入阻抗匹配网络的一部分的并联电容器。漏极导体720使用可以是接线键合的键合732来耦合到管芯730上的晶体管的漏极(例如，输出节点)。栅极导体730使用可以是接线键合的键合734来耦合到电容器724的第一电极以及管芯730上的晶体管的栅极(例如，输入节点)。径向短截线谐波陷波器706-1和706-2可以耦合到管芯730上的晶体管的栅极作为输入网络的一部分，以便为管芯730的栅极输入端处的、谐波频率下的信号能量提供接地路径。与径向短截线谐波陷波器706-2相比，径向短截线谐波陷波器706-1可以具有不同的尺寸，从而使得径向短截线谐波陷波器706-1在与径向短截线谐波陷波器706-2谐振的频率(例如，放大器的基本操作频率的三次谐波频率)不同的频率(例如，放大器的基本操作频率的二次谐波频率)下谐振。通过将谐波陷波器706并入放大器路径100的输入网络中，放大器效率可以由于谐波频率下干扰信号能量的去除而增加。然而，应注意，一些信号损耗可以与可以减小放大器的增益的谐波陷波器706相关联。这里示出的谐波陷波器706的数量仅仅是说明性的，并且应理解，如果需要，封装体700中可以包括更多或更少径向短截线谐波陷波器以终止更多或更少谐波。
图10示出了装置封装体中的可以用作谐波陷波器(例如，图4、图5、图7、图8和图9所示的谐波陷波器中的一个)的示例性径向短截线的等距视图。径向短截线806使用接线键合802耦合到接触804。接触804可以连接到被用于如逆变或非逆变多尔蒂放大器等放大器中的晶体管的输入端或输出端(例如，栅极或漏极)。
径向短截线806可以由如铜等导电材料在介质基板808上形成。例如，径向短截线806可以是使用电子束蒸发、溅射、化学气相沉积、电镀或任何其它期望形式的可控金属沉积在基板808上形成的图案化金属层。基板808可以优选地是印刷电路板(PCB)材料、化合物半导体如GaAs、玻璃材料或任何其它期望的材料。指示径向短截线806的尺寸的一个因素是用于基板808的材料。将具有较低介电常数的材料用于基板808可能需要径向短截线806在大小上较大，这可能使径向短截线806无法在装置封装体内实施。将具有较高介电常数的材料用于基板808有利地允许径向短截线806在大小方面较小。
表1
如表1所示，基板厚度也指示了径向短截线的大小。较薄基板倾向于减小短截线尺寸。较厚的金属化允许短截线处理更多电流并因此在更高的功率电平下操作。与较厚的金属化相关联的这个增加的电流处理也适用于使用较高的介电基板材料以减小径向短截线的尺寸的情境。在操作频率增加时，较厚的金属化有助于补偿较高频率下可能发生的信号损耗。基板材料性质直接影响传输线的损耗和大小。通常，在选择基板材料时，径向短截线的大小与径向短截线处发生的传输线损耗之间存在权衡。例如，基板的介电常数越高，径向短截线的大小就越小，并且径向短截线处的传输线损耗越高。例如，与基板808由PCB材料形成时相比，将GaAs用于基板808使径向短截线806的大小(例如，实现给定谐振所需的大小)减小超过50％。使用玻璃材料来形成基板808提供了与使用PCB材料类似的径向短截线大小减小，因为玻璃材料和GaAs两者均具有比常规PCB材料更高的介电常数。
基板808安装在由封装体的导电外壳形成的接地平面上以在径向短截线806与接地平面之间创建电容性耦合。基板808可以使用环氧树脂、焊料回流或任何其它期望的粘附方法进行附接。例如，可以期望使用如焊料回流等无空隙粘附方法将基板808附接到接地平面，从而使得基板808与接地平面之间不存在气穴(即，空隙)。具体地说，空气的介电常数较低，因此当在基板808与接地平面之间引入气穴时，接地平面与径向短截线806之间的有效介电常数下降，这可能是不期望的。
可替代地，基板808可以形成有用于到封装体的接地平面的可能提高的粘附的金属背面涂层，如例如常常在利用常规微带线的情况下那样。在此类替代情况下，可以使用如焊料回流等适合的金属到金属键合技术，应记住无空隙粘附仍是优选的。
在一些情况下，并非具有用于径向短截线806的单独基板，可能有利的是其上形成功率放大器的图8和图9所示的相同管芯630或管芯730上包括径向短截线806。具体地说，在径向短截线806在有源管芯630/730上形成时，反而可以通过使用芯片上互连来避免由接线键合802引入的传输线损耗。用于谐波终止的这一单体方法在管芯630/730具有带高介电常数的化合物半导体基板如GaAs或GaN时尤其实用。
如上文所指示的，设计宽带多尔蒂PA用于并发多带操作的成功主要取决于宽带基本匹配、谐波陷波器和较宽的VBW。具体地说，对于利用具有相对较低输出寄生电容(例如，相比于基于硅的FET)的GaN晶体管的功率放大器，在栅极/漏极(电流发生器)参考平面处提供宽带谐波陷波器对实现良好的性能而言变得非常重要。
