CN111510077A

CN111510077A - 一种宽带多赫蒂放大器

Info

Publication number: CN111510077A
Application number: CN202010330438.1A
Authority: CN
Inventors: 张勇
Original assignee: Innogration Suzhou Co ltd
Current assignee: Innogration Suzhou Co ltd
Priority date: 2020-04-24
Filing date: 2020-04-24
Publication date: 2020-08-07
Also published as: WO2021212818A1

Abstract

本发明公开了一种宽带多赫蒂放大器，包括：输入，输出，主晶体管放大器，及至少一个辅晶体管放大器，所述主放大器和辅放大器的芯片上分别集成有与主放大器或辅放大器连接的谐波调制电路；所述主放大器的输出节点和辅放大器的输出节点通过串联电感连接，放大器间至少通过一个串联电感连接；所述主放大器的输出节点和/或辅放大器和/串联电感的中间节点连接寄生参数平衡网络；将第一个辅放大器或最后一个辅放大器的输出节点作为输出。本发明能够在最大程度地减少多赫蒂电路匹配元件的同时发挥出更优的电路性能，节省面积，易于集成，能够减小整个电路的损耗，提升多赫蒂电路的性能。

Description

一种宽带多赫蒂放大器

技术领域

本发明涉及一种高性能多赫蒂放大器，具体地涉及一种宽带多赫蒂放大器。

背景技术

功率放大器作为无线通信系统中射频前端重要的核心模块之一，其对通信系统的整体性能有着至关重要的影响。随着无线通信的发展，系统对数据快速传输的需求越来越大，这就要采用更加复杂的调制方式，进而要求通信信号具有较高的峰均比值，因此对功率放大器的线性度提出了更高的要求。在实际应用中，通常采用功率回退的方法来满足其对线性度的要求，但是如此将牺牲大幅度的效率，不但增加了无线通信的运营成本，还会因散热等问题恶化系统的不稳定性。因此在满足所需的线性度条件下，如何提高功率放大器的效率，成为了当今功放研发的重点。另外随着功放数量的增多，对功放的小型化，集成度也提出了更高的要求，

多赫蒂（Doherty）放大器技术具有结构简单、容易实现，尤其是能够在功率回退的情况下保持高水平效率的优点，能够较好地在效率和线性度中取得平衡。但代价是：多赫蒂放大器的开发需要非常精确的设计。多赫蒂放大器中包含的组件的电参数(例如，陶瓷电容器及其在印制电路板(PCB) 上的位置)必须以比传统功率放大器所需的容限小得多的容限来精确定义。此外，由于机械容限，使得主级和峰级封装的接地接触及其在PCB 的输入微芯片与输出微芯片之间的位置不能足够精确地复现，并增加了这两个放大分支之间的相位不一致性。由此，对多赫蒂放大器参数值的精度有不利影响，这导致生产良率变低。

为保证多赫尔蒂电路的性能，对电路存在一定的要求：精确的输入功率控制，输出功率牵引，以及提供给主级和峰级的输入信号的幅度和相位的控制。

传统的Doherty放大器由于参与匹配的元件较多，导致电路面积大，不容易集成，而且损耗也大。如图1所示的多赫蒂放大器架构，这种架构存在以下缺点：

1、没有电抗补偿网络，所以只能在阻抗满足一定条件的情况下使用，大大缩小了其应用范围。

2、没有集成片上谐波调制电路，导致功率放大器效率低下。或者采用外围谐波调制电路，所占面积大，同时高频不易实现。

3、输入没有相位拟合网络，影响Doherty合成效果。会造成一定带宽内AMAM曲线的恶化。

发明内容

针对上述技术问题，本发明目的在于提供一种宽带多赫蒂放大器，主放大器和辅放大器的芯片上分别集成有与主放大器或辅放大器连接的谐波调制电路，节省了电路面积，简化了电路设计，同时解决了大功率高频段应用中的谐波电路难以实现的问题，提高了大功率高频率的功率放大器晶体管的效率。