为了规避常规封装体内输入/输出窄带谐波陷波器解决方案，本文中已经提出了基于微带线的λ/4开路径向短截线，这被证明实现了较高频率下的宽带性能。然而，实施例不限于使用径向短截线作为谐波终止。各种实施例还包括针对任何给定谐波频率范围使用一个或多个谐波陷波器以另外提高带宽。
通过仔细设计放大器的基本操作频率下的并联L预匹配，可以使包括Cds以及来自谐波陷波器的贡献的总等效输出电容谐振。这实现了适于宽带PA的低色散、逆变多尔蒂友好型架构。具体来说，宽带多尔蒂的目标是在放大器的基本操作频率下实现90度逆变器/匹配。由于添加一个或多个谐波陷波器可以减小所需的并联L(LD2)电感，组合电路可以具有改善基带阻抗的次要好处。
上述实施例呈现了宽带基本终止、谐波终止和基带终止。具体地说，一个或多个谐波陷波器可以用于第2阶、第3阶、……第n阶谐波。另外，所提出的谐波陷波器可以实施在漏极侧和/或栅极侧上以完成宽带漏极和/或栅极谐波终止。
本文所描述的放大器实施例包括在散布在一个或多个谐波频带两端的不同谐波频率下谐振的一个或多个L-C和/或径向短截线谐振器，所述一个或多个谐波频带可以用作谐波频率的任何阶的输入端和输出端上的谐波陷波器。可以根据前述考虑来选择一个或多个谐波陷波器的分量值以在谐波与基本带宽之间提供最适当的权衡。在实施例中，出于此目的，可以采用上文中提供的Ceq和LD2的方程式，其中Cds、C1和CDC作为“独立”设计变量。此外，系统阻抗或Ro(即，装置在峰值功率下所匹配的阻抗)可以包括在内作为整个优化工作中的独立设计变量。LD1电感也可以被视为可控输入设计变量，如果其它实际设计考虑允许这样的话。
各种实施例不限于封装体内解决方案。事实上，板上芯片法可以有益于去除由于封装造成的空间限制，开启额外z轴构建尺寸的可能，优化互连，消除/最小化某些寄生元件如引线框，减小LD1键合接线的长度，使微带线更接近栅极/漏极焊盘并且允许通过在PCB上使用径向短截线结构来实现谐波陷波器方面有更多灵活性。作为替代方案，通过实现呈接近管芯的集成无源装置(IPD)形式的一个或多个L-C谐振器，封装体内解决方案也是可行的。另一方面，径向短截线的物理大小可以在使用高Dk和高Q基板材料(例如，玻璃)适配封装体实现时显著地减小。
重要的是，应注意，对放大器的输入和输出匹配电路的宽带谐波终止的在前详细说明不限于仅用于多尔蒂PA或逆变多尔蒂PA。本公开对具有如包络跟踪或漏极偏置调制等其它效率增强方案的单路PA应用同样有效，其中适当的谐波终止对于最终实现良好的宽带放大器整体性能而言很重要。
在前的详细说明在本质上仅是说明性的，并且不旨在限制本主题的实施例或此类实施例的应用和使用。如本文所使用的，词语“示例性”意指“用作例子、实例或说明”。在本文中被描述为示例性的任何实施方式不一定被解释为比其它实施方式优选或有利。此外，不旨在受到在前的技术领域、背景技术或具体实施方案中呈现的任何明示或暗示理论的约束。
本文所包含的各个附图所示出的连接线旨在表示各个元件之间的示例性功能关系和/或物理耦合。应注意，本主题的实施例中可以存在许多替代性或额外的功能关系或物理连接。另外，某些术语仅出于参考的目的也在本文中使用，并且因此不旨在是限制性的，并且术语“第一”、“第二”和提及结构的其它此类数字术语并不暗示序列或顺序，除非上下文清楚地指出。
如本文所使用的，“节点”意指存在给定信号、逻辑电平、电压、数据模式、电流或数量的任何内部或外部参考点、连接点、结点、信号线、导电元件等。此外，可以通过一个物理元件来实现两个或更多个节点(并且两个或更多个信号即便在共同节点处接收或输出也可以被多路复用、调制或以其它方式进行区分)。
前面的描述指的是被“连接”或“耦合”在一起的元件或节点或特征。如本文所使用的，除非另有明确规定，否则“连接”意指一个元件与另一个元件直接连接(或直接连通)，但不一定是机械地。同样，除非另有明确规定，否则“耦合”意指一个元件与另一个元件直接或间接连接(或电气地或以其它方式直接或间接连通)，但不一定是机械地。因此，尽管附图所示的示意图描绘了元件的一个示例性布置，但是所描绘主题的实施例中可以存在额外的介入元件、装置、特征或部件。
根据实施例，一种系统可以包括：放大器，所述放大器具有：输出节点；以及输出网络。所述输出网络可以包括：输入端，所述输入端耦合到所述放大器的所述输出节点；一个或多个谐波陷波器，所述一个或多个谐波陷波器耦合到所述输入端；并联L路径；以及基带终止路径。所述并联L路径可以包括电容器和电感。所述电容器和所述电感可以串联耦合在所述输入端与接地节点之间。所述基带终止路径可以耦合在所述接地节点与在所述并联L路径的所述电容器与所述电感之间的节点之间。
根据所述实施例的一方面，所述一个或多个谐波陷波器可以包括耦合在所述输入端与所述接地节点之间的一根或多根径向短截线。
根据所述实施例的一方面，所述放大器可以被配置成在基本操作频率下操作。所述一根或多根径向短截线中的至少一根可以具有对应于所述基本操作频率的谐波的相应谐振频率。
根据所述实施例的一方面，所述放大器可以被配置成在基本操作频率下操作。所述一根或多根径向短截线中的每一根可以被配置成将谐波频带内的信号能量传递到所述接地节点。
根据所述实施例的一方面，所述一个或多个谐波陷波器可以包括包括第一电感和第一电容器的第一谐振电路。所述第一电容器和所述第一电感可以串联耦合在所述输入端与所述接地节点之间。
根据所述实施例的一方面，所述一个或多个谐波陷波器可以另外包括包括第二电感和第二电容器的第二谐振电路。所述第二电容器和所述第二电感可以串联耦合在所述输入端与所述接地节点之间。所述第二谐振电路可以与所述第一谐振电路并联耦合。
根据所述实施例的一方面，所述放大器可以被配置成在基本操作频率下操作。所述第一谐振电路和所述第二谐振电路可以各自具有对应于所述基本操作频率的谐波的相应谐振频率。
根据所述实施例的一方面，所述放大器可以包括氮化镓(GaN)功率晶体管。
根据所述实施例的一方面，所述系统可以包括偏置传输线，所述偏置传输线将所述输出网络的输出端电连接到电压源，其中所述偏置传输线具有可调节的电气长度。
根据所述实施例的一方面，所述系统可以包括：负载阻抗；以及传输线，所述传输线耦合在所述负载阻抗与所述输出网络的所述输出端之间。所述输出网络可以另外包括之间耦合在所述输出网络与所述传输线的输入端之间的至少一个接线键合。
根据所述实施例的一方面，所述输出网络可以另外包括直接耦合到所述传输线的所述输入端的并联电容器。
根据所述实施例的一方面，所述输出网络可以另外包括直接耦合到所述传输线的所述输出端的并联电容器。
根据所述实施例的一方面，所述输出网络可以耦合在所述放大器的输出端与负载之间。所述输出网络可以是在所述输出网络的所述输入端与所述负载之间提供90度插入相位的阻抗逆变器。
根据实施例，一种放大器的输出阻抗匹配网络可以包括：输入端，所述输入端电连接到所述放大器的输出节点；一个或多个谐波陷波器，所述一个或多个谐波陷波器电连接到所述输入端；电感，所述电感电连接到所述输入端；电容器，所述电容器与所述电感串联电连接在所述电感与接地节点之间；以及基带终止路径，所述基带终止路径耦合在所述接地节点与耦合在所述电感与所述电容器之间的节点之间。
根据所述实施例的一方面，所述一个或多个谐波陷波器可以包括电连接到所述输入端的一根或多根径向短截线。所述一根或多根径向短截线中的径向短截线可以具有对应于所述放大器的基本操作频率的谐波的谐振频率。
根据所述实施例的一方面，所述一个或多个谐波陷波器可以包括一个或多个谐振电路。所述一个或多个谐振电路可以各自具有对应于所述放大器的基本操作频率的谐波的相应谐振频率。
根据所述实施例的一方面，所述输出阻抗匹配网络可以包括：额外电感，所述额外电感电连接在所述输入端与所述输出阻抗匹配网络的输出端之间；以及偏置传输线，所述偏置传输线将所述输出端电连接到电压源。所述偏置传输线可以具有可调节的电气长度。
根据所述实施例的一方面，所述输出阻抗匹配网络可以包括耦合到负载的输出端。所述输出网络可以是在所述输入端与所述负载之间提供90度插入相位的阻抗逆变器。
根据实施例，一种电子电路可以包括：放大器，所述放大器具有输出节点；以及输出阻抗匹配网络。所述输出阻抗匹配网络可以包括：输入端，所述输入端电连接到所述放大器的所述输出节点；一个或多个谐波陷波器，所述一个或多个谐波陷波器电连接到所述输入端；并联L路径，所述并联L路径电连接到所述输入端；以及基带终止路径，所述基带终止路径电连接到所述并联L路径的RF冷点节点。
根据所述实施例的一方面，所述一个或多个谐波陷波器可以包括电连接到所述输入端的一根或多根径向短截线。所述一根或多根径向短截线中的径向短截线可以具有对应于所述电子电路的基本操作频率的谐波的谐振频率。
根据所述实施例的一方面，所述电子电路可以包括：电感，所述电感电连接在所述输入端与所述输出阻抗匹配网络的输出端之间；以及偏置传输线，所述偏置传输线将所述输出端电连接到电压源。所述偏置传输线可以具有可调节的电气长度。
根据所述实施例的一方面，所述一个或多个谐波陷波器可以包括第一谐振电路，所述第一谐振电路包括电连接到所述输入端的第一电感和电连接在所述第一电感与接地节点之间的第一电容器。
根据所述实施例的一方面，所述一个或多个谐波陷波器可以包括第二谐振电路，所述第二谐振电路包括电连接到所述输入端的第二电感和电连接在所述第二电感与所述接地节点之间的第二电容器。所述第一谐振电路可以具有第一谐振频率。所述第二谐振电路可以具有第二谐振频率。所述第一谐振频率和所述第二谐振频率可以对应于所述电子电路的基板操作频率的不同谐波。