为了解决现有技术中的这些问题，本发明提供的技术方案是：

一种宽带多赫蒂放大器，包括：

输入，输出，主放大器，及至少一个辅放大器；

所述主放大器和辅放大器的芯片上分别集成有与主放大器或辅放大器连接的谐波调制电路；

所述主放大器的输出节点和辅放大器的输出节点通过串联电感连接，放大器间至少通过一个串联电感连接；

所述主放大器的输出节点和/或辅放大器和/或串联电感的中间节点连接寄生参数平衡网络；

将第一个辅放大器或最后一个辅放大器的输出节点作为输出。

优选的技术方案中，所述谐波调制电路包括与放大器的输出端连接的输入谐波调制电路和/或与放大器输出端连接的输出谐波调制电路。

优选的技术方案中，所述输入谐波调制电路为输入串联谐振陷波电路，所述输出谐波调制电路为输出低通谐波阻抗调制电路。

优选的技术方案中，所述输入谐波调制电路包括第一电感，及与第一电感连接的接地电容。

优选的技术方案中，所述输出谐波调制电路包括第二电感，及与第二电感连接的接地电容。

优选的技术方案中，所述寄生参数平衡网络包括接地的平衡电感，所述主放大器的输出节点和辅放大器的输出节点连接隔直电容后通过串联电感连接。

优选的技术方案中，所述寄生参数平衡网络包括平衡电感和与平衡电感串联的接地隔直电容。

优选的技术方案中，所述第一个辅放大器或最后一个辅放大器的输出节点连接阻抗变换器后作为输出。

相对于现有技术中的方案，本发明的优点是：

1、主晶体管放大器和辅晶体管放大器集成了片上谐波调制电路，节省了电路面积，简化了电路设计，同时解决了大功率高频段应用中的谐波电路难以实现的问题。提高了大功率高频率的功率放大器晶体管的效率。

2、采用了主路、辅路、以及级间三组寄生参数平衡网络一同吸收与平衡晶体管寄生参数，能够最大程度地提高多赫蒂电路的工作带宽与效率。与常规的多赫蒂电路相比，减少了电路的匹配元件，节省面积，易于集成，并且能够减小整个电路的损耗，提升多赫蒂电路的性能。

3、该种多赫蒂放大器在输入可以设置相位匹配网络(PBN)能够拟合输出的相位曲线，使得合路AMAM特性变好，并适合宽带应用。

附图说明

下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述：

图1为现有多赫蒂放大器的电路架构图；

图2为本发明较佳实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图3为本发明片上集成谐波调制电路晶体管放大器的原理框图；

图4为本发明另一实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图5为本发明另一实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图6为本发明另一实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图7为本发明另一实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图8为本发明另一实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图9为本发明另一实施例的多赫蒂放大器原理框图；

图10为本发明片上集成谐波调制电路晶体管放大器的设计实例示意图；

图11为本发明架构与已有架构的输入端谐波阻抗的幅度模拟值对比结果；

图12为本发明架构与已有架构的史密斯圆图的S参数对比值；

图13为本发明架构与已有架构的最优阻抗匹配度示意图。

具体实施方式

以下结合具体实施例对上述方案做进一步说明。应理解，这些实施例是用于说明本发明而不限于限制本发明的范围。实施例中采用的实施条件可以根据具体厂家的条件做进一步调整，未注明的实施条件通常为常规实验中的条件。

实施例1：

如图2所示，一种宽带多赫蒂放大器，包括：输入（RF in），输出（RF out），主晶体管放大器M，及一个辅晶体管放大器P，当然也可以扩展为多个辅放大器，原理相同，这里仅以一个辅放大器进行具体说明。主晶体管放大器和辅晶体管放大器芯片上集成输入谐波调制电路HTi和输出谐波调制电路HTo，即晶体管放大器与输入谐波调制电路HTi和输出谐波调制电路HTo集成于同一衬底上，如图9所示。主晶体管放大器和辅晶体管放大器的栅极输入端连接输入谐波调制电路HTi，主晶体管放大器和辅晶体管放大器的漏极输出端连接输出谐波调制电路HTo，如图3所示。输入谐波调制电路可以为输入串联谐振陷波电路，所述输出谐波调制电路为输出低通谐波阻抗调制电路。

输入谐波调制电路HTi包括第一电感10，及与第一电感10连接的接地电容11。输入谐波调制电路HTi的电感、电容值由如下公式计算得到：

其中，f ₀为二次谐波的频率，L为串联电感，C为串联电容。

输出谐波调制电路HTo包括第二电感20，及与第二电感20连接的接地电容21。输出谐波调制电路HTo使晶体管放大器的输出阻抗在二次谐波处实现最大值。

以5GHz频段的一个功率放大器为例，本发明的输入端谐波阻抗与原有架构输入端谐波阻抗的幅度模拟值对比结果如图11所示，史密斯圆图的S参数对比值如图12所示，与原有架构相比本发明在更宽的带宽内很好的降低了谐波阻抗，更好的实现二次谐波的短路效果，从而提升了功率放大器的效率。