根据所述实施例的一方面，所述输出阻抗匹配网络的所述输出端可以电连接到负载。所述输出网络可以是在所述输入端与所述负载之间提供90度插入相位的阻抗逆变器。
根据所述实施例的一方面，所述基带终止路径包括基带电容器、基带电感和基带电阻器。所述基带电容器、所述基带电感和所述基带电阻器可以串联电连接在所述RF冷点节点与所述接地节点之间。
根据实施例，一种放大器封装体可以包括：导电外壳，所述导电外壳包括接地平面；集成电路管芯，所述集成电路管芯安置在所述接地平面上；以及径向短截线谐波陷波器，所述径向短截线谐波陷波器在安置在所述接地平面上的基板上形成。所述集成电路管芯可以包括具有控制端和输出端的晶体管。所述径向短截线谐波陷波器可以耦合到所述晶体管。
根据所述实施例的一方面，所述径向短截线谐波陷波器可以耦合到所述晶体管的所述控制端。
根据所述实施例的一方面，所述径向短截线谐波陷波器可以耦合到所述晶体管的所述输出端。
根据所述实施例的一方面，所述集成电路管芯可以包括被调谐到基本操作频率的输出阻抗匹配网络。所述径向短截线谐波陷波器可以具有是所述基本操作频率的谐波的谐振频率。
根据所述实施例的一方面，所述径向短截线谐波陷波器可以被配置成将所述谐振频率下的信号能量路由到所述接地平面。
根据所述实施例的一方面，所述基板可以由化合物半导体材料或玻璃形成。所述径向短截线谐波陷波器可以包括所述基板上形成的图案化金属层。
根据所述实施例的一方面，所述基板可以由氮化镓(GaN)形成。所述晶体管可以是GaN晶体管。
根据所述实施例的一方面，所述径向短截线谐波陷波器可以使用接线键合来直接耦合到所述晶体管。
根据所述实施例的一方面，所述放大器封装体还可以包括安置在所述接地平面上的额外径向短截线谐波陷波器。所述额外径向短截线谐波陷波器可以耦合到所述晶体管。
根据所述实施例的一方面，所述径向短截线谐波陷波器可以具有是所述放大器的基本操作频率的二次谐波的第一谐振频率。所述额外径向短截线谐波陷波器可以具有是所述基本操作频率的三次谐波的第二谐振频率。所述径向短截线谐波陷波器可以被配置成将所述第一谐振频率下的信号能量路由到所述接地平面。所述额外径向短截线谐波陷波器可以被配置成将所述第二谐振频率下的信号能量路由到所述接地平面。
根据实施例，一种封装射频(RF)放大器装置可以包括：导电接地平面；基板，所述基板安置在所述接地平面上；晶体管，所述晶体管在所述基板上形成并且包括控制端和输出端；以及径向短截线谐波陷波器，所述径向短截线谐波陷波器在所述基板上形成并且电连接到所述晶体管。
根据所述实施例的一方面，所述径向短截线谐波陷波器可以电连接到所述晶体管的所述控制端。
根据所述实施例的一方面，所述径向短截线谐波陷波器可以电连接到所述晶体管的所述输出端。
根据所述实施例的一方面，所述封装RF放大器装置可以包括被调谐到基本操作频率的在所述基板上形成的输出阻抗匹配网络。所述径向短截线谐波陷波器可以被配置成在是所述基本操作频率的谐波的频率下谐振。所述径向短截线谐波陷波器可以另外被配置成将所述谐振频率下的信号能量路由到所述接地平面。
根据所述实施例的一方面，所述基板可以由氮化镓(GaN)形成。所述径向短截线谐波陷波器可以包括所述基板的表面上形成的图案化金属层。
根据实施例，一种电子装置可以包括：接地平面；基板，所述基板安置在所述接地平面上；晶体管，所述晶体管包括控制端和输出端；以及径向短截线，所述径向短截线在所述基板上形成并且电连接到所述晶体管。
根据所述实施例的一方面，所述电子装置可以包括被调谐到基本操作频率的在所述基板上形成的输出阻抗匹配网络。所述径向短截线可以电连接到所述晶体管的所述输出端。所述径向短截线可以被配置成在是所述基本操作频率的谐波的频率下谐振。所述径向短截线可以另外被配置成将所述谐振频率下的信号能量路由到所述接地平面。
根据所述实施例的一方面，所述电子装置可以包所述基板上形成的额外径向短截线。所述额外径向短截线可以与所述径向短截线并联耦合到所述晶体管。
根据所述实施例的一方面，所述谐波可以是所述基本操作频率的二次谐波。所述额外径向短截线可以具有是所述基本操作频率的三次谐波的额外谐振频率。所述额外径向短截线可以被配置成将所述额外谐振频率下的信号能量路由到所述接地平面。
根据所述实施例的一方面，所述基板可以由氮化镓形成。所述径向短截线可以包括所述基板上形成的图案化金属层。
虽然在前述详细说明中已经呈现了至少一个示例性实施例，但是应了解，存在大量变化。还应了解，本文所描述的一个或多个示例性实施例不旨在以任何方式对所要求保护的主题的范围、适用性或配置进行限制。相反，前述详细说明将为本领域技术人员提供用于实施一个或多个所描述的实施例的便利途径。应理解，可以在不脱离权利要求书所限定的范围的情况下对元件的功能和布置做出各种改变，所述范围包括提交本专利申请时的已知等同物和可预知等同物。