主晶体管放大器M的输出节点通过级间串联电感Lh1和Lh2与辅晶体管放大器P的输出节点连接，当然也可以通过一个级间串联电感连接，或者多个，一般为两个。

主放大器的输出节点和/或辅放大器和/或串联电感的中间节点连接寄生参数平衡网络，寄生参数平衡网络包括主晶体管放大器寄生参数平衡网络，辅晶体管寄生参数平衡网络，以及级间寄生参数平衡网络。这三种寄生参数平衡网络可与根据设计的需要灵活选取其中的一种，两种或三种。

如图2所示为级间串联电感Lh1和Lh2中间点连接寄生参数平衡网络010，主晶体管放大器输出端同时连接寄生参数平衡网络100，辅晶体管放大器输出端连接寄生参数平衡网络001，辅晶体管放大器P的输出节点连接输出阻抗变换器（AIT）作为输出（RF out）。

阻抗变换器（AIT）的特性阻抗选择可以按主路和辅路对称原则来选取，也可以按主路和辅路非对称原则来选取。

寄生参数平衡网络100，010，001都包括平衡电感和与平衡电感串联的接地隔直电容。主晶体管放大器M的输出端连接寄生参数平衡网络100的平衡电感Lsm，平衡电感Lsm的另一端与接地的隔直电容Csm形成串联电路。辅晶体管放大器P的输出端连接寄生参数平衡网络001的平衡电感Lsp，平衡电感Lsp的另一端与接地的隔直电容Csp形成串联电路。级间串联电感Lh1和Lh2中间点连接寄生参数平衡网络010的平衡电感Lsc，平衡电感Lsc的另一端与接地的隔直电容Csc形成串联电路。

寄生参数平衡网络中的平衡电感以及级间串联电感Lh1和Lh2可以采用键合线电感实现，也可以采用平面电感或由分布式高阻线或分立绕线电感替代实现。

辅晶体管放大器P的输出节点连接输出阻抗变换器AIT后作为输出。输出阻抗变换器AIT用于将doherty合路的阻抗变换到一定的数值，例如，50Ohm。

级间串联电感Lh1和Lh2与三个寄生参数平衡网络100、010、001以及主晶体管放大器和辅晶体管放大器的寄生参数共同构成Doherty倒相电路，起到Doherty电路中高阻牵引的作用。高阻牵引的原理根据如下公式：

其中，n为系数，Ropt为晶体管最佳输出性能时的阻抗，X _L为负载电抗。为了获取高效率的同时兼顾带宽和线性，选取合适的m值，例如2<m<4。从而得到n和X _L的值。再根据n和X _L的值以及主晶体管放大器M和辅晶体管放大器P的寄生参数的值计算出各个电容、电感的参数值。

输入（RF in）连接功率分配单元PD，功率分配单元PD的两个输出端分别与主路输入匹配网络IMM和辅路输入匹配网络IMP的输入端相连，将功率分配给主路和辅路两个支路。主路输入匹配网络IMM输出端与主晶体管M相连，形成阻抗匹配。辅路输入匹配网络IMP的输出端与相位均衡网络PBN的输入端相连形成阻抗匹配，相位均衡网络PBN的输出端与辅晶体管的输入端相连形成阻抗匹配的同时，实现均衡的移相。

如图13所示，本发明能够更好的实现多赫蒂功率放大器的最优阻抗匹配，从而提升多赫蒂电路的功率和效率。

实施例2：

如图4所示，主晶体管放大器M的输出端先与隔直电容Csm相连，辅晶体管放大器P的输出端先与隔直电容Csp相连，然后通过级间串联电感Lh1和Lh2连接。这样三个寄生参数平衡网络100、010、001可以简化成单个接地电感Lsm、Lsc、Lsp，然后分别接地。

实施例3：

在具体应用中，也可以根据实际情况，适当对三个寄生参数网络100、010、001进行组合应用，这三种寄生参数平衡网络可与根据设计的需要灵活选取其中的一种，两种或三种。如图5所示，连接两个寄生参数平衡网络，包括辅晶体管寄生参数平衡网络010和级间寄生参数平衡网络001。如图6所示，连接一个寄生参数平衡网络，如一个级间寄生参数平衡网络。如图7所示，连接一个寄生参数平衡网络，一个辅晶体管寄生参数平衡网络010。