Claims (10)

1.一种系统，其特征在于，其包括：
放大器，其具有输出节点；以及
输出网络，其包括：
输入端，其耦合到所述放大器的所述输出节点，
一个或多个谐波陷波器，其耦合到所述输入端，
并联L路径，其包括电容器和电感，其中所述电容器和所述电感串联耦合在所述输入端与接地节点之间，以及
基带终止路径，其耦合在所述接地节点与在所述并联L路径的所述电容器与所述电感之间的节点之间。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述一个或多个谐波陷波器包括：
耦合在所述输入端与所述接地节点之间的一根或多根径向短截线。
3.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述放大器被配置成在基本操作频率下操作并且所述一根或多根径向短截线中的至少一根具有对应于所述基本操作频率的谐波的相应谐振频率。
4.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述放大器被配置成在基本操作频率下操作并且所述一根或多根径向短截线中的每一根被配置成将谐波频带内的信号能量传递到所述接地节点。
5.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述一个或多个谐波陷波器包括：
包括第一电感和第一电容器的第一谐振电路，其中所述第一电容器和所述第一电感串联耦合在所述输入端与所述接地节点之间。
6.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，其进一步包括：
偏置传输线，其将所述输出网络的输出端电连接到电压源，其中所述偏置传输线具有可调节的电气长度。
7.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，其进一步包括：
负载阻抗；以及
传输线，其耦合在所述负载阻抗与所述输出网络的所述输出端之间，其中所述输出网络进一步包括直接耦合在所述输出网络与所述传输线的输入端之间的至少一个接线键合。
8.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述输出网络耦合在所述放大器的所述输出节点与负载之间，并且其中所述输出网络是在所述输出网络的所述输入端与所述负载之间提供90度插入相位的阻抗逆变器。
9.一种放大器的输出阻抗匹配网络，其特征在于，所述输出阻抗匹配网络包括：
输入端，其电连接到所述放大器的输出节点；
一个或多个谐波陷波器，其电连接到所述输入端；
电感，其电连接到所述输入端；
电容器，其与所述电感串联电连接在所述电感与接地节点之间；以及
基带终止路径，其耦合在所述接地节点与耦合在所述电感与所述电容器之间的节点之间。
10.一种电子电路，其特征在于，其包括：
放大器，其具有输出节点；以及
输出阻抗匹配网络，其包括：
输入端，其电连接到所述放大器的所述输出节点，
一个或多个谐波陷波器，其电连接到所述输入端，
并联L路径，其电连接到所述输入端，以及
基带终止路径，其电连接到所述并联L路径的RF冷点节点。
CN201811478765.0A 2017-12-05 2018-12-05 具有谐波陷波器的宽带功率放大器 Active CN109818582B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/832,381 US10673386B2 (en) 2017-12-05 2017-12-05 Wideband power amplifiers with harmonic traps
US15/832,381 2017-12-05