实施例4：

三路多赫蒂电路包括两个辅放大器；每一个主放大器M和辅放大器（P1，P2）的芯片上分别集成有与主放大器M或辅放大器（P1，P2）连接的谐波调制电路；主放大器M和辅放大器（P1，P2）的栅极输入端连接输入谐波调制电路HTi，主放大器M和辅放大器（P1，P2）的漏极输出端连接输出谐波调制电路HTo。

主放大器M的输出节点和辅放大器P1的输出节点通过两个级间串联电感Lh1和Lh2连接，辅放大器P1的输出节点和辅放大器P2的输出节点通过级间串联电感Lh3和级间串联电感Lh4连接。

主放大器M的输出节点和/或辅放大器（P1，P2）和/或串联电感的中间节点连接寄生参数平衡网络。图8和图9中，主放大器M的输出节点连接寄生参数平衡网络100，辅放大器P1的输出节点连接寄生参数平衡网络001，辅放大器P2的输出节点连接寄生参数平衡网络002，主放大器M和辅放大器P1的串联电感的中间节点连接寄生参数平衡网络010，辅放大器P1和辅放大器P2的串联电感的中间节点连接寄生参数平衡网络020。

如图8所示，输出阻抗变换器AIT可以与第二个辅放大器P2的输出节点相连，形成一种三路多赫蒂电路。

如图9所示，输出阻抗变换器AIT可以与第一个辅放大器P1的输出端相连，形成另一种三路多赫蒂电路。

晶体管放大器T与输入谐波调制电路HTi和输出谐波调制电路HTo集成在同一个有源衬底上，如图10所示，有源衬底如GaN，GaAs，LDMOS等，形成单片集成电路(MMIC)。可以将输入无源集成器件(IPD1)和输出无源集成器件(IPD2)集成在低成本的基片衬底上，如GaAs，高阻硅，PCB，陶瓷片等。

集成无源器件(IPD1，IPD2)和单片集成电路(MMIC)一起贴装在散热法兰(Flange)上。输入端通过键合线BW1与外界相连，输出端通过键合线BW4与外界相连。输入无源集成电路IPD1通过键合线BW2与单片集成电路MMIC相连，输出无源集成电路IPD2通过BW3和BW5与单片集成电路MMIC相连。

也可以将所有的电路集成在同一个有源衬底上，包括输入、主放大器、辅放大器、输入谐波调制电路HTi、输出谐波调制电路HTo、级间串联电感、寄生参数平衡网络、及输出中的电路，有源衬底如GaN，GaAs，LDMOS等，形成单片集成电路(MMIC)。MMIC贴装在法兰上，输入端通过键合线BW1外界相连，输出端通过键合线BW2与外界相连。

本发明架构的组装方式可以采用i-Module形式。也可以采用传统封装形式，比如陶瓷，OMP，空腔塑料等。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims

1.一种宽带多赫蒂放大器，包括：

输入，输出，主放大器，及至少一个辅放大器，其特征在于，

2.根据权利要求1所述的宽带多赫蒂放大器，其特征在于，所述谐波调制电路包括与放大器的输出端连接的输入谐波调制电路和/或与放大器输出端连接的输出谐波调制电路。

3.根据权利要求2所述的宽带多赫蒂放大器，其特征在于，所述输入谐波调制电路为输入串联谐振陷波电路，所述输出谐波调制电路为输出低通谐波阻抗调制电路。

4.根据权利要求2所述的宽带多赫蒂放大器，其特征在于，所述输入谐波调制电路包括第一电感，及与第一电感连接的接地电容。

5.根据权利要求2所述的宽带多赫蒂放大器，其特征在于，所述输出谐波调制电路包括第二电感，及与第二电感连接的接地电容。

6.根据权利要求1-5任一项所述的宽带多赫蒂放大器，其特征在于，所述寄生参数平衡网络包括接地的平衡电感，所述主放大器的输出节点和辅放大器的输出节点连接隔直电容后通过串联电感连接。

7.根据权利要求1-5任一项所述的宽带多赫蒂放大器，其特征在于，所述寄生参数平衡网络包括平衡电感和与平衡电感串联的接地隔直电容。

8.根据权利要求1-5任一项所述的宽带多赫蒂放大器，其特征在于，所述第一个辅放大器或最后一个辅放大器的输出节点连接阻抗变换器后作为输出。