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109818582A true CN109818582A (zh) 2019-05-28
CN109818582B CN109818582B (zh) 2023-07-21

Family

ID=64572206

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811478765.0A Active CN109818582B (zh) 2017-12-05 2018-12-05 具有谐波陷波器的宽带功率放大器

Country Status (3)

Country Link
US (2) US10673387B2 (zh)
EP (1) EP3496269A1 (zh)
CN (1) CN109818582B (zh)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111181496A (zh) * 2019-10-29 2020-05-19 恩智浦美国有限公司 具有复组合负载匹配电路的多尔蒂放大器
CN111510077A (zh) * 2020-04-24 2020-08-07 苏州远创达科技有限公司 一种宽带多赫蒂放大器
CN112636707A (zh) * 2020-12-28 2021-04-09 杭州电子科技大学 一种宽带异相功率放大器及其设计方法
CN113595512A (zh) * 2020-08-09 2021-11-02 深圳市汇顶科技股份有限公司 高线性度低噪声放大器
CN113765538A (zh) * 2020-06-02 2021-12-07 立积电子股份有限公司 切换电路
WO2022142605A1 (zh) * 2020-12-29 2022-07-07 苏州远创达科技有限公司 一种具有新型平衡网络的宽带多赫蒂功率放大器
CN115459760A (zh) * 2022-11-09 2022-12-09 青岛泰戈菲斯海洋装备股份公司 一种声学释放器鉴频电路

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019200532A1 (en) * 2018-04-17 2019-10-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Radio frequency power amplifier with harmonic control circuit as well as method for manufacturing the same
US11082016B2 (en) * 2019-05-15 2021-08-03 Nxp Usa, Inc. Amplifier devices with reflection absorption
US11012035B2 (en) 2019-05-15 2021-05-18 Nxp Usa, Inc. Amplifier devices with input transient termination
US11114988B2 (en) * 2019-05-24 2021-09-07 Cree, Inc. Doherty amplifier circuit with integrated harmonic termination
CN113906671A (zh) * 2019-06-07 2022-01-07 三菱电机株式会社 多赫蒂放大器
IT201900011967A1 (it) * 2019-07-17 2021-01-17 Gatesair S R L Metodo per realizzare un amplificatore a banda larga di tipo doherty di ridotta larghezza in pianta e relativo amplificatore
WO2021141030A1 (ja) * 2020-01-10 2021-07-15 住友電気工業株式会社 高周波増幅器
US11005531B1 (en) * 2020-04-13 2021-05-11 Nxp B.V. System and method for communicating over a single-wire transmission line
US11515847B2 (en) * 2020-09-16 2022-11-29 Nxp Usa, Inc. Power amplifiers and unmatched power amplifier devices with low baseband impedance terminations
KR102672858B1 (ko) * 2021-01-09 2024-06-05 국립금오공과대학교 산학협력단 트랜스듀서 어플리케이션을 위한 Class-B 증폭기를 지원하는 포스트 전압 부스트 회로
CN113054918B (zh) * 2021-03-10 2022-11-22 深圳大学 一种功率放大器电路及微波传输设备
WO2023206195A1 (zh) * 2022-04-28 2023-11-02 苏州华太电子技术股份有限公司 用于信号放大的封装结构及信号放大器

Citations (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5352990A (en) * 1993-01-07 1994-10-04 Nec Corporation Power matching network comprising an intermediate transmission line between a transistor amplifier output end and at least one open-end line
JPH1131923A (ja) * 1997-07-10 1999-02-02 Nec Corp マイクロ波周波数逓倍増幅器
US20040061214A1 (en) * 2002-09-30 2004-04-01 Cree Microwave, Inc. Packaged RF power transistor having RF bypassing/output matching network
CN1578125A (zh) * 2003-06-26 2005-02-09 松下电器产业株式会社 功率放大器、功率分配器及功率合并器
JP2011040869A (ja) * 2009-08-07 2011-02-24 Hitachi Kokusai Electric Inc 高周波電力増幅器
US20120154053A1 (en) * 2010-12-20 2012-06-21 Infineon Technologies North America Power Transistor Output Match Network with High Q RF Path and Low Q Low Frequency Path
US20130033325A1 (en) * 2010-04-22 2013-02-07 Freescale Semiconductor, Inc. Rf power transistor circuit
CN103765765A (zh) * 2011-08-29 2014-04-30 国立大学法人电气通信大学 高效率功率放大器
CN103986421A (zh) * 2013-02-08 2014-08-13 英飞凌科技股份有限公司 用于电源电路的输入匹配网络
US20140354356A1 (en) * 2013-06-03 2014-12-04 Skyworks Solutions, Inc. Circuits and methods related to power amplifier efficiency based on multi-harmonic approximation
US20150123734A1 (en) * 2013-11-06 2015-05-07 Andrew Llc Quasi-doherty architecture amplifier and method
US20150349397A1 (en) * 2014-06-02 2015-12-03 Freescale Semiconductor, Inc. Resonating filter and method thereof
US20160173039A1 (en) * 2014-12-16 2016-06-16 Freescale Semiconductor, Inc. Amplifiers with a short phase path, packaged rf devices for use therein, and methods of manufacture thereof
US20160344353A1 (en) * 2015-05-22 2016-11-24 Freescale Semiconductor, Inc. Rf amplifier output circuit device with integrated current path, and methods of manufacture thereof
US20170034913A1 (en) * 2015-07-28 2017-02-02 Infineon Technologies Ag PCB Based Semiconductor Package Having Integrated Electrical Functionality
US9571044B1 (en) * 2015-10-21 2017-02-14 Nxp Usa, Inc. RF power transistors with impedance matching circuits, and methods of manufacture thereof
CN107070417A (zh) * 2015-10-21 2017-08-18 飞思卡尔半导体公司 具有视频带宽电路的rf功率晶体管以及其制造方法
US20170244369A1 (en) * 2014-10-08 2017-08-24 Kabushiki Kaisha Toshiba Power amplifier

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009060264A1 (en) 2007-11-08 2009-05-14 Freescale Semiconductor, Inc. Integrated circuit having harmonic termination circuitry
US7746174B2 (en) 2008-06-12 2010-06-29 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems and methods for power amplifier with integrated passive device
JP5381732B2 (ja) 2010-01-12 2014-01-08 三菱電機株式会社 高周波増幅器
JP5526221B2 (ja) * 2010-03-09 2014-06-18 パナソニック株式会社 半導体装置
US9391567B2 (en) * 2014-06-16 2016-07-12 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for power amplifier output matching
US9768744B1 (en) * 2014-12-03 2017-09-19 Skyworks Solutions, Inc. Cascode power amplifier stage using HBT and FET
US10284146B2 (en) 2016-12-01 2019-05-07 Nxp Usa, Inc. Amplifier die with elongated side pads, and amplifier modules that incorporate such amplifier die
US10284147B2 (en) 2016-12-15 2019-05-07 Nxp Usa, Inc. Doherty amplifiers and amplifier modules with shunt inductance circuits that affect transmission line length between carrier and peaking amplifier outputs
US10003311B1 (en) 2016-12-21 2018-06-19 Infineon Technologies Ag Compact class-F chip and wire matching topology

Patent Citations (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5352990A (en) * 1993-01-07 1994-10-04 Nec Corporation Power matching network comprising an intermediate transmission line between a transistor amplifier output end and at least one open-end line
JPH1131923A (ja) * 1997-07-10 1999-02-02 Nec Corp マイクロ波周波数逓倍増幅器
US20040061214A1 (en) * 2002-09-30 2004-04-01 Cree Microwave, Inc. Packaged RF power transistor having RF bypassing/output matching network
CN1578125A (zh) * 2003-06-26 2005-02-09 松下电器产业株式会社 功率放大器、功率分配器及功率合并器
JP2011040869A (ja) * 2009-08-07 2011-02-24 Hitachi Kokusai Electric Inc 高周波電力増幅器
US20130033325A1 (en) * 2010-04-22 2013-02-07 Freescale Semiconductor, Inc. Rf power transistor circuit
US20120154053A1 (en) * 2010-12-20 2012-06-21 Infineon Technologies North America Power Transistor Output Match Network with High Q RF Path and Low Q Low Frequency Path
CN103765765A (zh) * 2011-08-29 2014-04-30 国立大学法人电气通信大学 高效率功率放大器
CN103986421A (zh) * 2013-02-08 2014-08-13 英飞凌科技股份有限公司 用于电源电路的输入匹配网络
US20140354356A1 (en) * 2013-06-03 2014-12-04 Skyworks Solutions, Inc. Circuits and methods related to power amplifier efficiency based on multi-harmonic approximation
US20150123734A1 (en) * 2013-11-06 2015-05-07 Andrew Llc Quasi-doherty architecture amplifier and method
US20150349397A1 (en) * 2014-06-02 2015-12-03 Freescale Semiconductor, Inc. Resonating filter and method thereof
US20170244369A1 (en) * 2014-10-08 2017-08-24 Kabushiki Kaisha Toshiba Power amplifier
US20160173039A1 (en) * 2014-12-16 2016-06-16 Freescale Semiconductor, Inc. Amplifiers with a short phase path, packaged rf devices for use therein, and methods of manufacture thereof
US20160344353A1 (en) * 2015-05-22 2016-11-24 Freescale Semiconductor, Inc. Rf amplifier output circuit device with integrated current path, and methods of manufacture thereof
US20170034913A1 (en) * 2015-07-28 2017-02-02 Infineon Technologies Ag PCB Based Semiconductor Package Having Integrated Electrical Functionality
US9571044B1 (en) * 2015-10-21 2017-02-14 Nxp Usa, Inc. RF power transistors with impedance matching circuits, and methods of manufacture thereof
CN107070417A (zh) * 2015-10-21 2017-08-18 飞思卡尔半导体公司 具有视频带宽电路的rf功率晶体管以及其制造方法

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111181496B (zh) * 2019-10-29 2023-05-23 恩智浦美国有限公司 具有复组合负载匹配电路的多尔蒂放大器
CN111181496A (zh) * 2019-10-29 2020-05-19 恩智浦美国有限公司 具有复组合负载匹配电路的多尔蒂放大器
CN111510077A (zh) * 2020-04-24 2020-08-07 苏州远创达科技有限公司 一种宽带多赫蒂放大器
WO2021212818A1 (zh) * 2020-04-24 2021-10-28 苏州远创达科技有限公司 一种宽带多赫蒂放大器
CN113765538A (zh) * 2020-06-02 2021-12-07 立积电子股份有限公司 切换电路
CN113765538B (zh) * 2020-06-02 2022-09-16 立积电子股份有限公司 切换电路
CN113595512A (zh) * 2020-08-09 2021-11-02 深圳市汇顶科技股份有限公司 高线性度低噪声放大器
CN113595512B (zh) * 2020-08-09 2023-12-08 深圳市汇顶科技股份有限公司 高线性度低噪声放大器
CN112636707A (zh) * 2020-12-28 2021-04-09 杭州电子科技大学 一种宽带异相功率放大器及其设计方法
CN112636707B (zh) * 2020-12-28 2024-02-09 杭州电子科技大学 一种宽带异相功率放大器及其设计方法
WO2022142605A1 (zh) * 2020-12-29 2022-07-07 苏州远创达科技有限公司 一种具有新型平衡网络的宽带多赫蒂功率放大器
CN115459760B (zh) * 2022-11-09 2023-03-03 青岛泰戈菲斯海洋装备股份公司 一种声学释放器鉴频电路
CN115459760A (zh) * 2022-11-09 2022-12-09 青岛泰戈菲斯海洋装备股份公司 一种声学释放器鉴频电路

Also Published As

Publication number Publication date
US20190173435A1 (en) 2019-06-06
US10673386B2 (en) 2020-06-02
US20190173431A1 (en) 2019-06-06
US10673387B2 (en) 2020-06-02
CN109818582B (zh) 2023-07-21
EP3496269A1 (en) 2019-06-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109818582A (zh) 具有谐波陷波器的宽带功率放大器
US9531328B2 (en) Amplifiers with a short phase path, packaged RF devices for use therein, and methods of manufacture thereof
JP4933598B2 (ja) 分布型環状電力増幅器の構造
US9698749B2 (en) Impedance matching device with coupled resonator structure
CN102480272B (zh) 射频放大器
JP4476534B2 (ja) 増幅器回路
US20070057731A1 (en) On-chip harmonic termination for RF power amplifier applications
TWI822757B (zh) 混合功率放大器電路或系統及其操作方法
KR20050046731A (ko) 고전력 도허티 증폭기 회로 및 고전력 도허티 증폭기 회로패키지
CN108512514A (zh) 多级rf放大器装置
JP2020184749A (ja) 集積ドハティ増幅器
CN109889168B (zh) 具有谐波终止电路的放大器装置
CN108292652B (zh) 高功率分布式放大器单片微波集成电路mmic芯片的芯片外分布式漏极偏置
JP3723202B2 (ja) 伝送線路及び半導体集積回路装置
CN117546407A (zh) 结合内部连接的输出集成晶体管放大器器件封装
CN110176909A (zh) 功率放大器
Chen et al. New load modulation combiner having a capability of back-off control for Doherty power amplifiers
JP2005287055A (ja) 伝送線路及び半導体集積回路装置
US7215221B1 (en) Harmonic termination circuit for medium bandwidth microwave power amplifiers
JP5547048B2 (ja) 電力増幅器用バイアス回路
US11522497B2 (en) Doherty amplifier incorporating output matching network with integrated passive devices
US10742171B2 (en) Nested microstrip system and method
JP2004140438A (ja) 周波数変換回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant